[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

DE3715238A1 - Transistor-schalteinrichtung mit basisstrom-regulierung - Google Patents

Transistor-schalteinrichtung mit basisstrom-regulierung

Info

Publication number
DE3715238A1
DE3715238A1 DE19873715238 DE3715238A DE3715238A1 DE 3715238 A1 DE3715238 A1 DE 3715238A1 DE 19873715238 DE19873715238 DE 19873715238 DE 3715238 A DE3715238 A DE 3715238A DE 3715238 A1 DE3715238 A1 DE 3715238A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
current
collector
emitter
transistor switch
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE19873715238
Other languages
English (en)
Other versions
DE3715238C2 (de
Inventor
Raymond Louis Giordano
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
RCA Corp
Original Assignee
RCA Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by RCA Corp filed Critical RCA Corp
Publication of DE3715238A1 publication Critical patent/DE3715238A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE3715238C2 publication Critical patent/DE3715238C2/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/082Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
    • H03K17/0826Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in bipolar transistor switches

Landscapes

  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Einstellung oder Regulierung des Basisstroms eines Transistors.
In vielen Fällen ist es wünschenswert und/oder notwendig, einen Bipolartransistor als Schalter zu verwenden, um eine Betriebs- oder eine Eingangsspannung (V IN ) auf eine Last zu koppeln. In manchen dieser Fälle wie z. B. in kraftfahrttechnischen Systemen kann sich die Last über einen weiten Bereich ändern (z. B. von 16 Ohm bis 2000 Ohm).
Die dem Transistorschalter zugeordnete Schaltungsanordnung ist typischerweise für einen einwandfreien Betrieb so ausgelegt, daß sie den Transistorschalter mit genügend hohem Basisstrom ansteuert, um ihn in die Sättigung zu bringen, wenn der Zustand höchster Belastung herrscht (d. h. wenn die Last ihren niedrigsten ohmschen Widerstandswert hat und den stärksten Strom zieht). Zur Erläuterung sei als Beispiel angenommen, daß die maximale Betriebsspannung (V IN ) gleich 16 Volt ist und daß die "stärkste" Last 16 Ohm hat, so daß der Transistorschalter zwischen seinem Emitter und seinem Kollektor einen Laststrom (I L ) von ungefähr 1 Ampère leiten muß. Ferner sei angenommen, daß die Vorwärts-Stromverstärkung (β) des Transistorschalters gleich 20 ist, so daß ein Basisstrom von ungefähr 50 Milliampère auf den Transistorschalter gegeben werden muß, damit er in die Sättigung getrieben wird. Dieser Basisstrom wird auch dann geliefert, wenn die Belastung vermindert wird. Wenn also eine Last von 2000 Ohm an den in dieser Weise vorgespannten Transistor geschaltet wird, dann beträgt der Laststrom ungefähr 8,0 Milliampère, während der Basisstrom auf dem Wert von 50 Milliampère bleibt, obwohl ein Basisstrom von 0,4 Milliampère zur Sättigung des Transistorschalters ausreichen würde. Es ist ganz offensichtlich unrationell, an einen Transistor mit einer β-Verstärkung von 20 einen Basisstrom von 50 Milliampère zu legen, um einen Laststrom (Kollektor-Emitter-Strom) von 8,0 Milliampère zu leiten. Zum einen wird hiermit Leistung in der Basisansteuerschaltung verschwendet, und zum anderen wird der Transistor in die Sättigung übersteuert, so daß das Ausschalten des Transistors sehr langsam vor sich geht.
Die Unwirtschaftlichkeit des Systems wird noch größer, wenn sich die Eingangsspannung ebenfalls über einen weiten Bereich (z. B. von mehr als 16 Volt bis auf 4 Volt) ändern kann, während der Basisstrom auf den ungünstigsten Fall abgestellt ist, nämlich auf die Stärkste Last (z. B. 16 Ohm), die höchste Spannung (z. B. 16 Volt) und die kleinste β-Verstärkung. So muß der Transistorschalter z. B. im Falle einer Spannung V IN von 4 Volt und einer Last von 2000 Ohm einen Laststrom von ungefähr 2 Milliampère leiten. Die Beaufschlagung des Transistorschalters mit einem Basisstrom von 50 Milliampère ist natürlich unwirtschaftlich, wenn ein Basisstrom von 0,1 Milliampère ausreichen würde. Es ergibt sich also das Problem der Basis-Übersteuerung und einer übermäßigen Verlustleistung, wenn der Basisstrom eines Transistors zu bemessen ist, daß er den Transistor zum Leiten eines starken Laststroms befähigt, während der Transistor in Wirklichkeit unter Bedingungen für geringeren Laststrom betrieben wird.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Transistorschalter für rationelleren Betrieb auszubilden. Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch Merkmale gelöst, wie sie in den Patentansprüchen 1, 2 und 9 beschrieben sind. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind jeweils in Unteransprüchen gekennzeichnet.
Das Problem der Übersteuerung der Basis eines Transistors wird in erfindungsgemäßen Schaltungen dadurch überwunden, daß die Kollektor-Emitter-Spannung (V CE ) des Transistorschalters gefühlt und der Basisstrom abhängig davon gesteuert wird. Die Kollektor-Emitter-Spannung des Transistorschalters und sein Basisstrom werden so bemessen, daß diese Größen ihren Maximalwert haben, wenn der Transistorschalter den höchsten Nennlaststrom leitet. Sinkt die Kollektor- Emitter-Spannung des Transistors unter ihren Maximalwert, dann wird die Abnahme dieser Spannung gefühlt, und der Basisstrom für den Transistor wird vermindert.
Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen erläutert:
Fig. 1 zeigt teilweise als Detailschaltbild und teilweise in Blockform eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung;
Fig. 2 ist ein detailliertes Schaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung.
