DE3507172A1 - Spannungswandler - Google Patents
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Description
- 4 H 85/1
Die Erfindung betrifft einen Spannungswandler zur Umwandlung einer ersten Gleichspannung in eine höhere zweite Gleichspannung.
Ein derartiger Spannungswandler wird z.B. benötigt, um einen Farbfernsehempfänger mit einem 12V-Autoakku zu betreiben.
Zu diesem Zweck ist ein Spannungswandler bekannt (DE-OS 30 17 369), bei der der Akku eine schwingfähige Schaltung und einen
durch diese gesteuerten Leistungstransistor speist, der in der Primärwicklung eines Transformators einen periodisch unterbrochenen
Strom erzeugt. Von einer Sekundärwicklung des Transformators kann dann die hochtransformierte Spannung mit der
gewünschten Größe abgenommen werden.
Spannungswandler dieser Art und für den genannten Anwendungszweck übertragen eine verhältnismäßig hohe Leistung in der
Größenordnung von 100 W. Deshalb sind zusätzliche Maßnahmen notwendig, die einen Schutz gegen eine Fehlfunktion bewirken
und das Auftreten zu hoher Spannungen, insbesondere an dem Leistungstransistor, verhindern.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, für einen Spannungswandler
der beschriebenen Art einenn vom Schaltungsaufwand her einfachen Schutz gegen Fehlfunktion und Überspannung zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch die in den Ansprüchen 1 und 2 angegebenen
Erfindungen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.
Der Gleichrichter zur Erzeugung der höheren Betriebsspannung oder mehrere Gleichrichter zur Erzeugung verschieden hoher
Betriebsspannungen arbeiten mit sogenannter Hinlaufgleichrichtung. Das bedeutet, daß diese Gleichrichter dann leiten und
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- 5 H 85/1
den angeschlossenen Ladekondensatoren Energie zuführen, wenn auch der auf der Primärseite angordnete Leistungstransistor
leitet. Schaltungen mit dieser Wirkungsweise werden auch als Flußwandler bezeichnet. Bei der Lösung gemäß Anspruch 1 wird
zusätzlich zu der Hinlaufgleichrichtung eine Rücklaufgleichrichtung
eingeführt, die auf denselben Ladekondensator wirkt wie die Hinlaufgleichrichtung. Das kann durch entsprechende
Polung des Gleichrichters oder der den Gleichrichter speisenden Wicklung erreicht werden, Die Wicklung, die den Gleichrichter
für die Rücklaufgleichrichtung speist, wirkt dabei in vorteilhafter Weise als sogenannte Entmagnetisierungswicklung
und bewirkt einen Abbau der in dem Transformator gespeicherten Energie. Der Gleichrichter für die Rücklaufgleichrichtung bewirkt
außerdem eine Begrenzung der Amplitude der Impulse an der diesen Gleichrichter speisenden Wicklung während des Rücklaufes,
also der Sperrphase des Leistungstransistors. Dadurch wird auch die Amplitude der Impulse an den übrigen Wicklungen
des Transformators begrenzt und somit auch die während der Rücklaufzeit wirksame Spannung an dem Leistungstransistor. Der
genannte Betrieb in Rücklaufrichtung wird auch als Sperrwandler bezeichnet.
Gemäß einer Weiterbildung der Erfindung ist an den Kollektor des Leistungstransistors noch ein Kondensator angeschlossen.
Dieser Kondensator begrenzt die Steilheit des Impulses am Kollektor des Leistungstransistors. Am Ende der Rücklaufzeit
bewirkt dieser Kondensator zusammen mit den Induktivitäten eine Schwingung in dem Rücklaufimpuls derart, daß dieser Rücklaufimpuls
am Ende der Rücklaufzeit selbsttätig den Wert null annimmt und somit beim Umsteuern des Leistungstransistors in
den leitenden Zustand am Anfang der Hinlaufzeit H keine unerwünschten Ladeströme auftreten.
