DE3715238A1 - Transistor-schalteinrichtung mit basisstrom-regulierung - Google Patents
Transistor-schalteinrichtung mit basisstrom-regulierungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Einstellung
oder Regulierung des Basisstroms eines Transistors.
In vielen Fällen ist es wünschenswert und/oder notwendig,
einen Bipolartransistor als Schalter zu verwenden, um eine
Betriebs- oder eine Eingangsspannung (V IN ) auf eine Last
zu koppeln. In manchen dieser Fälle wie z. B. in kraftfahrttechnischen
Systemen kann sich die Last über einen
weiten Bereich ändern (z. B. von 16 Ohm bis 2000 Ohm).
Die dem Transistorschalter zugeordnete Schaltungsanordnung
ist typischerweise für einen einwandfreien Betrieb so ausgelegt,
daß sie den Transistorschalter mit genügend hohem
Basisstrom ansteuert, um ihn in die Sättigung zu bringen,
wenn der Zustand höchster Belastung herrscht (d. h. wenn
die Last ihren niedrigsten ohmschen Widerstandswert hat
und den stärksten Strom zieht). Zur Erläuterung sei als
Beispiel angenommen, daß die maximale Betriebsspannung
(V IN ) gleich 16 Volt ist und daß die "stärkste" Last 16 Ohm
hat, so daß der Transistorschalter zwischen seinem
Emitter und seinem Kollektor einen Laststrom (I L ) von ungefähr
1 Ampère leiten muß. Ferner sei angenommen, daß die
Vorwärts-Stromverstärkung (β) des Transistorschalters
gleich 20 ist, so daß ein Basisstrom von ungefähr 50 Milliampère
auf den Transistorschalter gegeben werden muß, damit
er in die Sättigung getrieben wird. Dieser Basisstrom
wird auch dann geliefert, wenn die Belastung vermindert
wird. Wenn also eine Last von 2000 Ohm an den in dieser
Weise vorgespannten Transistor geschaltet wird, dann beträgt
der Laststrom ungefähr 8,0 Milliampère, während der
Basisstrom auf dem Wert von 50 Milliampère bleibt, obwohl
ein Basisstrom von 0,4 Milliampère zur Sättigung des Transistorschalters
ausreichen würde. Es ist ganz offensichtlich
unrationell, an einen Transistor mit einer β-Verstärkung
von 20 einen Basisstrom von 50 Milliampère zu legen,
um einen Laststrom (Kollektor-Emitter-Strom) von 8,0 Milliampère
zu leiten. Zum einen wird hiermit Leistung in der
Basisansteuerschaltung verschwendet, und zum anderen wird
der Transistor in die Sättigung übersteuert, so daß das
Ausschalten des Transistors sehr langsam vor sich geht.
Die Unwirtschaftlichkeit des Systems wird noch größer, wenn
sich die Eingangsspannung ebenfalls über einen weiten Bereich
(z. B. von mehr als 16 Volt bis auf 4 Volt) ändern
kann, während der Basisstrom auf den ungünstigsten Fall
abgestellt ist, nämlich auf die Stärkste Last (z. B. 16
Ohm), die höchste Spannung (z. B. 16 Volt) und die kleinste
β-Verstärkung. So muß der Transistorschalter z. B. im Falle
einer Spannung V IN von 4 Volt und einer Last von 2000 Ohm
einen Laststrom von ungefähr 2 Milliampère leiten. Die
Beaufschlagung des Transistorschalters mit einem Basisstrom
von 50 Milliampère ist natürlich unwirtschaftlich, wenn
ein Basisstrom von 0,1 Milliampère ausreichen würde. Es
ergibt sich also das Problem der Basis-Übersteuerung und
einer übermäßigen Verlustleistung, wenn der Basisstrom
eines Transistors zu bemessen ist, daß er den Transistor
zum Leiten eines starken Laststroms befähigt, während der
Transistor in Wirklichkeit unter Bedingungen für geringeren
Laststrom betrieben wird.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Transistorschalter
für rationelleren Betrieb auszubilden. Diese Aufgabe
wird erfindungsgemäß durch Merkmale gelöst, wie sie
in den Patentansprüchen 1, 2 und 9 beschrieben sind. Vorteilhafte
Ausgestaltungen der Erfindung sind jeweils in
Unteransprüchen gekennzeichnet.
Das Problem der Übersteuerung der Basis eines Transistors
wird in erfindungsgemäßen Schaltungen dadurch überwunden,
daß die Kollektor-Emitter-Spannung (V CE ) des Transistorschalters
gefühlt und der Basisstrom abhängig davon gesteuert
wird. Die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistorschalters
und sein Basisstrom werden so bemessen, daß diese
Größen ihren Maximalwert haben, wenn der Transistorschalter
den höchsten Nennlaststrom leitet. Sinkt die Kollektor-
Emitter-Spannung des Transistors unter ihren Maximalwert,
dann wird die Abnahme dieser Spannung gefühlt, und der Basisstrom
für den Transistor wird vermindert.
Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel
anhand von Zeichnungen erläutert:
Fig. 1 zeigt teilweise als Detailschaltbild und teilweise
in Blockform eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung;
Fig. 2 ist ein detailliertes Schaltbild einer erfindungsgemäßen
Anordnung.
In den Fig. 1 und 2 sind die zur Veranschaulichung der
Erfindung eingezeichneten Transistoren als Bipolartransistoren
dargestellt, und die relativen physikalischen
Größen mancher Transistoren sind, sofern von Bedeutung,
jeweils durch eine Zahl oder einen Großbuchstaben vor dem
Buchstaben "x" angegeben (z. B. 1x, 2x, Jx). Das heißt, die
physikalische Größe eines Elementes ist proportional dem
Wert, der durch die Zahl oder den Buchstaben vor dem Buchstaben
"x" ausgedrückt wird; d. h. ein mit 2x (oder Jx)
bezeichnetes Element hat also eine Emitterfläche, die
zweimal (oder J-mal) so groß ist wie die Emitterfläche eines
mit 1x bezeichneten Elementes, und leitet einen zweimal
(oder J-mal) so starken Strom wie ein mit 1x bezeichnetes
Element unter gleichen Vorspannungsbedingungen. In
der nachstehenden Beschreibung wird für einen beliebigen
Transistor Qi die jeweils zugehörige Basis-Emitter-Spannung
mit V BEi , die zugehörige Kollektor-Emitter-Spannung
mit V CEi und der zugehörige Kollektorstrom mit I Ci bezeichnet.
Ferner wird der Spannungsabfall zwischen Kollektor
und Emitter eines Transistors in der nachstehenden
Beschreibung manchmal mit V EC (anstatt V CE ) bezeichnet,
um anzudeuten, daß das Emitterpotential positiver ist als
das Kollektorpotential. In ähnlicher Weise wird der Spannungsabfall
zwischen Basis und Emitter eines Transistors
manchmal mit V EB (anstatt V BE ) bezeichnet, um auch hier
anzudeuten, daß das Emitterpotential positiver ist als
das Basispotential.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält eine Versorgungsquelle
13, die z. B. eine Kraftfahrzeugbatterie sein
kann und an eine Eingangsklemme 11 angeschlossen ist.
