DE3812314C2

DE3812314C2 - Steuerverfahren für einen Asynchronmotor

Info

Publication number: DE3812314C2
Application number: DE3812314A
Authority: DE
Inventors: Takayuki Matsui; Toshiaki Okuyama; Takashi Sukegawa; Junichi Takahashi
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1987-04-13
Filing date: 1988-04-13
Publication date: 1994-05-11
Anticipated expiration: 2008-04-14
Also published as: US4808903A; DE3812314A1

Description

Ein Steuerverfahren für einen Asynchronmotor mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen ist aus DE 35 29 591 A1 bekannt. Dort werden die Motorströme mittels eines Frequenzgenerators mit nachgeschaltetem Integrierer erfaßt, wobei der Integrierer das Stromintegral in einer Periode bildet, die ein oder mehrere ganze Halbperioden der Pulsfrequenz beträgt. Bei dem bekannten Verfahren ergibt sich ein Fehler daraus, daß das Stromintegral als eine Größe gebildet wird, die gegenüber dem Ist-Stromwert um ein von der Integrationsperiode und der Frequenz abhängiges Maß zeitlich verzögert ist.

Aus US 3 631 342 ist es bekannt, bei einem digitalen Voltmeter einen Analog/Digital-Wandler mit spannungsgesteuertem Oszillator und nachgeschaltetem Zähler zu verwenden, wobei der Zähler ein Meßsignal über eine vorgegebene Meßdauer integriert.

In Tietze, Schenk: "Halbleiter-Schaltungstechnik", Springer-Verlag, 1978, 4. Auflage, Seiten 643 und 644, ist ferner beschrieben, wie bei einem ähnlich arbeitenden Analog/Digital-Wandler mit Zählern ein auf dem Offset-Fehler eines Operationsverstärkers beruhender Integrationsfehler auch bei verhältnismäßig langer Umwandlungszeit korrigiert werden kann.

JP 60-19236 B2 und DE 34 03 802 A1 offenbaren Steuerverfahren für Asynchronmotoren, die mit Pulswechselrichtern gespeist werden und eine komponentenweise Stromregelung in einem auf den Fluß bezogenen Koordinatensystem vornehmen. Aus der genannten JP-Druckschrift ist darüber hinaus die Berechnung des Flußwinkels als Integral der Frequenz bekannt, die sich ihrerseits als Summe aus gemessener Drehzahlfrequenz und errechneter Läuferfrequenz ergibt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Steuerverfahren gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 den genannten Fehler zu korrigieren, der bei dem aus DE 35 29 591 A1 bekannten System aus der Verzögerung des erfaßten Stromintegrals gegenüber dem Ist-Stromwert resultiert.

Die Lösung dieser Aufgabe gelingt mit der im Anspruch 1 gekennzeichneten Erfindung.

Da bei feldorientierter Regelung die Phasenlage der Größen wesentlich kritischer ist als ihre Amplitude, reicht die im Anspruch 1 gekennzeichnete Korrektur hinsichtlich des Phasenwinkels zur Lösung der genannten Aufgabe im wesentlichen aus. In den vorteilhaften Weiterbildungen der Erfindung gemäß Anspruch 5 ist zusätzlich eine Amplitudenkorrektur vorgesehen.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den anderen Unteransprüchen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnungen näher erläutert. Darin zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer gesamten Vektorsteuerung,

Fig. 2A bis 2C Diagramme zur Erläuterung des Prinzips, nach dem höherfrequente Oberwellen beseitigt werden,

Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm zur Erläuterung von Einzelheiten eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 4A bis 4C Diagramme zur Erläuterung der Dämpfung von höherfrequenten Oberwellen,

Fig. 5, 6 und 8 Schaltbilder zur Erläuterung von Einzelheiten eines zweiten, eines dritten bzw. eines vierten Ausführungsbeispiels des Stromkomponentendetektors,

Fig. 7A und 7B Schaltungsanordnungen eines Dreiphasen/Zweiphasen-Wandlers, und

Fig. 9A und 9B Ablaufdiagramme zur Erläuterung der Betriebsweise für den Fall, daß die hier beschriebene Steuerung mit einem Mikroprozessor ausgestattet ist.

