DE3113800A1

DE3113800A1 - Frequenzmodulator

Info

Publication number: DE3113800A1
Application number: DE19813113800
Authority: DE
Inventors: Peter Anthony Langley Green Crawley Sussex Jordan; Michael James Faygate Horsham W. Sussex Underhill
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-04-16
Filing date: 1981-04-06
Publication date: 1982-03-11
Also published as: GB2074421B; JPS56162507A; US4503405A; GB2074421A; FR2481023A1; FR2481023B1; JPH0147923B2

Description

N. V. Philips«Gloeilampenfabrieken ^ * PHB 32 702 Frequenzmodulator

Die Erfindung betrifft eine Frequenzmodulatoranordnung mit einem Phasenmodulator, der einen ersten Eingang für ein Trägersignal, einen zweiten Eingang für ein Modulationssignal und einen Ausgang für das modulierte Trägersignal besitzt, und mit einem Integrator, dessen Ausgang mit dem Eingang des Phasenmodulators verbunden ist.

Da Frequenzmodulation das Zeitdifferential von Phasenmodulation ist, ist ein Phasenmodulator in eine Frequenzmodulatorschaltung umsetzbar, indem in den Signalweg zu seinem Modulationssignaleingang ein Integrator aufgenommen wird. Dieses Verfahren ist bekannt; siehe z.B. das Buch "Information-Transmission, Modulation and Noise" von M. Schwarz (McGraw Hill 1959), Abschnitt 3-10, Fig. 3...30. Wenn eine Signalquelle mit fester Frequenz (die quarzstabilisiert sein kann) an den Trägersignaleingang eines derartigen Frequenzmodulators angeschlossen wird, ist damit ein Signalgeber mit variabler Frequenz gebildet, der hinsichtlich der Stabilität im Vergleich zu einem Signalgeber mit variabler Frequenz in Form eines quarzgesteuerten Oszillators, in dem die Frequenzregeleigenschaft des Quarzes mit Hilfe einer Kapazitätsdiode variabel gemacht ist, Vorteile haben kann. Jedoch eignen sich einen einfachen Phasenmodulator mit Integrator umfassende Frequenzmodulatoren nicht besonders für Anwendungen, bei denen sie Quasi- oder wirkliche Gleichspannungs-Modulationskomponenten verarbeiten müssen, beispielsweise in Form einer Folge stationärer Werte, weil ein Gleichspannungs-Modulationskomponent ein ständig größer oder kleiner werdendes Ausgangssignal aus dem Integrator

und eine ständig größer oder kleiner werdende, vom Phasen-

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modulator bewirkte Phasenverschiebung impliziert, und somit die Verarbeitungsfähigkeit eines unendlichen dynamischen Bereichs für den Integrator und Phasenmodulator, wenn die Modulation nicht derart gewählt ist, daß ihr Integral über die Zeit (in jeder Richtung) nie Werte überschreitet, die der Integrator und Phasenmodulator behandeln können. Die Wahl der Modulation zur Erfüllung dieses Kriteriums in einem derartigen System birgt die Möglichkeit in sich, daß die Basisfähigkeiten des Systems nicht voll ausgenutzt werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, diesen Nachteil zu beseitigen.

Diese Aufgabe wird mit einer Frequenzmodulatoranordnung erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß sie einen Phasenmodulator, der einen ersten Eingang für ein Trägersignal, einen zweiten Eingang für ein Modulationssignal und einen Ausgang für das modulierte Trägersignal besitzt, und einen Integrator enthält, dessen Ausgang mit dem erwähnten zweiten Eingang verbunden und dadurch gekennzeichnet ist, daß die Anordnung einen Frequenzteiler mit einem variablen Teilungsfaktor in einem Signalweg zum ersten Eingang des Phasenmodulators oder in einem Signalweg vom Ausgang des Phasenmodulators und eine Steuerschaltung zum Steuern des Teilungsfaktors des Frequenzteilers und zum Einstellen des Wertes des Ausgangssignals des Integrators enthält, wobei die Steuerschaltung eine Ansprechschwelleneinheit mit einem Eingang enthält, an den der Ausgang des Integrators angeschlossen ist, und die Steuerschaltung

a) zur Steuerung des Teilungsfaktors des Teilers entsprechend dem Wert des Integratorausgangssignals derart, daß der Teilungsfaktor auf einen ersten Wert in Beantwortung des Ausgangssignals nach dein Passieren der Schwelle der erwähnten Einheit in einer bestimmten Richtung und auf einen zweiten Wert in Beantwortung des Ausgangssignals

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nach dem Passieren der Einheit in der entgegengesetzten Richtung geregelt wird, und
b) zum Einstellen des Ausgangssignals in der gegebenen Richtung um einen vorgegebenen Betrag im Verhältnis zum Wert ausgelegt ist, den es sonst bei der jeweiligen Bildung eines Teilungszyklus vom Teiler, wenn sein Teilungsfaktor den zweiten Wert hat, haben würde, wobei der erste und der zweite Wert in solchem Verhältnis zueinander stehen und der vorgegebene Betrag eine derartige Größe hat, daß die Änderung in der Phase des Ausgangssignals der Kombination des Frequenzteilers und Phasenmodulators, die sonst das Ergebnis des erwähnten Teilungszyklus sein würde, wenn der Teilungsfaktor den zweiten Wert nach einer Änderung im erwähnten Teilungsfaktor vom ersten zum zweiten Wert hat, im wesentlichen durch die Änderung in der Phasenverschiebung vom Phasenmodulator ausgeglichen wird, die das Ergebnis einer jeden derartigen Einstellung des Integratorausgangssignals um den vorgegebenen Betrag im Verhältnis zum Betrag ist, den es sonst haben würde, wenigstens wenn die Kombination des Teilers und Phasenmodulators mit einem Trägersignal mit einer gegebenen Frequenz gespeist wird.

Die Anspreachwelleneinheit kann Hysterese aufweisen, d.h. eine Änderung im Teilungsfaktor vom ersten zum zweiten Wert kann bei einem anderen Wert des Integratorausgangssignals auftreten, als der, bei dem eine Änderung im Teilungsfaktor vom zweiten zum ersten Wert erfolgt.

Es wurde nunmehr erkannt, daß das Aufnehmen eines Frequenzteiler mit variablem Teilungsfaktor in den Trägersignaleingang zum oder in den Ausgang für das modulierte Trägersignal vom Phasenmodulator eine feste Phasenverschiebung ermöglicht, die nach Bedarf in das Ausgangssignal der Kombination des Frequenzteilers und Phasenmodulators aufgenommen

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wird. Wenn zum Beispiel der Teiler mit einem festphasigen Wechselspannungssignal versorgt wird und sein Teilungsfaktor dabei N ist, ergibt die Umschaltung des Teilungsfaktors auf N + M für einen Teilungszyklus des Teilers und dann die Umschaltung des Teilungsfaktors zurück nach N eine stetig folgende Phasenverschiebung im Ausgangssignal des Teilers von 2 M/N-Radianten, welche Verschiebung bei positivem M eine Nacheilung und bei negativem M eine Voreilung ist. Wenn beim Auftreten des erwähnten einen Teilungszyklus das Integratorausgangssignal in derartigem Sinne und um einen derartigen Betrag geändert wird, daß die dadurch entstehende Änderung in der vom Phasenmodulator erzeugten Phasenverschiebung genau gleich und entgegengesetzt zu der von der zeitlichen Änderung im Teilungszyklus des Teilers erzeugten Phasenverschiebung ist, haben die zwei Änderungen zusammen keinen Einfluß auf das Ausgangssignal der Frequenzteiler /Phasenmodulator-Kombination. Angenommen, der zweite Wert sei größer als der erste Wert, wenn eine Änderung im Integratorausgangssignal im gegebenen Sinne sich dahin auswirkt, daß der Phasenmodulator eine sich vergrößernde Phasennacheilung oder eine sich verringernde Phasenvoreilung erzeugt, oder dahin, daß der zweite Wert kleiner als der erste Wert ist, wenn eine Änderung im Integratorausgangssignal im gegebenen Sinne sich dahin auswirkt, daß der Phasenmodulator eine sich verringernde Phasennacheilung oder eine sich vergrößernde Phasenvoreilung bewirkt, ist dabei das einzige Ergebnis, daß der endgültige Wert des Integratorausgangssignals näher beim Anfangswert liegt, als er sonst liegen würde, wobei es möglich wird, eine weitere Änderung im Integratorausgangssignal im gegebenen Sinne durchzuführen, wenn dies das Eingangssignal zum Integrator erfordert, wodurch möglicherweise eine weitere vorübergehende Änderung oder solche Änderungen im Teilungsfaktor nach N + M bewirkt wird.

