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DE3120979C2 - Spannungsvergleicher - Google Patents

Spannungsvergleicher

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Publication number
DE3120979C2
DE3120979C2 DE3120979A DE3120979A DE3120979C2 DE 3120979 C2 DE3120979 C2 DE 3120979C2 DE 3120979 A DE3120979 A DE 3120979A DE 3120979 A DE3120979 A DE 3120979A DE 3120979 C2 DE3120979 C2 DE 3120979C2
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
transistor
voltage
transistors
input
output
Prior art date
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Expired
Application number
DE3120979A
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English (en)
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DE3120979A1 (de
Inventor
Katsumi Hiratsuka Kanagawa Nagano
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Toshiba Corp
Original Assignee
Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tokyo Shibaura Electric Co Ltd filed Critical Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Publication of DE3120979A1 publication Critical patent/DE3120979A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE3120979C2 publication Critical patent/DE3120979C2/de
Expired legal-status Critical Current

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    • H03ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03KPULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/22Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral
    • H03K5/24Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude
    • H03K5/2409Circuits having more than one input and one output for comparing pulses or pulse trains with each other according to input signal characteristics, e.g. slope, integral the characteristic being amplitude using bipolar transistors
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    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
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    • G01R19/00Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/10Measuring sum, difference or ratio
    • GPHYSICS
    • G01MEASURING; TESTING
    • G01RMEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
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Abstract

Für den nichtinvertierenden und invertierenden Eingang sind jeweils Eingangstransistoren (16, 18) vom PNP-Typ vorgesehen, die an ein Paar von Transistoren (71, 72) angeschlossen sind, welche ein Differentialpaar (70) bilden. Die Differentialtransistoren (71, 72) sind NPN-Transistoren vom entgegengesetzten Leitungstyp wie die Eingangstransistoren (16, 18). Das Differentialpaar (70) ist an eine Stromspiegelschaltung (12) und an einen Ausgangsabschnitt (14) angeschlossen. Somit wird von einem Ausgangsanschluß (44) ein Ausgangssignal abgegeben, das der Spannungspegeldifferenz zwischen den Eingangssignalen an dem Paar von Eingangsklemmen (22, 24) entspricht.

Description

K,,,., + IW,+ iw- + f-'s - K, (1)
^BhMu- die Basis-Emitterspannung am nichtinvertierenden Eingangstransistor 16; ViSi1Xi,: die Basis-Emitterspannung an dem Transistor 34, der an den niehtinverlierenden Eingangstransistor 16 angeschlossen ist;
Kfl/iix,: die Basis-Emitterspannung am invertierenden Eingangstransistor 18;
VHllMu: die Basis-Emitterspannung an dem an den invertierenden Eingangsiransistor 18 angeschlossenen
Transistor 18 und (>u
Vy der Spannungsabfall an der Konstant-Stromquelle 38, die zwischen den Verbindungspunkt der Emitier
der Transistoren 34 und 36 sowie die Leistungspotentialleitung 30 geschaltet ist.
Da die Hingangssignalspannung V1111,, und V1111 ,
V1 £ü (3)
sind, erhält man durch Einstellung
aus den Gleichungen 1 und 2
K, 2 2ΚΛ/ + VS (5)
Tatsächlich beträgt die Basis-Emitlcrspannung Vm an den einzelnen Transistoren 0,7 V, und derSpamuingsabfall K1 an der Konstant-Stromquelle 38 beträgt 0,1 V. Durch Einsetzen dieser Werte in die Gleichung 5 erhall man:
K. 2 1,5 V (6)
Man sieht also, daß für den Betrieb des bekannten Spannungsvergleichers eine Spannung von wenigstens 1,5 V Speisespannung notwendig ist.
Da die große Spannung von 1,5 V gemäß Gleichung 6 als unwirksamer Spannungsabfall erzeugt wird, wenn die Spannungsquelle K, beispielsweise auf 2 V eingestellt wird, beschränkt sich die zulässige Spannungsamplitude für die Eingangssignale aul den schmalen Bereich zwischen 0 und 0,5 V.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Spannungsvergleicher der eingangs genannten Art so auszubilden, daß dieser wirksam mit einer niedrigen Versorgungsspannung arbeiten kann und in der Lage ist, als Eingangssignale Signale in einem großen Amplitudenbereich zu empfangen.
Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst. Die Erfindung schafft also einen Spannungsvergleicher, der eine Eingangsschaltung aufweist, die zwischen einer ersten und zweiten Potentialleitung liegt, zur Aufnahme eines ersten und zweiten elektrischen Signals und zum Abgeben eines Ausgangsstroms, der entsprechend der Spannungspegeldifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten elektrischen Signal schwankt. Die Eingangsschaltung enthält einen ersten und einen zweiten Transistor eines Leittlihigkeitstyps, die genannten ersten und zweiten elektrischen Signale werden an die Basiselektroden des ersten und des /weiten Transistors gelegt, und ein Transistorpaar ist vorgesehen, das aus einem dritten und einem vierten Transistor besteht, die an den ersten bzw. den zweiten Transistor angeschlossen sind und :·0 bezüglich dieser Transistoren vom entgegengesetzten Leitfähigkeitstyp sind. Weiterhin ist an die Eingangsschaltung eine Stromspiegelschaltung angeschlossen, und an die Stromspiegelschaltung ist eine Ausgangsschaltung angeschlossen, die einen Schaltvorgang in Abhängigkeit des von der Eingangsschaltung übertragenen Ausgangsstroms durchfuhrt, um ein drittes elektrisches Signal entsprechend der Spannungspegeldiffcrenz zwischen den ersten und /weiten elektrischen Signalen bereitzustellen.
.<5 Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeilen:
Fig. 1 ein Schaltungsdiagramm eines herkömmlichen Spannungsvergleichers,
Fig. 2 ein Schaltungsdiagramm einer ersten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Spannungsvergleichers.
-ίο Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm eines detaillierten Aufbaus der Schaltung gemäß Fig. 2,
Fig. 4 bis 7 jeweils grafische Darstellungen, die die Spannungs-Übertragungskennlinien gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel des Spannungsvergleichers unter verschiedenen Bedingungen darstellen,
F i g. 8A und 8B Impulsdiagramme des Eingangssignals und des Ausgangssignals des Spannungsvergleichers gemäß Fig. 2.