Zur Erläuterung der Erfindung wird zunächst der Gesamtaufbau der Motorsteuerung beschrieben, woraufhin verschiedene Arten der Erfassung des Motorstroms anhand von Gleichungen im einzelnen erläutert werden.

Fig. 1 zeigt ein Gesamtblockschaltbild einer Motorsteuerung, wobei ein Dreiphasen-Asynchronmotor 2 aus einer Gleichstromquelle 20 über einen Wechselrichter 1 mit Energie versorgt wird. Der Wechselrichter 1 liefert die Klemmenspannung des Motors 2. Die Werte der Motorströme in den drei Phasen werden durch die Stromfühler 3U, 3V und 3W als Größen i_u, i_v und i_w gemessen und mittels eines Dreiphasen/Zweiphasen-Wandler 4 in zweiphasige Wechselströme i_α, i_β umgewandelt. Aus dem Zeitintegral der Ströme i_α, i_β im Ständerkoordinatensystem werden Stromwerte I_α, I_β gebildet, die über einen Stromkomponentenbildner 5 in eine magnetisierende Stromkomponente I_d und eine drehmomentbildende Stromkomponente I_q in einem rotierenden, feldorientierten Koordinatensystem umgewandelt werden.

Die magnetisierende Stromkomponente I_d wird mit negativer Polarität in einem Addierer 6 zu einer magnetisierenden Sollstromkomponente I_d* addiert; die drehmomentbildende Stromkomponente I_q wird mit negativer Polarität in einem Addierer 7 zu einer drehmomentbildenden Sollstromkomponente I_q* hinzuaddiert. Die von einem Tachometer 8 abgegebene Drehfrequenz ω_r wird mit negativer Polarität in einem Addierer 9 zu einer Sollfrequenz ω_r* addiert und ferner einem Addierer 10 zugeführt.

Der Ausgang des Addierers 9 gibt den Regelfehler zwischen Ist- und Sollfrequenz an, aus dem eine Stromsteuerstufe 11 die drehmomentbildende Sollstromkomponente I_q* derart erzeugt, daß der Fehler zu Null wird. Die Sollstromkomponente I_q* wird einem Schlupfrechner 12 sowie dem Addierer 7 zugeführt. Der Schlupfrechner 12 berechnet die Schlupffrequenz ω_s* und führt sein Ausgangssignal dem Addierer 10 zu, der die Werte ω_s* und ω_r addiert und die Summe als Motorstromfrequenz ω₁ einem Integrierer 13 und einem Proportionalverstärker 14 zuführt.

Der Addierer 6 erzeugt den Regelfehler zwischen den Soll- und Istwerten I_d* und I_d der magnetisierenden Stromkomponente, aus dem die Stromsteuerung 15 mittels einer PI-Regelung eine Sollspannungskomponente v_d* im rotierenden feldorientierten Koordinatensystem derart erzeugt, daß der Fehler zu Null wird. In ähnlicher Weise erzeugt der Addierer 7 den Regelfehler zwischen den Soll- und Istwerten I_q*, I_q der drehmomentbildenden Stromkomponente, aus dem eine Stromsteuerung 16 beispielsweise mittels PI-Regelung eine Sollspannungskomponente v_q* im feldorientierten Koordinatensystem derart erzeugt, daß der Regelfehler zu Null wird.

Die beiden Sollspannungswerte v_d* und v_q* werden einem Koordinatenwandler 17 zugeführt, der die Eingangssignale in dreiphasige Sollspannungen v_u*, v_v* und v_w* im Ständerkoordinatensystem erzeugt. Koordinaten-Bezugssignale erhält der Koordinatenwandler 17 von einem Oszillator 18, der in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des Integrierers 13 ein Sinus- und ein Cosinussignal liefert.