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Wenn der Teilungsfaktor vom einen Wert nur in Beantwortung einer Änderung im Ausgangssignal des Integrators im gegebenen Sinne geändert wird und es erforderlich ist, daß die Anordnung Eingangsmodulationssignale verarbeiten kann, die in einem oder dem anderen Sinne in bezug auf "Null" schwanken, muß der "Null"-Wert einem endlichen Eingangssignal des Integrators entsprechen. Unter diesen Bedingungen wirkt sich ein "Null"-Wert des Eingangsmodulationssignals in einem Pendeln des Teilungsfaktors des Teilers zwischen seinem ersten und seinem zweiten Wert und somit in einer wirksamen Ausgangsfrequenz des Modulators aus, die an einer beliebigen Stelle * zwischen dem Wert den er haben würde, wenn der Teilungsfaktor ununterbrochen den ersten Wert besässe, und dem Wert liegt, den er haben würde, wenn der Teilungsfaktor ununterbrochen den zweiten Wert besässe. Derartiges Pendeln kann eine nachteilige Auswirkung auf die spektrale Reinheit des Ausgangssignals der Anordnung haben, und, um ein Auftreten unter derartigen Bedingungen zu verhindern, kann die Steuerschaltung eine weitere Ansprechschwelleneinheit mit einem Eingang enthalten, an den der Ausgang des Integrators angeschlossen ist, und kann so ausgelegt sein, daß weiter der Teilungsfaktor des Teilers entsprechend dem Wert des Integratorausgangssignals derart gesteuert wird, daß der erwähnte Teilungsfaktor auf einen dritten Wert in Beantwortung des Ausgangssignals nach dem Passieren der Schwelle der erwähnten weiteren Einheit im entgegengesetzten Sinne und auf den ersten Wert in Beantwortung des erwähnten Aus-

• gangssignals nach dem Passieren der Schwelle der weiteren Einheit im gegebenen Sinne geregelt wird, und daß das Ausgangssignal im entgegengesetzten Sinne um einen zweiten vorgegebenen Betrag im Verhältnis zum Wert eingestellt wird, den sie sonst beim jeweiligen Ausführen eines TeilungszykluH vom Teiler, wenn sein Teilungsfaktor den dritten Wert hat, haben würde, wobei der erste Wert zwischen dem zweiten und dem dritten Wert liegt und der zweite vorgegebene

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Betrag eine derartige Größe hat, daß die Änderung in der Phase des Ausgangssignals der Frequenzteiler/Phasenmodulator-Kombination, die sonst als Ergebnis eines jeden Teilungszyklus erzeugt werden würde, wenn der Teilungsfaktor den dritten Wert nach eine Änderung im Teilungsfaktor vom ersten zum dritten Wert hat, im wesentlichen durch die Änderung in der vom Integratorausgangssignal bewirkten Phasenverschiebung in Beantwortung einer jeden derartigen Einstellung des Integratorausgangssignals um den zweiten vorgegebenen Betrag in bezug auf den Betrag genau ausgeglichen wird, den sie sonst haben würde, wenigstens wenn die Teiler/ Phasenmodulator-Kombination mit einem Trägersignal mit der gegebenen Frequenz versorgt wird, wobei die Schwelle der weiteren Ansprechschwelleneinheit in derartigem Verhältnis zur Schwelle der erstgenannten Ansprechschwelleneinheit steht, daß eine Änderung im Integratorausgangssignal dazu aus der Schwelle der Ansprechschwelleneinheit in entgegengesetztem Sinn sein wird. Die Größe des zweiten vorgegebenen Betrages kann gleich der Größe des erstgenannten vorgegebenen Betrages sein.

Wie die erstgenannte Ansprechschwelleneinheit kann auch die weitere Ansprechschwelleneinheit Hysterese aufweisen.

Das Integratorausgangssignal kann auf die gewünschte Weise dadurch eingestellt werden, daß in die Steuerschaltung die Serienkombination eines ersten regelbaren Schalters und eines ersten Widerstandes, der einen ersten Punkt mit konstantem Potential an den Integrator anschließt, die Serienkombination eines zweiten regelbaren Schalters und eines zweiten Widerstandes (oder des ersten Widerstandes), der einen zweiten Punkt mit konstantem Potential an den Integrator anschließt, Mittel zum Schließen des ersten Schalters nur dann, wenn der Teilungsfaktor seinen zweiten Wert besitzt, und Mittel zum Schließen des zweiten Schalters

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nur dann, wenn der Teilungsfaktor seinen dritten Wert besitzt, so daß, wenn der Teilungsfaktor seinen zweiten Wert besitzt, ununterbrochen Strom in der ersten Serienkombination in einer Richtung fließt, der zum Ändern des Integratorausgangssignals im gegebenen Sinne dient, und, wenn der Teilungsfaktor seinen dritten Wert besitzt, ununterbrochen Strom in der zweiten Serienkombination in einer Richtung fließt, der zum Ändern des Integratorausgangssignals im entgegengesetzten Sinne dient, aufgenommen sind.

Die Einstellung des Integratorausgangssignals auf diese Weise kann ziemlich genaue Ergebnisse liefern und gleichzeitig in bezug auf die erforderlichen Teile wirtschaftlich sein.

Zur Erleichterung der guten Steuerung des Teilungsfaktors und der regelbaren Schalter (wenn vorhanden) kann die Steuerschaltung so ausgelegt werden, daß sie den Wert des Integratorausgangssignals nur einmal in jedem Zyklus des Ausgangssignals der Frequenzteiler/Phasenmodulator-Kombination beantwortet.

Ausführungsbeispieüe der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform, Fig. 2 ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform,

Fig. 3 einen möglichen praktischen Aufbau für die Ausführungsform nach Fig. 2, und

Fig. 4 einen möglichen Aufbau für einen der Blöcke im Diagramm nach Fig. 3.

In Fig. 1 ist eine Frequenzmodulatoranordnung dargestellt, die einen Phasenmodulator 1 mit einem ersten Eingang 2 für ein Trägersignal, einem zweiten Eingang 3 für ein Modualtionssignal und mit einem Ausgang 4 für das modulierte Trägersignal enthält. Der Ausgang 4 ist an den Aue^angs-

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anschluß 5 der Anordnung angeschlossen. Ein Modulationssignal-Eingangsanschluß 6 der Anordnung ist mit dem Modulationssignaleingang 3 des Phasenmodulators 1 über einen Integrator 7 verbunden, der einen Umkehrverstärker 8 mit hoher Verstärkung, an dessen Eingang der Eingangsanschluß über einen Widerstand 9 angeschlossen ist, und einen zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Verstärkers 8 angeschlossenen Kondensator 10 enthält.

Der Ausgang 11 des Integrators 7 ist weiter mit dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 12 mit hoher Verstärkung verbunden, dessen nicht invertierender Eingang mit einem konstanten Potential (das gleich Null sein kann) aus einer Spannungsquelle (nicht dargestellt), die an einen Anschluß 13 angeschlossen ist, gespeist wird, so daß der Verstärker als eineAnsprechschwellenschaltung arbeitet; sein Ausgang ist positiv (logisch "1")» wenn die Spannung am Ausgang des Integrators 7 negativer als die dem Anschluß 13 zugeführte Spannung ist, und negativ (logisch "0") in anderen Fällen. Der Ausgang der Ansprechschwellenschaltung 12 ist an den Dateneingang einer Datenkippstufe 14 angeschlossen, deren Takteingang vom Ausgang 4 des PhasenmoduTators 1 aus gespeist wird.