F i g. 9 ein Schaltungsdiagramm einer zweiten Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Spannungsvergieichers.
Fig 10 ein Schaltungsdiagramm eines detaillierteren Aulbaus der Schaltung gemäß Fig. 9 und
Fig. 11 ein Schaltungsdiagramm, welches die Stromverteilung im Hauptabschnitt der Schaltung gemäß dem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel darstellt.
Fig. 2 zeigt ein erstes Ausluhrungsbeispie! des erfindungsgemäßen Spannungsvergleichers. Die Schaltung enthält einen Eirigangsabschnitt 10, eine Stromspiegelschaltung 12 und einen Ausgangsabschnitt 14.
Die Eingangsschaltung 10 enthält einen nichtinvertierenden und einen invertierenden Eingangstransistor 16 bzu. 18 vom PNP-Typ. Diese Eingangstransistoren 16 und 18 sind mit ihren Basiselektroden an einen nichtinvertierenden b/w invertierenden Eingangsanschluß 22 bzw. 24 angeschlossen, ihre Kollektoren liegen gemeinsam auf einer Massepotentialleitung 20, die ihrerseits auf Masse G liegt. Die Emitter der Transistoren 16 und 18 sind j über die PegeUcrschiebung der Transistoren 16 und 18 ermöglichende Widerstände 54 und 56 sowie Konstant-
. j S' jmquellen 58 und 60 an die Potentialleitung 30 angeschlossen.
Die Potentialleitung 30 ist an einen Spannungsversorgungsanschluß 64 angeschlossen, an den die Versorgungsspannung V gelegt wird. Die Knotenpunkte 66 und 68 zwischen den jeweiligen Widerständen 54 und 56 einerseits und den Konstant-Stromquellen 58 und 60 andererseits liegen an den Basen von Transistoren 71 b/λν. 72. welche ein Transistorpaar 70 bilden.
Die Transistoren 71 und 72 sind entgegen den Eingangstransistoren 16 und 18 vom PNP-Leitungstyp. Die Emitter der Transistoren 71 und 72 sind /usammengeschaltet, und der gemeinsame Knotenpunkt 74 liegt über einer Konstant-Stromquelle 76 auf der Massepotentialleiiung 20. Die Kollektoren der Transistoren 71 und 72 sind über eine Stromspiegelschaltung 12, die herkömmlichen Aufbau hat und als aktive Last dient, an die Leistungspotentialleitung 30 angeschlossen. Speziell sind die Kollektoren der Transistoren 71 und 72 jeweils an die Kollektoren des Transistorpaares 80,82 in der Stromspiegelschaltung 12 angeschlossen. Die Transistoren 80 und 82 sind mit ihren Basen /usammengeschaltel. ihre Emitter liegen an der Potentialleitung30. Basis und Kollektor
eines dieser Transistoren, nämlich des Transistors 82, sind zusammengcschaltet. Der Knoten 84 zwischen dem Kollektor des anderen Transistors 80 und der Kollektor des Transistors 71 sind an die Basis eines Ausgangstransistors 86 geschaltet, der in dem Ausgangsabschnitt 14 vorgesehen ist.
Der Ausgangstransistor 86 ist ein PNP-Transistor. Er ist mit seinem Emitter direkt an die Potcnlialleitung M)
angeschlossen, sein Kollektor ist über einen Last widerstand 42 an die Massepotentiallcitung 20 und ferner direkt 5 m
an einen Ausgangsanschluß 44 angeschlossen.
Fig. 3 zeigt einen weiteren, detaillierteren Aulbau der Schallung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel. das in Fig. 2 dargestellt ist. Die mit entsprechenden Bezugszeichen versehenen Teile in Fig. 3 entsprechen den so j
bezeichneten Bauelementen in Fig. 2, auf eine Wiederholung der diesbezüglichen Beschreibung wird verzieh- I
tet. ,„
Ein in Fig. 3 durch das Bezugszeichen 100 bezeichneter Block enthält die Konstant-Stromquellen 58 und 60 gemäß Fig. 2, beispielsweise wird er gebildet durch 3 PNP-Transistoren 102, 104 und 106 sowie einen Widerstand 108. Die Transistoren 102 und 104 sind mit ihren Emittern an die Potentialleiiung30 und ihren Kollektoren an die Knotenpunkte 66 und 68, die oben bereits erwähnt wurden, angeschlossen. Der Transistor 106 ist mit seinem Emitter an die Potentialleitung 30 und mit seinem Kollektor über den Widerstand 108 an die Massepotentialleitung 20 angeschlossen. Die Basen der Transistoren 102, 104 und 106 sind zusammengeschaltet, und die Basis und der Kollektor des Transistors 106 sind miteinander verbunden. Die andere Konstant-Stromquelle 76 wird beispielsweise durch zwei NPN-Transistoren 110 und 112 sowie einen Widerstand 114 gebildet. DerTransistor 110 ist mit seinem Emitter auf Masse gelegt, sein Kollektor ist an den gemeinsamen Emitter-Knotenpunkt 74 des Transistorpaares 70 gelegt. DerTransistor 112 ist mit seinem Emitter aufdie Erdpotentialleitung 20 gelegt, mit seinem Kollektor ist er über den Widerstand 114 an die Potentialleitung 30 angeschlossen. Basis und Kollektor des Transistors 112 sind zusammengeschaltet.
Die Schaltungskonstanten dieses Schaltkreises sind wie folgt gewählt: Der Widerstand 108 ist vorzugsweise auf/JiiDK, = 3,3 kij festgelegt, der Widerstand 114 beträgt vorzugsweise /J1,^, = 33 ki2, die Kollektorströme /, und I2 der Transistoren 102 und 104 betragen entsprechend den Ausgangsströmen der Konstant-Stromquellen 58 25 |
und60(d. h. den Strömen durch die Widerstände 54 und 56) bei K1, = 1 V vorzugsweise im wesentlichen 100 ;j.A, |
und der Ausgangsstrom der Konstant-Stromquelle 76 beträgt vorzugsweise im wesentlichen 10 ·λΑ. Weiterhin werden die Werte der Widerstände 58 und 60 beide auf 1 kii eingestellt, und der Wert des Widerstands 42 wird auf 10 ki2 eingestellt.