Die Ausgänge des Koordinatenwandlers 17 liegen an einer Pulsbreitenmodulations-Steuerschaltung 19, deren Ausgangssignale v_u, v_v und v_w als Sollspannungen vorgegebener Pulsfrequenz am Wechselrichter 1 liegen. Auf dieser Weise werden die Spannungen und die Frequenz des Asynchronmotors 2 vorgegeben.

Der Stromkomponentenbildner 5 wandelt die Motorströme im Ständerkoordinatensystem in solche im rotierenden feldorientierten Koordinatensystem um, wobei die Koordinaten-Bezugssignale für diese Koordinatentransformation Sinus- und Cosinussignale sind, die aufgrund des Ausgangssignals eines Addierers 21, d. h. entsprechend der Differenz zwischen den Ausgängen des Integrierers 13 und des Proportionalverstärkers 14, von einem Oszillator 22 zugeführt werden.

Im folgenden wird anhand von Gleichungen erläutert, wie die hochfrequenten Oberwellen des Motorstroms durch Integration der Motorstromwerte beseitigt werden, so daß die Differenz zwischen dem Integral des n-ten Meßwerts und dem Integral des (n+1)ten Meßwerts den Momentanwert der Grundwelle des Motorstroms darstellt.

Fig. 2A zeigt die Wellenform des Motorstroms (i_α oder i_β) einschließlich höherfrequenter Oberwellen. Mit T_s ist die Periode bezeichnet, über die der Motorstrom integriert wird.

Das Integral I_n des Motorstroms zum n-ten Abtastzeitpunkt (t-T_s) ergibt sich als

Das Integral I_(n+1) des Motorstroms zum nächsten, d. h. (n+1)ten, Abtastzeitpunkt t ergibt sich als

Die Differenz zwischen diesen beiden Integralen entspricht dem Integral des Motorstroms im Intervall von (t-T_s) bis t, das folgendermaßen geschrieben werden kann:

In diesen Gleichungen stellt I_α die Grundwelle und I_α _h eine höherfrequente Oberwelle dar.

Die im Ausgangsstrom des Wechselrichters 1 enthaltene Oberwelle ist gemäß Fig. 2B mit der Trägerwelle synchron. Stimmt das Integrationsintervall (t-T_s) bis t, d. h. die Abtastperiode T_s, mit der Periode des Oberwellen oder einem ganzzahligen Vielfachen (z. B. dem 1 bis 5fachen) davon überein, so wird das Integral der Oberwellen zu Null, da die Integration über eine Periode einer sinusförmigen Welle den Wert Null ergibt. Mit anderen Worten, nimmt das Integral der Oberwellen auf der rechten Seite der Gleichung (5) den Wert Null an.

Die Differenz zwischen den beiden Integralen kann daher im Intervall T_s den Wert des Integrals der Grundwelle annehmen, d. h.

Gemäß dem Vektorkoordinatendiagramm der Fig. 2C ergibt sich die Grundwelle I_a des Primärstroms als

I_α = I₁ · cos (ω₁t + R) (7)

Hierin sind:

₁ = Motorstromfrequenz
T_s = Abtast- bzw. Integrationsperiode
R = Phasenwinkel des Raumvektors.

Im folgenden sei angenommen, daß die Differenz I_(n+1)-I_n durch den Wert ΔI_α repräsentiert wird. Dann ergibt sich Gleichung (6) zu

Entsprechendes gilt für die Grundwelle I_β:

In diesem Fall ist der Ausdruck 2/ω₁ · sin ω₁T_s/2 für die Integrale I_α und I_β ein von der Zeit unabhängiger Term; wird die Verstärkung so gewählt, daß dieser Term den Wert 1 annimmt, so werden die Grundwellenkomponenten I₁ · cos (ω₁t+R) und I₁ · sin(ω₁t+R). Dabei stellt der Term -ω₁T_s/2 einen Integrationsfehler dar, der korrigiert werden muß, um die genaue Grundwelle zu erhalten. Wie weiter unten genauer beschrieben, erfolgt diese Fehlerkompensation durch Korrektur der Koordinaten-Bezugswerte während der Transformation des Motorstroms vom Ständerkoordinatensystem in das feldorientierte Koordinatensystem.