In den Fig. 1 und 2 sind die zur Veranschaulichung der Erfindung eingezeichneten Transistoren als Bipolartransistoren dargestellt, und die relativen physikalischen Größen mancher Transistoren sind, sofern von Bedeutung, jeweils durch eine Zahl oder einen Großbuchstaben vor dem Buchstaben "x" angegeben (z. B. 1x, 2x, Jx). Das heißt, die physikalische Größe eines Elementes ist proportional dem Wert, der durch die Zahl oder den Buchstaben vor dem Buchstaben "x" ausgedrückt wird; d. h. ein mit 2x (oder Jx) bezeichnetes Element hat also eine Emitterfläche, die zweimal (oder J-mal) so groß ist wie die Emitterfläche eines mit 1x bezeichneten Elementes, und leitet einen zweimal (oder J-mal) so starken Strom wie ein mit 1x bezeichnetes Element unter gleichen Vorspannungsbedingungen. In der nachstehenden Beschreibung wird für einen beliebigen Transistor Qi die jeweils zugehörige Basis-Emitter-Spannung mit V BEi , die zugehörige Kollektor-Emitter-Spannung mit V CEi und der zugehörige Kollektorstrom mit I Ci bezeichnet. Ferner wird der Spannungsabfall zwischen Kollektor und Emitter eines Transistors in der nachstehenden Beschreibung manchmal mit V EC (anstatt V CE ) bezeichnet, um anzudeuten, daß das Emitterpotential positiver ist als das Kollektorpotential. In ähnlicher Weise wird der Spannungsabfall zwischen Basis und Emitter eines Transistors manchmal mit V EB (anstatt V BE ) bezeichnet, um auch hier anzudeuten, daß das Emitterpotential positiver ist als das Basispotential.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 enthält eine Versorgungsquelle 13, die z. B. eine Kraftfahrzeugbatterie sein kann und an eine Eingangsklemme 11 angeschlossen ist. Die von der Quelle 13 erzeugte Spannung bildet die Eingangsspannung für das System und ist mit V IN bezeichnet. Der Nennwert von V IN kann bei 12 Volt liegen, der tatsächliche Wert kann sich jedoch z. B. von 4 Volt bis auf mehr als 16 Volt ändern. Die Spannung V IN wird über einen normalerweise eingeschalteten (leitenden) PNP-Bipolartransistorschalter Q 26, dessen Emitter mit der Klemme 11 und dessen Kollektor mit einer Ausgangsklemme 15 verbunden ist, auf eine Last R L gekoppelt. Die zwischen die Klemme 15 und Masse angeschlossene Last ist durch einen Widerstand R L dargestellt, dem ein glättender und energiespeichernder Kondensator C L parallelgeschaltet ist. Obwohl hier als Widerstand R L und Kondensator C L abgebildet, kann die Last in der Praxis aus irgendeiner beliebigen Anzahl und Auswahl von Elementen bestehen. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 soll eine Last speisen, deren äquivalente Impedanz beliebige Werte innerhalb eines größeren Bereichs annehmen kann, z. B. von 16 Ohm bis 2000 Ohm.
Der Transistor Q 26 leitet über die von seinem Emitter zu seinem Kollektor führende Strecke einen Laststrom I L , der eine Funktion des Basisstroms I B26 und der Vorwärts- Stromverstärkung b 26 dieses Transistors ist (d. h. es gilt (I L = β 26 · I B26). In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird der Basisstrom I B26 reguliert, um eine allzu starke Basis-Übersteuerung zu verhindern. Obwohl der Strom I B26 reguliert wird, hat er stets eine genügend hohe Amplitude, um den Transistor Q 26 einschalten zu können und zu bewirken, daß die Kollektor-Emitter-Spannung V EC26 dieses Transistors für alle Laststromwerte, die gleich oder kleiner sind als der vorgeschriebene maximale Laststrom, kleiner ist als ein vorgeschriebener Maximalwert.
Der Basisstrom I B26 ist eine verstärkte Version (um den Faktor J · Z) des Steuerstroms I C19, der über den Kollektor eines Transistors Q 19 eines Netzwerkes 129 fließt.
In der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 werden zwei Netzwerke (129 und 131) verwendet, um effektiv die Spannung V EC26 längs der Kollektor-Emitter-Strecke von Q 26 zu fühlen und Ströme I C19 und I C20 zu erzeugen, die sich relativ zueinander als Funktion von V EC26 ändern.
Das Netzwerk 129 enthält einen als Diode geschalteten Transistor Q 16, einen Widerstand R 5 und den bereits erwähnten Transistor Q 19. Der Emitter von Q 16 ist mit der Klemme 11 verbunden, und die Basis und der Kollektor von Q 16 sind gemeinsam an ein Ende des Widerstandes R 5 angeschlossen. Das andere Ende von R 5 ist mit dem Emitter von Q 19 verbunden, dessen Kollektor und Basis gemeinsam an einen Schaltungsknoten 121 angeschlossen sind. Das Netzwerk 131 enthält einen als Diode geschalteten Transistor Q 17 und einen Transistor Q 20. Der Emitter von Q 17 ist mit der Klemme 15 verbunden, während Kollektor und Basis dieses Transistors an den Emitter von Q 20 angeschlossen sind. Basis und Kollektor von Q 20 sind gemeinsam an den Knoten 121 angeschlossen. Der Transistor Q 19 erzeugt einen Strom I C19, der in den Knoten 121 fließt, und der Transistor Q 20 erzeugt einen Strom I C20, der ebenfalls in den Knoten fließt, wenn man jeweils die Basisströme ignoriert.
Zwischen den Knoten 121 und Masse ist eine Stromquelle 123 geschaltet, die einen relativ konstanten Strom I K leitet. Wie weiter unten noch ausführlicher erläutert wird, kann sich I K zwar mit der Temperatur oder mit der Spannung ändern, bei gegebener Temperatur oder Spannung jedoch bleibt der Wert dieses Stroms relativ konstant. Die Ströme I C19 und I C20 werden im Knoten 121 summiert und fließen über die Stromquelle 123 nach Masse. Die Summe von I C19 und I C20 ist dann gleich dem relativ konstanten Strom I K , was sich mathematisch folgendermaßen ausdrücken läßt:
I C19 + I C20 = I K (1)
Da die Summe von I C19 und I C20 gleich einem relativ konstanten Strom I K ist, führt eine Zunahme von I C19 zu einer entsprechenden Abnahme von I C20, und eine Abnahme von I C19 bringt eine entsprechende Zunahme von I C20. Der Strom I K teilt sich immer zwischen den Netzwerken 129 und 131 auf. Das heißt, ein Teil (z. B. 0% bis 100%) von I K fließt im Netzwerk 129, während der restliche Teil (z. B. 100% bis 0%) im Netzwerk 131 fließt. Ferner ändern sich I C19 und I C20 als Funktion der Kollektor-Emitter- Spannung von Q 26, wie es weiter unten noch erläutert wird. Es sei nun gezeigt, daß beim Ansteigen dieser Spannung V EC26 der Strom I C19 zunimmt (und I C20 abnimmt), und daß beim Abnehmen der Spannung V EC26 der Strom I C19 abnimmt (und I C20 zunimmt).