Die primärseitige Schaltung ist durch einen Rückkopplungsweg
von dem Leistungstransistor zur Treiberschaltung se lbs t schwin -*■■
gend ausgebildet. Gemäß Anspruch 2 wird dieser Rückkopplungs-
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- 6 H 85/1
weg zusätzlich zur Realisierung einer Schutzschaltung ausgenutzt. Dieses wird an dem Ausführungsbeispiel noch näher beschrieben.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Treiberschaltung eine Startschaltung zugeordnet. Diese bewirkt,
daß die Schaltung aus dem ruhenden Zustand, also z.B. bei Überlast oder Kurzschluß, selbsttätig wieder in den
Arbeitszustand übergehen kann. Die Startschaltung besteht vorzugsweise aus einer selbstschwingenden Schaltung, die auch bei
Abschaltung des eigentlichen Wandlers weiterschwingt.
Die beiden Lösungen gemäß den Ansprüchen 1 und 2 sind unabhängig
von einander anwendbar. Besonders vorteilhaft ist die Kombination dieser beiden Lösungen, weil dadurch ein besonders
sicherer Schutz gegen Schaden durch eine Fehlfunktion geschaffen wird. Außerdem werden ein hoher Wirkungsgrad und eine erhöhte
Lebensdauer des Akku erreicht.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindungen wird an Hand der Zeichnung erläutert. Das in der Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiel
enthält beide Lösungen gemäß den Ansprüchen 1 und 2. In der Zeichnung zeigen
Fig. 1 ein vereinfachtes Schaltbild eines erfindungsgemäßen Spannungswandlers,
Fig. 2 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 und
Fig. 3 ein praktisch erprobtes Ausführungsbeispiel der Erfindung.
_ y
- 7 H 85/1
In Fig. 1 speist ein Autoakku G mit einer Spannung von E=+12V über eine Treiberschaltung mit dem Transistor T2, den Widerständen
Rl, R2, R3, R4 sowie dem Kondensator C3 den Transistor Tl, der als Leistungstransistor ausgebildet ist. Der Transistor
Tl liegt in Reihe mit der Primärwicklung P des Transformators Tr. Diese Schaltung ist durch den Rückkopplungsweg mit
der Diode D4 selbstschwingend ausgebildet und schwingt mit einer Frequenz in der Größenordnung von 25 kHz. Die Sekundärwicklung
Sl liefert über den Gleichrichter Dl an dem Ladekondensator C18 eine Betriebsspannung Bl von + 80 V für den Verbraucher
Ro. Die Wicklungen S3 und S4 liefern über weitere Gleichrichter Betriebsspannungen B2 und B3 geringerer Größe.
Diese Schaltung arbeitet in sogenannter Hinlaufgleichrichtung. Das bedueutet, daß der Gleichrichter Dl jeweils leitet, wenn
auch der Transistor Tl leitet.
An den Ladekondesator C18 ist zusätzlich noch der Gleichrichter
D2 angeschlossen, der von der Sekundärwicklung S2 gespeist wird. Die Wicklung S2 ist gegenüber der Wicklung Sl umgepolt,
so daß der Gleichrichter D2 eine sogenannte Rücklaufgleichrichtung bewirkt. Der Gleichrichter D2 leitet also jeweils dann,
wenn der Transistor Tl gesperrt ist. Der Transistor T3 bildet zusammen mit dem Transistor eine Startschaltung.