Wie aus den obigen Gleichungen (1) bis (8) hervorgeht, wird die von Oberwellen freie Grundwelle des Motorstroms erhalten, wenn dieser über eine Abtastperiode T_s integriert wird, die gleich der Periode der Oberwelle in der pulsbreitenmodulierten Welle oder einem ganzzahligen Vielfachen (vorzugsweise dem 1- bis 5fachen) davon ist. Verglichen mit der Abtastperiode eines konventionellen A/D-Wandlers kann also der Motorstrom mit einer Abtastperiode erfaßt werden, die ein ganzzahliges Vielfaches der Oberwelle ist und eine hinreichend lange Periode darstellt (niedrige Frequenz). Daher ist es möglich, die gesamte Steuerschaltung unter Verwendung eines langsamen Mikroprozessors aufzubauen und alle Operationen digital durchzuführen.

Als nächstes werden anhand von Fig. 3 Aufbau und Wirkungsweise des Stromkomponentenbildners 5 näher erläutert, der die magnetisierende und die drehmomentbildende Stromkomponente im feldorientierten Koordinatensystem erfaßt. In seinem Aufbau für höchste Genauigkeit besteht der Stromkomponentenbildner 5 im wesentlichen aus einem Integrierer 23 zur Integration der Ausgangssignale des Dreiphasen/Zweiphasen-Wandlers 4, d. h. der zweiphasigen Wechselströme i_α und i_β, Differenzstufen 24 und 25, die aus den Ausgangssignalen des Integrierers 23 in Intervallen der Abtastperiode T_s jeweils bestimmte Integralwerte berechnen, einem Koordinatentransformator 26, der jedes der beiden Ausgangssignale der Differenzstufen 24, 25 in ein rechtwinkliges, nämlich das feldorientierte, Koordinatensystem transformiert, das gegenüber dem Ständerkoordinatensystem um einen zum Produkt aus Motorstromfrequenz ω₁ und Abtastperiode T_s proportionalen Winkel verzögert ist, und einer Verstärkungs-Kompensationsstufe 27 zur Amplitudenkorrektur der Ausgangssignale des Koordinatentransformators 26 in Übereinstimmung mit den Werten von Motorstromfrequenz ω₁ und Abtastperiode T_s.

In dem Integrierer 23 werden die Ausgangssignale des Dreiphasen/Zweiphasen-Wandlers 4 mittels Spannungs/Frequenz-Umsetzern 28, 29 jeweils in eine zur Größe des Wechselstroms proportionale Anzahl von Impulsen umgesetzt. Mit Hilfe von umsteuerbaren Zählern 30, 31 werden die so erhaltenen Impulszahlen je nach der Polarität der zweiphasigen Wechselströme aufwärts oder abwärts gezählt, wobei die jeweiligen Zählwerte in entsprechenden Halteschaltungen 32, 33 gehalten werden. Dies erfolgt jeweils in der vorgegebenen Abtastperiode T_s.

Die Differenzstufen 24, 25 unterwerfen die Ausgangssignale der Halteschaltungen 32, 33 jeweils einer Integration über die Abtast- oder Integrationsperiode T_s. Dabei dient jeweils ein Speicher 34, 35 (z^-1) zur Speicherung des Wertes aus der betreffenden Halteschaltung 32, 33 zum Zeitpunkt (t-T_s), d. h. des jeweils vor Beginn der Periode T_s gewonnenen Wertes; das Ausgangssignal des Speichers 34, 35 liegt mit negativer Polarität jeweils an einem Addierer 36, 37. Tritt am anderen Eingang des Addierers 36, 37 der Wert der Halteschaltung 32, 33 zum Zeitpunkt t auf, so wird von diesem der Wert zum Zeitpunkt (t-T_s) subtrahiert. Die Differenzstufen 24, 25 führen also die Berechnungen gemäß den Gleichungen (7) bzw. (8) durch.

