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DE3507172A1 - Spannungswandler - Google Patents

Spannungswandler

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Publication number
DE3507172A1
DE3507172A1 DE19853507172 DE3507172A DE3507172A1 DE 3507172 A1 DE3507172 A1 DE 3507172A1 DE 19853507172 DE19853507172 DE 19853507172 DE 3507172 A DE3507172 A DE 3507172A DE 3507172 A1 DE3507172 A1 DE 3507172A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
voltage
circuit
converter according
capacitor
Prior art date
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Ceased
Application number
DE19853507172
Other languages
English (en)
Inventor
Pierre Axel 7730 Villingen-Schwenningen Berland
Gerard Dr. 7731 Unterkirnach Rilly
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Deutsche Thomson Brandt GmbH
Original Assignee
Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Deutsche Thomson Brandt GmbH filed Critical Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority to DE19853507172 priority Critical patent/DE3507172A1/de
Priority to GB8605059A priority patent/GB2172155B/en
Priority to FR8602870A priority patent/FR2578365B1/fr
Priority to JP4204586A priority patent/JPS61269669A/ja
Publication of DE3507172A1 publication Critical patent/DE3507172A1/de
Priority to SG82689A priority patent/SG82689G/en
Priority to HK9490A priority patent/HK9490A/xx
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/338Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
    • H02M3/3385Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Description

- 4 H 85/1
Spannungswandler
Die Erfindung betrifft einen Spannungswandler zur Umwandlung einer ersten Gleichspannung in eine höhere zweite Gleichspannung. Ein derartiger Spannungswandler wird z.B. benötigt, um einen Farbfernsehempfänger mit einem 12V-Autoakku zu betreiben.
Zu diesem Zweck ist ein Spannungswandler bekannt (DE-OS 30 17 369), bei der der Akku eine schwingfähige Schaltung und einen durch diese gesteuerten Leistungstransistor speist, der in der Primärwicklung eines Transformators einen periodisch unterbrochenen Strom erzeugt. Von einer Sekundärwicklung des Transformators kann dann die hochtransformierte Spannung mit der gewünschten Größe abgenommen werden.
Spannungswandler dieser Art und für den genannten Anwendungszweck übertragen eine verhältnismäßig hohe Leistung in der Größenordnung von 100 W. Deshalb sind zusätzliche Maßnahmen notwendig, die einen Schutz gegen eine Fehlfunktion bewirken und das Auftreten zu hoher Spannungen, insbesondere an dem Leistungstransistor, verhindern.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Spannungswandler der beschriebenen Art einenn vom Schaltungsaufwand her einfachen Schutz gegen Fehlfunktion und Überspannung zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch die in den Ansprüchen 1 und 2 angegebenen Erfindungen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Der Gleichrichter zur Erzeugung der höheren Betriebsspannung oder mehrere Gleichrichter zur Erzeugung verschieden hoher Betriebsspannungen arbeiten mit sogenannter Hinlaufgleichrichtung. Das bedeutet, daß diese Gleichrichter dann leiten und
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den angeschlossenen Ladekondensatoren Energie zuführen, wenn auch der auf der Primärseite angordnete Leistungstransistor leitet. Schaltungen mit dieser Wirkungsweise werden auch als Flußwandler bezeichnet. Bei der Lösung gemäß Anspruch 1 wird zusätzlich zu der Hinlaufgleichrichtung eine Rücklaufgleichrichtung eingeführt, die auf denselben Ladekondensator wirkt wie die Hinlaufgleichrichtung. Das kann durch entsprechende Polung des Gleichrichters oder der den Gleichrichter speisenden Wicklung erreicht werden, Die Wicklung, die den Gleichrichter für die Rücklaufgleichrichtung speist, wirkt dabei in vorteilhafter Weise als sogenannte Entmagnetisierungswicklung und bewirkt einen Abbau der in dem Transformator gespeicherten Energie. Der Gleichrichter für die Rücklaufgleichrichtung bewirkt außerdem eine Begrenzung der Amplitude der Impulse an der diesen Gleichrichter speisenden Wicklung während des Rücklaufes, also der Sperrphase des Leistungstransistors. Dadurch wird auch die Amplitude der Impulse an den übrigen Wicklungen des Transformators begrenzt und somit auch die während der Rücklaufzeit wirksame Spannung an dem Leistungstransistor. Der genannte Betrieb in Rücklaufrichtung wird auch als Sperrwandler bezeichnet.
Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist an den Kollektor des Leistungstransistors noch ein Kondensator angeschlossen. Dieser Kondensator begrenzt die Steilheit des Impulses am Kollektor des Leistungstransistors. Am Ende der Rücklaufzeit bewirkt dieser Kondensator zusammen mit den Induktivitäten eine Schwingung in dem Rücklaufimpuls derart, daß dieser Rücklaufimpuls am Ende der Rücklaufzeit selbsttätig den Wert null annimmt und somit beim Umsteuern des Leistungstransistors in den leitenden Zustand am Anfang der Hinlaufzeit H keine unerwünschten Ladeströme auftreten.
Die primärseitige Schaltung ist durch einen Rückkopplungsweg von dem Leistungstransistor zur Treiberschaltung se lbs t schwin -*■■ gend ausgebildet. Gemäß Anspruch 2 wird dieser Rückkopplungs-
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- 6 H 85/1
weg zusätzlich zur Realisierung einer Schutzschaltung ausgenutzt. Dieses wird an dem Ausführungsbeispiel noch näher beschrieben.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Treiberschaltung eine Startschaltung zugeordnet. Diese bewirkt, daß die Schaltung aus dem ruhenden Zustand, also z.B. bei Überlast oder Kurzschluß, selbsttätig wieder in den Arbeitszustand übergehen kann. Die Startschaltung besteht vorzugsweise aus einer selbstschwingenden Schaltung, die auch bei Abschaltung des eigentlichen Wandlers weiterschwingt.
Die beiden Lösungen gemäß den Ansprüchen 1 und 2 sind unabhängig von einander anwendbar. Besonders vorteilhaft ist die Kombination dieser beiden Lösungen, weil dadurch ein besonders sicherer Schutz gegen Schaden durch eine Fehlfunktion geschaffen wird. Außerdem werden ein hoher Wirkungsgrad und eine erhöhte Lebensdauer des Akku erreicht.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindungen wird an Hand der Zeichnung erläutert. Das in der Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiel enthält beide Lösungen gemäß den Ansprüchen 1 und 2. In der Zeichnung zeigen
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines erfindungsgemäßen Spannungswandlers,
Fig. 2 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 und
Fig. 3 ein praktisch erprobtes Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Grundsätzlicher Aufbau der Schaltung
_ y
- 7 H 85/1
In Fig. 1 speist ein Autoakku G mit einer Spannung von E=+12V über eine Treiberschaltung mit dem Transistor T2, den Widerständen Rl, R2, R3, R4 sowie dem Kondensator C3 den Transistor Tl, der als Leistungstransistor ausgebildet ist. Der Transistor Tl liegt in Reihe mit der Primärwicklung P des Transformators Tr. Diese Schaltung ist durch den Rückkopplungsweg mit der Diode D4 selbstschwingend ausgebildet und schwingt mit einer Frequenz in der Größenordnung von 25 kHz. Die Sekundärwicklung Sl liefert über den Gleichrichter Dl an dem Ladekondensator C18 eine Betriebsspannung Bl von + 80 V für den Verbraucher Ro. Die Wicklungen S3 und S4 liefern über weitere Gleichrichter Betriebsspannungen B2 und B3 geringerer Größe. Diese Schaltung arbeitet in sogenannter Hinlaufgleichrichtung. Das bedueutet, daß der Gleichrichter Dl jeweils leitet, wenn auch der Transistor Tl leitet.