Der Trägersignaleingang 2 des Phasenmodulators 1 wird vom Trägersignal-Eingangsanschluß 15 der Anordnung über einen Frequenzteiler 16 gespeist, dessen Teilungsfaktor zwischen ersten und zweiten Werten in Abhängigkeit von einem Steuersignal an einem Steuersignaleingang 17 des Teilers variabel

ist. Der Steuersignaleingang 17 wird vom Q-Ausgang der Kippstufe 14 gespeist. Der Ausgang eines Trägersignalgebers 18 mit fester Frequenz (mit gestrichelten Linien dargestellt) kann mit dem Trägersignal-Eingangsanschluß 15 der Anordnung verbunden werden.

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Der Q-Ausgang der Kippstufe 14 ist auch mit dem Steuereingang 19 einer Schalteinrichtung 20 verbunden. Die Schalteinrichtung 20 verbindet, wenn geschlossen, einen Anschluß 21 mit dem Eingang des Verstärkers 8 im Integrator 7 über einen Widerstand 22. Der Anschluß 21 erhält eine negative Spannung -V aus einer daran angeschlossenen Spannungquelle (nicht dargestellt). Die Schalteinrichtung 20 ist derart aufgebaut, daß sie geschlossen ist, wenn die Spannung an seinem Steuereingang hoch (positiv) ist, und sonst offen.

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Der Eingang des Integratorverstärkere 8 ist mit einem '' Anschluß 23 über einen Widerstand 24 verbunden. Der Anschluß 23 wird aus einer daran angeschlossenen (nicht dargestellten) Spannungsquelle mit einer positiven Spannung gespeist.

Wenn der Phasenmodulator 1 so aufgebaut ist, daß eine Änderung der Spannung an seinem Modulationssignaleingang 3 im negativen Sinn ein sich vergrößerndes Phasennacheilen (oder ein sich verringerndes Phasenvoreilen) im Signal an seinem Ausgang 4 in bezug auf das an seinem Trägersignaleingang 2 ergibt, wird der Frequenzteiler 16 so aufgebaut, daß "hohe" (positive) und niedrige Spannungen an seinem Steuereingang 17 seinen Teilungsfaktor derart steuern, daß er hohe bzw. niedrige Werte hat. Umgekehrt, wenn der Phasenmodulator 1 so aufgebaut ist, daß eine Änderung der Spannung an seinem Modulationssignaleingang 3 im negativen Sinn ein sich vergrößerndes Phasenvoreilen (oder ein sich verringerndes Phasennacheilen) im Signal an seinem Ausgang in bezug auf das an seinem TrägerSignaleingang 2 ergibt, wird der Frequenzteiler 16 so aufgebaut, daß hohe und niedrige Spannungen an seinem Steuereingang 17 seinen Teilungsfaktor derart steuert,'daß er niedrige bzw. hohe Werte hat. Der Deutlichkeit halber sei im folgenden Teil der Beschreibung angenommen, daß die erstgenannte dieser zwei

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Möglichkeiten gegeben ist, bei dem ein "niedriges" oder logisches "O"-Signal am Steuereingang 17 einen Teilungsfaktor N ergibt und ein "hohes" oder logisches "1"-Signal am Steuereingang 17 einen Teilungsfaktor N + M ergibt, und die Spannung zum Anschluß 13 gleich Null ist.

Im Betrieb gelangt ein Signal mit konstanter Frequenz f aus der Quelle 18 zum Eingangsanschluß 15. Angenommen sei, daß das Signal am Steuereingang 17 zunächst "niedrig" ist, ein Signal der Frequenz f/N demzufolge an den Trägersignaleingang 2 des Phasenmodulators gelangt und am Ausgangsanschluß 5 phasenverschoben durch jede im Modulator 1 erzeugte Phasenverschiebung erscheint. Unterstellt, daß die Spannung am invertierenden Eingang des Verstärkers 12 zunächst positiv ist, ist die Spannung am Ausgang des Verstärkers 12 zunächst negativ (logisch "0"). Die Kippstufe 14, deren Takteingang vom Ausgang 4 des Modulators 1 gespeist wird, spricht auf jede Vorderflanke des Signals am Ausgang des Modulators an. Solange das Signal am Ausgang des Verstärkers 12 logisch "0" ist, ist auch der Q-Ausgang der Kippstufe logisch "0", so daß der Teilungsfaktor des Teilers 16 ständig einen Wert von N hat und der Schalter 20 ununterbrochen offen ist.

Für ein Eingangsmodulationssignal von Null am Anschluß 6 ändert sich die Spannung am Ausgang des Integratorverstärkers 8 ständig in negativer Richtung unter dem Einfluß des positiven Potentials an seinem Eingang vom Anschluß 23 über den Widerstand 24. Also erzeugt der Phasenmodulator 1 unter diesen Bedingungen ein sich stetig vergrößerndes Phasennacheilen im Signal an seinem Ausgang 4, d.h. das Signal am Ausgangsanschluß 5 hat eine Frequenz, die niedriger als die Frequenz f/N des Signals zum Trägersignaleingang des Phssenmodulators 1 ist. Wenn ggf. die Spannung am Ausgang des Integrators 7 negativ wird, d.h. die Schwelle der Schaltung 12 in negativ gerichtetem Sinn überschreitet, wird

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die Ausgangsspannung des Verstärkers 12 positiv. Wenn die nächste Vorderflanke am Ausgang 4 des Modulators 1 erscheint, wird dadurch der Q-Ausgang der Kippstufe 14 hoch (logisch "1")» wodurch der Teilungsfaktor des Teilers 16 nach N + M übergeht und der Schalter 20 geschlossen wird. Das Ergebnis der Änderung im Teilungsfaktor ist, daß die nächste Vorderflanke am Ausgang des Teilers später als sonst erscheint, d.h. eine Phasennacheilung (von 2 M/N Radianten) tritt weiter im Ausgangssignal des Teilers 16 auf. Das Ergebnis des Schließens des Schalters 20 ist, daß der Anschluß 21 (der ein Potential von -V führt) mit dem Eingang des Integratorverstär- ^ kers 7 über den Widerstand 22 verbunden wird. Die Werte des negativen Potentials am Anschluß 21 und des Widerstandes werden derart gewählt, daß, falls der Widerstand 24 eine offene Schaltung wäre, das Schließen des Schalters 20 eine Änderung im Potential am Ausgang 11 des Integrators 7 in einem positiven Sinne mit einer solchen Geschwindigkeit ergeben würde, daß, wenn der nächste Teilungszyklus des Teilers 16 vollendet ist, die vom Modulator 1 erzeugte Nacheilung sich um genau 2 M/N Radianten verringert haben wird. Das Ergebnis des Q-Ausgangs der Kippstufe 14, der logisch "1" wird, ist also, daß am Ende des nächsten Teilungszyklus des Teilers 16 das Ausgangssignal des Integrators 7 weniger negativ (positiver) ist, als es sonst sein würde, und demzufolge ist die relative Phasennacheilung, die der Modulator 1 bewirkt, geringer, als sie sonst sein würde, ohne daß dadurch EirfLuß auf den Zeitpuridb ausgeübt wird, zu dem die nächste Vorderflanke am Ausgangsanschluß 5 erscheint.