Aus der Fig. 1 erkennt man, daß das Netzwerk 129 zwischen die Klemme 11 und den Knoten 121 geschaltet ist. Die Emitter- Kollektor-Strecke des Transistors Q 26 und das Netzwerk 131 liegen ebenfalls zwischen der Klemme 11 und dem Knoten 121. Daher muß der Spannungsabfall V EC26 über die Emitter- Kollektor-Strecke von Q 26 plus dem Spannungsabfall am Netzwerk 131 gleich dem Spannungsabfall am Netzwerk 129 sein.
Diese Beziehung läßt sich mathematisch so ausdrücken:
V EB16 + V EB19 + I C19 R 5 = V EC26 + -V EB17 + V EB20 (2)
Die Gleichung (2) läßt sich in folgende Form umordnen:
V EC26 - I C19 R 5 = V EB16 + V EB19 - -V EB17 - V EB20 (3)
Wenn Q 16 die gleiche Geometrie wie Q 17 hat und wenn Q 19 die gleiche Geometrie wie Q 20 hat, vereinfacht sich die Gleichung (3) wie folgt:
V EC26 - I C19 R 5 = 2 (V EB19 - V EB20-) (4)
Die Differenz zwischen V EB19 und V EB20 in der Gleichung (4) kann mit Hilfe der jeweiligen Kollektorströme ausgedrückt werden, um zu der nachstehenden Gleichung zu kommen:
(V EC26 - I C19 R 5)/2 = [η KT/q] ln [I -C19/I C20] (5)
Die Gleichung (5) läßt sich weiter vereinfachen:
V EC26 = 2 [η KT/q] ln [I C19/ I C20] + I C19 R 5 (6)
Hierin ist η KT/q gleich 34,6 Millivolt bei 25°C, und T ist die Temperatur in Kelvin-Graden (°K).
Die Spannung V EC26 läßt sich also ausdrücken als Funktion von I C19 und I C20. Diese Ströme werden in Wirklichkeit benutzt, um die Kollektor-Emitter-Spannung von Q 26 zu fühlen und daraufhin den Basisstrom dieses Transistors zu steuern.
Wie aus der Fig. 2 (die weiter unten erläutert wird) entnommen werden kann, läßt sich der konstante Strom I K folgendermaßen ausdrücken:
I K V BG /R 3 (7)
Hierbei ist V BG ungefähr gleich der Bandlücken-Spannung von Silizium, und R 5 ist ein Widerstand, dessen ohmscher Wert den Wert des Stroms I R3 einstellt, der seinerseits gleich I REF ist, wobei dieser letztgenannte Strom in der Ausführungsform nach Fig. 2 auch gleich I K ist.
Der Spannungsabfall V R5 am Widerstand R 5 in der Schaltung nach Fig. 1 läßt sich dann folgendermaßen ausdrücken:
I C19 · R 5 = V R5 = V BG [R 5/R 3] -· [I C19/I K ] (8)
Setzt man die rechte Seite der Gleichung (8) in die Gleichung (6) ein, erhält man:
V EC26 = 2 [η KT/q] ln [I C19/ I C20] + V BG [R 5/R 3] · [ I C19/I K ] (9)
Die Gleichung (9) zeigt die Spannung V EC26 als Summe zweier Terme. Der zweite Term, nämlich V BG [R 5/R 3] · [I C19/-I K ], der den Spannungsabfall am Widerstand R 5 ausdrückt, ist praktisch unabhängig von der Temperatur. Macht man diesen Term groß gegenüber dem anderen Term, werden Temperaturbedingte Änderungen wesentlich reduziert. Die Gleichung (9) kann auch dazu benutzt werden, Werte von I C19, I C20 und V R5 für verschiedene Werte von V EC26 zu berechnen. Einige der berechneten Ergebnisse für verschiedene Werte von V EC26 bei 25°C sind in der nachstehenden Tabelle aufgelistet, und zwar für den angenommenen Fall, daß I K gleich 100% des aus I C19 und I C20 bestehenden Stroms ist und daß V BG · [R 5/R 3] auf 0,8 Volt eingestellt ist.
Aus der Tabelle ersieht man, daß wenn V EC26 gleich 1,11 Volt ist, der durch das Netzwerk 129 fließende Strom I C19 ein Anteil von 99% des Stroms I K ist, während I C20 nur 1% ist. Wenn V EC26 gleich 0,4 Volt ist, dann ist I C19 gleich I C20, also beide Ströme machen jeweils 50% von I K aus. Wenn V EC26 gleich 0,06 Volt ist, dann ist I C19 gleich 20% von I K , und I C20 ist gleich 80% von I K .
I c19 steigt an, wenn V EC26 ansteigt, und nimmt ab, wenn V EC26 abnimmt. Ein Anstieg von V EC26 zeigt normalerweise an, daß mehr Basisstrom zum Transistor Q 26 geliefert werden sollte, während eine Abnahme von V EC26 anzeigt, daß der Basisstrom des genannten Transistors zu vermindern ist. Dies geschieht in der Schaltung nach Fig. 1 dadurch, daß der Strom I C19 im Netzwerk 129 mittels eines Netzwerkes 127 verstärkt wird, das als Stromspiegelverstärker wirkt, dessen Ausgang (JI C19) auf einen weiteren Stromspiegelverstärker 125 gegeben wird, der diese Ausgangsgröße mit einem Faktor Z multipliziert, um den Strom I B26 für die Basis des Transistors Q 26 zu liefern, so daß I B26 gleich J · Z · I C19 ist.
Das Netzwerk 127 enthält einen als Diode geschalteten Transistor Q 15, einen Widerstand R 4 und einen Transistor Q 18. Der Emitter von Q 15 ist mit der Klemme 11 verbunden, und der Kollektor dieses Transistors ist an ein Ende des Widerstandes R 4 angeschlossen, dessen anderes Ende mit dem Emitter von Q 18 verbunden ist. Die Basis von Q 18 ist mit Basis und Kollektor von Q 19 und mit Basis und Kollektor von Q 20 am Knoten 121 verbunden, während der Kollektor von Q 18 an den Eingang 138 des Stromspiegelverstärkers 125 angeschlossen ist.
Der durch Q 16, R 5 und Q 19 fließende Strom I C19 wird in den Kollektor-Emitter-Strecken von Q 15 und Q 18 und im Widerstand R 4 "gespiegelt", um einen Strom I C18 zu erzeugen. Der Transistor Q 15 ist so dimensioniert, daß er die J-fache physikalische Größe von Q 16 hat, Q 18 ist mit der J-fachen physikalischen Größe von Q 19 dimensioniert, und R 4 ist gleich R 5/J bemessen. Infolgedessen ist der Strom I C18 das J-fache des Stroms I C19, wobei J irgendeine geeignete Zahl sein kann.
Der Strom I C18 wird auf den Eingang 138 des Stromspiegelverstärkers 125 gegeben, der den Strom verstärkt und an seinem Ausgangsknoten 141 den Basisstrom I B26 = Z · I C18 erzeugt. Da I C18 seinerseits gleich J · I C19 ist, ist I B26 gleich (I · Z)I C19. Der Stromspiegelverstärker 125 kann irgendeine von vielen bekannten Ausführungsformen sein. In der Fig. 2 ist ein verwendbarer spezieller Stromspiegelverstärker ausführlich dargestellt, der weiter unten beschrieben wird.
Die Multiplikation von I C19 mit einer Konstanten (nämlich mit I · Z) zur Erzeugung des Basisstroms I B26 stellt sicher, daß der Transistor Q 26 zu allen Zeiten in einen gewünschten Grad der Sättigung getrieben wird und daß die Änderungen von I C19 und die entsprechenden Änderungen von I B26 für einen erhöhten Basisstrom am Transistor Q 26 sorgen, wenn der Laststrom zunimmt, und für einen verminderten Basisstrom, wenn der Laststrom abnimmt.