An den Ladekondesator C18 ist zusätzlich noch der Gleichrichter D2 angeschlossen, der von der Sekundärwicklung S2 gespeist wird. Die Wicklung S2 ist gegenüber der Wicklung Sl umgepolt, so daß der Gleichrichter D2 eine sogenannte Rücklaufgleichrichtung bewirkt. Der Gleichrichter D2 leitet also jeweils dann, wenn der Transistor Tl gesperrt ist. Der Transistor T3 bildet zusammen mit dem Transistor eine Startschaltung.
Entmagnetisierung und Spannungsbegrenzung
Durch die Wirkung des Gleichrichters D2 kann die Spannung am oberen Ende der Wicklung S2 die konstante Spannung Bl nicht übersteigen. Die Impulsspannung an der Wicklung S2 wird also in der Amplitude begrenzt. Dadurch werden auch alle anderen Impulsspannungen am Transformator Tr einschließlich der Spannung am Transistor Tl und den Dioden Dl und D2 in der Amplitude begrenzt, so daß keine unzulässig hohen Spannungen auftreten können. Außerdem erfolgt eine zusätzliche Energieeinspeisung in den Ladekondensator C18. Die Wicklung S2 wirkt als sogenannte Entmagnetisierungswicklung zum Abbau der im Transformator Tr gespeicherten magnetischen Energie. Die angewendete Hinlaufgleichrichtung hat den Vorteil, daß die an dem Verbraucher
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wirksame Energie nicht über die Induktivität des Transformators fließt.
Formung des Rücklaufimpulses
Wie Fig. 2a zeigt, tritt am Kollektor des Transistors Tl während der Rücklaufzeit R durch den gesperrten Transistor ein Rücklaufimpuls auf. Kondensator Cl dient zur Begrenzung der Steilheit der Flanken dieses Impulses gemäß Fig. 2a. Die ansteigende Flanke hat eine Dauer von 1 us. Am Ende der Rücklaufzeit R verursacht der Kondensator Cl zusammen den wirksamen Induktivitäten, insbesondere der Primärwicklung P, eine Schwingung, Die Abstimmung ist so gewählt, daß der Impuls gemäß ig. 2a am Ende der Rücklaufzeit etwa den Nullwert erreicht. Die abfallende Flanke, die etwa einer viertel Sinusperiode entspricht, hat eine Dauer von etwa 3-5iis. Am Ende der Rücklauf zeit R, wenn der Transistor Tl eingeschaltet wird und die Spannung über der Kollektor/Emitter-Strecke null werden muß, hat also durch die Schwingung am Ende der Rücklaufzeit die Spannung Vce bereits etwa den Nullwert, so daß die Spannung VA und der Strom durch die Diode D2 null werden. Wenn am Ende der Rücklaufzeit R die Spannung Vce nicht null wäre, sondern einen größeren Wert hätte, müßte der Kondensator Cl sehr schnell über den Transistor Tl entladen werden, wodurch eine Gefährdung des Transistors Tl entstehen kann. Der Kondensator Cl kann entweder parallel zur Kollektor/Emitter-Strecke oder auch parallel ztrPrimärwicklung P liegen. Das Windungsverhältnis der Wicklungen Sl und S2 kontrolliert das Verhältnis der Amplitude der Impulsspannung gemäß Fig. 2a zur Betriebsspannung E. Dabei ist
Vce-E _ Sl
E " S2
Selbstschwingende Treiberschaltung
Die Diode D4 bildet einen Rückkopplungsweg, durch den die
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Schaltung selbstschwingend ausgebildet ist. Zu Beginn der Hinlaufzeit H ist die Spannung Vce praktisch null, die Diode D4 leitend und die Spannungen VA und VB ebenfalls fast.null, der Transistor T2 gesperrt und somit der Transistor Tl über den Widerstand Rl leitend. Während der Hinlaufzeit H wird der Kondensator C3 über den Widerstand R2 aufgeladen, so daß die Spannung VB in positiver Richtung zunimmt. Nach einer Zeit, die durch die Zeitkonstante R2-C3 bestimmt ist, ist die Basis des Transistors T2 so weit positiv, daß der Transistor T2 leitend wird und über die Diode D5 den Transistor Tl am Ende der Hinlaufzeit sperrt. Durch die Sperrung des Transistors Tl entsteht während der Rücklaufzeit R aufgrund der Induktivität der Primärwicklung P der sogenannte Rücklaufimpuls gemäß Fig. 2a mit der oben definierten Amplitude. Die Dauer R des Rücklaufimpulses ergibt sich im wesentlichen aus der Dauer der Hinlaufzeit H und dem Verhältnis der Windungszahlen der Wicklungen Sl und S2 nach der Gleichung:
R=H»S2
Sl'
wobei H durch die Zeitkonstante C3,R2 bestimmt ist. Da der Rücklaufimpuls durch die Änderung des Stromes durch den Transistor Tl entsteht, klingt dieser Impuls, in der beschriebenen Weise durch den Kondensator Cl geformt, am Ende der Rücklaufzeit R wieder auf null ab. Dann beginnt erneut die Hinlaufzeit H, wie oben beschrieben. Auf diese Weise ist die gesamte Schaltung selbstschwingend ausgebildet.