Durch die Wirkung des Gleichrichters D2 kann die Spannung am
oberen Ende der Wicklung S2 die konstante Spannung Bl nicht übersteigen. Die Impulsspannung an der Wicklung S2 wird also
in der Amplitude begrenzt. Dadurch werden auch alle anderen Impulsspannungen am Transformator Tr einschließlich der Spannung
am Transistor Tl und den Dioden Dl und D2 in der Amplitude begrenzt, so daß keine unzulässig hohen Spannungen auftreten
können. Außerdem erfolgt eine zusätzliche Energieeinspeisung in den Ladekondensator C18. Die Wicklung S2 wirkt als sogenannte
Entmagnetisierungswicklung zum Abbau der im Transformator Tr gespeicherten magnetischen Energie. Die angewendete Hinlaufgleichrichtung
hat den Vorteil, daß die an dem Verbraucher
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- 8 H 85/1
wirksame Energie nicht über die Induktivität des Transformators fließt.
Wie Fig. 2a zeigt, tritt am Kollektor des Transistors Tl während der Rücklaufzeit R durch den gesperrten Transistor ein
Rücklaufimpuls auf. Kondensator Cl dient zur Begrenzung der
Steilheit der Flanken dieses Impulses gemäß Fig. 2a. Die ansteigende Flanke hat eine Dauer von 1 us. Am Ende der Rücklaufzeit
R verursacht der Kondensator Cl zusammen den wirksamen Induktivitäten, insbesondere der Primärwicklung P, eine Schwingung,
Die Abstimmung ist so gewählt, daß der Impuls gemäß ig. 2a am Ende der Rücklaufzeit etwa den Nullwert erreicht. Die abfallende
Flanke, die etwa einer viertel Sinusperiode entspricht, hat eine Dauer von etwa 3-5iis. Am Ende der Rücklauf zeit R, wenn der
Transistor Tl eingeschaltet wird und die Spannung über der Kollektor/Emitter-Strecke
null werden muß, hat also durch die Schwingung am Ende der Rücklaufzeit die Spannung Vce bereits
etwa den Nullwert, so daß die Spannung VA und der Strom durch die Diode D2 null werden. Wenn am Ende der Rücklaufzeit R die
Spannung Vce nicht null wäre, sondern einen größeren Wert hätte, müßte der Kondensator Cl sehr schnell über den Transistor
Tl entladen werden, wodurch eine Gefährdung des Transistors Tl entstehen kann. Der Kondensator Cl kann entweder parallel
zur Kollektor/Emitter-Strecke oder auch parallel ztrPrimärwicklung
P liegen. Das Windungsverhältnis der Wicklungen Sl und S2 kontrolliert das Verhältnis der Amplitude der Impulsspannung
gemäß Fig. 2a zur Betriebsspannung E. Dabei ist
Vce-E _ Sl
E " S2
E " S2
Die Diode D4 bildet einen Rückkopplungsweg, durch den die
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Schaltung selbstschwingend ausgebildet ist. Zu Beginn der Hinlaufzeit H ist die Spannung Vce praktisch null, die Diode
D4 leitend und die Spannungen VA und VB ebenfalls fast.null, der Transistor T2 gesperrt und somit der Transistor Tl über
den Widerstand Rl leitend. Während der Hinlaufzeit H wird der Kondensator C3 über den Widerstand R2 aufgeladen, so daß
die Spannung VB in positiver Richtung zunimmt. Nach einer Zeit, die durch die Zeitkonstante R2-C3 bestimmt ist, ist die
Basis des Transistors T2 so weit positiv, daß der Transistor T2 leitend wird und über die Diode D5 den Transistor Tl am
Ende der Hinlaufzeit sperrt. Durch die Sperrung des Transistors
Tl entsteht während der Rücklaufzeit R aufgrund der Induktivität der Primärwicklung P der sogenannte Rücklaufimpuls
gemäß Fig. 2a mit der oben definierten Amplitude. Die Dauer R des Rücklaufimpulses ergibt sich im wesentlichen aus der Dauer
der Hinlaufzeit H und dem Verhältnis der Windungszahlen der Wicklungen Sl und S2 nach der Gleichung:
R=H»S2
Sl'
wobei H durch die Zeitkonstante C3,R2 bestimmt ist. Da der Rücklaufimpuls durch die Änderung des Stromes durch den Transistor
Tl entsteht, klingt dieser Impuls, in der beschriebenen Weise durch den Kondensator Cl geformt, am Ende der Rücklaufzeit
R wieder auf null ab. Dann beginnt erneut die Hinlaufzeit H, wie oben beschrieben. Auf diese Weise ist die gesamte
Schaltung selbstschwingend ausgebildet.