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Die Werte des positiven Potentials am Anschluß 23 und des

Widerstandes 24 werden in bezug auf die des negativen

Potentials am Anschluß 21 und des Widerstandes 22 derart

gewählt, daß ein jeder derartiger Schließvorgang des

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Schalters 20 eine wirkliche Änderung in positivem Sinn

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in der Ausgangsspannung des Integrators 7 ergibt (unter der Voraussetzung, daß die Spannung am Modulationssignal-Eingangsanschluß 6 gleich Null ist). Diese Werte können derart sein, daß am Ende des folgenden Teilungszyklus des Teilers 16, der nach dem Schließen des Schalters 20 auftritt, das Potential des Ausgangs 11 des Integrators 7 bereits positiv in bezug auf das dem Anschluß 13 zugeführte Potential ist, d.h. die Schwelle des Geräts 12 in positiv gerichtetem Sinn überschreitet, wodurch der Q-Ausgang der Kippstufe 14 auf logisch "0" zurückgestellt wird, wenn die nächste Vorderflanke am Ausgangsanschluß 5 auftritt, und dabei der Schalter 20 geöffnet und der Teilungsfaktor des Teilers 16 auf N nach nur einem Teilungszyklus mit dem Teilungsfaktor N + M zurückgestellt wird. Andererseits können die erwähnten Werte derart sein, daß diese Situation nur nach einer Vielzahl von Teilungszyklen eintritt, die mit dem Teilungszyklus N + M durchgeführt sind. Jedenfalls wird der Q-Ausgang der Kippstufe 1·4 gegebenenfalls abermals logisch "0", wonach das Ausgangssignal des Integrators 7 abermals sich allmählich in negativem Sinn ändert, bis es wieder negativ wird, wodurch sich die erwähnten Vorgänge wiederholen.

Es ist daher ersichtlich, daß, wenn das Potential am Modulationssignaleingang 6 gleich Null ist, ein Signal am Ausgangsanschluß 5 mit einer Frequenz erscheint, die weniger als f/N um einen Betrag ist, der von der Geschwindigkeit der Vergrößerung im Phasennacheilen durch den Modulator 1 und die periodische Änderung des Teilungsfaktors des Teilers nach N + M bestimmt wird. Die Bereiche der vom Modulator 1 allein erzeugten Phasenverschiebung und das Ausgangssignal des Integrators 7 werden dadurch vor zu starker Vergrößerung geschützt, daß der Teiler 16 periodisch eine statische Verzögerung in das Ausgangssignal einführt,

wobei die relative Nacheilung durch den Modulator 1 bei jeder

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Einführung dieser Verzögerung entsprechend reduziert wird. Wenn ein positives Potential den Anschluß 6 erreicht, wird die Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangssignals des Integrators 7 in negativem Sinn vergrößert, wodurch der Teilungsfaktor des Teilers 16 häufiger auf N + M geschaltet wird und also eine Reduzierung der Frequenz des Ausgangssignals am Anschluß 5 ergibt. Auf gleiche Weise ergibt die Zuführung eines negativen Potentials zum Anschluß 6 eine Erhöhung der Frequenz am Anschluß 5. Offensichtlich sind die oberen und unteren Begrenzungen der Ausgangsfrequenz f/N bzw.

f/(N +M). In allen diesen Fällen ergibt die Verwendung *" des einstellbaren Teilers 16 nach der Beschreibung, daß die Bereiche des Ausgangssignals des Integrators 7 und die vom Modulator 1 erzeugte Phasenänderung innerhalb von annehmbaren und praktischen Grenzen bleiben.

Es sei bemerkt, daß, wenn eine geeignet gewählte positive Gleichspannungskomponente dem Modulationssignal zum Anschluß 6 beigemischt wird, die Teile 23 und 24 entfallen können.

Es sei weiter bemerkt, daß der Phasenmodulator 1 in den Signalweg vom Signalgeber 18 zum Teiler 16 statt in den Signalweg vom Teiler 16 zum Ausgangsanschluß 5 aufgenommen werden kann. Jedoch wird es normalerweise bevorzugt, den Modulator 1 in der dargestellten Position anzuordnen, da im allgemeinen die erforderliche maximale Phasenverschiebung in dieser Position geringer ist als in der anderen.

Die Tatsache, daß mit der Anordnung nach Fig. 1 der Teilungsfaktor des Teilers 16 zwischen seinen zwei Werten pendelt, wenn das Modulationssignal am Anschluß 6 gleich Null ist, kann manchmal ungewünschte Komponenten im Spektrum des Ausgangssignals ergeben. In Fig. 2 ist eine alternative Anordnung dargestellt, in der das Pendeln unter diesen Bedingungen nicht auftritt.

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Die Frequenzmodulatoranordnung nach Fig. 2 (in der die in Fig. 1 gleichen Teile die gleichen Bezugsziffern tragen) ist gleich der nach Fig. 1, enthält aber einen weiteren Verstärker 25, dessen nicht invertierender Eingang vom Ausgang des Integrators 7 und dessen invertierender Eingang mit einer positiven Spannung aus einer Spannungsquelle (nicht dargestellt) gespeist wird, die mit einem Anschluß 26 verbunden ist (der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 12 wird in Fig. 2 mit einem konstanten negativen Potential zum Anschluß 13 gespeist), eine weitere Kippstufe 27 vom D-Typ, deren Dateneingang vom Ausgang des f Verstärkers 25 und deren Takteingang vom Ausgang des Phasenmodulators 1 gespeist wird, und einen weiteren steuerbaren Schalter 28, dessen Steuereingang 29 vom Q-Ausgang der Kippstufe 27 gespeist wird. Hn Anschluß des Schalters 28 erhält eine positive Spannung +V₁ aus einer Spannungsquelle (nicht dargestellt), die mit einem Anschluß 30 verbunden ist, und der andere Anschluß des Schalters 28 ist mit dem entsprechenden Anschluß des Schalters 20 verbunden. Wie der Schalter 20 wird der Schalter geschlossen, wenn an seinem Regeleingang 29 eine logische "1" vorhanden ist, und ist sonst offen. Der Verstärker arbeitet als ein? Schwellenwertschaltung oder ein Vergleicher analog dem Verstärker 12; wenn die Spannung am Ausgang des Integrators 7 positiver als die Spannung am Anschluß ist, ist das Ausgangssignal des Verstärkers 25 hoch (logisch "1"), sonst niedrig (logisch "0"). Der Frequenzteiler 16 nach Fig. 2 hat einen weiteren Steuereingang 31 und ist so ausgelegt, daß, wenn die Signale an seinen Steuereingängen 17 und 31 beide logisch "0" sind, sein Teilungsfaktor N ist, wenn die Signale an seinen Steuereingängen 17 und logisch "1" bzw. logisch "0" sind, sein Teilungsfaktor N + M ist, und wenn die Signale an seinen Steuereingängen und 31 logisch "0" bzw. logisch "1" sind, sein Teilungsfaktor N-M ist. Es gibt in Fig. 2 keinen Anschluß 23 und

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keinen Widerstand 24 nach Fig. 1 aus Gründen, die weiter unten beschrieben werden.

Wenn das Potential am Modulationssignaleingang 6 zunächst gleich Null ist und konstant bleibt, ist auch das Potential am Ausgang 11 konstant. Angenommen sei, daß das Potential am Ausgang 11 zunächst gleich Null ist, und dabei sind unter diesen Bedingungen die Ausgänge beider Vergleicher und 25 negativ (logisch "0") und bleiben es, so daß die Q-Ausgänge der beiden Kippstufen 14 und 27 konstant logisch "0" sind. Beide Schalter 20 und 28 sind dabei also offen und das Teilungsverhältnis des Teilers 16 ist dann N. Die Frequenz des Signals am Ausgangsanschluß 5 ist dabei f/N, worin f die Ausgangsfrequenz des Generators 18 ist, und diese Situation bleibt bestehen, solange das Signal am Eingangsanschluß 6 gleich Null bleibt. Wenn nunmehr ein positives Potential zum Anschluß 6 gelangt, ändert sich das Signal am Ausgang 11 des Integrators 7 ständig in negativem Sinn, wodurch der Phasenmodulator 1 eine sich ständig vergrößernde Phasennacheilung im Signal am Ausgangsanschluß 5 bewirkt. Gegebenenfalls wird das Signal am Integratorausgang 11 negativer als das Potential zum Anschluß 15, d.h. überschreitet die Schwelle des Geräts in negativ gerichtetem Sinn, wodurch der Ausgang des Verstärkers 12 positiv (logisch "1") wird und demzufolge der Q-Ausgang der Kippstufe 14 logisch "1" wird, wenn die nächste Vorderflanke am Ausgangsanschluß 5 erscheint. Auf die Weise wie anhand der Fig. 1 beschrieben, ändert sich hierdurch der Teilungsfaktor des Teilers 16 zu N + M und schließt sich der Schalter 20, wodurch ein negatives Potential -V₂ am Eingang des Integratorverstärkers über den Widerstand 22 anliegt. Demzufolge ändert sich das Ausgangssignal des Integrators 7 in positivem Sinn um einen Betrag, durch den der Modulator 1 die relative