Die von der Quelle 13 erzeugte Spannung bildet die Eingangsspannung
für das System und ist mit V IN bezeichnet.
Der Nennwert von V IN kann bei 12 Volt liegen, der tatsächliche
Wert kann sich jedoch z. B. von 4 Volt bis auf
mehr als 16 Volt ändern. Die Spannung V IN wird über einen
normalerweise eingeschalteten (leitenden) PNP-Bipolartransistorschalter
Q 26, dessen Emitter mit der Klemme 11
und dessen Kollektor mit einer Ausgangsklemme 15 verbunden
ist, auf eine Last R L gekoppelt. Die zwischen die
Klemme 15 und Masse angeschlossene Last ist durch einen
Widerstand R L dargestellt, dem ein glättender und energiespeichernder
Kondensator C L parallelgeschaltet ist. Obwohl
hier als Widerstand R L und Kondensator C L abgebildet,
kann die Last in der Praxis aus irgendeiner beliebigen
Anzahl und Auswahl von Elementen bestehen. Die Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 soll eine Last speisen, deren äquivalente
Impedanz beliebige Werte innerhalb eines größeren
Bereichs annehmen kann, z. B. von 16 Ohm bis 2000 Ohm.
Der Transistor Q 26 leitet über die von seinem Emitter
zu seinem Kollektor führende Strecke einen Laststrom I L ,
der eine Funktion des Basisstroms I B26 und der Vorwärts-
Stromverstärkung b 26 dieses Transistors ist (d. h. es gilt
(I L = β 26 · I B26). In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1
wird der Basisstrom I B26 reguliert, um eine allzu starke
Basis-Übersteuerung zu verhindern. Obwohl der Strom I B26
reguliert wird, hat er stets eine genügend hohe Amplitude,
um den Transistor Q 26 einschalten zu können und zu bewirken,
daß die Kollektor-Emitter-Spannung V EC26 dieses Transistors
für alle Laststromwerte, die gleich oder kleiner
sind als der vorgeschriebene maximale Laststrom, kleiner
ist als ein vorgeschriebener Maximalwert.
Der Basisstrom I B26 ist eine verstärkte Version (um den
Faktor J · Z) des Steuerstroms I C19, der über den Kollektor
eines Transistors Q 19 eines Netzwerkes 129 fließt.
In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 werden zwei Netzwerke
(129 und 131) verwendet, um effektiv die Spannung
V EC26 längs der Kollektor-Emitter-Strecke von Q 26 zu
fühlen und Ströme I C19 und I C20 zu erzeugen, die sich
relativ zueinander als Funktion von V EC26 ändern.
Das Netzwerk 129 enthält einen als Diode geschalteten
Transistor Q 16, einen Widerstand R 5 und den bereits erwähnten
Transistor Q 19. Der Emitter von Q 16 ist mit der
Klemme 11 verbunden, und die Basis und der Kollektor von
Q 16 sind gemeinsam an ein Ende des Widerstandes R 5 angeschlossen.
Das andere Ende von R 5 ist mit dem Emitter von
Q 19 verbunden, dessen Kollektor und Basis gemeinsam an
einen Schaltungsknoten 121 angeschlossen sind. Das Netzwerk
131 enthält einen als Diode geschalteten Transistor
Q 17 und einen Transistor Q 20. Der Emitter von Q 17 ist mit
der Klemme 15 verbunden, während Kollektor und Basis dieses
Transistors an den Emitter von Q 20 angeschlossen sind.
Basis und Kollektor von Q 20 sind gemeinsam an den Knoten
121 angeschlossen. Der Transistor Q 19 erzeugt einen Strom
I C19, der in den Knoten 121 fließt, und der Transistor Q 20
erzeugt einen Strom I C20, der ebenfalls in den Knoten
fließt, wenn man jeweils die Basisströme ignoriert.
Zwischen den Knoten 121 und Masse ist eine Stromquelle
123 geschaltet, die einen relativ konstanten Strom I K
leitet. Wie weiter unten noch ausführlicher erläutert
wird, kann sich I K zwar mit der Temperatur oder mit der
Spannung ändern, bei gegebener Temperatur oder Spannung
jedoch bleibt der Wert dieses Stroms relativ konstant.
Die Ströme I C19 und I C20 werden im Knoten 121 summiert
und fließen über die Stromquelle 123 nach Masse. Die
Summe von I C19 und I C20 ist dann gleich dem relativ konstanten
Strom I K , was sich mathematisch folgendermaßen
ausdrücken läßt:
I C19 + I C20 = I K (1)
Da die Summe von I C19 und I C20 gleich einem relativ konstanten
Strom I K ist, führt eine Zunahme von I C19 zu einer
entsprechenden Abnahme von I C20, und eine Abnahme
von I C19 bringt eine entsprechende Zunahme von I C20. Der
Strom I K teilt sich immer zwischen den Netzwerken 129
und 131 auf. Das heißt, ein Teil (z. B. 0% bis 100%) von
I K fließt im Netzwerk 129, während der restliche Teil
(z. B. 100% bis 0%) im Netzwerk 131 fließt. Ferner ändern
sich I C19 und I C20 als Funktion der Kollektor-Emitter-
Spannung von Q 26, wie es weiter unten noch erläutert wird.
Es sei nun gezeigt, daß beim Ansteigen dieser Spannung
V EC26 der Strom I C19 zunimmt (und I C20 abnimmt), und daß
beim Abnehmen der Spannung V EC26 der Strom I C19 abnimmt
(und I C20 zunimmt).
Aus der Fig. 1 erkennt man, daß das Netzwerk 129 zwischen
die Klemme 11 und den Knoten 121 geschaltet ist. Die Emitter-
Kollektor-Strecke des Transistors Q 26 und das Netzwerk
131 liegen ebenfalls zwischen der Klemme 11 und dem Knoten
121. Daher muß der Spannungsabfall V EC26 über die Emitter-
Kollektor-Strecke von Q 26 plus dem Spannungsabfall am Netzwerk
131 gleich dem Spannungsabfall am Netzwerk 129 sein.