Weiteren Einblick in die Arbeitsweise der Schaltungsanordnung erhält man, wenn man die obige Gleichung (2) und den entsprechenden Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 betrachtet, der zeigt, daß Q 16 und Q 17 Elemente gleicher Geometrie und daß die Transistoren Q 19 und Q 20 ebenfalls Elemente gleicher Geometrie sind, so daß der im Netzwerk 129 erzeugte Strom I C19 gleich dem im Netzwerk 131 erzeugten Strom I C20 ist, wenn V EC26 gleich dem Spannungsabfall von V R5 ist. Zur Vereinfachung der Beschreibung sei dieser Wert von V EC26 (bei I C19 = I C20 kurz mit V A bezeichnet.
Wenn V EC26 ansteigt und höher wird als V A , dann nimmt der Spannungsabfall längs des Netzwerkes 131 ab (unter der Voraussetzung, daß die Spannung V IN an der Klemme 11 konstant ist), während der Spannungsabfall längs des Netzwerkes 129 gleich bleibt (oder ansteigt). Infolgedessen nimmt die Spannung zwischen Basis und Emitter von Q 20 ab, während die Spannung zwischen Basis und Emitter von Q 19 zunimmt. Somit wird I C19 stärker und I C20 schwächer, wenn V EC26 größer wird als V A . In analoger Weise bewirkt eine Abnahme der Spannung V EC26 unter den Wert V A , daß der Spannungsabfall längs des Netzwerkes 131 ansteigt, was zu einem Anstieg in der Emitter-Basis-Spannung V EB des Transistors Q 20 und damit zu einem Anstieg von I C20 führt. Ein Anstieg von I C20 bewirkt eine entsprechende Abnahme von I C19. Wenn also V EC26 unter den Wert V A absinkt, dann nimmt I C19 ab, während I C20 zunimmt. Der Strom I C19, multipliziert mit J · Z über Q 19 und den Stromspiegelverstärker 125, wird dann als Strom I B26 auf die Basis von Q 26 gegeben, um eine entsprechende Änderung in I L und V EC25 zu bewirken, so daß den obigen Gleichungen genügt wird.
Beim Entwurf von erfindungsgemäßen Schaltungsanordnungen muß ebenso wie bei bekannten Schaltungsanordnungen dafür gesorgt werden, daß die Basis-Ansteuerschaltung in der Lage ist, den notwendigen Mindeststrom I B26 zu liefern, der erforderlich ist, um den Transistor Q 26 unter der Bedingung maximalen Laststroms zu sättigen. Im Gegensatz zum Stand der Technik bewirkt die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung jedoch, daß I B26 abnimmt, wenn der Laststrom abnimmt oder wenn die β-Verstärkung des Schalttransistors über einen vorgeschriebenen Mindestwert β MIN ansteigt.
Als Beispiel sei angenommen, daß die maximal zulässige Spannung zwischen Emitter und Kollektor des Transistors Q 26 gleich 1,11 Volt ist, wenn ein Strom von 1,04 Ampère geleitet wird, und daß 1,04 Ampère der Nennwert des maximalen Laststroms ist. Ferner sei angenommen, daß das Maximum der Spannung V IN gleich 17,91 Volt ist und daß der niedrigste ohmsche Wert R LMIN des Widerstandes R L ungefähr 16 Ohm beträgt, so daß zwischen Emitter und Kollektor des Transistors Q 26 ein Strom von ungefähr 1,04 Ampère fließt. Schließlich sei angenommen, daß der vorgeschriebene Niedrigstwert der β-Verstärkung von Q 26 gleich 21 ist. Unter diesen Voraussetzungen muß der Basisstrom I B26 für Q 26 ungefähr gleich 49,5 Milliampère sein. Angenommen I · Z ist gleich 500, dann wäre I C19 auf 99 Mikroampère zu bemessen, um den Basisstrom zu erzielen. Wird für I K der Wert 100 Mikroampère angenommen, dann wäre I C20 gleich 1 Mikroampère.
Stellt man das System auf die ungünstigste Bedingung ab (Maximalwerte für V IN und I L und Minimalwerte für die β- Verstärkung), dann wird die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 den Strom I B26 so regulieren, daß er stets kleiner ist als 49,5 Milliampère und daß V EC26 stets niedriger ist als 1,11 Volt für alle Widerstandswerte von R L oberhalb 16 Ohm und für alle β-Werte des Transistors Q 26 von mehr als 21.
Als Beispiel sei angenommen, daß R L von 16 Ohm auf 33,3 Ohm steigt, während V IN auf 17,9 Volt bleibt. Für diesen Fall ist I L ungefähr 525 Milliampère, und I B26 ist 25 Milliampère. I C19 und I C20 können dann jeweils gleich 50 Mikroampère sein, und die Spannung V EC des Transistors Q 26 ist gleich 0,4 Volt, wie es die obige Tabelle angibt. Für diesen Fall fließen durch die Netzwerke 129 und 131 gleiche Ströme, und die Spannung V R5 am Widerstand R 5 ist gleich V EC26, so daß I C19 · R 5 = V EC26 ist.
Die Reaktion der Schaltungsanordnung auf ansteigende Werte des Lastwiderstandes (also auf eine Verminderung des Laststroms) läßt sich zeigen, wenn man den Fall betrachtet, daß der angenommene Lastwiderstand von 33,3 Ohm erhöht wird. Wenn R L größer wird, dann nimmt der durch diesen Widerstand fließende Laststrom ab. Bei abnehmendem Laststrom nimmt V EC26 an (unter der Voraussetzung, daß L B26 nicht sofort anspricht). Bei geringerer Spannung V EC26 fließt mehr Strom durch das Netzwerk 131(I C20 steigt also an). Wegen der Summierung von I C19 und I C20 nimmt I C19 ab. Die Abnahme von I C19 bewirkt eine entsprechende Abnahme von I B26, die so lange andauert, bis ein Gleichgewichtszustand erreicht ist, bei dem die obigen Gleichungen erfüllt werden. Man erkennt also, daß V EC26 stets bei oder unterhalb des vorgeschriebenen Maximalwertes der Kollektor-Emitter-Spannung für den Transistor Q 26 liegt, während der auf diesen Transistor gegebene Basisstrom in passender Weise gesteuert wird und ausreicht, den Transistor Q 26 auf einen gewünschten Sättigungsgrad zu bringen, ohne ihn zu übersteuern.
Es läßt sich auch zeigen, daß bei Zunahme der β-Verstärkung des Transistors Q 26 der Basisstrom dieses Transistors abnimmt und V EC26 ebenfalls abnimmt. Wenn die β- Verstärkung höher wird, nimmt (unter der Voraussetzung, daß I L konstant bleibt und I B26 nicht sofort anspricht) die Spannung V EC26 ab, wenn Q 26 tiefer in die Sättigung getrieben wird. Bei abnehmender Emitter-Kollektor-Spannung des Transistors Q 26 steigt der Strom I C20 an, was eine entsprechende Abnahme des Stroms I C19 bewirkt. Diese Abnahme von I C19 hat eine Abnahme von I B26 zur Folge. Im Gegensatz zu bekannten Schaltungen hat also die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung das Bestreben, bei zunehmender β-Verstärkung des Schalttransistors Q 26 den Basisstrom zu vermindern, was zu einer Reduzierung der Verlustleistung in der Basis-Ansteuerschaltung führt, während die Kollektor- Emitter-Spannung innerhalb eines geforderten Bereichs gehalten wird.