Phasennacheilung, die er verursacht, um einen Betrag ver-

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ringert, der gerade dazu ausreicht, am Ende des nächsten Teilungszyklus des Teilers 16 die konstante Phasennacheilung infolge der Änderung des Teilungsfaktors in N + M abzüglich der Erhöhung der Phasennacheilung auszugleichen, die durch das ununterbrochene positive Potential am Anschluß 6 verursacht wird. Wenn das positive Potential am Anschluß konstant bleibt, hat demzufolge die Ausgangsfrequenz am Anschluß 5 ununterbrochen einen Wert, der irgendwo zwischen f/N und f/(N + M) (der wirkliche Wert ist von der Größe des Potentials am Anschluß 6 abhängig) liegt,und das Ausgangssignal des Integrators 7 und die vom Modulator 1 verursachte Phasennacheilung wird innerhalb von zulässigen Grenzen von den periodischen Verringerungen darin gehalten, die auftreten, wenn der Teilungsfaktor des Teilers 16 nach N + M übergeht.

Wenn nunmehr ein konstantes negatives Potential den Anschluß 6 erreicht, ändert sich das mittlere Potential am Ausgang 11 des Integrators 7 ständig in positivem Sinn, wodurch der Phasenmodulator 1 ein sich ständig erhöhendes Phasenvoreilen verursacht. Unter diesen Bedingungen ist auf vorteilhafte Weise die Frequenz des Signals am Ausgangsanschluß 5 größer als f/N. Gegebenenfalls wird das Potential am Integratorausgang 11 größer als das Potential am Anschluß 26, d.h. überschreitet die Schwelle der Schaltung 25 in positiv gerichtetem Sinn, wodurch ein positiver Ausgang (logisch "1") des Vergleichers 25 entsteht und demzufolge der Q-Ausgang der Kippstufe 27 logisch "1" wird, wenn die nächste Vorderflanke am Ausgangsanschluß 5 erscheint. Das Ergebnis davon ist, daß der Schalter 28 geschlossen wird und sich der Teilungsfaktor des Teilers nach N-M ändert. Die nächste Vorderflanke am Ausgang des Teilers 16 wird hierdurch um 2 M/N Radianten in der Phase vorgeschoben. Das Schließen des Schalters 28 bewirkt,

*1 PHB 32 702

daß das positive Potential +V am Anschluß 30 an den Eingang des Integratorverstärkers 8 über den Widerstand 22 gelangt, und der Wert des Potentials am Anschluß 30 wird derart gewählt, daß die entstandene Änderung in negativem Sinn im Signal am Ausgang 11 des Integrators 7 sich so auswirkt, daß die vom Modulator 1 verursachte relative Phasenvoreilung in bezug auf den Wert, den sie sonst am Ende des nächsten Teilungszyklus des Teilers 16 haben würde, um einen Betrag reduziert wird, der gerade ausreicht, das ständige Phasenvoreilen infolge der Änderung des Teilungsfaktors zu N-M auszugleichen. Wenn das negative Potential am Anschluß

6 konstant bleibt, ist die Ausgangsfrequenz am Ansdiuß 5 also auch konstant auf einem Wert zwischen f/N und f/(N - M) (der wirkliche Wert ist von der Größe des Potentials am Anschluß 6 abhängig),und das Ausgangssignal des Integrators

7 und die vom Modulator 1 verursachte Phasenvoreilung werden innerhalb von zulässigen Grenzen von den periodischen Verringerungen darin gehalten, die auftreten, wenn der Teilungsfaktor des Teilers nach N-M übergeht.

Wie bei der Beschreibung nach Fig. 1 kann der Modulator 1 nach Bedarf in den Trägersignaleingangsweg zum Teiler statt in seinen Ausgangssignalweg aufgenommen werden.

Obgleich angenommen wurde, daß der Teilungsfaktor des Teilers 16 in Werte geändert werden kann,die symmetrisch an beiden Seiten seines Grundwerts N liegen, ist ein derartiger symmetrischer Abstand nicht wesentlich, vorausgesetzt, die relativen Größen der Potentiale an den An-Schlüssen 21 und 30 werden entsprechend gewählt. Wenn die Werte "normal", "hoch" und "niedrig" der Ausgangsfrequenz des Teilers 16 f , f. bzw. £, sind, müssen diese Werte im Idealfall so gewählt werden, daß f_h - £_Q = f_Q - f_±, um ein symmetrisches Ergebnis zu erreichen. Mit anderen Worten, wenn die hohen und niedrigen Werte des Teilungs-

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faktors des Teilers 16 N + M₁ bzw. N-M₂ sind, müssen M₁ und M₂ ideal so gewählt werden, daß 2M₁ M₂Z(M₁-M₂) = N, wenn ein symmetrisches Ergebnis erreicht werden muß. Die Spannungen V₁ und -V₂ zu den Anschlüssen 30 bzw. 21 in Fig. 2 haben im Idealfall derartige Größen, daß V₁ZV₂ = M₂(N + M₁)ZM₁(N - M₂), wobei ihre wirklichen Größen und der Wert des Widerstands 22 so gewählt werden, daß der entsprechende Betrag der Ladung jedesmal dem Integratorkondensator 10 zugeführt oder daran abgegriffen wird, wenn ein Schalter 20 oder 28 geschlossen wird.

In Fig. 3 ist ein detaillierter möglicher Aufbau für die allgemeine Anordnung nach Fig. 2 dargestellt, wobei geringe Unterschiede zwischen der Arbeitsweise der Anordnungen nach Fig. 2 und 3 bestehen, weil in der Anordnung nach Fig. 3 .

a) eine ansteigende positive Spannung am Ausgang 11 des Integrators 7 eine sich vergrößernde Phasennacheilung (oder sich verringernde Phasenvoreilung) im Signal am Ausgangsanschluß 5 statt einer sich vergrößernden Phasenvoreilung darin ergibt,
und

b) der Teiler 16 nach Fig. 3 eine logische "1" an seinen beiden Eingängen 17 und 31 erfordert, wenn sein Teilungsfaktor N sein soll.

Im Vergleich zur Anordnung nach Fig. 2 machen diese geringen Unterschiede einen Austausch der Verbindungen mit den Eingängen des Verstärkers 25 in Fig. 3, die Speisung des Eingangs 17 des Teilers 16 vom Q~- Aus gang der Kippstufe 14 statt

³⁰von seinem Q-Ausgang und die Speisung des Steuereingangs 29 des Schalters 28 vom Q-Ausgang der Kippstufe 27 statt von seinem Q-Ausgang notwendig.