Diese Beziehung läßt sich mathematisch so ausdrücken:
V EB16 + V EB19 + I C19 R 5 = V EC26 + -V EB17 + V EB20 (2)
Die Gleichung (2) läßt sich in folgende Form umordnen:
V EC26 - I C19 R 5 = V EB16 + V EB19 - -V EB17 - V EB20 (3)
Wenn Q 16 die gleiche Geometrie wie Q 17 hat und wenn Q 19
die gleiche Geometrie wie Q 20 hat, vereinfacht sich die
Gleichung (3) wie folgt:
V EC26 - I C19 R 5 = 2 (V EB19 - V EB20-) (4)
Die Differenz zwischen V EB19 und V EB20 in der Gleichung (4)
kann mit Hilfe der jeweiligen Kollektorströme ausgedrückt
werden, um zu der nachstehenden Gleichung zu kommen:
(V EC26 - I C19 R 5)/2 = [η KT/q] ln [I -C19/I C20] (5)
Die Gleichung (5) läßt sich weiter vereinfachen:
V EC26 = 2 [η KT/q] ln [I C19/ I C20] + I C19 R 5 (6)
Hierin ist η KT/q gleich 34,6 Millivolt bei 25°C, und T
ist die Temperatur in Kelvin-Graden (°K).
Die Spannung V EC26 läßt sich also ausdrücken als Funktion
von I C19 und I C20. Diese Ströme werden in Wirklichkeit benutzt,
um die Kollektor-Emitter-Spannung von Q 26 zu fühlen
und daraufhin den Basisstrom dieses Transistors zu
steuern.
Wie aus der Fig. 2 (die weiter unten erläutert wird) entnommen
werden kann, läßt sich der konstante Strom I K folgendermaßen
ausdrücken:
I K ≅ V BG /R 3 (7)
Hierbei ist V BG ungefähr gleich der Bandlücken-Spannung
von Silizium, und R 5 ist ein Widerstand, dessen ohmscher
Wert den Wert des Stroms I R3 einstellt, der seinerseits
gleich I REF ist, wobei dieser letztgenannte Strom in der
Ausführungsform nach Fig. 2 auch gleich I K ist.
Der Spannungsabfall V R5 am Widerstand R 5 in der Schaltung
nach Fig. 1 läßt sich dann folgendermaßen ausdrücken:
I C19 · R 5 = V R5 = V BG [R 5/R 3] -· [I C19/I K ] (8)
Setzt man die rechte Seite der Gleichung (8) in die Gleichung
(6) ein, erhält man:
V EC26 = 2 [η KT/q] ln [I C19/ I C20] + V BG [R 5/R 3] · [ I C19/I K ] (9)
Die Gleichung (9) zeigt die Spannung V EC26 als Summe zweier
Terme. Der zweite Term, nämlich V BG [R 5/R 3] · [I C19/-I K ],
der den Spannungsabfall am Widerstand R 5 ausdrückt, ist
praktisch unabhängig von der Temperatur. Macht man diesen
Term groß gegenüber dem anderen Term, werden Temperaturbedingte
Änderungen wesentlich reduziert. Die Gleichung
(9) kann auch dazu benutzt werden, Werte von I C19, I C20
und V R5 für verschiedene Werte von V EC26 zu berechnen.
Einige der berechneten Ergebnisse für verschiedene Werte
von V EC26 bei 25°C sind in der nachstehenden Tabelle aufgelistet,
und zwar für den angenommenen Fall, daß I K gleich
100% des aus I C19 und I C20 bestehenden Stroms ist und
daß V BG · [R 5/R 3] auf 0,8 Volt eingestellt ist.
Aus der Tabelle ersieht man, daß wenn V EC26 gleich 1,11 Volt
ist, der durch das Netzwerk 129 fließende Strom I C19
ein Anteil von 99% des Stroms I K ist, während I C20 nur
1% ist. Wenn V EC26 gleich 0,4 Volt ist, dann ist I C19
gleich I C20, also beide Ströme machen jeweils 50% von
I K aus. Wenn V EC26 gleich 0,06 Volt ist, dann ist I C19
gleich 20% von I K , und I C20 ist gleich 80% von I K .
I c19 steigt an, wenn V EC26 ansteigt, und nimmt ab, wenn
V EC26 abnimmt. Ein Anstieg von V EC26 zeigt normalerweise
an, daß mehr Basisstrom zum Transistor Q 26 geliefert werden
sollte, während eine Abnahme von V EC26 anzeigt, daß
der Basisstrom des genannten Transistors zu vermindern
ist. Dies geschieht in der Schaltung nach Fig. 1 dadurch,
daß der Strom I C19 im Netzwerk 129 mittels eines Netzwerkes
127 verstärkt wird, das als Stromspiegelverstärker wirkt,
dessen Ausgang (JI C19) auf einen weiteren Stromspiegelverstärker
125 gegeben wird, der diese Ausgangsgröße mit einem
Faktor Z multipliziert, um den Strom I B26 für die Basis
des Transistors Q 26 zu liefern, so daß I B26 gleich
J · Z · I C19 ist.
Das Netzwerk 127 enthält einen als Diode geschalteten
Transistor Q 15, einen Widerstand R 4 und einen Transistor
Q 18. Der Emitter von Q 15 ist mit der Klemme 11 verbunden,
und der Kollektor dieses Transistors ist an ein Ende des
Widerstandes R 4 angeschlossen, dessen anderes Ende mit
dem Emitter von Q 18 verbunden ist. Die Basis von Q 18 ist
mit Basis und Kollektor von Q 19 und mit Basis und Kollektor
von Q 20 am Knoten 121 verbunden, während der Kollektor
von Q 18 an den Eingang 138 des Stromspiegelverstärkers 125
angeschlossen ist.
Der durch Q 16, R 5 und Q 19 fließende Strom I C19 wird in
den Kollektor-Emitter-Strecken von Q 15 und Q 18 und im
Widerstand R 4 "gespiegelt", um einen Strom I C18 zu erzeugen.
Der Transistor Q 15 ist so dimensioniert, daß er
die J-fache physikalische Größe von Q 16 hat, Q 18 ist mit
der J-fachen physikalischen Größe von Q 19 dimensioniert,
und R 4 ist gleich R 5/J bemessen. Infolgedessen ist der
Strom I C18 das J-fache des Stroms I C19, wobei J irgendeine
geeignete Zahl sein kann.
Der Strom I C18 wird auf den Eingang 138 des Stromspiegelverstärkers
125 gegeben, der den Strom verstärkt und an
seinem Ausgangsknoten 141 den Basisstrom I B26 = Z · I C18
erzeugt. Da I C18 seinerseits gleich J · I C19 ist, ist I B26
gleich (I · Z)I C19. Der Stromspiegelverstärker 125 kann
irgendeine von vielen bekannten Ausführungsformen sein.
In der Fig. 2 ist ein verwendbarer spezieller Stromspiegelverstärker
ausführlich dargestellt, der weiter unten
beschrieben wird.
Die Multiplikation von I C19 mit einer Konstanten (nämlich
mit I · Z) zur Erzeugung des Basisstroms I B26 stellt sicher,
daß der Transistor Q 26 zu allen Zeiten in einen gewünschten
Grad der Sättigung getrieben wird und daß die Änderungen
von I C19 und die entsprechenden Änderungen von I B26 für
einen erhöhten Basisstrom am Transistor Q 26 sorgen, wenn
der Laststrom zunimmt, und für einen verminderten Basisstrom,
wenn der Laststrom abnimmt.