Weitere Merkmale der Erfindung lassen sich besser anhand der Fig. 2 erläutern, worin eine Stromquellenschaltung 123 und ein Stromspiegelverstärker 125, wie sie sich zur Realisierung der Erfindung eignen, näher dargestellt sind.
Die Stromquelle 123 enthält ein sogenanntes "Bandlücken"- Netzwerk 12 und ein Stromspiegelnetzwerk 14 zur Erzeugung des Stroms I K .
Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 kann sich die an die Eingangsklemme 11 gelegte Spannung V IN über einen sehr weiten Bereich ändern (z. B. von 4 Volt bis auf mehr als 16 Volt). Das Bandlückennetzwerk (Bandlücken-Referenzschaltung) 12 dient dazu, eine relativ feste Bandlücken-Referenzspannung (V BG ) zu erzeugen, die zur Erzeugung eines Referenzstroms I REF = V BG /R 3 verwendet wird. Es ist dafür gesorgt, daß aus dem Schaltungsknoten 121 ein Strom I C14 = I K fließt, der proportional dem Strom I REF ist und gleich I C19 plus I C20 ist.
Die Bandlücken-Referenzschaltung 12 enthält PNP-Transistoren Q 1 und Q 2, deren Emitter mit der Eingangsklemme 11 und deren Basiselektroden mit einem Schaltungsknoten 111 verbunden sind, an den außerdem der Kollektor des Transistors Q 2 und der Emitter eines PNP-Transistors Q 4 angeschlossen ist. Der Kollektor von Q 1 ist mit dem Emitter eines PNP-Bipolartransistors Q 3 verbunden. Basis und Kollektor von Q 3 sowie die Basis von Q 4 sind mit einem Schaltungsknoten 113 verbunden, an den außerdem der Kollektor eines NPN-Transistors Q 5 angeschlossen ist.
Wie in der Technik bekannt, leitet die aus Q 1 und Q 3 gebildete Transistorkette im wesentlichen den gleichen Strom wie die aus Q 2 und Q 4 gebildete Transistorkette (wenn Q 1 dieselbe Größe wie Q 2 hat und Q 3 dieselbe Größe wie Q 4 hat), so daß der aus dem Kollektor von Q 3 fließende Strom I C3 gleich dem Strom I C4 ist, der aus dem Kollektor von Q 4 fließt (d. h. I C3 = I C4).
Mit dem Knoten 113 ist der Kollektor eines NPN-Transistors Q 5 verbunden, dessen Emitter an den Kollektor eines NPN- Transistors Q 6 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors Q 5, der Kollektor eines Transistors Q 7 und der Kollektor des Transistors Q 4 sowie die Basis eines Transistors Q 9 sind an einen Knoten 115 angeschlossen. Die Basiselektroden von Q 6 und Q 7 und der Emitter von Q 9 sind mit einem Knoten 117 verbunden, an dem die Bandlücken-Spannung V BG erzeugt wird. Zwischen dem Knoten 117 und Masse ist ein den Wert eines Referenzstroms einstellender Widerstand R 3 angeschlossen.
Aus noch zu beschreibenden Gründen ist die physikalische Größe von Q 6 auf das 10-fache der physikalischen Größe von Q 7 bemessen, was zur Folge hat, daß Q 6 und Q 7 unterschiedliche Stromdichten und unterschiedliche V BE -Spannungen haben. Wenn man, was für die Anordnung nach Fig. 2 typisch ist, den Transistor Q 6 zehnmal so groß wie den Transistor Q 7 macht und gleiche Kollektor-Emitter-Ströme durch die beiden Transistoren zwingt, dann ist die V BE - Spannung von Q 7 minus der V BE -Spannung von Q 6 bei 25°C ungefähr gleich 60 Millivolt.
Ein Widerstand R 1, der zwischen den Emitter von Q 6 und einen Knoten 119 geschaltet ist, wo auch der Emitter von Q 7 angeschlossen ist, stellt die Amplitude von I C3 und damit die Amplitude von I C4 ein. Ein zwischen den Knoten 119 und Masse geschalteter Widerstand stellt das Potential am Knoten 119 ein.
Wenn am Anfang Leistung an die Bandlücken-Schaltung gelegt wird, wird es zunächst nicht unbedingt eine Stromleitung über die Transistoren Q 1, Q 2, Q 3 und Q 4 geben. Deswegen ist eine Anlaufschaltung 18 vorgesehen, die sicherstellt, daß die Bandlücken-Schaltung 12 beim Einschalten der Leistung und auch jederzeit später in Betrieb kommt. Wenn anfänglich eine Spannung V IN an die Schaltungen 12 und 14 gelegt wird, können die Transistoren Q 1, Q 2, Q 3 und Q 4 nichtleitend sein. Die Anlaufschaltung 18 gewährleistet einen anfänglichen Stromfluß aus den Basiselektroden von Q 3 und Q 4, wodurch dann Q 1, Q 2, Q 3 und Q 4 eingeschaltet werden und Ströme I C3 und I C4 fließen. Das Fließen des Kollektorstroms I C4 in Q 4 schaltet die Transistoren Q 5 und Q 9 ein. Durch die Einschaltung von Q 9 werden Q 6 und Q 7 eingeschaltet. Bei eingeschalteten Transistoren Q 5 und Q 6 fließt der Strom I C3 über die Kollektor- Emitter-Strecken von Q 5 und Q 6 und den Widerstand R 1 in den Schaltungsknoten 119, und der Strom I C4 fließt über die Kollektor-Emitter-Strecke von Q 7 in den Knoten 119. Die dann über R 2 nach Masse fließenden Ströme I C3 und I C4 heben das Potential V 119 am Knoten 119 auf einen Wert (I C3 + I C4) · (R 2) an. Dieser Potentialanstieg am Knoten 119 ist bestrebt, die Anlaufschaltung auszuschalten, während die Bandlücken-Schaltung in Betrieb bleibt.
Nach dem Ausschalten der Anlaufschaltung 18 stabilisiert sich die Schleife in der Bandlücken-Schaltung 12, und diese Schaltung bleibt voll in Betrieb, indem sie am Knoten 117 eine Bandlückenspannung V BG erzeugt, die sich aus den beiden folgenden Gleichungen errechnet:
(I C3 + I C4)(R 2) + V BE7 = V BG -(9)
Die Amplitude von I C3 kann aus folgender Beziehung bestimmt werden:
V BE6 + (I C3)(R 1) = V BE7 (10)
I C3 = [V BE7 - V BE6]/R 1 (11)
Für I C3 = I C4 gilt:
V BG = 2 [R 2/R 1] [V BE7 - V BE6] + -V BE7 (12)
In einer speziellen Ausführungsform der Schaltung wurde durch passende Wahl von R 1 und R 2 die Spannung V BG auf 1,26 Volt eingestellt, ein Wert, der nahe an der Bandlückenspannung von Silizium liegt, die ungefähr 1,205 Volt beträgt.
V BG wird dazu benutzt, einen Referenzstrom I R3 einzustellen, der über den Widerstand R 3 fließt und gleich V BG /R 3 ist und von dem angenommen werden kann, daß er relativ konstant ist (z. B. so konstant wie V BG und R 3). Es wird angenommen, daß der aus dem Emitter von Q 9 fließende Strom I R3 gleich dem Strom I REF am Kollektor des Transistors Q 9 ist. Die Spannung V BG am Emitter Q 9 stellt also den Strom I R3 ein, von dem angenommen wird, daß er gleich dem Kollektorstrom von Q 9 ist, der hier mit I REF bezeichnet wird.