Am Koordinatentransformator 26 liegen die Ausgangssignale eines den Oszillator 22 bildenden Cosinusfunktions- und Sinusfunktions-Oszillators 44, 45 als Koordinaten-Bezugssignale, um die Ausgangssignale der Differenzstufen 24, 25 mittels Multiplizierern 38 . . . 41 sowie Addierern 42, 43 aus dem Ständerkoordinatensystem in das drehfeldorientierte Koordinatensystem zu transformieren und als Ausgangssignale zur Verfügung zu stellen.

Diese Ausgangssignale werden Proportionalverstärkern 46, 47 (Verstärkungsfaktor: 1/T_s) sowie Multiplizierern 49, 50 zugeführt. Ein weiterer Multiplizierer 48 bildet das Quadrat aus der Motorstromfrequenz ω₁ und führt diesen Wert ebenfalls den Multiplizierern 49, 50 zu, deren Ausgangssignale mit weiteren Proportionalverstärkern 51, 52 verbunden sind. Die Ausgangssignale der Verstärker 46, 47 und 51, 52 werden jeweils in Addierern 53, 54 addiert. Dabei liefert der Addierer 53 die magnetisierende Stromkomponente I_d und der Addierer 54 die drehmomentbildende Stromkomponente I_q im feldorientierten Koordinatensystem.

Im folgenden wird die Wirkungsweise des Koordinatentransformators 26 und der Verstärkungs-Kompensationsstufe 27 anhand von Gleichungen näher erläutert. In dem Koordinatentransformator erfolgt eine Transformation des in Fig. 2C gezeigten Vektors I₁ bzw. seiner Komponenten aus dem Ständerkoordinatensystem α-β in das feldorientierte Koordinatensystem d-q. Die Beziehung zwischen den Werten ΔI_α, ΔI_β der durch die Differenzstufen 24, 25 gebildeten Motorstromkomponenten im Ständerkoordinatensystem einerseits und der durch die Verstärkungs-Kompensationsstufe 27 gebildeten magnetisierenden und drehmomentbildenden Stromkomponenten I_d, I_q im feldorientierenden Koordinatensystem andererseits läßt sich folgendermaßen darstellen:

Der Ausdruck

auf der rechten Seite der Gleichung (10) ist der Verstärkungs-Korrekturfaktor, der notwendig ist, um den erwähnten konstanten Term auf den Wert 1 zu setzen. Für diesen Term kann die Näherung der Gleichung (11) verwendet werden, wobei die in Fig. 3 gezeigte Verstärkungs-Kompensationsstufe 27 so aufgebaut ist, daß sie die Näherungsgleichung (11) ausführt. Der Term -ω₁T_s/2 dient dabei zur Kompensation des erwähnten, aus der Integration resultierenden Phasenfehlers. Mit anderen Worten ist der durch die Integration gebildete Motorstromvektor gegenüber dem tatsächlichen Stromvektor um ω₁T_s/2 phasenverzögert. Um eine korrekte Motorstrom-Vektorkomponente zu erhalten, wird die feldorientierte Koordinate für den erfaßten Stromvektor durch Drehung um -ω₁T_s/2 gegenüber der in Fig. 2 gezeigten tatsächlichen feldorientierten Koordinate d-q kompensiert. Diese Phasenfehlerkompensation erfolgt durch Korrektur der Phasen der in Fig. 3 gezeigten Koordinatenbezugssignal-Oszillatoren 44, 45 mit Hilfe des Verzögerungs-Kompensationsglieds 14.

Durch Einsetzen der Gleichungen (8) und (9) für ΔI_α und ΔI_β in Gleichung (10) läßt sich folgende Gleichung für I_d und I_q aufstellen:

Die rechte Seite in Gleichung (12) gibt dabei die magnetisierende und die drehmomentbildende Stromkomponente im rotierenden feldorientierten Koordinatensystem in Form der Stromgrundwelle an. Gleichung (12) zeigt, daß die genannten Komponenten mit hoher Genauigkeit erfaßt werden können.