Weiteren Einblick in die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung
erhält man, wenn man die obige Gleichung (2) und den
entsprechenden Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 1
betrachtet, der zeigt, daß Q 16 und Q 17 Elemente gleicher
Geometrie und daß die Transistoren Q 19 und Q 20 ebenfalls
Elemente gleicher Geometrie sind, so daß der im Netzwerk
129 erzeugte Strom I C19 gleich dem im Netzwerk 131 erzeugten
Strom I C20 ist, wenn V EC26 gleich dem Spannungsabfall
von V R5 ist. Zur Vereinfachung der Beschreibung sei dieser
Wert von V EC26 (bei I C19 = I C20 kurz mit V A bezeichnet.
Wenn V EC26 ansteigt und höher wird als V A , dann nimmt der
Spannungsabfall längs des Netzwerkes 131 ab (unter der
Voraussetzung, daß die Spannung V IN an der Klemme 11 konstant
ist), während der Spannungsabfall längs des Netzwerkes
129 gleich bleibt (oder ansteigt). Infolgedessen
nimmt die Spannung zwischen Basis und Emitter von Q 20 ab,
während die Spannung zwischen Basis und Emitter von Q 19
zunimmt. Somit wird I C19 stärker und I C20 schwächer, wenn
V EC26 größer wird als V A . In analoger Weise bewirkt eine
Abnahme der Spannung V EC26 unter den Wert V A , daß der
Spannungsabfall längs des Netzwerkes 131 ansteigt, was
zu einem Anstieg in der Emitter-Basis-Spannung V EB des
Transistors Q 20 und damit zu einem Anstieg von I C20 führt.
Ein Anstieg von I C20 bewirkt eine entsprechende Abnahme
von I C19. Wenn also V EC26 unter den Wert V A absinkt, dann
nimmt I C19 ab, während I C20 zunimmt. Der Strom I C19, multipliziert
mit J · Z über Q 19 und den Stromspiegelverstärker
125, wird dann als Strom I B26 auf die Basis von Q 26
gegeben, um eine entsprechende Änderung in I L und V EC25
zu bewirken, so daß den obigen Gleichungen genügt wird.
Beim Entwurf von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen
muß ebenso wie bei bekannten Schaltungsanordnungen dafür gesorgt
werden, daß die Basis-Ansteuerschaltung in der Lage ist,
den notwendigen Mindeststrom I B26 zu liefern, der
erforderlich ist, um den Transistor Q 26 unter der Bedingung
maximalen Laststroms zu sättigen. Im Gegensatz zum
Stand der Technik bewirkt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
jedoch, daß I B26 abnimmt, wenn der Laststrom abnimmt
oder wenn die β-Verstärkung des Schalttransistors
über einen vorgeschriebenen Mindestwert β MIN ansteigt.
Als Beispiel sei angenommen, daß die maximal zulässige
Spannung zwischen Emitter und Kollektor des Transistors
Q 26 gleich 1,11 Volt ist, wenn ein Strom von 1,04 Ampère
geleitet wird, und daß 1,04 Ampère der Nennwert des maximalen
Laststroms ist. Ferner sei angenommen, daß das Maximum
der Spannung V IN gleich 17,91 Volt ist und daß der
niedrigste ohmsche Wert R LMIN des Widerstandes R L ungefähr
16 Ohm beträgt, so daß zwischen Emitter und Kollektor
des Transistors Q 26 ein Strom von ungefähr 1,04 Ampère
fließt. Schließlich sei angenommen, daß der vorgeschriebene
Niedrigstwert der β-Verstärkung von Q 26 gleich 21 ist.
Unter diesen Voraussetzungen muß der Basisstrom I B26 für
Q 26 ungefähr gleich 49,5 Milliampère sein. Angenommen I · Z
ist gleich 500, dann wäre I C19 auf 99 Mikroampère zu bemessen,
um den Basisstrom zu erzielen. Wird für I K der Wert
100 Mikroampère angenommen, dann wäre I C20 gleich 1
Mikroampère.
Stellt man das System auf die ungünstigste Bedingung ab
(Maximalwerte für V IN und I L und Minimalwerte für die β-
Verstärkung), dann wird die Schaltungsanordnung nach Fig. 1
den Strom I B26 so regulieren, daß er stets kleiner ist als
49,5 Milliampère und daß V EC26 stets niedriger ist als
1,11 Volt für alle Widerstandswerte von R L oberhalb 16
Ohm und für alle β-Werte des Transistors Q 26 von mehr als 21.
Als Beispiel sei angenommen, daß R L von 16 Ohm auf 33,3 Ohm
steigt, während V IN auf 17,9 Volt bleibt. Für diesen Fall
ist I L ungefähr 525 Milliampère, und I B26 ist 25 Milliampère.
I C19 und I C20 können dann jeweils gleich 50 Mikroampère
sein, und die Spannung V EC des Transistors Q 26 ist
gleich 0,4 Volt, wie es die obige Tabelle angibt. Für diesen
Fall fließen durch die Netzwerke 129 und 131 gleiche
Ströme, und die Spannung V R5 am Widerstand R 5 ist gleich
V EC26, so daß I C19 · R 5 = V EC26 ist.
Die Reaktion der Schaltungsanordnung auf ansteigende Werte
des Lastwiderstandes (also auf eine Verminderung des
Laststroms) läßt sich zeigen, wenn man den Fall betrachtet,
daß der angenommene Lastwiderstand von 33,3 Ohm erhöht
wird. Wenn R L größer wird, dann nimmt der durch diesen
Widerstand fließende Laststrom ab. Bei abnehmendem
Laststrom nimmt V EC26 an (unter der Voraussetzung, daß
L B26 nicht sofort anspricht). Bei geringerer Spannung
V EC26 fließt mehr Strom durch das Netzwerk 131(I C20
steigt also an). Wegen der Summierung von I C19 und I C20
nimmt I C19 ab. Die Abnahme von I C19 bewirkt eine entsprechende
Abnahme von I B26, die so lange andauert, bis ein
Gleichgewichtszustand erreicht ist, bei dem die obigen
Gleichungen erfüllt werden. Man erkennt also, daß V EC26
stets bei oder unterhalb des vorgeschriebenen Maximalwertes
der Kollektor-Emitter-Spannung für den Transistor
Q 26 liegt, während der auf diesen Transistor gegebene
Basisstrom in passender Weise gesteuert wird und ausreicht,
den Transistor Q 26 auf einen gewünschten Sättigungsgrad
zu bringen, ohne ihn zu übersteuern.