Der Strom I REF am Kollektor von Q 9 ist identisch mit dem Kollektorstrom von Q 8 und Q 10, der dann in den Kollektoren der Transistoren Q 11 und Q 12 "gespiegelt" wird. Der Kollektor von Q 9 ist mit einem Knoten 130 verbunden, an den Kollektor und Basis eines PNP-Transistors Q 8 und die Basis eines PNP-Transistors Q 12 angeschlossen ist. Der Emitter von Q 8 ist mit dem Kollektor eines PNP-Transistors Q 10 verbunden. Der Emitter von Q 12 ist an einen Knoten 133 angeschlossen, mit dem Kollektor und Basis eines PNP-Transistors Q 11 und die Basis von Q 10 verbunden sind. Die Emitter von Q 10 und Q 11 sind mit der Klemme 11 verbunden, so daß ihre Kollektorströme, wenn diese beiden Transistoren die gleiche physikalische Größe haben, im wesentlichen einander gleich sind. In ähnlicher Weise stellt der symmetrische Anschluß von Q 8 und Q 12 sicher, daß die Kollektorströme dieser Transistoren, wenn sie gleiche physikalische Größe haben, im wesentlichen einander gleich sind.
Der Kollektorstrom von Q 8 und Q 10 ist gleich dem Kollektorstrom von Q 9, der seinerseits gleich I REF ist (wenn man die Basisströme vernachläßigt). Da Kollektor und Basis von Q 11 mit der Basis von Q 10 verbunden sind und weil Basis und Kollektor von Q 8 mit der Basis von Q 12 verbunden sind, wird der über die Kollektoren von Q 8, Q 9 und Q 10 fließende Strom I REF in den Kollektoren der Transistoren Q 11 und Q 12 "gespiegelt". Der Kollektorstrom von Q 11 und Q 12 ist proportional dem Strom I REF und wird dann weiter gespiegelt, um den Strom I K zu liefern.
Der Kollektor von Q 12 ist mit einem Knoten 135 verbunden, an den außerdem Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q 13 und die Basis eines NPN-Transistors Q 14 angeschlossen sind. Der Emitter von Q 13 ist mit dem Kollektor eines NPN- Transistors Q 25 verbunden. Der Emitter von Q 14 ist mit einem Knoten 137 verbunden, an den ferner Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q 28 und die Basis von Q 25 angeschlossen sind. Die Emitter Q 25 und Q 28 sind auf Massepotential geführt, so daß, wenn Q 25 die gleiche physikalische Größe wie Q 28 hat und wenn Q 13 die gleiche physikalische Größe wie Q 14 hat, der Stromfluß in dem über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q 13 und Q 25 führenden Weg gleich ist dem Stromfluß in dem über die Kollektor- Emitter-Strecken von Q 14 und Q 28 führenden Weg. Außerdem bewirkt, wie in der Technik an sich bekannt, die Kaskodeanordnung der Transistorpaare Q 13 und Q 25, Q 14 und Q 28, Q 11 und Q 12, Q 10 und Q 8, daß die Stromspiegel einander genauer angepaßt sind, weil dadurch Fehler reduziert werden, die entstehen können, wenn sich der Spiegelstrom bei Änderungen der Spannung V IN ändert.
Infolgedessen fließt der durch Q 11 und Q 12 gehende Strom, der im wesentlichen gleich V BG /R 3 ist, in den Knoten 135 und über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q 13 und Q 25; im wesentlichen der gleiche Strom (d. h. V BG /R 3) fließt über die Kollektor-Emitter-Strecken von Q 14 und Q 28 und wird aus dem Knoten 121 gezogen.
Nachdem also nachgewiesen wurde, daß I K gleich I REF oder gleich dem Strom I R3 ist, der seinerseits gleich V BG /R 3 ist, läßt sich die Spannung V R5 am Widerstand R 5 so darstellen, wie es in der obigen Gleichung (8) geschrieben ist.
Wie bereits oben erwähnt, ist die Bandlückenspannung V BG konstant über die Temperatur; das Verhältnis von R 5 zu R 3 ist ebenfalls konstant über die Temperatur, angenommen die Widerstände sind in gleicher Weise konstruiert, und I C19 ist ein Bruchteil von I K . Somit ist V R5 eine Funktion desjenigen Teils von I K , der über R 5 fließt, und ist praktisch unabhängig von der Temperatur. Dies ist ebenfalls ein bedeutsames Merkmal der Schaltung.
Der Stromspiegelverstärker 125 hat einen Eingangsknoten 138, der mit Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q 21, mit der Basis eines NPN-Transistors Q 22 und mit dem Kollektor des Transistors Q 18 verbunden ist, so daß I C18 in diesen Eingangsknoten fließt. Der Emitter von Q 21 ist mit einem Knoten 139 verbunden, an den auch der Emitter von Q 22, Kollektor und Basis eines NPN-Transistors Q 23 und die Basis eines NPN-Transistors Q 24 angeschlossen sind. Ein Widerstand R 6 ist zwischen den Emitter von Q 23 und Masse geschaltet, und ein Widerstand R 7 liegt zwischen dem Emitter von Q 24 und Masse. Q 22 ist mit dem N-fachen der physikalischen Größe von Q 21 bemessen, Q 24 hat die M-fache physikalische Größe von Q 23, und R 7 ist auf einen Wert von R 6/M dimensioniert. In einer Ausführungsform wurde N gleich 10 und M ebenfalls gleich 10 gewählt. Die Kollektoren von Q 22 und Q 24 sind gemeinsam an den Ausgangsknoten 141 des Stromspiegelverstärkers 125 angeschlossen, so daß die Summe der durch Q 22 und Q 24 fließenden Ströme gleich I B26 ist. Wie bisher, so werden auch in der nachstehenden Beschreibung die Basisströme vernachläßigt.
Der Stromspiegelverstärker 125 arbeitet kurz gesagt wie folgt. Der in den Knoten 138 fließende Strom I C18 ist gleich JI C19. Dieser in den Knoten 138 fließende Strom I C18 bewirkt, daß ein gleich großer Strom über die Kollektor- Emitter-Strecke von Q 21 in den Knoten 139 fließt und daß ein Strom I C22, der gleich N · I C18 ist, über die Kollektor- Emitter-Strecke von Q 22 in den Knoten 139 fließt. Der in den Knoten 139 fließende Gesamtstrom (N + 1) (I C18) wird durch den Transistor Q 24 verstärkt, so daß dieser Transistor einen Strom I C24 liefert, der gleich M · (N + 1) I C18 ist.
Der aus dem Knoten 141 gezogene Gesamtstrom ist gleich I C22 + I C24. Da I C22 gleich N · I C18 und da I C24 gleich M · (N + 1) I C18 ist, läßt sich der aus dem Transistor Q 26 gezogene Strom I B26 folgendermaßen ausdrücken:
I B26N · I C18 + M(N + 1)I C18 ≅- I C18[MN + M + N]
Mit I C18 = J · I TC19 ergibt sich:
I B26 = (I C19)(J · [M(N + 1) + N].
Ist J = 3, M = 10 und N = 10, erhält man:
I B26 = (I C19)[360].
Es sei erwähnt, daß der Multiplikationsfaktor (also die Größe I · Z) für den den Strom I C19 zur Erzeugung des Stroms I B26 auch größer oder kleiner gewählt werden kann, je nachdem, welcher Betrag von I B26 gewünscht wird oder erforderlich ist.