In Fig. 3,worin N = 100 und M = 1, enthält der variable Teiler 16 ein Paar dezimaler 4-Bit-Rückwärtszähler 32 bzw. 33 in Kaskadenschaltung, wobei der Takteingang des Zäiers 32

■:■ *-\.^: .:. 3113300 PHB 32 702

vom Ausgang des Generators 18 (der ein Signal mit einer Frequenz beispielsweise von 1 MHz erzeugt) und der Takteingang des Zählers 33 vom Q4-Ausgang des Zählers 32 gespeist wird. Der Q4-Ausgang des Zählers 33 bildet den Ausgang des Teilers 16. Jeder Zähler ist vom Typ, der handelsüblich unter der Typennummer MC 14522 erhältlich ist. Wenn sein Parallel-Freigabe- oder Ladeeingang PE logisch "0" ist, durchläuft jeder Zähler normalerweise wiederholt zehn Zählstellungen entsprechend der Folge 9, 8 ... 1, O, wenn an seinem Takteingang Taktimpulse erscheinen. Sein Anschlußzählausgang 0 führt dabei jedesmal eine logische "1", wenn er eine Zählstellung Null erreicht, und ausschließlich dann, wenn sein "carry forward"-Eingang CF logisch "1" (positiv) ist. Jedoch bewirkt das Zuführen einer logischen "1" zum parallelen Ladeeingang PE eines jeden Zählers, daß eine Vjacbit-Binärzahl (die im Prinzip jeden Wert bis zu fünfzehn haben kann) zu seinem Dateneingang D1, D2, D3 und D4 asynchron in den Zähler geladen werden, wonach der Zähler von dieser Zahl rückwärts zählt und dann zu seinem Dezimalzyklus zurückkehrt. Der Dateneingang des Zählers 33 wird mit dem binären Wert 9 (1001) ununterbrochen gespeist. Wenn beide Eingänge 17 und 31 des Teilers 16 mit der logischen "1" gespeist werden, empfängt der Dateneingang des Zählers 32 den binären Wert 10 (1010). Wenn die Eingänge 17 und 31 des Teilers 16 logisch "1" bzw. logisch "0" werden, empfängt der Dateneingang des Zählers 32 den binären Wert 11 (1011). Wenn die Eingänge 17 und 31 des Teilers logisch "0" bzw. logisch "1" werden, empfängt der Dateneingang des Zählers 32 den binären Wert 9 (1001). Es ist also ersichtlich, daß der Teiler 16 durch 100, 101 und 99 teilt, wenn die Eingänge und 31 logisch "1" und logisch "1", logisch "1" und logisch-"0", bzw. logisch "0" und logisch "1" sind, wobei diese Fälle den Stellungen der Kippstufen 14 und 27 wie folgt entsprechen: rückgestellt und gesetzt, rückgestellt und rückgestellt bzw. gesetzt und gesetzt.

2j/ Jf. PHB 32 702

In Fig. 3 speist der Ausgang des Integratorverstärkers 8 (der vom Typ CA 3160 sein kann) den Modulationssignaleingang des Modulators 1 und die Schwellenverstärker 12 und 25 über einen Widerstand 34 und über einen Emitterfolger 35, 36 und einen Kondensator 37. Der Emitterfolger ist so ausgelegt, daß der Eingang 3 des Modulators 1 eine niedrige Wechselspannungsimpedanz am Ausgang 11 des Integrators 7 "sieht". Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 8 ist an die positive Speisespannung über einen Potentialteiler mit den Widerständen 38, 39, 40 und 41 angeschlossen. Sein Potential beträgt + 5 V. Das Integratorausgangssignal ist stationär, wenn das Potential am invertierenden Eingang auch + 5 V beträgt.

Die nicht invertierenden Eingänge des Vergleichers oder der Schwellenverstärker 25 und 12 (die je vom Typ TCA 520B sein können) sind mit dem Knotenpunkt der Teilerwiderstände 38 und 39 bzw. 39 und 40 verbunden. Ihre invertierenden Eingänge liegen vom Ausgang 11 des Integrators 7 über einen Widerstand 42 und sind auch mit der positiven Speisespannung (+ 10 V) über eine Zenerdiode 43 zur Begrenzung der Spannungsschwingungen verbunden. Die Diode 43 kann vom Typ BZY 88-C5V1 sein.

Die Kippstufen 14 und 27 bestehen aus einer einfachen integrierten Schaltung 44 vom Typ HEF 4013.

Steuerbare Schalter 20 und 28 bestehen aus einer halben integrierten Schaltung 45 vom Typ HEF 4016.

Die Steuereingänge 17 und 31 des Teilers 16 sind über ein NICHT-UND-Gatter 46 mit dem D1-Bit-Teil des Dateneingangs des Zählers 32 verbunden. Das NICHT-UND-Gatter 46 kann ein Viertel einer integrierten Schaltung vom Typ ³⁵HEF 4011 sein.

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Der Transistor 35 kann vom Typ BC 549 sein.

Die verschiedenen Widerstände und Kondensatoren können folgende ¥erte haben:

Widerstand	9	1M	Kondensator 10 22 nF
_ H _	22	10k (1%	) - " - 37 330 nF
_ Ii _	34	1k
_ ti _	36	8k2
- Ii _	38	1k
- » -	39	5k6
_ Ii _	40	3k9
_ Il _	41	10k
_ Ii _	42	2k7

Riystyren)

Obige Werte sind geeignet, wenn die Empfindlichkeit des Phasenmodulators 1 0,0277 Radianten/Volt beträgt.

Die Anordnung nach Fig. 3 arbeitet entsprechend der anhand der Fig. 2 beschriebenen Anordnung. Solange das Ausgangssignal des Integrators 7 zwischen den Spannungen zu den nicht invertierenden Eingängen der Vergleicherverstärker 12 und 25 liegt, nehmen die Kippstufen 14 und 27 die Rückstell- bzw. Setz-Positionen ein, so daß beids Schalter 20 und 28 offen sind, die Anschlüsse 17 und 31 des Teilers 16 beide logisch "1" sind und der Teilungsfaktor des Teilers 100 beträgt. Wenn das Ausgangssignal des Integrators 7 das Potential zum nicht invertierenden Eingang des Vergleicherverstärkers (entsprechend der Erzeugung einer wesentlichen relativen Phasenvoreilung vom Modulator 1) unterschreiten würde, wird die Kippstufe 14 gesetzt, wenn die nächste positive Flanke am Ausgangsanschluß 5 erscheint. Dies wieder schließt den Schalter 20, wodurch der Ausgang des Integrators größer wird und der Teilungsfaktor des Teilers nach 99 übergeht. Ebenso wird die Kippstufe 27, wenn das

2/' JtC' PH3 32 702

Ausgangssignal des Integrators 7 das Potential zum nicht invertierenden Eingang des Vergleicherverstärkers 25 (entsprechend der Erzeugung einer wesentlichen relativen Phasennacheilung vom Modulator 1) überschreiten würde, zurückgestellt, wenn die nächste positive Flanke am Ausgangsanschluß 5 erscheint. Dies wieder schließt den Schalter 28, wodurch der Ausgang des Integrators kleiner wird und der Teilungsfaktor des Teilers 16 nach 101 übergeht.

Das Modulationssignal am Anschluß 6 kann einen Bereich von Null bis 10 Volt haben, wobei der "Null"-Wert +5 V entspricht. Die positiven Flanken des frequenzmodulierten 10-kHz-Ausgangssignals am Anschluß 5 haben die wahre gewünschte Phase.

In Fig. 4 ist ein möglicher Aufbau für den Phasenmodulator nach Fig. 3 dargestellt. Der Modulator ist in der Form einer integrierten CMOS- oder LOCMOS-Schaltung, an die ein variabler Widerstand 54, ein Kondensator 53, und eine Umkehrstufe 47 über die Anschlüsse.51, 55, 64, 65 angeschlossen sind und die eine Konstantstromquelle in Form eines Stromspiegels mit zwei Feldeffekttransistoren (FET) 50 und 52 enthält, die aus der geerdeten Speiseleitung über den Widerstand 54 gespeist werden. Die Source-Elektroden der Transistoren 50 und 52 sind mit der +10 V-Speiseleitung verbunden, ihre Gate-Elektroden haben eine gemeinsame Verbindung mit der Drain-Elektrode des Transistors und mit Masse über den Widerstand 54, und an der Drain-Elektrode des Transistors 52 erscheint ein Konstantstrom, dessen Wert durch den Wert des (einstellbaren) Widerstandes 54 bestimmt wird.