Es läßt sich auch zeigen, daß bei Zunahme der β-Verstärkung
des Transistors Q 26 der Basisstrom dieses Transistors
abnimmt und V EC26 ebenfalls abnimmt. Wenn die β-
Verstärkung höher wird, nimmt (unter der Voraussetzung, daß I L
konstant bleibt und I B26 nicht sofort anspricht) die Spannung
V EC26 ab, wenn Q 26 tiefer in die Sättigung getrieben
wird. Bei abnehmender Emitter-Kollektor-Spannung des Transistors
Q 26 steigt der Strom I C20 an, was eine entsprechende
Abnahme des Stroms I C19 bewirkt. Diese Abnahme von I C19
hat eine Abnahme von I B26 zur Folge. Im Gegensatz zu
bekannten Schaltungen hat also die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
das Bestreben, bei zunehmender β-Verstärkung
des Schalttransistors Q 26 den Basisstrom zu vermindern,
was zu einer Reduzierung der Verlustleistung in der
Basis-Ansteuerschaltung führt, während die Kollektor-
Emitter-Spannung innerhalb eines geforderten Bereichs gehalten
wird.
Weitere Merkmale der Erfindung lassen sich besser anhand
der Fig. 2 erläutern, worin eine Stromquellenschaltung 123
und ein Stromspiegelverstärker 125, wie sie sich zur Realisierung
der Erfindung eignen, näher dargestellt sind.
Die Stromquelle 123 enthält ein sogenanntes "Bandlücken"-
Netzwerk 12 und ein Stromspiegelnetzwerk 14 zur Erzeugung
des Stroms I K .
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 kann sich die an
die Eingangsklemme 11 gelegte Spannung V IN über einen sehr
weiten Bereich ändern (z. B. von 4 Volt bis auf mehr als
16 Volt). Das Bandlückennetzwerk (Bandlücken-Referenzschaltung)
12 dient dazu, eine relativ feste Bandlücken-Referenzspannung
(V BG ) zu erzeugen, die zur Erzeugung eines
Referenzstroms I REF = V BG /R 3 verwendet wird. Es ist dafür
gesorgt, daß aus dem Schaltungsknoten 121 ein Strom I C14 = I K
fließt, der proportional dem Strom I REF ist und gleich
I C19 plus I C20 ist.
Die Bandlücken-Referenzschaltung 12 enthält PNP-Transistoren
Q 1 und Q 2, deren Emitter mit der Eingangsklemme 11
und deren Basiselektroden mit einem Schaltungsknoten 111
verbunden sind, an den außerdem der Kollektor des Transistors
Q 2 und der Emitter eines PNP-Transistors Q 4 angeschlossen
ist. Der Kollektor von Q 1 ist mit dem Emitter
eines PNP-Bipolartransistors Q 3 verbunden. Basis und Kollektor
von Q 3 sowie die Basis von Q 4 sind mit einem Schaltungsknoten
113 verbunden, an den außerdem der Kollektor
eines NPN-Transistors Q 5 angeschlossen ist.
Wie in der Technik bekannt, leitet die aus Q 1 und Q 3 gebildete
Transistorkette im wesentlichen den gleichen
Strom wie die aus Q 2 und Q 4 gebildete Transistorkette
(wenn Q 1 dieselbe Größe wie Q 2 hat und Q 3 dieselbe Größe
wie Q 4 hat), so daß der aus dem Kollektor von Q 3 fließende
Strom I C3 gleich dem Strom I C4 ist, der aus dem Kollektor
von Q 4 fließt (d. h. I C3 = I C4).
Mit dem Knoten 113 ist der Kollektor eines NPN-Transistors
Q 5 verbunden, dessen Emitter an den Kollektor eines NPN-
Transistors Q 6 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors
Q 5, der Kollektor eines Transistors Q 7 und der Kollektor
des Transistors Q 4 sowie die Basis eines Transistors Q 9
sind an einen Knoten 115 angeschlossen. Die Basiselektroden
von Q 6 und Q 7 und der Emitter von Q 9 sind mit einem Knoten
117 verbunden, an dem die Bandlücken-Spannung V BG erzeugt
wird. Zwischen dem Knoten 117 und Masse ist ein den Wert
eines Referenzstroms einstellender Widerstand R 3 angeschlossen.
Aus noch zu beschreibenden Gründen ist die physikalische
Größe von Q 6 auf das 10-fache der physikalischen Größe
von Q 7 bemessen, was zur Folge hat, daß Q 6 und Q 7 unterschiedliche
Stromdichten und unterschiedliche V BE -Spannungen
haben. Wenn man, was für die Anordnung nach Fig. 2
typisch ist, den Transistor Q 6 zehnmal so groß wie den
Transistor Q 7 macht und gleiche Kollektor-Emitter-Ströme
durch die beiden Transistoren zwingt, dann ist die V BE -
Spannung von Q 7 minus der V BE -Spannung von Q 6 bei 25°C
ungefähr gleich 60 Millivolt.
Ein Widerstand R 1, der zwischen den Emitter von Q 6 und einen
Knoten 119 geschaltet ist, wo auch der Emitter von Q 7
angeschlossen ist, stellt die Amplitude von I C3 und damit
die Amplitude von I C4 ein. Ein zwischen den Knoten 119
und Masse geschalteter Widerstand stellt das Potential
am Knoten 119 ein.
Wenn am Anfang Leistung an die Bandlücken-Schaltung gelegt
wird, wird es zunächst nicht unbedingt eine Stromleitung
über die Transistoren Q 1, Q 2, Q 3 und Q 4 geben.
Deswegen ist eine Anlaufschaltung 18 vorgesehen, die
sicherstellt, daß die Bandlücken-Schaltung 12 beim Einschalten
der Leistung und auch jederzeit später in Betrieb
kommt. Wenn anfänglich eine Spannung V IN an die Schaltungen
12 und 14 gelegt wird, können die Transistoren Q 1,
Q 2, Q 3 und Q 4 nichtleitend sein. Die Anlaufschaltung 18
gewährleistet einen anfänglichen Stromfluß aus den Basiselektroden
von Q 3 und Q 4, wodurch dann Q 1, Q 2, Q 3 und Q 4
eingeschaltet werden und Ströme I C3 und I C4 fließen. Das
Fließen des Kollektorstroms I C4 in Q 4 schaltet die Transistoren
Q 5 und Q 9 ein. Durch die Einschaltung von Q 9
werden Q 6 und Q 7 eingeschaltet. Bei eingeschalteten Transistoren
Q 5 und Q 6 fließt der Strom I C3 über die Kollektor-
Emitter-Strecken von Q 5 und Q 6 und den Widerstand R 1
in den Schaltungsknoten 119, und der Strom I C4 fließt über
die Kollektor-Emitter-Strecke von Q 7 in den Knoten 119.
Die dann über R 2 nach Masse fließenden Ströme I C3 und I C4
heben das Potential V 119 am Knoten 119 auf einen Wert
(I C3 + I C4) · (R 2) an. Dieser Potentialanstieg am Knoten
119 ist bestrebt, die Anlaufschaltung auszuschalten, während
die Bandlücken-Schaltung in Betrieb bleibt.