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung, gekennzeichnet durch: eine erste und eine zweite Versorgungsklemme zum Anlegen einer Eingangsspannung (V IN );
eine Ausgangsklemme;
eine Einrichtung zum Anschließen einer Last zwischen die Ausgangsklemme und die zweite Versorgungsklemme;
einen wahlweise einschaltbaren Transistorschalter mit einem Kollektor und einem Emitter, welche die Enden der Hauptstromstrecke des Transistorschalters definieren, und mit einer Basis zum Anlegen eines ansteuernden Basisstroms;
eine Einrichtung zum Einfügen der Kollektor-Emitter- Strecke des Schalttransistors zwischen die erste Versorgungsklemme und die Ausgangsklemme;
eine steuerbare Basis-Ansteuerschaltung, die zwischen die Basis des Transistorschalters und die zweite Versorgungsklemme gekoppelt ist, um dem Transistorschalter ansteuernden Basisstrom zuzuführen und das Fließen eines verstärkten Stroms zwischen Kollektor und Emitter des Transistorschalters zu bewirken, und die eine Fühleinrichtung zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Transistorschalters enthält, um zu fühlen, wann die Spannung zwischen dem Kollektor und dem Emitter kleiner ist als ein vorbestimmter Wert als Folge übermäßigen ansteuernden Basisstroms, und um in diesem Fall den in die Basis des Transistorschalters fließenden Strom zu reduzieren.
2. Schaltungsanordnung, gekennzeichnet durch:
eine erste und eine zweite Versorgungsklemme zum Anlegen einer Eingangsspannung (V IN );
eine Ausgangsklemme;
eine Einrichtung zum Einfügen einer Last zwischen die Ausgangsklemme und die zweite Versorgungsklemme;
einen wahlweise einschaltbaren Transistorschalter mit einem Kollektor und einem Emitter, welche die Enden der Hauptstromstrecke des Transistorschalters definieren, und mit einer Basis zum Anlegen ansteuernden Basisstroms an den Transistorschalter;
eine Einrichtung zum Einfügen der Kollektor-Emitter- Strecke des Schalttransistors zwischen die erste Versorgungsklemme und die Ausgangsklemme;
eine Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung, die zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistorschalters gekoppelt ist, um zu fühlen, wann eine Differenz zwischen einer Spannung am Emitter und einer Spannung am Kollektor des Transistorschalters kleiner ist als ein vorbestimmter Wert, und um einen Steuerstrom zu erzeugen, der abnimmt als eine Funktion einer Abnahme der besagten Kollektor-Emitter-Spannung unter den vorbestimmten Wert;
eine stromverstärkende Einrichtung, die zwischen die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung und die Basis des Transistorschalters gekoppelt ist, um den Steuerstrom zu verstärken und diesen verstärkten Strom an die Basis des Transistorschalters zu legen.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung folgendes enthält:
  • a) eine erste Einrichtung, die zwischen den Emitter des Transistorschalters und einen ersten Knoten geschaltet ist, um einen ersten Strom durchzulassen, der eine Funktion der Spannung am Emitter ist;
  • b) eine zweite Einrichtung, die zwischen den Kollektor des Transistorschalters und den ersten Knoten geschaltet ist, um einen zweiten Strom durchzulassen, der eine Funktion der Spannung am Kollektor ist;
  • c) eine zwischen den ersten Knoten und die zweite Versorgungsklemme geschaltete Stromquelle zur Summierung des Stroms in der ersten und der zweiten Einrichtung.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelle einen relativ konstanten Strom liefert, der gleich der Summe des ersten und des zweiten Stroms ist, so daß der zweite Strom beim Ansteigen des ersten Stroms abnimmt und beim Abnehmen des ersten Stroms zunimmt.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Stromquelle einen Referenzstrom liefert;
daß die Summe des ersten und des zweiten Stroms gleich dem Referenzstrom ist;
daß bei Abnahme des Verhältnisses des ersten Stroms zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms zum Referenzstrom zunimmt und daß bei Zunahme des Verhältnisses des ersten Stroms zum Referenzstrom das Verhältnis des zweiten Stroms zum Referenzstrom abnimmt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung folgendes enthält:
  • a) eine erste Einrichtung, die einen ersten Widerstand und einen ersten Transistor aufweist, dessen Kollektor- Emitter-Strecke in Reihe mit dem besagten Widerstand zwischen einem ersten Knoten und einem Ende der Hauptstromstrecke des Transistorschalters liegt;
  • b) eine zweite Einrichtung, die einen zweiten Transistor aufweist, dessen Kollektor-Emitter-Strecke zwischen dem anderen Ende der Hauptstromstrecke des Transistorschalters und dem ersten Knoten liegt;
  • c) eine Stromquelle, die zwischen den ersten Knoten und die zweite Versorgungsklemme geschaltet ist, um einen Referenzstrom zwischen dem ersten Knoten und der zweiten Versorgungsklemme fließen zu lassen.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektroden des ersten und des zweiten Transistors mit dem ersten Knoten gekoppelt sind und daß die Amplitude des Spannungsabfalls längs der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistorschalters gleich der Amplitude des Spannungsabfalls am ersten Widerstand ist, wenn der Kollektor-Emitter-Strom des ersten Transistors gleich dem Kollektor-Emitter-Strom des zweiten Transistors ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzstrom I K gleich (r) · (V BG )/R 3 ist und daß der Spannungsabfall am ersten Widerstand gleich r(V BG /R 3)(R 1)(I 1/I K ) ist, wobei r eine Konstante ist und V BG ungefähr gleich der Bandlücken-Spannung von Silizium ist und wobei R 3 der ohmsche Wert eines Widerstands R 3, R 1 der ohmsche Wert des ersten Widerstandes und I 1 der durch den ersten Widerstand fließende Strom ist.
9. Schaltungsanordnung, in welcher die Kollektor-Emitter- Strecke eines Transistorschalters in Reihe mit einer Last zwischen eine erste und eine zweite Versorgungsklemme geschaltet ist, zwischen die eine Betriebsspannung anlegbar ist, und wobei zwischen die Basis des Transistorschalters und die zweite Versorgungsklemme eine Einrichtung gekoppelt ist, um ansteuernden Basisstrom an den Transistorschalter zu legen und einen entsprechenden Kollektor-Emitter-Strom fließen zu lassen, und wobei eine Einrichtung vorgesehen ist zum Regulieren des ansteuernden Basisstroms für den Transistorschalter als Funktion des durch den Transistorschalter fließenden Kollektor-Emitter-Stroms, gekennzeichnet durch:
eine Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung, die zwischen den Emitter und den Kollektor des Transistorschalters geschaltet ist, um eine Differenz zwischen einer Spannung am Emitter und einer Spannung am Kollektor des Transistorschalters zu fühlen und einen Steuerstrom zu erzeugen, der abnimmt, wenn die basagte Kollektor-Emitter- Spannung unter einen vorbestimmten Wert abnimmt;
eine stromverstärkende Einrichtung, die zwischen die Spannungsdifferenz-Fühleinrichtung und die Basis des Transistorschalters geschaltet ist, um den Steuerstrom zu verstärken und den verstärkten Strom auf die Basis des Transistorschalters zu geben.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mit der Fühleinrichtung versehene steuerbare Basis-Ansteuereinrichtung eine Vergleichseinrichtung enthält, um folgendes zu erzeugen:
  • a) einen ersten Strom, der proportional zur Spannung am Emitter des Transistorschalters ist;
  • b) einen zweiten Strom, der proportional zur Spannung am Kollektor des Transistorschalters ist;
  • c) einen Ausgangsstrom, der anzeigt, ob der erste Strom größer oder kleiner als der zweite Strom ist.
DE3715238A 1986-05-08 1987-05-07 Schaltungsanordnung zur Steuerung des Basisstroms eines Schaltertransistors Expired - Fee Related DE3715238C2 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US06/860,814 US4684878A (en) 1986-05-08 1986-05-08 Transistor base current regulator