Der Ausgang der Konstantstromquelle 50, ^Z, 54 ist mit dem Eingang eines zweiten, schaltbaren Stromspiegels mit FET 57, 58, 59 und 60 verbunden. Insbesondere ist die Drain-Elektrode des Transistors 52 mit den Drain-Elektroden der Transistoren 57 und 59 verbunden, wobei die Source-Elektrode

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des Transistors 59 an die Gate-Elektroden der Transistoren 57 und βθ angeschlossen ist. Die Source-Elektroden der Transistoren 57 und 60 sind mit Masse verbunden, wie auch die Source-Elektrode des Transistors 58. Die Drain-Elektrode des Transistors 58 ist an die in gemeinsamer Verbindung geschalteten Gate-Elektroden der Transistoren 56 und 60 angeschlossen. Der Trägersignaleingangsanschluß 2 ist mit der Gate-Elektrode des Transistors 58 direkt und mit der Gate-Elektrode des Transistors 59 über eine Umkehrstufe 61 verbunden. Wenn das Potential am Trägersignaleingang 2 niedrig ist, wird der Transistor 59 leitend und der Transistor 58 gesperrt,und der Drain-Strom des Transistors 52 erscheint in gespiegelter Form an der Drain-Elektrode des Transistors 60. Wenn andererseits das Potential am Trägersignaleingang 2 hoch ist, wird der Transistor 60 gesperrt.

Der Modulationssignaleingang 3 ist mit dem einen Anschluß des Kondensators 53 verbunden und das Ausgangssignal wird vom Anschluß 65 des Kondensators 53 über die Umkehrstufe abgegriffen (die ein Viertel einer integrierten Schaltung des Typs HEF 4011 sein kann). Die Source-Drain-Strecken eines FET-Paares 62 und 63 vom einander entgegengesetzten Leitungstyp sind über den Kondensator 53 angeschlossen, wobei die Source-Elektrode des Transistors 62 und die Drain-Elektrode des Transistors 63 mit dem Anschluß 64 und die Drain-Elektrode des Transistors 62 und die Source-Elektrode des Transistors 63 mit dem Anschluß 65 und mit der Drain-Elektrode des Transistors 60 verbunden sind. Der Trägersignaleingang 2 ist an die Gate-Elektrode des Transistors 63 direkt und an die Gate-Elektrode des Transistors 62 über die Umkehrstufe 61 angeschlossen. Wenn also das Potential am Anschluß 2 niedrig ist, werden die beiden Transistoren 62 und 63 gesperrt, während bei hohem Potential die beiden Transistoren 62 und 63 leitend gemacht werden.

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Angenommen, das Potential am Anschluß 2 sei zunächst hoch. Der Transistor 60 wird gesperrt und die Transistoren 62 und 63 leiten, so daß das Potential am Ausgang 4 gleich dem Potential am Modulationssignaleingang 3 (das Potential am Ausgang 11 der integrierten Schaltung 7 in Fig. 3) ist. \(enn nunmehr das Potential am Trägersignaleingang 2 niedrig wird, sperren die Transistoren 62 und 63 und der Transistor 60 führt einen Konstantstrom, der vom Wert des Widerstandes 54 bestimmt wird. Der Kondensator 53 lädt sich dadurch linear auf und am Ausgang 4 erscheint eine ständig fallende Spannung. Wenn diese Spannung die Übergangsspannung der Umkehrstufe 47 erreicht, ändert sich die Spannung am Ausgang 4 schnell nach logisch "1" und hält diesen Zustand aufrecht, bis das Potential am Anschluß 2 wieder hoch wird.

Es ist klar, daß die erforderliche Zeit, die das Potential am Anschluß 4 benötigt, um hoch zu werden, nachdem das Potential am Anschluß 2 niedrig geworden ist, dem Wert direkt proportional ist, bei dem der ständige Abfall in der Spannung am Anschluß 65 anfängt, d.h. beim Wert der Spannung am Anschluß 3. Also bildet die Schaltung nach Fig. 4 einen Phasenmodulator, bei dem der Zeitverlauf zwischen jedem negativ gerichteten Übergang der Spannung am Trägereingang 2 und dem daraus entstehenden positiven Übergang am Ausgang 4, d.h. die entstandene Phasennacheilung, der Spannung am Modulationssignaleingang 3 direkt proportional ist.

Mit der für den Generator 18 nach Fig. 3 angesetzten Ausgangsfrequenz kann der Kondensator 53 nach Fig. 4 einen Wert von 3,3 nF (1 % Polystyren) und der Widerstand 54 einen (maximalen)Wert von 22 kOhm haben, wobei er entsprechend der erforderlichen Empfindlichkeit eingestellt wird.

Zum Zweck der spektralen Reinheit der Ausgangssignale der

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beschriebenen Frequenzmodulatoren wird der Betrag, um den der Teilungsfaktor des Teilers 16 jedesmal geändert wird, wenn das Integratorausgangssignal die betreffende Schwelle überschritten hat, vorzugsweise möglichst klein gewählt, wobei berücksichtigt werden muß, daß er der erforderlichen maximalen Frequenzabweichung entsprechen muß. Es ist möglich, zum Beispiel die anhand der Fig. 2 beschriebene Anordnung so zu ändern, daß der Betrag, um den der Teilungsfaktor geändert wird, sich selbsttätig zu jedem Zeitpunkt auf die erforderliche Abweichung einstellt. Hierzu kann die Anordnung nach Fig. 2 mit weiteren Schwellenschaltung/ D-Kippstufe/steuerbaren Schalter-Kombinationen gleich den Kombinationen 12, 14, 20 und 25, 27, 28 ausgerüstet werden, wobei die Schwellen, auf die die so gebildeten Schwellenschaltungen ansprechen, sich von den Schwellen, auf die die Schwellenschaltungen 12 und 25 ansprechen, und voneinander unterscheiden. Der Teiler 16 muß dann mit einem weiteren Steuereingang entsprechend einer jeden so aufgebauten und mit dem Ausgang der entsprechenden Kippstufe verbundenen Kippstufe versehen und so aufgebaut werden, daß er auf die Steuersignale zu diesen weiteren Steuereingängen durch den Betrieb mit geeignet gewählten, verschiedenen Teilungsfaktoren anspricht. Jeder weitere steuerbare so gebildete Schalter muß mit einem Potential mit der geeigneten Größe gespeist werden, um im geschlossenen Zustand das Ausgangssignal des Integrators im geeigneten Sinn um einen solchen Betrag zu ändern, daß eine Änderung in der vom Modulator 1 bewirkten Phasenverschiebung auftritt, die genau die ständige Phasenverschiebung ausgleicht, die durch die Änderung.im Teilungsfaktor des Teilers 16 ausgelöst wird, wenn die betreffende Kippstufe ein Ausgangssignal erzeugt. Also können zum Beispiel in der Anordnung nach Fig. 2 zwei weitere derartige Schwellenschaltung/Kippstufe/ steuerbarer Schalter-Kombinationen derart vorgesehen werden, daß für die erste dieser weiteren Kombinationen der inver-

30- PHB 32 702

tierende Eingang der Schwellenschaltung mit der zweifachen positiven Spannung zum Anschluß 26 (entsprechend dem Mittelwert der Potentiale an den Anschlüssen 13 und 26) gespeist wird, der Ausgang der Kippstufe mit einem Steuereingang des Teilers 16 verbunden ist, wodurch beim Empfang eines Signals an diesem Ausgang der Teilungsfaktor des Teilers nach N - 2M geändert wird, und der Eingang des regelbaren Schalters die zweifache positive Spannung zum Anschluß 30 empfängt. Für die zweite dieser Kombinationen kann der nicht invertierende Eingang der Schwellenschaltung mit der zweifachen negativen Spannung zum Anschluß 13 (entsprechend dem Mittelwert der Potentiale an den Anschlüssen 13 und 26) gespeist werden, der Ausgang der Kippstufe kann mit einem Steuereingang des Teilers 16 verbunden sein, der beim Empfang eines Signals einen Übergang des Teilungsfaktors des Teilers nach N + 2M bewirkt, und der Eingang zum regelbaren Schalter kann mit der zweifachen negativen Spannung zum Anschluß 21 gespeist werden.