Nach dem Ausschalten der Anlaufschaltung 18 stabilisiert
sich die Schleife in der Bandlücken-Schaltung 12, und diese
Schaltung bleibt voll in Betrieb, indem sie am Knoten
117 eine Bandlückenspannung V BG erzeugt, die sich aus den
beiden folgenden Gleichungen errechnet:
(I C3 + I C4)(R 2) + V BE7 = V BG -(9)
Die Amplitude von I C3 kann aus folgender Beziehung bestimmt
werden:
V BE6 + (I C3)(R 1) = V BE7 (10)
I C3 = [V BE7 - V BE6]/R 1 (11)
I C3 = [V BE7 - V BE6]/R 1 (11)
Für I C3 = I C4 gilt:
V BG = 2 [R 2/R 1] [V BE7 - V BE6] + -V BE7 (12)
In einer speziellen Ausführungsform der Schaltung wurde
durch passende Wahl von R 1 und R 2 die Spannung V BG auf
1,26 Volt eingestellt, ein Wert, der nahe an der Bandlückenspannung
von Silizium liegt, die ungefähr 1,205 Volt
beträgt.
V BG wird dazu benutzt, einen Referenzstrom I R3 einzustellen,
der über den Widerstand R 3 fließt und gleich V BG /R 3
ist und von dem angenommen werden kann, daß er relativ
konstant ist (z. B. so konstant wie V BG und R 3). Es wird
angenommen, daß der aus dem Emitter von Q 9 fließende Strom
I R3 gleich dem Strom I REF am Kollektor des Transistors Q 9
ist. Die Spannung V BG am Emitter Q 9 stellt also den
Strom I R3 ein, von dem angenommen wird, daß er gleich dem
Kollektorstrom von Q 9 ist, der hier mit I REF bezeichnet
wird.
Der Strom I REF am Kollektor von Q 9 ist identisch mit dem
Kollektorstrom von Q 8 und Q 10, der dann in den Kollektoren
der Transistoren Q 11 und Q 12 "gespiegelt" wird. Der Kollektor
von Q 9 ist mit einem Knoten 130 verbunden, an den Kollektor
und Basis eines PNP-Transistors Q 8 und die Basis eines
PNP-Transistors Q 12 angeschlossen ist. Der Emitter von Q 8
ist mit dem Kollektor eines PNP-Transistors Q 10 verbunden.
Der Emitter von Q 12 ist an einen Knoten 133 angeschlossen,
mit dem Kollektor und Basis eines PNP-Transistors Q 11 und
die Basis von Q 10 verbunden sind. Die Emitter von Q 10 und
Q 11 sind mit der Klemme 11 verbunden, so daß ihre Kollektorströme,
wenn diese beiden Transistoren die gleiche
physikalische Größe haben, im wesentlichen einander
gleich sind. In ähnlicher Weise stellt der symmetrische
Anschluß von Q 8 und Q 12 sicher, daß die Kollektorströme
dieser Transistoren, wenn sie gleiche physikalische Größe
haben, im wesentlichen einander gleich sind.
Der Kollektorstrom von Q 8 und Q 10 ist gleich dem Kollektorstrom
von Q 9, der seinerseits gleich I REF ist (wenn
man die Basisströme vernachläßigt). Da Kollektor und Basis
von Q 11 mit der Basis von Q 10 verbunden sind und weil Basis
und Kollektor von Q 8 mit der Basis von Q 12 verbunden
sind, wird der über die Kollektoren von Q 8, Q 9 und Q 10
fließende Strom I REF in den Kollektoren der Transistoren
Q 11 und Q 12 "gespiegelt". Der Kollektorstrom von Q 11 und
Q 12 ist proportional dem Strom I REF und wird dann weiter
gespiegelt, um den Strom I K zu liefern.
Der Kollektor von Q 12 ist mit einem Knoten 135 verbunden,
an den außerdem Kollektor und Basis eines NPN-Transistors
Q 13 und die Basis eines NPN-Transistors Q 14 angeschlossen
sind. Der Emitter von Q 13 ist mit dem Kollektor eines NPN-
Transistors Q 25 verbunden. Der Emitter von Q 14 ist mit
einem Knoten 137 verbunden, an den ferner Kollektor und
Basis eines NPN-Transistors Q 28 und die Basis von Q 25
angeschlossen sind. Die Emitter Q 25 und Q 28 sind auf
Massepotential geführt, so daß, wenn Q 25 die gleiche physikalische
Größe wie Q 28 hat und wenn Q 13 die gleiche physikalische
Größe wie Q 14 hat, der Stromfluß in dem über
die Kollektor-Emitter-Strecken von Q 13 und Q 25 führenden
Weg gleich ist dem Stromfluß in dem über die Kollektor-
Emitter-Strecken von Q 14 und Q 28 führenden Weg. Außerdem
bewirkt, wie in der Technik an sich bekannt, die Kaskodeanordnung
der Transistorpaare Q 13 und Q 25, Q 14 und Q 28,
Q 11 und Q 12, Q 10 und Q 8, daß die Stromspiegel einander
genauer angepaßt sind, weil dadurch Fehler reduziert werden,
die entstehen können, wenn sich der Spiegelstrom bei
Änderungen der Spannung V IN ändert.
Infolgedessen fließt der durch Q 11 und Q 12 gehende Strom,
der im wesentlichen gleich V BG /R 3 ist, in den Knoten 135
und über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q 13 und Q 25;
im wesentlichen der gleiche Strom (d. h. V BG /R 3) fließt
über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q 14 und Q 28 und
wird aus dem Knoten 121 gezogen.
Nachdem also nachgewiesen wurde, daß I K gleich I REF oder
gleich dem Strom I R3 ist, der seinerseits gleich V BG /R 3
ist, läßt sich die Spannung V R5 am Widerstand R 5 so darstellen,
wie es in der obigen Gleichung (8) geschrieben ist.
Wie bereits oben erwähnt, ist die Bandlückenspannung V BG
konstant über die Temperatur; das Verhältnis von R 5 zu
R 3 ist ebenfalls konstant über die Temperatur, angenommen
die Widerstände sind in gleicher Weise konstruiert, und
I C19 ist ein Bruchteil von I K . Somit ist V R5 eine Funktion
desjenigen Teils von I K , der über R 5 fließt, und ist praktisch
unabhängig von der Temperatur. Dies ist ebenfalls
ein bedeutsames Merkmal der Schaltung.