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE3715238A1 true DE3715238A1 (de) 1987-11-12
DE3715238C2 DE3715238C2 (de) 1997-03-27

Family

ID=25334085

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE3715238A Expired - Fee Related DE3715238C2 (de) 1986-05-08 1987-05-07 Schaltungsanordnung zur Steuerung des Basisstroms eines Schaltertransistors

Country Status (7)

Country Link
US (1) US4684878A (de)
JP (1) JPS62272312A (de)
CA (1) CA1278341C (de)
DE (1) DE3715238C2 (de)
FR (1) FR2598530B1 (de)
GB (1) GB2190259B (de)
IT (1) IT1203981B (de)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5459429A (en) * 1992-07-31 1995-10-17 Siemens Aktiengesellschaft Drive for a symmetrical bipolar transistor

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3706907C2 (de) * 1987-03-04 1996-09-12 Bosch Gmbh Robert Spannungsreglervorstufe mit geringem Spannungsverlust sowie Spannungsregler mit einer solchen Vorstufe
US4897594A (en) * 1987-11-09 1990-01-30 Texas Instruments Incorporated High gain driver circuit and method
JPH01171306A (ja) * 1987-12-25 1989-07-06 Matsushita Electric Ind Co Ltd 電源回路
JPH02198384A (ja) * 1989-01-26 1990-08-06 Nec Corp 電源スイッチング回路
EP0742590A3 (de) * 1995-05-11 1999-11-17 Harris Corporation Verfahren und Schaltung zum Verhindern einer Vorwärtsvorspannung einer parasitären Diode in einer integrierten Schaltung
US5666043A (en) * 1995-06-07 1997-09-09 Analog Devices, Inc. Voltage detector with trigger based on output load currency
DE19928796B4 (de) * 1999-06-23 2004-04-01 Infineon Technologies Ag Elektronischer Schalter zum Schalten einer Last
US6392470B1 (en) * 2000-09-29 2002-05-21 International Business Machines Corporation Bandgap reference voltage startup circuit
DE10303435A1 (de) * 2003-01-29 2004-10-14 Infineon Technologies Ag Verfahren zum Ansteuern eines Halbleiterschalters in einem Schaltwandler und Schaltwandler
JP5133579B2 (ja) * 2007-02-28 2013-01-30 ローム株式会社 昇圧型スイッチング電源装置及びこれを備えた電子機器
KR101000340B1 (ko) * 2009-07-06 2010-12-13 한국과학기술원 Pmos 다이오드 모듈, nmos 다이오드 모듈 및 이를 이용하는 정류회로

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3003354A1 (de) * 1980-01-31 1981-09-17 Grundig E.M.V. Elektro-Mechanische Versuchsanstalt Max Grundig & Co KG, 8510 Fürth Elektronische schaltungsanordnung zum einschalten eines nachrichtentechnischen geraetes
DE3139783A1 (de) * 1981-10-07 1983-07-21 Erno-Raumfahrttechnik Gmbh, 2800 Bremen Schaltungsanordnung fuer einen elektronischen schalter
DE3344788A1 (de) * 1982-12-22 1984-06-28 Précision Mécanique Labinal S.A., Bois d'Arcy Verfahren und schaltung fuer leistungstransistoren

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3100863A (en) * 1961-08-03 1963-08-13 Hewlett Packard Co Current limited transistor voltage regulator
US3405319A (en) * 1966-01-03 1968-10-08 Gen Electric Series regulator with disabling network
DE1613977A1 (de) * 1968-01-11 1971-07-08 Bbc Brown Boveri & Cie Transistorisierte Konstantspannungsquelle
GB1490631A (en) * 1975-01-10 1977-11-02 Plessey Co Ltd Transistor arrangement having low charge storage
GB1579326A (en) * 1977-03-23 1980-11-19 Plessey Co Ltd Voltage surge limiters
US4156837A (en) * 1977-04-13 1979-05-29 Westinghouse Electric Corp. DC static switch circuit with power saving feature
DE2820822C2 (de) * 1978-05-12 1981-09-17 Brown, Boveri & Cie Ag, 6800 Mannheim Ansteuerschaltung für einen schnellen Leistungstransistor
DE2852943C3 (de) * 1978-12-07 1981-09-10 Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt Anordnung mit einem verzögerungsbehafteten Halbleiterschalter
JPS59163919A (ja) * 1983-03-08 1984-09-17 Fuji Electric Co Ltd 半導体スイツチのベ−ス駆動回路
JPS61276007A (ja) * 1985-05-31 1986-12-06 Sony Corp 安定化電圧供給回路
IT1185878B (it) * 1985-08-09 1987-11-18 Sgs Microelettronica Spa Circuito antisaturazione per transistore pnp integrato con caratteristica di intervento definibile secondo una funzione prefissata

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE3003354A1 (de) * 1980-01-31 1981-09-17 Grundig E.M.V. Elektro-Mechanische Versuchsanstalt Max Grundig & Co KG, 8510 Fürth Elektronische schaltungsanordnung zum einschalten eines nachrichtentechnischen geraetes
DE3139783A1 (de) * 1981-10-07 1983-07-21 Erno-Raumfahrttechnik Gmbh, 2800 Bremen Schaltungsanordnung fuer einen elektronischen schalter
DE3344788A1 (de) * 1982-12-22 1984-06-28 Précision Mécanique Labinal S.A., Bois d'Arcy Verfahren und schaltung fuer leistungstransistoren

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5459429A (en) * 1992-07-31 1995-10-17 Siemens Aktiengesellschaft Drive for a symmetrical bipolar transistor

Also Published As

Publication number Publication date
FR2598530A1 (fr) 1987-11-13
IT8720340A0 (it) 1987-04-30
GB8710694D0 (en) 1987-06-10
JPS62272312A (ja) 1987-11-26
DE3715238C2 (de) 1997-03-27
GB2190259B (en) 1990-09-05
US4684878A (en) 1987-08-04
CA1278341C (en) 1990-12-27
IT1203981B (it) 1989-02-23
GB2190259A (en) 1987-11-11
FR2598530B1 (fr) 1990-08-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69722530T2 (de) Stromkreisvorrichtung zum liefern eines gleichstromes
DE2660968C3 (de) Differentialverstärker
DE2423478C3 (de) Stromquellenschaltung
EP0421516B1 (de) Stromversorgungseinrichtung mit Spannungsregelung und Strombegrenzung
DE3836338A1 (de) Temperaturkompensierte stromquellenschaltung mit zwei anschluessen
DE69020266T2 (de) Schnellansprechender Differenzverstärker mit einer Eingangsfähigkeit über den ganzen Versorgungsspannungsbereich.
DE69020748T2 (de) Differenzverstärker mit Spannungsverschiebung zur Erzielung einer Eingangsfähigkeit über den ganzen, sehr niedrigen Versorgungsspannungsbereich.
DE2160432A1 (de)
DE3715238A1 (de) Transistor-schalteinrichtung mit basisstrom-regulierung
DE2240538C3 (de) Stromstabilisierungseinrichtung
DE2533421A1 (de) Monolithischer verstaerker
DE3231829A1 (de) Schaltungsanordnung zum steuern der verstaerkung eines differenzverstaerkers
DE2929683C2 (de) Gegentaktverstärker
DE2905659B2 (de) Gegentakt-Verstärkerkreis
DE3230429C2 (de)
DE69011919T2 (de) Ausgangsstufe für einen Operationsverstärker.
DE3853425T2 (de) Spannungsregelvorrichtung.
DE60019144T2 (de) Halbleitervorrichtung
DE2324426C3 (de) Verstärker für Fernsprechsysteme
DE3545392C2 (de)
DE2354340A1 (de) Vorspannungsschaltung fuer einen transistor
DE2458880B2 (de) Ueberstromschutzschaltungsanordnung fuer zwei transistoren eines verstaerkers
DE69018870T2 (de) Bipolare Transistorschaltung mit Verzerrungsausgleich.
DE2828147A1 (de) Pufferverstaerker
DE68925305T2 (de) Strombegrenzungsschaltung mit Einheitsverstärkung

Legal Events

Date Code Title Description
8110 Request for examination paragraph 44
D2 Grant after examination
8364 No opposition during term of opposition
8339 Ceased/non-payment of the annual fee