Mildem obigen Aulbau gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel ist das Potential Ki..,, am Knoten 66 gegeben durch:
V11,., = K111,, + V1111n,, + /, ·/?„,, (7)
wobei
Κ,,ι*,: die Spannung (ä0) des an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß 22 gegebenen Eingangssignals,
VBII „,,: die Basis-Emitter-Spannung am Transistor 16,
/,: der durch die Konstant-Stromquelle 58 gelieferte Strom, der durch den Widerstand 54 Hießt, und
/J,;.,: der Wert des Widerstands 54.
In ähnlicher Weise beträgt das Potential V„,Xl am Knoten 68: |
V1111 ,: die Spannung (SiO) des Eingangssignals am inverlierenden Eingangsanschluß 24,
Vm ,ι».: die Basis-Emitter-Spannung am Transistor 18, 50 I
/3: der von der Konstant-Stromquelle 60 gelieferte und durch den Widerstand 56 fließende Strom und (
/?,„„: der Wert des Widerstands 56.
Durch Einstellung von
/ι ■- h I
und
und Subtrahieren der Gleichung 8 von Gleichung 7 erhält man:
Aus Gleichung 9 ersieht man, daß die Potcntialdifferenz zwischen dem Paar von Eingangssignalspannungen ν,,,,+, und K„,,_, gleich der Potentialdifferenz zwischen den Basen der Transistoren 71 und 72 ist. Das Transistor-Daar 70 wird durch diese Potentialdifferenz betrieben.
Durch Einstellen der Steilheit g,„ des Transistorpaares 70 auf
2 V,
eine Konstante, und
der durch die Konstant-Stromquelle 76 gelieferte Strom, ergibt sich die Ausgangsspannung (■„„, am
Ausgangsanschluß 44 zu
K„„ = XjK,n*, - K111 ,lÄsoi " ^Ah
,κ,,,: der gemeinsame Emitter-Strom-Verslärkungsfaktor für den Ausgangstransistor 86 und
!,,i,): der Wert des Lastwiderstands 42.
Ferner ist der Spannungsvcrslärkungsfaktor A, gegeben durch
Wenn K,aul"25 mV,/-. auf 21 ;;.A,./jIM„aur40und/?,4:,aun0 kLJ eingestellt werden, ergibt sich der Spannungsverstärkungsfaktor A, aus den Gleichungen 10 und 12 zu
A1 = 168 (45 dB)
Wenn nun die Spannung V1111., des an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß 22 gegebenen Eingangssignals größer wird als die Spannung V11n , des anderen an den invertierenden Eingangsanschluß 24 gegebenen Eingangssignals, erhöht sich die Spannung am Knoten 66, um die Spannung am Knoten 68 zu vermindern^Somit erhöht sich die Basisspannung des Transistors 71 des Transistorpaares 70 gemäß der Spannungspegeldifferenz KiIf1 - Kn ι ι. wodurch der Stromfluß durch den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 71 in den gemeinsamen Emitterknoten 74 erhöht wird. Jetzt wird der von dem gemeinsamen Emitterknoten 74 gegen Masse lließende Stromlluß durch die Konstant-Stromquelle 76 zwangsweise konstant gehalten. Als Ergebnis wird der Stromlluß durch den Kollektor-Emitter-Weg des anderen Transistors 72 des Transistorpaares 70 in den gemeinsamen Emilterknoten 74 nach Maßgabe des Ansteigens des Stroms durch den Transistor 71 vermindert.
Somit wird der Transistor 71 des Transistorpaares 70 eingeschaltet, während der andere Transistor 72 ausgeschaltet wird. Jetzt wird der durch den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 80 der Stromspiegelschaltung 12 fließende Strom herabgesetzt, wodurch der Basisstrom zum Ausgangslransistor86 erhöht wird, um diesen Transistor einzuschalten. Folglich wird die am Ausgangsanschluß 44 erscheinende Ausgangsspannung V11111 im wesentlichen gleich der Versorgungsspannung K,,, d. h., der Ausgangsanschluß 44 erhält den logischen Pegel »hoch«. Wenn andererseits die Eingangssignalspannung V1111 , am invertierenden Eingangsanschluß 24 größer wird als die Eingangssignalspannung Vj111., am nichtinvertierenden Eingangsanschluß 22, erhöht sich die Basisspannung des Transistors 72 des Transistorpaares 70 oder die Spannung am Knoten 68. Somit wird der durch den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 72 fließende Strom erhöht, um den Transistor 72 einzuschalten, während der durch den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 71 lließende Strom herabgesetzt wird, um den Transistor 71 auszuschalten. Als Ergebnis wird der durch den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 80 der Stromspiegelschaltung 12 lließende Strom erhöht, um den Basisstrom zum Ausgangstransistor 86 herabzusetzen und diesen Transistor schließlich auszuschalten. Folglich wird die Ausgangsspannung Vn,,, am Ausgangsanschluß 44 im wesentlichen gleich dem Erdpotential oder 0 V, d. h., der Ausgangsanschluß 44 nimmt den logischen Pegel »niedrig« an. Man sieht leicht, daß das erste Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig. 2 und 3 die Funktion eines Spannungsverglcichers erfüllt.
Die Eingangssägnalspar.p.ijngen. Vn,,,, und K„,, , an dem nichtinvertierenden bzw. invertierenden Eingangsanschluß 22 b?w. 24 stehen zu der Versorgungsspannung V11 in folgender Beziehung:
<u„ +
- V11
+ Vt
1x,,, = V1,
VlF.cu
VBF.C2,-
x, + h ■ «,so, - V
BtA-,,
+ V1
VHnn,
die Basis-Emitter-Spannung am Transistor 71, die Kollektor-Emitter-Spannung am Transistor 71, die Basis-Emitter-Spannung am Transistor 72, die Kollektor-Emitter-Spannung am Transistor 72, die Basis-Emitter-Spannung am Transistor 86, und die Basis-Emitter-Spannung am Transistor 82.