Der oben beschriebene Betrieb gilt für den Fall, daß die Periode T_s mit der Periode der harmonischen Komponenten zusammenfällt. Im folgenden wird anhand von Gleichungen ein Fall beschrieben, bei dem diese Perioden nicht übereinstimmen. In diesem Fall verbleiben einige höherfrequente Oberwellen, deren Größen sich durch Integralausdrücke ΔI_α _n ΔI_β _n von harmonischen zweiphasigen Wechselstromkomponenten i_α _n, i_β _n im Ständerkoordinatensystem folgendermaßen angeben lassen:

Hierin bedeuten:

ω_n = Kreisfrequenz (rad/s) der Oberwellen.

Die Oberwellen-Komponenten i_dn, i_qn im feldorientierten Koordinatensystem lassen sich daher unter Zuhilfenahme der Gleichungen (10), (13) und (14) folgendermaßen ausdrücken:

Die Übertragungsfunktion |G| des Stromkomponentenbildners 5 bezüglich der Oberwellen-Komponenten nimmt somit folgende Form an:

In Fig. 4A bis 4C sind verschiedene, anhand von Gleichung (16) erhaltene Übertragungsfunktionen für drei verschiedene Abtastperioden dargestellt. Aus diesen Kennlinien ist zu ersehen, daß die Oberwellen, deren Frequenzen ganzzahlige Vielfache von 1/T_s sind, am stärksten geschwächt werden, wobei die Kennlinie derjenigen eines Verzögerungsfilters erster Ordnung sehr ähnlich ist. Ferner wird die Verstärkung bezüglich der Grundwelle ω₁ zu 0 (dB), was zeigt, daß die Messung mit sehr hoher Genauigkeit erfolgt.

Wird bei dem oben beschriebenen Betrieb die Periode T_s so gewählt, daß sie ein ganzzahliges Vielfaches (vorzugsweise das 1- bis 5fache) der Periode der Grundwelle des Leistungswandlers ist, so wird es möglich, die Abtastperiode länger zu machen als bei konventionellen Systemen und die Oberwellen vollständig zu unterdrücken. Dadurch lassen sich die magnetisierende und die drehmomentbildende Stromkomponente im rotierenden feldorientierten Koordinatensystem mit hoher Genauigkeit erfassen.

Fig. 3 zeigt, wie erwähnt, den Aufbau der Schaltung zur genauen Erfassung, wobei die Motorstromfrequenz ω₁ so gewählt oder die Periode T_s so klein ist, daß der Ausdruck 1/T_s auf der rechten Seite der Gleichung (10) gegenüber dem Term ω₁² · T_s/24 groß wird. Es ist daher möglich, die Verstärkungskorrektur mit dem Term 1/T_s allein anzunähern, so daß gemäß einem weiteren Ausführungsbeispiel ein einfacherer Aufbau erzielt wird, in dem die Verstärkungs-Kompensationsstufe 27 nur noch die Proportionalverstärker 46, 47 aufweist, nicht aber die Multiplizierer 48 . . . 50, die Proportionalverstärker 51, 52 und die Addierer 53, 54. In diesem einfacheren Aufbau liegen die Proportionalverstärker 46, 47 einfach in Reihe mit den Ausgängen des Koordinatentransformators 26, wie dies in Fig. 5 gezeigt ist.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel ist in Fig. 6 dargestellt, wobei gleiche Teile wie in Fig. 3 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind und nicht nochmals beschrieben werden. Bei dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 3 werden die Bezugssignale für die Koordinatentransformation korrigiert, um den aus der Integration der erfaßten Ströme über die Abtastperiode T_s resultierenden Phasenfehler zu korrigieren. Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel nach Fig. 5 wird diese Korrektur auf der Grundlage des Koordinatentransformations-Ergebnisses durchgeführt. In Fig. 6 werden die Bezugssignale für den Koordinatentransformator 26 von den Ausgangssignalen des Cosinusfunktions- und des Sinusfunktions-Oszillators 44, 45 gebildet, die entsprechend dem Ausgangssignal des die Motorstromfrequenz ω₁ integrierenden Integrierers 13 eine Sinus- bzw. eine Cosinuswelle erzeugen.