Schutzfunktion durch den Rückkopplungsweg
Die Spannung Vce während der Hinlaufzeit H ist proportional dem während dieser Zeit fließenden Kollektorstrom. Bei Normalbetrieb hat die Spannung nur geringe Werte, da der Transistor als Schalter arbeiten soll. Wenn der Strom durch den Transistor Tl durch eine Fehlfunktion, z.B. einen Fehler oder eine
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Überlast, unzulässig hohe Werte annimmt, steigt während der Hinlaufzeit H auch die Spannung Vce unzulässig an. Dies ist in Fig. 2a durch die Linie L angedeutet. Bei diesem Betrieb kommt der Transistor aus der Sättigung heraus und arbeitet nicht mehr als reiner Schalter. An dem Transistor Tl wird dann während der Hinlaufzeit wegen der vorhandenen erhöhten Spannung eine zu große Leistung erzeugt. Dadurch kann der Transistor Tl gefährdet sein. Dieser Spannungsanstieg wird von der Diode D4 erfaßt und wirkt sich dadurch auf die Spannung VA aus, die somit ebenfalls entsprechend der Kurve L schneller als im Normalbetrieb ansteigt. Dadurch wird der Transistor T2 früher, daß heißt während der Hinlaufzeit H leitend und somit der Transistor Tl gesperrt und gegen zu hohe Leistung geschützt. Die Hinlaufzeit H wird also verkürzt und somit die Frequenz des Wandlers in erwünschter Weise erhöht. Die Diode D4 bleibt während des restlichen, verkürzten Teiles der Hinlaufzeit H nach wie vor leitend. Das Netzteil arbeitet also ansich weiter. Die Sapnnung Vce, der Rücklaufimpuls gemäß Fig. 2a und die übertragene Leistung wfrden jsdoch durch die vorzeitige Beendung der Hinlaufzeit H so begrenzt, daß keine Gefährdung der Bauteile auftreten kann.
Bei einer weiteren Erhöhung der Belastung, z.B. einem Kurzschluß, werden die Dauer der Hinlaufzeit H und die Amplitude des Impulses gemäß Fig. 2a immer kleiner. Die Spannung Vce ändert sich schließlich so weit, daß die Diode D4 ständig gesperrt bleibt. Das bedeutet, daß der Rückkopplungsweg unterbrochen ist, die Schaltung nicht mehr schwingt und in dem Zustand stehenbleibt, in dem der Trransistor T2 leitend und der Transistor Tl geperrt ist. Die Schaltung ist daher auch kurzschlußfest.
Ein Vorteil der Schaltung besteht darin, daß für die Auswertung des Kollektorstromes des Transistors Tl im Emitter kein Widerstand zur Abnahme einer diesem Strom proportionalen Spannung notwendig ist. Ein solcher Widerstand würde unnütz Leistung verbrauchen. Das Maß für den im Transistor Tl fließenden strom
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wird lediglich aus der Spannung Vce während der Hinlaufzeit abgeleitet.