Durch Setzen von
Ii/iilπi /J/'f'if /ί/-(οίιί ///ιίιϊΐ) /j/i('2i fif [&21 l'r ^
Γ) P — Ρ
Π[7·Ί7|ι = Κ:/:("2ι = Kc £
und Einsetzen der Gleichungen 3 und 4 in die Gleichungen 14 und 15 erhält man
K. >Ke/: + l-R + Vu, (16)
In Gleichung 16 entspricht der Wert von VHi. tatsächlich 0,7 V, wie es oben angegeben wurde, und der Wert Vir wird auf wenigstens mehr als 0,1 V innerhalb des Strombereichs (beispielsweise mehrere uA bis mehrere hundert ;;.A), der für den Fall notwendig ist, daß die Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel in integrierter Form vorliegt, eingestellt. Weiterhin wird der Wert von / · R folgendermaßen eingestellt: In der geschlossenen Schleife auf der nichtinvertierenden Eingangsseite mit dem Transistor 16, dem Widerstand 54. dem Transistor 71 und der Konstant-Stromquelle 76 erhält man die Spannungsbe/iehung
K„1+, + Ke/:mm + 1-R- Ke/,-ι, - Kv.-M = 0 (17)
Andererseits ergibt sich fur die Masche auf der invertierenden Eingangsseite, bestehend aus dem Transistor 18, dem Widerstand 56, dem Transistor 72 und der Konstantstromquelle 76 die Gleichung
Κ,,·-, + Ke/.Ms, + / · R - V111 ,-,, - Kv.-μ = 0 (18)
VSlibl: als Spannungsabfall an der Konstant-Stromquelle 86.
Durch Setzen von
Ke/ μ in = Ke/! "ii = Ke/1 IKi = Ks/r_\ = Ks/ -'5
in den Gleichungen 17 und 18 sowie durch Umformung erhält man
V .λ + ί · R = Vt ; MO)
und
V1111-, +I-R = Ks.-μ . (20)
Da Ks1-M in den Gleichungen 19 und 20 wie im Stand der Technik als 0,1 V bekannt ist, erkennt man, daß/ ■ R, ä. h. der Spannungsabfall an dem Widerstand 54 oder 56,0,1 V sein kann. Somit ergibt sich durch Einsetzen von I ■ R =0,1 Volt und Vm. = 0,7 Volt sowie V11 = 0,1 Volt als die entsprechenden tatsächlichen Werte in Gleichung 16:
K, δ 0,9 (21)
In anderen Worten: Der Spannungsvergleicher gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann so lange zufriedenstellend arbeiten, wie die Versorgungsspannung V11 auf einen Wert eingestellt wird, der 0.9 Voii oder mehr beträgt. Somit kann der unwirksame Spannungsabfall herabgesetzt werden, um den zulässigen Bereich der Versorgungsspannung K, zu erweitern und ferner die Leistungsaufnahme herabzusetzen.
Wenn weiterhin die Versorgungsspannung V11 in der obigen Schaltung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel auf 2 Volt wie im Stand der Technik eingestellt wird, reicht der zulässige Amplitudenbereich für die Eingangsspannungsignale, die an den nichtinvertierenden und invertierenden Eingangsanschluß 22 bzw. 24 gelegt werden, von 0 bis 1,1 Volt unter Berücksichtigung der Gleichung 21. Weiterhin kann das Verhältnis der Eineanssignalamplitude zu der Versorgungsspannung K, vergrößert werden, um den Wirkungsgrad des Spannungsvergleichers zu erhöhen.
1- ig. 4 bis 7 /eigen Spannungs-Übertragungskennlinien der Ausgangsspannung (in Volt), die am Ausgangsan- so schluß 44 tier Schaltung des ersten Ausführungsbeispiels gemäß Fig. 2 und 3 erscheint, wenn die Spannung V1111 , (in Millivolt) am invertierenden Eingangsanschluß 24 variiert wird, während die Eingangsspannung Vn,,., an dem nichlinvertierenden Hingangsanschluß 22 auf einem konstanten Spannungspegel gehalten wird. Die Kennlinie gemäß Fig. 4 wird erhalten, wenn Γ, - 1 V und V1111^1= 10 mV sind, die Kennlinie gemäß Fig. 5 wird erhalten mit I', = 1.4 V und V1111., --- 10 mV. Die Kennlinie gemäß Fig. 6 wird erhalten bei K. = 1 V und l-'„,,., 50 mV, und die Kennlinie gemäß Fig. 7 wird erhalten mit K. = K4 V und K,,,., = 50 mV.
Aus diesen Spannungsübertragungskennlinien ersieht man, daß die Schaltung gemäß erstem Ausführungsbeispiel auch so ausgelegt werden kann, daß sie als invertierender Verstärker funeiert, indem die nichtinver-
tierte Eingangsspannung Viai,, konstant gemacht wird. Wenn die Schaltung als invertierender Verstärker arbeitet, erhält man den Spannungsverstärkungsfaktor Ax aus den Fig. 4 bis 7 nach dem bekannten Verfahren. Der Faktor beträgt
Ax = 110(41 dB) mit K11 = 1 V und
Ax. = 220 (47 dB)
(22)
(23)
mit Vn = 1,4 V. Diese aus den oben angesprochenen Kennlinien erhaltenen Werte werden so festgelegt, daß sie im wesentlichen mit dem unter Verwendung der Gleichung 12 erhaltenen und in Gleichung 13 gezeigten Wert übereinstimmen. In diesem Zusammenhang trägt die Tatsache, daß der Spannungsverstärkungsfaktor Ax. erhöht wird, wenn K11 = 1,4 V ist (d. h., wenn die Versorgungsspannung relativ hoch ist), daß die Steilheit g,„ in Gleichung 12 in Begleitung des Stroms der Konstant-Stromquelle 76 ansteigt.