Der Phasenfehler wird in Fig. 6 durch eine Phasenverzögerungs-Kompensationsstufe 55 korrigiert, wobei die Ausgangssignale der Verstärkungs-Kompensationsstufe 27 jeweils an Addierern 56, 57 und Multiplizierern 58, 59 liegen. In den Multiplizierern 58, 59 werden diese Signale jeweils mit der Motorstromfrequenz ω₁ multipliziert, und die so gebildeten Ausgangssignale werden jeweils Proportionalverstärkern 60, 61 zugeführt. Das Ausgangssignal des Proportionalverstärkers 61 wird in dem Addierer 56 zum Ausgangssignal des Addierers 53 hinzuaddiert, um die magnetisierende Stromkomponente I_d im rotierenden feldorientierten Koordinatensystem zu bilden. Ähnlich wird das Ausgangssignal des Proportionalverstärkers 60 in dem Addierer 57 zum Ausgangssignal des Addierers 54 hinzuaddiert, um die drehmomentbildende Stromkomponente I_q im feldorientierten Koordinatensystem zu erzeugen.

Nachstehend wird die Arbeitsweise des anhand von Fig. 6 beschriebenen dritten Ausführungsbeispiels unter Bezugnahme auf die folgenden Gleichungen näher erläutert. Die in Verbindung mit dem ersten Ausführungsbeispiel erwähnten Gleichungen (10) und (11) lassen sich wie folgt erweitern:

Wie ersichtlich, erfolgt die Koordinatentransformation unter Verwendung der Bezugssignale für das feldorientierte Koordinatensystem, wobei wiederum der zweite Term auf der rechten Seite in Gleichung (17) als Kompensationsfaktor dient, um die magnetisierende und die drehmomentbildende Stromkomponente im rotierenden feldorientierten Koordinatensystem in gleicher Weise wie im ersten Ausführungsbeispiel durch hochgenaue Grundwellen-Komponenten erfassen zu können.

Bei dem Aufbau des Systems nach Fig. 1 werden dreiphasige Wechselströme i_u, i_v, i_w durch den Wandler 4 in zweiphasige Ströme i_α, i_β umgewandelt. Gemäß einem anderen Ausführungsbeispiel der Erfindung ist es auch möglich, die Relation i_u + i_v + i_w = 0 zu verwenden, so daß nur zwei der drei Phasen erfaßt zu werden brauchen. Mit anderen Worten läßt sich der Ausdruck für die Dreiphasen/Zweiphasen-Umwandlung wie folgt schreiben:

Hierin gilt: i_u + i_v + i_w = 0.

Somit ergibt sich:

Fig. 7A und 7B zeigen Schaltungsbeispiele für den Dreiphasen/Zweiphasen-Wandler 4 mit einer echten Dreiphasen/Zweiphasen-Umwandlung bzw. einer Zweiphasen/Zweiphasen-Umwandlung. Mit den Bezugszeichen 401 . . . 403, 407 und 408 sind dabei Proportionalverstärker bezeichnet, während die Bezugszeichen 404 . . . 406 und 409 Addierer bezeichnen.

Aus Gleichung (18) läßt sich folgende Gleichung herleiten:

In den Ausführungsbeispielen nach Fig. 3, 5 und 6 erfolgt die Integration nach der Dreiphasen/Zweiphasen-Umwandlung; wie anhand von Gleichung (20) zu erkennen, können die zweiphasigen Ströme i_α und i_β aber auch durch direkte Integration von zwei der dreiphasigen Ströme erhalten werden, indem die Integrationswerte für die Perioden T_s zwischengespeichert und durch die Schaltung nach Fig. 7A oder 7B einer Phasenumwandlung unterworfen werden. Fig. 8 zeigt ein Ausführungsbeispiel für eine derartige Ausführung. Dabei können der Phasenwandler und die nachfolgende Signalverarbeitungsstufe durch einen Mikroprozessor realisiert sein.