Die Spannung Vce während der Hinlaufzeit H ist proportional dem während dieser Zeit fließenden Kollektorstrom. Bei Normalbetrieb
hat die Spannung nur geringe Werte, da der Transistor als Schalter arbeiten soll. Wenn der Strom durch den Transistor
Tl durch eine Fehlfunktion, z.B. einen Fehler oder eine
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- 10 H 85/1
Überlast, unzulässig hohe Werte annimmt, steigt während der Hinlaufzeit H auch die Spannung Vce unzulässig an. Dies ist
in Fig. 2a durch die Linie L angedeutet. Bei diesem Betrieb kommt der Transistor aus der Sättigung heraus und arbeitet
nicht mehr als reiner Schalter. An dem Transistor Tl wird dann während der Hinlaufzeit wegen der vorhandenen erhöhten
Spannung eine zu große Leistung erzeugt. Dadurch kann der Transistor Tl gefährdet sein. Dieser Spannungsanstieg wird von der
Diode D4 erfaßt und wirkt sich dadurch auf die Spannung VA aus, die somit ebenfalls entsprechend der Kurve L schneller als im
Normalbetrieb ansteigt. Dadurch wird der Transistor T2 früher, daß heißt während der Hinlaufzeit H leitend und somit der Transistor
Tl gesperrt und gegen zu hohe Leistung geschützt. Die Hinlaufzeit H wird also verkürzt und somit die Frequenz des
Wandlers in erwünschter Weise erhöht. Die Diode D4 bleibt während des restlichen, verkürzten Teiles der Hinlaufzeit H nach
wie vor leitend. Das Netzteil arbeitet also ansich weiter. Die Sapnnung Vce, der Rücklaufimpuls gemäß Fig. 2a und die übertragene
Leistung wfrden jsdoch durch die vorzeitige Beendung der Hinlaufzeit
H so begrenzt, daß keine Gefährdung der Bauteile auftreten kann.
Bei einer weiteren Erhöhung der Belastung, z.B. einem Kurzschluß, werden die Dauer der Hinlaufzeit H und die Amplitude des Impulses
gemäß Fig. 2a immer kleiner. Die Spannung Vce ändert sich schließlich so weit, daß die Diode D4 ständig gesperrt bleibt.
Das bedeutet, daß der Rückkopplungsweg unterbrochen ist, die Schaltung nicht mehr schwingt und in dem Zustand stehenbleibt,
in dem der Trransistor T2 leitend und der Transistor Tl geperrt ist. Die Schaltung ist daher auch kurzschlußfest.
Ein Vorteil der Schaltung besteht darin, daß für die Auswertung des Kollektorstromes des Transistors Tl im Emitter kein Widerstand
zur Abnahme einer diesem Strom proportionalen Spannung notwendig ist. Ein solcher Widerstand würde unnütz Leistung verbrauchen.
Das Maß für den im Transistor Tl fließenden strom
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wird lediglich aus der Spannung Vce während der Hinlaufzeit abgeleitet.
Die genannte Fehlfunktion, für die die beschriebenen Schutzschaltungen
vorgesehen sind, kann z.B. auftreten,
1. Wenn eine hohe Last eine Entsättigung des Transistors Tl
hervorruft,
2. wenn der Kern des Transformators Tr beschädigt ist,
3. wenn der Transistor Tl eine zu geringe Stromverstärkung aufweist,
4. wenn eine der Dioden Dl,D2 durchgeschlagen ist, also einen
Kurzschluß darstellt.