In der Schaltung des ersten Ajsführungsbeispiels gemäß den Fig. 2 und 3 stimmen die Basis-Emitter-Spannungen VBl;,„, der Transistoren 16,18,71,72,80,82,86,102,106,110 und 112 (wobei /; für jeden Transistor steht) und die Spannungsabfiille Vs,„, der Konstansstromquellen 58,60 und 76 (wobei η für jede Konstant-Stromquelle steht) tatsächlich nicht übercin, und daher kann die Eingangs-Offset-Spannung nicht vollständig auf 0 Volt eingestellt werden. Wenn man speziell die Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen Kߣ(16l und VBE Ü8| der Eingängstransistoren 16 und 18 mit A V111,·, und die Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen Vbecu und Vat (-i, der Transistoren 71 und 72 mit A VHI.2 bezeichnet, ergibt sich die Eingangs-Offset-Spannung
30 und
wobei
K>s = Δ Vm , + Δ V11,2 - /, · A154, + h ■ Λ,56. Ferner gilt
Ζ, = Λ(1 +AIhAK 1
<>r. = Ληι,,Ο +AR),AR<\
(24)
(25) (26)
AI: der Fehlerxdex zwischen den Strömen /, ur.-J I2, ur»u Λ-R: der FehSerinaex zwischen den Widerständen R1^1 und Λι56,
Durch Gleichsetzen von
AO A Vm , = A VKI2 = A V111.-
und Einsetzen der Gleichungen 25 und 26 in Gleichung 24 erhält man V1K = 2 A V„i. - /, · /?,5„, (A I + Δ R )
(27)
In der Gleichung 27 nimmt Δ VHK einen Wert von ± 2 mV bei einer integrierten Halbleiterschaltung an, während Al und AR mit Fehlern innerhalb von ± 1% eingestellt werden kann und I2 ■ R^1 0,1 V beträgt, wie oben erwähnt wurde. Mit diesen Werten beträgt der zweite Term der rechten Seite der Gleichung 27 insgesamt etwa ±2 mV, und die Eingangs-OlTset-Spannung Vas betragt ±6 mV. Die OITset-Spannung V1 )S, die direkt aus der. Spannungs-Übertragungs-Kennlinien der Fig. A bis 7 entnehmbar ist, beträgt maximal 3,5 mV.
Die nachstehende Tabelle I zeigt die Ergebnisse von Messungen der Schaltkennlinien dar Schaltung gemäß •dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung, wenn die Schaltung als invertierender Verstärker arbeitet.
Tabelle 1
iptl2
IV 1,4 V
2,4 ;i 1,0 asec
0,8 0,8
0,8 ;.'.sec
0,4 ase
1,4 ;jL
1,0 asec
In der vorstehenden Tabelle I zeichnen »//κ/,« und »tpd2« jeweils Signalfortpflanzungs-Verzögerungszeiten, ist die Impulsanstiegsdauer und »//« die Impulsabfallzeit.
AU diese Zeitwerte werden als Meßergebnisse mit dem Eingangssignal erhalten, welches in Fig. 8A dargestellt ist. Dieses Eingangssignal wird an den Eingangsanschluß der Schaltung gemäß dem in den Fig. 2 und 3 gezeigten ersten Ausführungsbeispiel, speziell der Schaltung gemäß Fig. 3 gelegt, wobei diese Schaltung als invertierender Verstärker arbeitet. Das in Fig. 8A dargestellte Eingangssignal ist ein Rechtecksignal mit einer Amplitude von ± 100 mV, und die oben erwähnten Zeitdauern tpd^ tpil-., truna tf, die oben erwähnt wurden,
W. se
sind Werte des in Fig. 8B dargestellten Ausgangssignals, das in Abhängigkeit des Eingangssignals gemäß Fig. 8A erhalten wird. In diesem Fall betrug die maximale Schaitfrequenz/;,, „„„ = 200 kHz bei V11 = I V, und L· „,., = 500 kHz bei V1, = 1,4 V.
Aus der vorstehenden Beschreibung ersieht man, daß zusätzlich zu dem erwähnten Vorteil das erste Ausführungsbeispiel der Erfindung auch als invertierender Verstärker verwendet werden kann, um eine weitgehende Verringerung der Eingangs-OtTset-Spannung Voszu erhalten, d. h., der Anwendungsbereich des Spannungsvergleichers kann erweitert und dessen Betriebszuverlässigkeit verbessert werden.
Fig. 9 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Spunnungsvergleichers. In dieser Figur bezeichnen gleiche Bezugszeichen entsprechende Teile wie bei dem vorhergehenden Ausführungsbeispiel, das anhand der F i g. 2 und 3 beschrieben wurde. Eine nochmalige Beschreibung entsprechender Teile sol I ίο daher nicht erfolgen.
In diesem zweiten Ausfuhrungsbeispiel sind die Kollektoren eines Paares von NPN-Transistoren 71 und 72, die das Transistorpaar70 im Eingangsabschnitt 10 bildenjeweils über ein Paar Konstant-Stromquellen 120 und 122 an die Potentiaileitung 30 angeschlossen. Somit empfangen diese Kollektoren Vorströme von den Konstant-Stromquellen 120 und 122. Weiterhin sind die Kollektoren der Transistoren 71 und 72 entsprechend an die KoI-lektoren von NPN-Transistoren 124 und 126 angeschlossen, welche die Stromspiegelschaltung 12 bilden.
Die Transistoren 124 und 126 der Stromspiegelschaltung 12, die vom NPN-Typ sind, sind mit ihren Emittern an die Massepotentialleitung 20 geschaltet, ihre Basen sind miteinander verbunden. Basis und Kollektor des Transistors 126 sind aneinandergeschaltet. Der Knoten 128 zwischen dem Kollektor und dem auf der nichtinvertierenden Seite vorgesehenen Transistor 71 und dem Kollektor des anderen Transistors 124 der Stromspiegelschaltung 12 sind direkt an die Basis eines NPN-Ausgangstransistors 86 angeschlossen, welcher den Ausgangsabschnitt 14 bildet. Der Kollektor des Transistors 86 ist über den Lasttransistor 42 an die Potentiaileitung 30 und weiterhin direkt an den Ausgangsanschluß 44 angeschlossen.
Fig. 10 zeigt einen weiter detaillierten Aufbau der Schaltung gemäß Fig. 9. In dieser Figur werden für entsprechende Teüe gleiche Bezugszeichen wie in F i g. 9 verwendet, die entsprechende Erläuterung wird nicht wie- n derholt.