Der Stromspiegelverstärker 125 hat einen Eingangsknoten
138, der mit Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q 21,
mit der Basis eines NPN-Transistors Q 22 und mit dem Kollektor
des Transistors Q 18 verbunden ist, so daß I C18 in diesen
Eingangsknoten fließt. Der Emitter von Q 21 ist mit einem
Knoten 139 verbunden, an den auch der Emitter von Q 22,
Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q 23 und die Basis
eines NPN-Transistors Q 24 angeschlossen sind. Ein Widerstand
R 6 ist zwischen den Emitter von Q 23 und Masse geschaltet,
und ein Widerstand R 7 liegt zwischen dem Emitter von
Q 24 und Masse. Q 22 ist mit dem N-fachen der physikalischen
Größe von Q 21 bemessen, Q 24 hat die M-fache physikalische
Größe von Q 23, und R 7 ist auf einen Wert von R 6/M dimensioniert.
In einer Ausführungsform wurde N gleich 10 und
M ebenfalls gleich 10 gewählt. Die Kollektoren von Q 22 und
Q 24 sind gemeinsam an den Ausgangsknoten 141 des Stromspiegelverstärkers
125 angeschlossen, so daß die Summe der
durch Q 22 und Q 24 fließenden Ströme gleich I B26 ist. Wie
bisher, so werden auch in der nachstehenden Beschreibung
die Basisströme vernachläßigt.
Der Stromspiegelverstärker 125 arbeitet kurz gesagt wie
folgt. Der in den Knoten 138 fließende Strom I C18 ist
gleich JI C19. Dieser in den Knoten 138 fließende Strom
I C18 bewirkt, daß ein gleich großer Strom über die Kollektor-
Emitter-Strecke von Q 21 in den Knoten 139 fließt und
daß ein Strom I C22, der gleich N · I C18 ist, über die Kollektor-
Emitter-Strecke von Q 22 in den Knoten 139 fließt.
Der in den Knoten 139 fließende Gesamtstrom (N + 1) (I C18)
wird durch den Transistor Q 24 verstärkt, so daß dieser
Transistor einen Strom I C24 liefert, der gleich M · (N + 1)
I C18 ist.
Der aus dem Knoten 141 gezogene Gesamtstrom ist gleich
I C22 + I C24. Da I C22 gleich N · I C18 und da I C24 gleich
M · (N + 1) I C18 ist, läßt sich der aus dem Transistor Q 26
gezogene Strom I B26 folgendermaßen ausdrücken:
I B26 ≅ N · I C18 + M(N + 1)I C18 ≅- I C18[MN + M + N]
Mit I C18 = J · I TC19 ergibt sich:
I B26 = (I C19)(J · [M(N + 1) + N].
Ist J = 3, M = 10 und N = 10, erhält man:
I B26 = (I C19)[360].
Es sei erwähnt, daß der Multiplikationsfaktor (also die
Größe I · Z) für den den Strom I C19 zur Erzeugung des
Stroms I B26 auch größer oder kleiner gewählt werden kann,
je nachdem, welcher Betrag von I B26 gewünscht wird oder
erforderlich ist.
Claims (10)
1. Schaltungsanordnung, gekennzeichnet durch:
eine erste und eine zweite Versorgungsklemme zum Anlegen
einer Eingangsspannung (V IN );
eine Ausgangsklemme;
eine Einrichtung zum Anschließen einer Last zwischen die Ausgangsklemme und die zweite Versorgungsklemme;
einen wahlweise einschaltbaren Transistorschalter mit einem Kollektor und einem Emitter, welche die Enden der Hauptstromstrecke des Transistorschalters definieren, und mit einer Basis zum Anlegen eines ansteuernden Basisstroms;
eine Einrichtung zum Einfügen der Kollektor-Emitter- Strecke des Schalttransistors zwischen die erste Versorgungsklemme und die Ausgangsklemme;
eine steuerbare Basis-Ansteuerschaltung, die zwischen die Basis des Transistorschalters und die zweite Versorgungsklemme gekoppelt ist, um dem Transistorschalter ansteuernden Basisstrom zuzuführen und das Fließen eines verstärkten Stroms zwischen Kollektor und Emitter des Transistorschalters zu bewirken, und die eine Fühleinrichtung zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistorschalters enthält, um zu fühlen, wann die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter kleiner ist als ein vorbestimmter Wert als Folge übermäßigen ansteuernden Basisstroms, und um in diesem Fall den in die Basis des Transistorschalters fließenden Strom zu reduzieren.
eine Ausgangsklemme;
eine Einrichtung zum Anschließen einer Last zwischen die Ausgangsklemme und die zweite Versorgungsklemme;
einen wahlweise einschaltbaren Transistorschalter mit einem Kollektor und einem Emitter, welche die Enden der Hauptstromstrecke des Transistorschalters definieren, und mit einer Basis zum Anlegen eines ansteuernden Basisstroms;
eine Einrichtung zum Einfügen der Kollektor-Emitter- Strecke des Schalttransistors zwischen die erste Versorgungsklemme und die Ausgangsklemme;
eine steuerbare Basis-Ansteuerschaltung, die zwischen die Basis des Transistorschalters und die zweite Versorgungsklemme gekoppelt ist, um dem Transistorschalter ansteuernden Basisstrom zuzuführen und das Fließen eines verstärkten Stroms zwischen Kollektor und Emitter des Transistorschalters zu bewirken, und die eine Fühleinrichtung zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistorschalters enthält, um zu fühlen, wann die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter kleiner ist als ein vorbestimmter Wert als Folge übermäßigen ansteuernden Basisstroms, und um in diesem Fall den in die Basis des Transistorschalters fließenden Strom zu reduzieren.
2. Schaltungsanordnung, gekennzeichnet durch:
eine erste und eine zweite Versorgungsklemme zum Anlegen einer Eingangsspannung (V IN );
eine Ausgangsklemme;
eine Einrichtung zum Einfügen einer Last zwischen die Ausgangsklemme und die zweite Versorgungsklemme;
einen wahlweise einschaltbaren Transistorschalter mit einem Kollektor und einem Emitter, welche die Enden der Hauptstromstrecke des Transistorschalters definieren, und mit einer Basis zum Anlegen ansteuernden Basisstroms an den Transistorschalter;
eine Einrichtung zum Einfügen der Kollektor-Emitter- Strecke des Schalttransistors zwischen die erste Versorgungsklemme und die Ausgangsklemme;
eine Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung, die zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistorschalters gekoppelt ist, um zu fühlen, wann eine Differenz zwischen einer Spannung am Emitter und einer Spannung am Kollektor des Transistorschalters kleiner ist als ein vorbestimmter Wert, und um einen Steuerstrom zu erzeugen, der abnimmt als eine Funktion einer Abnahme der besagten Kollektor-Emitter-Spannung unter den vorbestimmten Wert;
eine stromverstärkende Einrichtung, die zwischen die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung und die Basis des Transistorschalters gekoppelt ist, um den Steuerstrom zu verstärken und diesen verstärkten Strom an die Basis des Transistorschalters zu legen.