Die genannte Fehlfunktion, für die die beschriebenen Schutzschaltungen vorgesehen sind, kann z.B. auftreten,
1. Wenn eine hohe Last eine Entsättigung des Transistors Tl hervorruft,
2. wenn der Kern des Transformators Tr beschädigt ist,
3. wenn der Transistor Tl eine zu geringe Stromverstärkung aufweist,
4. wenn eine der Dioden Dl,D2 durchgeschlagen ist, also einen Kurzschluß darstellt.
Startschaltung
Ohne zusätzliche Maßnahmen kann es vorkommen, daß z.B. nach einer Fehlfunktion die Schaltung in dem Zustand stehenbleibt, in dem der Transistor T2 leitend und der Transistor Tl gesperrt ist, und nicht wieder anspringt. Deshalb ist zusätzlich die Startschaltung mit dem Transistor T3, dem Kondensator C4 und den Widerständen R5,R6 vorgesehen. Der Transistor T3 bildet zusammen mit dem Transistor T2 eine bistabile Schaltung, die alleine auf einer Frequenz von etwa 3kHz schwingt. Wenn der Transistor T2 gesperrt ist, ist der Transistor T3 über den Widerstand R4 und den Kondensator C4 leitend gesteuert. Wenn der Transistor T2 leitend ist, ist die Spannung am Kollektor nahezu null und dadurch der Transistor T3 gesperrt. Solange der Wandler einwandfrei mit seiner Nennfrequenz arbeitet, schwingt die bistabile Schaltung mit den Transistoren T2 und T3 zwangsläufig auf der Arbeitsfrequenz des Wandlers, z.B. 25 kHz, wobei der Transistor T3 immer dann leitend ist, wenn der Transistor T2 gesperrt ist. Bei diesem Betrieb hat die
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Schutzschaltung praktisch keine Bedeutung für die Funktion und schwingt nur synchron mit. Wenn die Schaltung in dem Zustand mit gesperrtem Transistor Tl stehenbleibt, schwingt die bistabile Schaltung mit den Transistoren T2,T3 auf einer Frequenz von 3 kHz, die durch den Widerstand R5 und den Kondensator CA bestimmt ist, weiter. Das bedeutet, daß der Transistor T2 mit dieser Frequenz gesperrt und somit der Transistor Tl leitend gesteuert wird. Auf diese Weise würde der Wandler durch die Startschaltung mit den Transistoren T2,T3 peri- ' odisch immer wieder gestartet, um einen erneuten Betrieb des Wandlers einzuleiten.
In Fig. 3 sind die Bauteile, die denen in Fig. 1 entsprechen, mit den gleichen Bezugsziffern versehen, Wegen des relativ hohen benötigten Kollektorstroms des Transistors Tl ist für diese Leistungsstufe eine Darlington-Schaltung mit den Transistoren TIa und TIb vorgesehen. Der Transistor T2 ist ebenfalls durch eine Darlington-Schaltung mit den Transistoren T2a und T2b gebildet.
In Reihe mit dem Ein/Aus-Schalter S ist noch eine Batterie-Schutzschaltung vorgesehen. Diese spricht an, wenn die Batteriespannung den Wert von 8V unterschreitet. Die Schaltung besteht aus einem Schmidt-Trigger mit den Bauteilen T4,D6,DZ, R7,R8,R9,R1O,R11. Die Schaltung arbeitet im normalen Betriebszustand, wenn die Spannung VE größer als 9V ist, und schaltet ab, wenn die Spannung VE kleiner als 8V ist. Zur Verringerung der Sättigunsspannung des Transistors TIa wird der durch den Transistor TIb fließende Basisstrom von dem Abgriff a abgenommen und mit dem Widerstand R27 begrenzt.
Um eine genügend kurze Abschaltzeit des Transistors TIa zu erreichen, muß der Transistor T2a einen kurzen, aber sehr schnell umgepolten Basisstrom liefern. Dieser Strom fließt über die Diode D27,den Kondensator C27, Diode D5 und den
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Transistor T2a. Aus diesem Grunde wird die Darlington-Schaltung mit den Transistoren T2a und T2b verwendet. Die Diode D29 ist notwendig für den abgeschalteten Zustand und vermeidet einen Stromfluß parallel zum Schalter S. Die Diode D5 dient zu Entkopplung zwischen dem Kollektor des Transistors T2a und der Basis des Transistors TIb, damit die dort stehenden Spannungen den gewünschten Verlauf nehmen können.