In Fig. 8 sind mit den Bezugszeichen 81, 82 Integrierer, mit 83, 84 Zwischenspeicher bzw. Haltestufen und mit 85 ein Dreiphasen/Zweiphasen-Wandler bezeichnet. Die Integrierer und die Haltestufen können den gleichen Aufbau haben wie in dem Integrierer 23 nach Fig. 3. Ebenso kann der Dreiphasen/Zweiphasen-Wandler 85 einen Aufbau gemäß Fig. 7A oder 7B haben. Die Ausgangssignale I_a, I_β des Phasenwandlers werden Differenzstufen zugeführt, wie sie in Fig. 3, 5 und 6 bei 24, 25 gezeigt sind. Die weitere Arbeitsweise ist die gleiche wie bei den obigen Ausführungsbeispielen und wird nicht nochmals erläutert.

Die obigen Ausführungsbeispiele wurden zum leichteren Verständnis anhand von Blockdiagrammen analoger Schaltungen erläutert. Der in Fig. 1 in dem strichpunktierten Kasten enthaltene Schaltungsteil läßt sich aber auch in digitaler Technik, etwa durch einen Mikroprozessor, realisieren. Ein solcher Mikroprozessor kann nach einem Programm arbeiten, wie es in Fig. 9A und 9B anhand eines Flußdiagramms erläutert ist.

Die genannten Ausführungsbeispiele wurden anhand der Ströme eines Asynchronmotors erläutert. Das gleiche Prinzip läßt sich auch zur Koordinatenumwandlung von Wechselspannungen oder Wechsel-Magnetflüssen heranziehen, um den Vekor (Grundwellenkomponente) im rotierenden feldorientierten Koordinatensystem zu erfassen.

Claims

1. Steuerverfahren für einen Asynchronmotor, der durch einen mit vorgegebener Pulsfrequenz gepulsten Wechselrichter gespeist wird, wobei

a) die Motorströme (i_u, i_v, i_w) gemessen werden,
b) die Werte der gemessenen Motorströme (i_u, i_v, i_w)

oder daraus gebildeter orthogonaler Komponenten (i_α, i_β) im ruhenden Koordinatensystem jeweils über eine vorgegebene Periode T_s integriert werden, die gleich ist der Periode der Pulsfrequenz oder einem ganzzahligen Vielfachen davon,

c) die Stromvektorkomponenten (i_d, i_q) in einem feldorientierten, mit vorgegebener Frequenz ω₁ rotierenden Koordinatensystem gebildet werden, und
d) diese Stromvektorkomponenten (i_d, i_q) in Abhängigkeit von vorgegebenen Soll-Stromkomponenten (i_d*, i_q*) geregelt werden,
dadurch gekennzeichnet, daß die durch die Integration gebildeten Stromvektorkomponenten (i_α, i_β) durch Drehung um den Winkel ω₁ · T_s/2 korrigiert werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Integration folgende Schritte umfaßt:
Umwandeln des Wertes jedes der gemessenen Motorströme (i_u, i_v, i_w) bzw. jeder der Stromvektorkomponenten (i_α, i_β) im ruhenden Koordinatensystem in einen Impulszug mit einer dem Wert entsprechenden Frequenz,
Zählen der Anzahl von Impulsen über die vorgegebene Periode T_s,
Halten jedes Zählwertes nach jeder der vorgegebenen Perioden T_s, und
Berechnen der Differenz zwischen dem nach der n-ten Periode gehaltenen Wert und dem nach der (n+1)-ten Periode gehaltenen Wert.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß als Motorströme zwei Phasenströme (i_u, i_v) des Asynchronmotors integriert werden.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die vorgegebene Periode T_s das ein- bis fünffache der Periode der Pulsfrequenz ist.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromvektoramplituden durch Multiplikation mit dem Faktor 1/T_s oder mit dem genaueren Faktor ω₁² · T_s + 1/T_s oder mit dem noch genaueren Faktor ω₁/2 · sin(ω₁ · T_s/2) korrigiert werden.

6. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendrehung durch Summation jeder Stromkomponente mit der jeweils anderen, mit dem Faktor ω₁ · T_s/2 multiplizieren Komponente erfolgt.