Der in Fig. 10 mit 130 bezeichnete Block enthält die Konstant-Stromquellen 58.60,120 und 122gemäß Fig. 9. Insbesondere enthält die Konstant-Stromquelle 130 zusätzlich zu den drei Transistoren 102,104 und 106, die in Fig. 3 gezeigt sind, zwei weitere PNP-Transistoren 131 und 132. Diese Transistoren 131 und 132 sind mit ihren Emittern direkt an die Potentialleitung 30 angeschlossen, ihre Kollektoren sind entsprechend an die Transistoren71 und 72 angeschlossen. Ähnlich wie in Fig. 3 sind die Basen sämtlicher Transistoren 102,104,106,131 und 132 in der Konstant-Stromquelle 130 zusammengeschaltet. Basis und Kollektor des Transistors 106 sind zusammengeschaltet. Die andere Konstant-Stromquelle 76 besitzt denselben Aufbau wie die entsprechende Schaltung in Fig. 3. Der Widerstand 108 in der Konslantstromquelle 130 wird beispielsweise auf 3,3 ku eingestell·., wodurch der Ausgangsstrom der Konstant-Stromquellen 58,60,120 und 122 (Fig. 9) auf 100 y.A eingestellt wird. Der Widerstand 114 in der anderen Konstant-Stromquelle 76 wird beispielsweise auf 33 oder 3,3 ku eingestellt, wodurch der Ausgangsstrom der Konstant-Stromquelle 76 (Fig. 9) auf 10 oder 100 y.A eingestellt wird.
Wenn nun der Strom aus den Konstant-Strom^uellen 76,120 und 122 mit»/« bezeichnet wird, d-ε Basisspannung an dem aufdernichtinvertierenden Seite vorgesehenen Transistor71 mit V1111,, + Δ ^bezeichnet wird und die Basisspannung des auf der invertierenden Eingangsseite vorgesehenen Transistors 72 mit V1111 , - A V bezeichnet wird, dann fließt (vergleiche Fig. 11), weil der Strom durch den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 72 i/2 + i beträgt, während der normale Strom / von dem gemeinsamen Emitterknoten 74 von der Konstant-Stromquelle 76 gegen Masse G Hießt, ein Strom 1/2 - i durch den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 72.
Weiterhin fließt ein Strom 1/2 + A i von der Konstant-Stromquelle 122 /u dem gemeinsamen Knoten 138 zwischen dem Kollektor des Transistors 72 und dem Kollektor des Transistors 126 der Stromspiegelschaltung 12. Andererseits fließt ein Strom 1/2 + Δ i zu dem Kollektor des anderen Transistors 124 in der Stromspiegelschaltung 12 aufgrund deren Betriebsweise. Jet/t ist die algebraische Summe der in den Knoten 128 fließenden Ströme aufgrund des KirchhofTschen Gesetzes Null (vorausgesetzt, daß der eingehende Strom durch ein positives und der abgehende Strom durch ein negatives Vorzeichen dargestellt wird), in den Knoten 128 Hießt ein Strom + 2 Δ i, d. h., der Strom 2 A i von der Basis des Ausgangstransistors 86. Wenn Λ ν ein vernachlässigbares so Signal ist, erfüllen somit Ai und Av die Beziehung
Ai = —!— ■ Av (28)
2 V,
wobei V1 eine Konstante gemäß Gleichung 10 ist, die gemäß der Bedingung
1.1 r/V, \<\ (29)
ausgewählt wird. Wenn somit Jr> 0, ist der Ausgangstransistor86 ausgeschaltet, und der Ausgangsanschluß44 befindet sich in dem logischen Zustand »hoch«. Wenn andererseits A ν < 0, treffen die /u der obigen Erläuterung umgekehrten Verhältnisse /u, d. h., der Basisstrom des Ausgangstransislors 86 ist - 2 Ai, was der bezüglich Fig. 11 entgegengesetzten Richtung entspricht. Anders ausgedrückt: Von dem Knoten 128 Hießt ein Strom 2 Ai zur Basis des Transistors 86. Folglieh wird der Ausgangstransistor 86 eingeschaltet, und der Ausgangsanschluß 44 nimmt den logischen Zustand »niedrig« an. Man sieht also, daß die Schaltung gemäß der zweiten Ausführungsforin die Funktion eines Spannungsvergleichers hat.
Da weiterhin die oben erwähnten Gleichungen 16 und 21 auch auf diese Schaltung zutreffen, kann mit dem zweiten Ausführungsbeispiel ein ausreichender Betrieb als Spannungsvergleicher erreicht werden, solange die Versorgungsspannung Vn gleich oder höher als 0,9 V ist. Der wirksame Spannungsabfall kann somit herabge-
.15
•41)
50
(iO
setzt werden, und ferner kann der zulässige Amplitudenbereich für das Eingangssignal erweitert werden, um den Wirkungsgrad der Schaltung zu erhöhen.
Die nachstehende Tabelle II zeigt die Ergebnisse von Messungen an dem zweiten Ausführungsbeispisl, das als in venierender Verstärker in der oben erläuterten Weise ausgelegt ist. In Tabelle II zeigt »Fall A« die jeweilige Einstellung des Stromwertes der Konstant-Stromquelle 76 und des Widerstandswertes des Lasttransistors 42 auf 10 ;xA bzw. 10 kii, »Fall B« stellt den Fall klar, daß der Stromwert der Kontakt-Stromquelie 76 undder Wert des Lastwiderstands 42 auf 100 μΑ bzw. 1 kii eingesteht sind.
Tabelle II
If
FaIlA
Fall B
1 V 1,4 V
0,8 V IV 1,4 V
0,6 usec 0,3 ;isec
120 nsec
150 nsec
90 nsec
0,2 u
0,2 usec
200 nsec
110 nsec
80 nsec
1.3 ;xsec
0,5 usec
400 nsec
80 nsec
30 nsec
0,1 : 0,1 usec
200 nsec 20 nsec 20 nsec
Um den Schaltbetrieb der als invertierender Verstärker arbeitenden Schaltung zu studieren, soll nun die Beziehung
X, = tpd\ + tpd2 + ir + tf
(30)
betrachtet werden. Wenn Vn = 1,4 Vim Fall A beträgt, ist v, = 1,1 usec, was einen im Vergleich zu χ, = 3,2 ;xsec für den Fall von Vn = 1,4 V in der obigen Tabelle I stark verminderten Wert darstellt.
Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 9 und 10 werden für die Transistoren 124 und 126 der Stromspiegelschaltung 112 und den Ausgangstransistor 86 in einer integrierten Halbleiterschaltung keine PNP-Transistoren mit Lateral-Struktur verwendet, sondern NPN-Transistoren. Dies geschieht deswegen, weil der Transistor mit lateraler Struktur die unerwünschten Effekte des Verminderns der Schaltfrequenz und das Herabsetzen der Ansprechgeschwindigkeit zeigt. Somit ist es mit der zweiten Ausführungsform der Erfindung möglich, eine Herabsetzung der Schaltfrequenz bei Auslegung als invertierender Verstärker zu vermeiden, weiterhin wird eine etwa dreimal höhere Ansprechgeschwindigkeit erzielt als bei der Schaltung mit PNP-Transistoren. Weiterhin wurde festgestellt, daß, wenn der Ausgangsstrom der Konstant-Stromquelle 76 auf 100 y.A und der Wert des Lastwiderstands 58 auf 1 kii eingestellt wird, der Schaltbetrieb bei im wesentlichen 5 Μ Hz mögl ich ist, wie man aus Fall B in der obigen Tabelle II ersieht.
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

  1. Patentansprüche:
    1 Spannungsvergleicher mit einer zwischen einer ersten und einer zweiten Potentialleitung (20,30) liegenden Eingangsschaltung (10), die ein erstes und ein zweites elektrisches Signal empfängt und einen Ausgangs-
    s strom liefert der entsprechend der SpannungspegeldilTeren/ /wischen dem ersten und dem /weiten elektrischen Signal variiert, einer an die Eingangsschaltung (10) angeschlossenen Stromspiegelschaltung (12), und einer an die Stromspiegelschaltung (12) angeschlossenen Ausgangsschaltung (86,44), die, ansprechend aul den Ausgangsstrom der Eingangsschaltung, im Schallerbetrieb arbeitel und nach Maßgabe derSpannungspegeldiilerenz zwischen dem ersten und dem zweiten elektrischen Signa! ein drittes elektrisches Signal an
    einen Ausgangsanschluß lielert, wobei die Eingangsschaltung (10) einen ersten und einen zweiten Transistor
    (16,18) desselben Leitungstyps enthält, an deren Basen das erste bzw. das zweite elektrische Signal gelegt wird und deren Kollektoren an die erste Potentialleitung (20), angeschlossen sind, und ein Transistorpaar (70) mil einem dritten und einem vierten Transistor (71,72) enthüll, deren Basen an den Emitter des ersten bzw. des zweiten Transistors (16, 18) und über eine erste b/w. eine zweite Konstantstromquelle (58, 60) an die
    is zweite Potentiallcilung (30) angeschlossen sind, und deren Emitter zusammengeschaltet und über eine
    dritte Konstantstromquellc (76) an eine der Potentialleitungen angeschlossen sind, so daß eine Spannungspeeeldifl'erenz zwischen dem ersten und dem /weilen elektrischen Signal das Leitvermögen des dritten und des vierten Transistors steue-·, um dadurch an die Stromspiegelschaltung (12) einen Ausgangsstrom zu Meiern, dessen Stürke durch die Spannungspegeldifferen/ bestimmt wird, da Jurch gekennzeichnet, daß
    2ü der dritte und der vierte Transistor (71,72) von einem anderen Leitungstyp sind als der erste und der zweite
    Transistor (16,18), daß ihre Basen über einen ersten bzw. einen zweiten Widerstand (54,56) an den Emitter des ersten bzw. des zweiten Transistors angeschlossen sind, und daß der den zusammengeschalteten Emittern des dritten und des vierten Transistors (71, 72) abgewandte Anschluß der dritten Konstantstromquelle (76) an die erste Potentialleitung (20) angeschlossen ist.
  2. 2. Spannungsvergleicher nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Potential auf der zweiten
    Potentialleitung (30) höher als das aufder ersten Potentiallcitung (20) und gleich/eilig höher als die Gesamtspannung
    V = V111 + I ■ R + 1 ■-,,
    eingestellt ist, wobei Γ/(/ die dem Betrag nach gleiche Basis-Emitter-Spannung des ersten, zweiten, dritten und vierten Transistors, IR der dem Betrag nach gleiche Spannungsabfall an den Widerständen und Vi, die dem Betrag nach gleiche Kolleklor-F.mittcr-Spannung des dritten und des vierten Transistors ist.
  3. 3. Spannungsvergleich^ nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Verbindungsknoten (66, 68) /wischen den Basen des dritten und des vierten Transistors (71, 72) einerseits und dem ersten und dem zweiten Widerstand (54, 56) andererseits jeweils über die erste b/w. die zweite Konstant-Stromquelle (58, 60) an die zweite Potentiallcilung (30) angeschlossen sind.
  4. 4. Spannungsvergleich^ nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Potentialleitung (20) auf Massepotential gehalten wird und daß eine positive Vcrsorgungsspaiinung (K1) an die zweite Potentialleitung (30) gegeben wird.
  5. 5. Spannungsvergleichcr nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die an die Ausgangsschaltung (86) angeschlossene Stromspiegelschaltung (12) einen fünften und einen sechsten Transistor (80, 82) vom selben Leitungstyp wie der erste und der /weite Transistor (16, 18) enthült, daß der fünfte Transistor mit dem Kollektor an den Kollektor des dritten Transistors (71) und mil dem Emitter an die zweite Potentialleitung (30) angeschlossen ist, daß der sechste Transistor (82) mil dem Kollektor an den Kollektor des vierten Transistors (72) und weiterhin an seine eigene Basis und mit seinem Emitter an die zweite Potcnlialleitung (30) angeschlossen ist, und daß der fünfte und der sechste Transistor (80, 82) mit ihren Basen zusammengesehallet sind.
  6. 6. Spannungsvergleicher nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (14) einen siebten Transistor (86) vom selben Leitungstyp wie der fünfte und der sechste Transistor (80,82) aufweist, daß der siebte Transistor (86) mit der Basis an den Knotenpunkt (84) zwischen dem Kollektor des dritten Transistors (71) und dem Kollektor des fünften Transistors (80), mit dem Emitter an die zweite Potentialleitung (30) und mit dem Kollektor über einen dritten Widerstand (42) an die erste Potentialleitung (20) und weiterhin an den Ausgangsanschluß (44) angeschlossen ist.