Ohne zusätzliche Maßnahmen kann es vorkommen, daß z.B. nach einer Fehlfunktion die Schaltung in dem Zustand stehenbleibt,
in dem der Transistor T2 leitend und der Transistor Tl gesperrt ist, und nicht wieder anspringt. Deshalb ist zusätzlich
die Startschaltung mit dem Transistor T3, dem Kondensator C4 und den Widerständen R5,R6 vorgesehen. Der Transistor T3
bildet zusammen mit dem Transistor T2 eine bistabile Schaltung, die alleine auf einer Frequenz von etwa 3kHz schwingt. Wenn der
Transistor T2 gesperrt ist, ist der Transistor T3 über den Widerstand R4 und den Kondensator C4 leitend gesteuert. Wenn
der Transistor T2 leitend ist, ist die Spannung am Kollektor nahezu null und dadurch der Transistor T3 gesperrt. Solange
der Wandler einwandfrei mit seiner Nennfrequenz arbeitet, schwingt die bistabile Schaltung mit den Transistoren T2 und
T3 zwangsläufig auf der Arbeitsfrequenz des Wandlers, z.B. 25 kHz, wobei der Transistor T3 immer dann leitend ist, wenn
der Transistor T2 gesperrt ist. Bei diesem Betrieb hat die
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- 12 H 85/1
Schutzschaltung praktisch keine Bedeutung für die Funktion und schwingt nur synchron mit. Wenn die Schaltung in dem Zustand
mit gesperrtem Transistor Tl stehenbleibt, schwingt die bistabile Schaltung mit den Transistoren T2,T3 auf einer
Frequenz von 3 kHz, die durch den Widerstand R5 und den Kondensator
CA bestimmt ist, weiter. Das bedeutet, daß der Transistor T2 mit dieser Frequenz gesperrt und somit der Transistor
Tl leitend gesteuert wird. Auf diese Weise würde der Wandler durch die Startschaltung mit den Transistoren T2,T3 peri- '
odisch immer wieder gestartet, um einen erneuten Betrieb des Wandlers einzuleiten.
In Fig. 3 sind die Bauteile, die denen in Fig. 1 entsprechen,
mit den gleichen Bezugsziffern versehen, Wegen des relativ hohen benötigten Kollektorstroms des Transistors Tl ist für
diese Leistungsstufe eine Darlington-Schaltung mit den Transistoren TIa und TIb vorgesehen. Der Transistor T2 ist ebenfalls
durch eine Darlington-Schaltung mit den Transistoren T2a und T2b gebildet.
In Reihe mit dem Ein/Aus-Schalter S ist noch eine Batterie-Schutzschaltung
vorgesehen. Diese spricht an, wenn die Batteriespannung den Wert von 8V unterschreitet. Die Schaltung
besteht aus einem Schmidt-Trigger mit den Bauteilen T4,D6,DZ, R7,R8,R9,R1O,R11. Die Schaltung arbeitet im normalen Betriebszustand,
wenn die Spannung VE größer als 9V ist, und schaltet ab, wenn die Spannung VE kleiner als 8V ist. Zur Verringerung
der Sättigunsspannung des Transistors TIa wird der durch den Transistor TIb fließende Basisstrom von dem Abgriff a abgenommen
und mit dem Widerstand R27 begrenzt.
Um eine genügend kurze Abschaltzeit des Transistors TIa zu
erreichen, muß der Transistor T2a einen kurzen, aber sehr schnell umgepolten Basisstrom liefern. Dieser Strom fließt
über die Diode D27,den Kondensator C27, Diode D5 und den
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- 13 H 85/1
Transistor T2a. Aus diesem Grunde wird die Darlington-Schaltung mit den Transistoren T2a und T2b verwendet. Die Diode
D29 ist notwendig für den abgeschalteten Zustand und vermeidet einen Stromfluß parallel zum Schalter S. Die Diode D5
dient zu Entkopplung zwischen dem Kollektor des Transistors T2a und der Basis des Transistors TIb, damit die dort stehenden
Spannungen den gewünschten Verlauf nehmen können.