Claims (12)

-X- H 85/1 Deutsche Thomson Brandt GmbH Postfach 2060 7730 Villingen-Schwenningen Hannover, den 21.02.1985 PTL-Wp/wi Patentansprüche
1. Spannungswandler zur Umwandlung einer ersten Gleichspannung (E) in eine höhere zweite Gleichspannung (Bl) mit einem Transformator (Tr) sowie einer Treiberstufe und einem die Primärwicklung (P) steuernden Transistor (Tl)1 die von der "ί ersten Gleichspannung (E) gespeist sind und eine selbstschwingende Schaltung bilden, wobei eine Sekundärwicklung (Sl) über einen in Hinlaufrichtung betriebenen ersten Gleichrichter (Dl) und einen Ladekondensator (C18) die zweite Gleichspannung (Bl) liefert, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter, in Rücklaufgleichrichtung betriebener Gleichrichter (D2) zwischen einer Sekundärwicklung (S2) und dem Ladekondensator (C18) liegt.
2. Spannungswandler zur Umwandlung einer ersten Gleichspannung (E) in eine höhere zweite Gleichspannung (Bl) mit einem Transformator (Tr) sowie einer Treiberstufe und einem die Primärwicklung (P) steuernden Transistor (Tl), die von der ersten Gleichspannung (E) gespeist sind und eine selbstschwingende Schaltung bilden, wobei eine Sekundärwicklung (S) über einen in Hinlaufgleichrichtung betriebenen ersten Gleichrichter (Dl), die zweite Gleichspannung (Bl) liefert, dadurch gekennzeichnet, daß der Rückkopplungsweg eine so gepolte und
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vorgespannte Diode (D4) enthält, daß bei einem unzulässigen Anstieg der Kollektorspannung (Vce) des Transistors (1) der Hinlauf (H) vorzeitig beendet und bei stärkerem Anstieg die Diode (D4) gesperrt und die schwingende Schaltung in dem Zustand stehenbleibt, in der der Transistor (Tl) gesperrt ist.
3. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Gleichrichter (D2) von einer gesonderten Sekundärwicklung (S2) gespeist ist.
4. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die den ersten und zweiten Gleichrichter (Dl,D2) speisenden Wicklungen (Sl,S2) entgegengesetzt und die Gleichrichter (Dl,D2) gleichsinnig gepolt sind.
5. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der : Transistor (Tl) durch eine Dadington-Schaltung mit zwei Transistoren (TIa,TIb) gebildet ist.
6. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Kollktor des Transistors (Tl) und einem Bezugspunkt (Erde) ein Kondensator (Cl) liegt.
7. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (Cl) parallel zur Kollektor/Emitter-Strecke des Transistors (Tl) liegt.
8. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Kondensator (Cl) parallel zur Primärwicklung (P) liegt.
9. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der
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- 3 H 85/1
Kondensator (Cl) so bemessen ist, daß der durch den Kondensator (Cl) und die wirksamen Induktivitäten verursachte Schwingungsverlauf der Spannung (Vce) am Kollektor am Rücklaufende etwa einen Nulldurchgang hat.
10. Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Treiberschaltung (T2) eine selbstschwingende Startschaltung (T3) zugeordnet ist.
11. Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Treiberstufe (T2) zu einer schwingfähigen Schaltung (T2, T3) ergänzt ist, die bei Normalbetrieb synchron mit der Arbeitsfrequenz des Wandlers schwingt und bei gesperrt bleibender Diode (D4) mit einer niedrigen Frequenz (l-3kHz) weiterschwingt und als Startschaltung dient.
12. Wandler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß dem Treibertransistor (T2) ein weiterer Transistor (T3) zugeordnet ist und beide Transistoren (t,T3) eine bistabile Schaltung bilden.
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