Da der Aufbau des Phasenmodulators 1 nach Fig. 3 und dargestellt in Fig. 4 durch die Verzögerung der Trägersignalflanken um einen vom Modulationssignal abhängigen Betrag arbeitet, ist es klar, daß die Änderung in der dabei auftretenden Phasenverschiebung im geschlossenen Zustand des Schalters 20 oder 28 nur den gewünschten Wert hat, wenn die Ausgangsfrequenz des Generators 18 einen spezifischen Wert hat. Wenn die Frequenzmodulatoranordnung mit einem Bereich der Eingangsträgerfrequenzen arbeiten muß, ist für den Phasenmodulator ein anderer Aufbau zu verwenden, wie er zum Beispiel in der britischen Patentanmeldung 8001889 beschrieben ist.

Obgleich in den beschriebenen Ausführungsformen jede Änderung im Teilungsfaktor des Teilers 16 zwischen einem ge-

gebenen Wertepaar, beispielsweise zwischen N und N + M

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so beschrieben ist, als erfolge sie als Funktion des Ausgangssignals des Integrators 7 beim Überschreiten der gleichen Schwelle (sei es möglicherweise in verschiedenen Richtungen), dessen ungeachtet, ob die Änderung von N nach N + M oder von N + M nach N geht, ist es klar, daß dies nicht notwendig ist; die Änderung von N nach N + M kann in Abhängigkeit vom Integratorausgangssignal erfolgen, das eine erste, relativ hohe Schwelle überschreitet, und die Änderung von N + M nach N kann erfolgen, wenn das Integratorausgangssiganl eine zweite, relativ niedrige Schwelle überschreitet. Mit anderen Worten, die Ansprechschwelleneinheiten können eine Hysterese aufweisen. Die Vergleicher 12 und 25 nach Fig. 3 werden in der Praxis ohnehin einige Hysterese aufweisen.

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Claims

PHB 32 702 PATENTANSPRÜCHE:

1 J Frequenzmodulatoranordnung mit einem Phasenmodulator, der einen ersten Eingang für ein Trägersignal, einen zweiten Eingang für ein Modulationssignal und einen Ausgang für das modulierte Trägersignal besitzt, und mit einem Integrator, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des Phasenmodulators verbunden ist, dadurch gekennz ei ohnet,daß die Anordnung einen Frequenzteiler (16) mit einem variablen Teilungsfaktor in einem Signalweg zum ersten Eingang (2) des Phasenmodulators (1) oder in einem Signalweg vom Ausgang (3) des Phasenmodulators (1) und eine Steuerschaltung zum Steuern des Teilungsfaktors des Frequenzteilers und zum Einstellen des Wertes des Ausgangssignals des Integrators enthält, wobei die Steuerschaltung eine Ansprechschwelleneinheit (12) mit einem Eingang enthält, an den der Ausgang des Integrators (7) angeschlossen ist, und die Steuerschaltung

a) zur Steuerung des Teilungsfaktors des Teilers entsprechend dem Wert des Integratorausgangssignals derart, daß der Teilungsfaktor auf einen ersten Wert in Beantwortung des Ausgangssignals nach dem Überschreiten der Schwelle der erwähnten Einheit in einer bestimmten Richtung und auf einen zweiten Wert in Beantwortung des Ausgangssignals nach dem Überschreiten der Einheit in der entgegengesetzten Richtung geregelt wird, und
b) zum Einstellen des Ausgangssignals in der gegebenen Richtung um einen vorgegebenen Betrag im Verhältnis zum Wert ausgelegt ist, den es sonst bei der jeweiligen Bildung eines Teilungszyklus vom Teiler, wenn sein Teilungsfaktor den zweiten Wert hat, haben würde, wobei der erste und der zweite Wert in solchem Verhältnis zueinander

PHB 32 702

stehen und der vorgegebene Betrag eine derartige Größe hat, daß die Änderung in der Phase des Ausgangssignals der Kombination des Frequenzteilers und Phasenmodulators, die sonst das Ergebnis des erwähnten Teilungszyklus sein würde, wenn der Teilungsfaktor den zweiten Wert nach einer Änderung im erwähnten Teilungsfaktor vom ersten zum zweiten Wert hat, im wesentlichen durch die Änderung in der Phasenverschiebung vom Phasenmodulator ausgeglichen wird, die das Ergebnis einer jeden derartigen Einstellung des Integratorausgangssignals um den vorgegebenen Betrag im Verhältnis zum Betrag ist, den es sonst haben würde, wenigstens wenn die Kombination des Teilers und Phasenmodulators mit einem Trägersignal mit einer gegebenen Frequenz gespeist wird.
2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung eine weitere Ansprechschwelleneinheit mit einem Eingang enthält, an den der Ausgang des Integrators angeschlossen ist, und derart ausgelegt ist, daß weiter der Teilungsfaktor des Teilers entsprechend dem Wert des Integratorausgangssignals derart gesteuert wird, daß der Teilungsfaktor auf einen dritten Wert in Beantwortung des Ausgangssignals nach dem Überschreiten der Schwelle der erwähnten weiteren Einheit im entgegengesetzten Sinn und auf den ersten Wert in Beantwortung des erwähnten Ausgangssignals nach dem Überschreiten der Schwelle der weiteren Einheit im gegebenen Sinn geregelt wird, und daß das Ausgangssignal im entgegengesetzten Sinn um einen zweiten vorgegebenen Betrag im Verhältnis zum Wert eingestellt wird, den sie sonst beim jeweiligen Ausführen eines Teilungszyklus vom Teiler, wenn sein Teilungsfaktor den dritten V/ert hat, haben würde, wobei der erste Wert zwischen dem zweiten und dem dritten Wert liegt und der zweite vorgegebene Betrag eine derartige Größe hat, daß die Änderung in der Phase des Ausgangssignals der Frequenzteiler/Phasen-

PHB 32 702

modulator-Kombination, die sonst als Ergebnis eines jeden Teilungszyklus erzeugt werden würde, wenn der Teilungsfaktor den dritten Wert nach einer Änderung im Teilungsfaktor vom ersten zum dritten Wert hat, im wesentlichen durch die Änderung in der vom Integratorausgangssignal bewirkten Phasenverschiebung in Beantwortung einer jeden derartigen Einstellung des Wertes des Integratorausgangssignals um den zweiten vorgegebenen Betrag in bezug auf den Betrag genau ausgeglichen wird, den sie sonst haben würde, wenigstens wenn die Teiler/Phasenmodulator-Kombination mit einem Trägersignal mit der gegebenen Frequenz versorgt wird, wobei die Schwelle der weiteren Ansprechschwelleneinheit in derartigem Verhältnis zur Schwelle der Ansprechschwelleneinheit nach Anspruch 1 steht, daß eine Änderung im Integratorausgangssignal dazu von der Schwelle der Ansprechschwelleneinheit nach Anspruch 1 in entgegengesetztem Sinn ist.
3. Anordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeich-HS"fc» daß die Steuereinheit die Serienkombination eines regelbaren Schalters und eines Widerstandes, die einen Punkt mit konstantem Potential mit der integrierten Schaltung verbindet, und Mittel zum Schließen des erwähnten Schalters nur dann, wenn der Teilungsfaktor seinen zweiten Wert hat, enthält, so daß, während der Teilungsfaktor seinen zweiten Wert hat, ununterbrochen Strom in der Serienkombination in einer Richtung fließt, der zum Ändern des Integratorausgangssignals im gegebenen Sinn dient.
4. Anordnung nach Anspruch 3 als Fortsetzung des Anspruchs 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit die Serienkombination eines zweiten regelbaren Schalters und eines Widerstandes zum Verbinden eines zweiten Punktes mit konstantem Potential mit dem Integrator und Mittel zum Schließen

des zweiten Schalters nur dann, wenn der Teilungsfaktor

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nachträglloh geändert

ΡΗ·.Β 32

seinen dritten Wert hat, enthält, so daß, wenn der Teilungsfaktor seinen dritten Wert hat, ununterbrochen Strom durch die Serienkombination in einer Richtung fLießt, der zum Ändern des Integratorausgangssignals im entgegengesetzten Sinn dient.
5. Anordnung nach einem oder mehreren der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinheit zum Ansprechen auf den Wert des Integratorausgangssignals nur einmal in einem jeden Zyklus des Ausgangssignals der Frequenzteiler/Phasenmodulator-Kombination ausgelegt ist.

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