  7. 7. Spannungsvergleicher nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektoren des dritten und des vierten Transistors (71,72) über eine vierte und eine fünfte Konstant-Stromquelle (120,
    122) an die /weite Potentialleitung (30) gelegt sind, daß die an die Ausgangsschaltung (14) angeschlossene Stromspiegelschaltung (12) einen fünften und einen sechsten Transistor (124,126) vom selben Leitungstyp wie der dritte und der vierte Transistor (71,72) aulweist, daß der fünfte und der sechste Transistor (124,126) mit ihren Basen zusammengesehallet sind, mit ihren Kollektoren an die Kollektoren des dritten bzw. des vierten Transistors (71,72) und mil ihren Emittern an die erste Potentialleitung (20) angeschlossen sind, und daß Basis und Kollektor des sechsten Transistors (126) zusammengeschaltet sind.
  8. 8. Spannungsvergleicher nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsschaltung (14} einen siebten Transistor (86) vom selben Leitungstyp wie der dritte und der vierte Transistor (71,72) besitzt und daß der siebte Transistor (86) mit der Basis an den Verbindungsknoten (128) zwischen Kollektor des drit-
    ten Transistors (71J und Kollektor des fünften Transistors (124), mit dem Emitteran die erste Potentialleitung (2OJ und dem Kollektor über einen dritten Widerstand (42) an die /weite Potentialleitung (30) und weiterhin an den Ausgangsanschluß (44) angeschlossen ist.
    Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Spannungsvergleicher gemäß Oberbegriff des .Anspruchs 1. Ein derartiger Spannungsvergleicher vergleicht mehrere Eingangssignale und gibt ein Ausgangssignal ab, das in der Spannungspegeldifferenz dieser Eingangssignale entspricht.
    Fig. 1 zeigt einen bekannten Spannungsvergleicher. Die Schaltung besitzt einen Eingabeabschnitt 10 zum Empfangen eines Paars von Eingangssignalen, eine als aktive Last bezüglich des Eingabeabschnitts 10 fungierende Stromspiegelschaltung 12 und einen Ausgabeabschnitt 14. Der Eingabeabschnitt 10 enthält ein Paar PNP-Signaleingangstransistoren, speziell einen nichtinvertierenden Eingangstransistor 16 sowie einen invertieren- \5 den Eingangstransistor 18. Die Kollektoren dieserTransistoren 16 und 18 sind auf die Massepotential-Leitung 20 gelegt, die ihrerseits auf Masse liegt. An die Basiselektroden der Transistoren 16 und 18 wird ein Paar von Eingangssignalen gegeben. Die Emitter dieser Signaleingabetransistoren 16 und 18 sind über Konstant-Slromquellen 26 und 28 aufeine Leitung 30 mit hohem Potential gelegt. Die Emitter der Transistoren 16 und 18 liegen weiterhin an den Basen zweier entsprechender Transistoren 34 und 36, die ein Transistorpaar32 bilden. Die Transistören 34 und 36 sind vom gleichen Leitungstyp wie die Signaleingabetransislorcn !6 und 18, d. h., es handelt sich um PNP-Transistoren. Die Emitter der Transistoren 34 und 36 sind zusammengeschaltet und sind gemeinsam über eine Konstant-Stromquelle 38 an die Leistungspotential-Leitung 30 gelegt. Die Kollektoren der Differentialpaar-Transistoren 34 und 36 sind über die oben genannte Stromspiegelschaltung 12 an die Massepotential-Leitung 20 angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 34 ist ferner an die Basis eines Ausgangstransistors 40 im Ausgabeabschnitt 14 angeschlossen. Der Ausgangstransistor 40 ist mit seinem Emitter geerdet, sein Kollektor ist über einen Lastwiderstand 42 an die Leitung 30 gelegt. Der Kollektor des Ausgangstransistors ist ferner direkt an den Ausgangsanschluß 44 gelegt.
    Wenn in dem beschriebenen Spannungsvergleicher der Spannungspegel VM,, des an den nichtinvertierenden Transistor 16 gelegten Eingangssignais größer wird ais der Spannungspegel V1111 des an den invertierenden Ein- .>o gangstransistor gelegten Eingangssignals (diese Eingangssignale haben vereinbarungsgemäß entweder eine positive Spannung oder 0 Volt), gelangt der nichtinvertierendeEingangstransislor 16 in den Zustand »aus«. Dies hat die Wirkung, daß der an den nichtinvertierenden Eingangstransistor J6 angeschlossene Transistor 34 ausschaltet. Jetzt fließt kein Strom zur Basis des Ausgangstransistors 40, so daß der Ausgangstransistor 40 ebenfalls ausschaltet, so daß eine Spannung hohen Pegels, im wesentlichen entsprechend der Versorgungsspannung K1, am Ausgangsanschluß 44 erscheint. Der Ausgangsanschluß 44 nimmt also den logischen Zustand »HOCH« ein. Wenn andererseits die Eingangsschaltung V11n,, am nichtinvertierenden Eingangstransistor 16 niedriger wird als die Eingangsschaltung V„„ am invertierenden Eingangstransistor 18, wird der nichtinverticrende Eingangbtransistor 16 eingeschaltet, und dadurch werden der entsprechende Transistor 34 und der Ausgangstransistor 40 eingeschaltet. Folglich erscheint eine Spannung niedrigen Pegels, d. h., eine Spannung von im wesentlichen -ίο Massepotential, am Ausgangsanschluß. Auf diese Weise wird ein Ausgangssignal erhalten, dessen Pegel zwischen Erdpotential oder logisch »niedrig« und Speisespannungspegel oder logisch »hoch« mit der Spannungspegeldifferenz zwischen den Eingangssignalen geändert wird. Wenn man hier die Spannungen der nichtinvertierten und invertierten Eingangssignale mil V111, ♦, b/w. V„„ , gemäß obiger Beschreibung bezeichnet, so stehen diese Größen zu der Versorgungsspannung V1 in folgender Beziehung: -15
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