eine erste und eine zweite Versorgungsklemme zum Anlegen einer Eingangsspannung (V IN );
eine Ausgangsklemme;
eine Einrichtung zum Einfügen einer Last zwischen die Ausgangsklemme und die zweite Versorgungsklemme;
einen wahlweise einschaltbaren Transistorschalter mit einem Kollektor und einem Emitter, welche die Enden der Hauptstromstrecke des Transistorschalters definieren, und mit einer Basis zum Anlegen ansteuernden Basisstroms an den Transistorschalter;
eine Einrichtung zum Einfügen der Kollektor-Emitter- Strecke des Schalttransistors zwischen die erste Versorgungsklemme und die Ausgangsklemme;
eine Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung, die zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistorschalters gekoppelt ist, um zu fühlen, wann eine Differenz zwischen einer Spannung am Emitter und einer Spannung am Kollektor des Transistorschalters kleiner ist als ein vorbestimmter Wert, und um einen Steuerstrom zu erzeugen, der abnimmt als eine Funktion einer Abnahme der besagten Kollektor-Emitter-Spannung unter den vorbestimmten Wert;
eine stromverstärkende Einrichtung, die zwischen die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung und die Basis des Transistorschalters gekoppelt ist, um den Steuerstrom zu verstärken und diesen verstärkten Strom an die Basis des Transistorschalters zu legen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung
folgendes enthält:
- a) eine erste Einrichtung, die zwischen den Emitter des Transistorschalters und einen ersten Knoten geschaltet ist, um einen ersten Strom durchzulassen, der eine Funktion der Spannung am Emitter ist;
- b) eine zweite Einrichtung, die zwischen den Kollektor des Transistorschalters und den ersten Knoten geschaltet ist, um einen zweiten Strom durchzulassen, der eine Funktion der Spannung am Kollektor ist;
- c) eine zwischen den ersten Knoten und die zweite Versorgungsklemme geschaltete Stromquelle zur Summierung des Stroms in der ersten und der zweiten Einrichtung.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromquelle einen relativ konstanten
Strom liefert, der gleich der Summe des ersten und des
zweiten Stroms ist, so daß der zweite Strom beim Ansteigen
des ersten Stroms abnimmt und beim Abnehmen des ersten
Stroms zunimmt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromquelle einen Referenzstrom liefert;
daß die Summe des ersten und des zweiten Stroms gleich dem Referenzstrom ist;
daß bei Abnahme des Verhältnisses des ersten Stroms zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms zum Referenzstrom zunimmt und daß bei Zunahme des Verhältnisses des ersten Stroms zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms zum Referenzstrom abnimmt.
daß die Stromquelle einen Referenzstrom liefert;
daß die Summe des ersten und des zweiten Stroms gleich dem Referenzstrom ist;
daß bei Abnahme des Verhältnisses des ersten Stroms zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms zum Referenzstrom zunimmt und daß bei Zunahme des Verhältnisses des ersten Stroms zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms zum Referenzstrom abnimmt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung
folgendes enthält:
- a) eine erste Einrichtung, die einen ersten Widerstand und einen ersten Transistor aufweist, dessen Kollektor- Emitter-Strecke in Reihe mit dem besagten Widerstand zwischen einem ersten Knoten und einem Ende der Hauptstromstrecke des Transistorschalters liegt;
- b) eine zweite Einrichtung, die einen zweiten Transistor aufweist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem anderen Ende der Hauptstromstrecke des Transistorschalters und dem ersten Knoten liegt;
- c) eine Stromquelle, die zwischen den ersten Knoten und die zweite Versorgungsklemme geschaltet ist, um einen Referenzstrom zwischen dem ersten Knoten und der zweiten Versorgungsklemme fließen zu lassen.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Basiselektroden des ersten und des
zweiten Transistors mit dem ersten Knoten gekoppelt
sind und daß die Amplitude des Spannungsabfalls längs
der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistorschalters
gleich der Amplitude des Spannungsabfalls am ersten
Widerstand ist, wenn der Kollektor-Emitter-Strom des
ersten Transistors gleich dem Kollektor-Emitter-Strom
des zweiten Transistors ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet,
daß der Referenzstrom I K gleich (r) · (V BG )/R 3
ist und daß der Spannungsabfall am ersten Widerstand
gleich r(V BG /R 3)(R 1)(I 1/I K ) ist, wobei r eine Konstante
ist und V BG ungefähr gleich der Bandlücken-Spannung
von Silizium ist und wobei R 3 der ohmsche Wert eines
Widerstands R 3, R 1 der ohmsche Wert des ersten Widerstandes
und I 1 der durch den ersten Widerstand fließende
Strom ist.
9. Schaltungsanordnung, in welcher die Kollektor-Emitter-
Strecke eines Transistorschalters in Reihe mit einer
Last zwischen eine erste und eine zweite Versorgungsklemme
geschaltet ist, zwischen die eine Betriebsspannung
anlegbar ist, und wobei zwischen die Basis des
Transistorschalters und die zweite Versorgungsklemme
eine Einrichtung gekoppelt ist, um ansteuernden Basisstrom
an den Transistorschalter zu legen und einen entsprechenden
Kollektor-Emitter-Strom fließen zu lassen,
und wobei eine Einrichtung vorgesehen ist zum Regulieren
des ansteuernden Basisstroms für den Transistorschalter
als Funktion des durch den Transistorschalter
fließenden Kollektor-Emitter-Stroms, gekennzeichnet
durch:
eine Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung, die zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistorschalters geschaltet ist, um eine Differenz zwischen einer Spannung am Emitter und einer Spannung am Kollektor des Transistorschalters zu fühlen und einen Steuerstrom zu erzeugen, der abnimmt, wenn die basagte Kollektor-Emitter- Spannung unter einen vorbestimmten Wert abnimmt;
eine stromverstärkende Einrichtung, die zwischen die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung und die Basis des Transistorschalters geschaltet ist, um den Steuerstrom zu verstärken und den verstärkten Strom auf die Basis des Transistorschalters zu geben.
eine Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung, die zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistorschalters geschaltet ist, um eine Differenz zwischen einer Spannung am Emitter und einer Spannung am Kollektor des Transistorschalters zu fühlen und einen Steuerstrom zu erzeugen, der abnimmt, wenn die basagte Kollektor-Emitter- Spannung unter einen vorbestimmten Wert abnimmt;
eine stromverstärkende Einrichtung, die zwischen die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung und die Basis des Transistorschalters geschaltet ist, um den Steuerstrom zu verstärken und den verstärkten Strom auf die Basis des Transistorschalters zu geben.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die mit der Fühleinrichtung versehene
steuerbare Basis-Ansteuereinrichtung eine Vergleichseinrichtung
enthält, um folgendes zu erzeugen:
- a) einen ersten Strom, der proportional zur Spannung am Emitter des Transistorschalters ist;
- b) einen zweiten Strom, der proportional zur Spannung am Kollektor des Transistorschalters ist;
- c) einen Ausgangsstrom, der anzeigt, ob der erste Strom größer oder kleiner als der zweite Strom ist.
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