Claims (12)
1. Spannungswandler zur Umwandlung einer ersten Gleichspannung (E) in eine höhere zweite Gleichspannung (Bl) mit einem
Transformator (Tr) sowie einer Treiberstufe und einem die Primärwicklung (P) steuernden Transistor (Tl)1 die von der "ί
ersten Gleichspannung (E) gespeist sind und eine selbstschwingende Schaltung bilden, wobei eine Sekundärwicklung
(Sl) über einen in Hinlaufrichtung betriebenen ersten Gleichrichter
(Dl) und einen Ladekondensator (C18) die zweite Gleichspannung (Bl) liefert, dadurch gekennzeichnet, daß ein
zweiter, in Rücklaufgleichrichtung betriebener Gleichrichter
(D2) zwischen einer Sekundärwicklung (S2) und dem Ladekondensator (C18) liegt.
2. Spannungswandler zur Umwandlung einer ersten Gleichspannung (E) in eine höhere zweite Gleichspannung (Bl) mit einem
Transformator (Tr) sowie einer Treiberstufe und einem die Primärwicklung (P) steuernden Transistor (Tl), die von der
ersten Gleichspannung (E) gespeist sind und eine selbstschwingende Schaltung bilden, wobei eine Sekundärwicklung (S) über
einen in Hinlaufgleichrichtung betriebenen ersten Gleichrichter (Dl), die zweite Gleichspannung (Bl) liefert, dadurch gekennzeichnet,
daß der Rückkopplungsweg eine so gepolte und
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- 2 - H 85/1
vorgespannte Diode (D4) enthält, daß bei einem unzulässigen Anstieg der Kollektorspannung (Vce) des Transistors (1)
der Hinlauf (H) vorzeitig beendet und bei stärkerem Anstieg die Diode (D4) gesperrt und die schwingende Schaltung in dem
Zustand stehenbleibt, in der der Transistor (Tl) gesperrt ist.
3. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
zweite Gleichrichter (D2) von einer gesonderten Sekundärwicklung (S2) gespeist ist.
4. Wandler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die
den ersten und zweiten Gleichrichter (Dl,D2) speisenden Wicklungen (Sl,S2) entgegengesetzt und die Gleichrichter
(Dl,D2) gleichsinnig gepolt sind.
5. Wandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der
: Transistor (Tl) durch eine Dadington-Schaltung mit zwei Transistoren (TIa,TIb) gebildet ist.
6. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
zwischen dem Kollktor des Transistors (Tl) und einem Bezugspunkt (Erde) ein Kondensator (Cl) liegt.
7. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der
Kondensator (Cl) parallel zur Kollektor/Emitter-Strecke des Transistors (Tl) liegt.
8. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der
Kondensator (Cl) parallel zur Primärwicklung (P) liegt.
9. Wandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der
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- 3 H 85/1
Kondensator (Cl) so bemessen ist, daß der durch den Kondensator (Cl) und die wirksamen Induktivitäten verursachte
Schwingungsverlauf der Spannung (Vce) am Kollektor am Rücklaufende etwa einen Nulldurchgang hat.
10. Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der
Treiberschaltung (T2) eine selbstschwingende Startschaltung (T3) zugeordnet ist.
11. Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die
Treiberstufe (T2) zu einer schwingfähigen Schaltung (T2, T3) ergänzt ist, die bei Normalbetrieb synchron mit der
Arbeitsfrequenz des Wandlers schwingt und bei gesperrt bleibender Diode (D4) mit einer niedrigen Frequenz (l-3kHz)
weiterschwingt und als Startschaltung dient.
12. Wandler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß dem
Treibertransistor (T2) ein weiterer Transistor (T3) zugeordnet ist und beide Transistoren (t,T3) eine bistabile
Schaltung bilden.
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