DE2426394B2

DE2426394B2 - Saegezahngenerator

Info

Publication number: DE2426394B2
Application number: DE19742426394
Authority: DE
Inventors: Adel Abdel Aziz Annandale N.J. Ahmed (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-06-01
Filing date: 1974-05-31
Publication date: 1976-05-20
Also published as: FR2232136B1; GB1465540A; AU6939674A; NL7407050A; US3831113A; FR2232136A1; JPS5227022B2; JPS5033754A; IT1014659B; DE2426394A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Sägezahngenerator mit einer Spannungs-Vergleichsschaltung, die einen ersten und einen zweiten Eingang, sowie einen Ausgang aufweist, und ein Ausgangssignal mit einem ersten oder zweiten Spannungswert in Abhängigkeit davon liefert, welcher der Eingänge in Bezug zueinander auf einem positiveren Potential liegt, mit einem Kondensator, der mit dem ersten Eingang verbunden ist, mit Schaltungseinrichtungen, die dem zweiten Eingang eine Bezugsspannung zuführen, wobei die Bezugsspannung in Abhängigkeit vom Spannungswert des Ausgangssignals entweder einen ersten oder einen zweiten Spannungswert aufweist, und mit Steuerschaltungen, die im einen Schaltungszustand den Kondensator aufladen und im anderen Schaltungszustand den Kondensator entladen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Sägezahngenerator, der in monolithischer, integrierter Bauweise hergestellt werden kann. Es sind Sägezahngeneratoren bekannt, bei denen die Spannung, die über einem zeitbestimmenden Kondensator, der periodisch aufgeladen und entladen wird, mii einer Bezugssignalspannung verglichen wird, um ein Ausgangssignal zu erhalten. Das Ausgangssignal weist ίο in Abhängigkeit davon, ob die Spannung über den; zeitbestimmenden Kondensator positiver oder negativer als die Bezugssignalspannung ist, einen ersten oder zweiten Wert auf. Wenn das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung den Spannungswert ändert, wird dadurch auch eine Spannungswertänderung der Bezugssignalspannung verursacht Dementsprechend legt ein Steuersignal, das vom Ausgangssignal der Vergleichsschaltung abhängt, fest, ob der zeitbestimmende Kondensator während des nachfolgenden Teils der

zo Schwingungsperiode aufgeladen oder entladen wird.

Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, daß diese Festlegung nach einer geeigneten zeitlichen Verzögerung vorgenommen werden muß, nachdem das Bezugssignal den Spannungswert geändert hat. Wenn

eine derartige Verzögerung nicht vorhanden ist, kann ein Gleichgewichtszustand auftreten, bei dem keine weiteren Schwingungen mehr entstehen. In diskreten Schaltungen ist diese Verzögerung naturgemäß durch die Kapazität der Elektroden der Halbleiterelemente

und durch die Leitungsinduktivitäten vorhanden. Infolgedessen treten bei diskreten Schaltungen diese unerwünschten Gleichgewichtszustände nicht in Erscheinung. Dies ist wahrscheinlich auch der Grund, daD beim Bau diskreter Schaltungen keine Verzögerung benötigt wurde. In integrierten Schaltungen sind diese Voraussetzungen für eine Verzögerung nicht vorhanden, und es müssen zusätzliche Maßnahmen vorgesehen werden, um eine derartige Verzögerung zu schaffen. Es ist daher Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ir einem in integrierter Bauweise aufgebauten Sägezahn gene; ator eine derartige Verzögerung zu schaffen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst daß der Schaltungszustand dieser Steuerschaltung^ durch das Ausgangssignal einer aus konzentrierter Schaltungselementen bestehenden Verzögerungsschal tung gesteuert wird, wobei die Verzögerungsschaltung in Abhängigkeit von einer Spannungswert-Änderun^ entweder der Bezugsspannung oder des von dei Vergleichsschaltung gelieferten Ausgangssignals das die

Steuerschaltungen steuernde Signal verzögert.

Weitere Ausgestaltungen und Merkmale der Erfin dung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung wird an Hand der Zeichnungcr beispielsweise näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein schematisches Blockdiagramm einei Schaltung, in der die vorliegende Erfindung cnthalter sein kann,

Fig.2 ein Zeitdiagramm, an Hand dessen die Erfordernisse für die zeitliche Verzögerung bei dei Betriebsweise der Schaltung beschrieben wird,

F i g. 3 die Ansprechcharakteristik eines Schwellwert detektors, der so vorgespannt ist, daß er die erforderliche Verzögerung schafft, F i g. 4 ein Zeitdiagramm, das die Betriebsweise de:

Schwellwertdetektors bei der Erzeugung der erforderli chen Zeitverzögerung darstellt,

F i g. 5 ein Schaltschema einer bevorzugten Ausfüh rungsform der vorliegenden Erfindung und

Fig.6 ein Schaltschema einer weiteren Schaltungsanordnung, die im Sägezahngenerator, der in F i g. 5 dargestellt ist, verwendet werden kann, wenn die frequenz des Ausgangssignais dieses Sägezahngenerator moduliert werden soll.

In Fig. 1 ist ein zeitbestimmender Kondensator 10 mit einer »AufladeK-Schaltung 12 verbunden. Der Kondensator 10 kann über einen Schalter 14 mit einer »Entladeschaltung 16 verbunden werden. Der Schalter 14 wird elektrisch gesteuert, wie dies nachfolgend beschrieben werden wird. Die von den Schaltungen 12 und 16 gelieferten Gleichströme weisen entgegengesetzte Polarität auf, und es sei angenommen, daß der Gleichstrom von der Schaltung 12 positiv und von der Schaltung 16 negativ ist. Der von der Schaltung 16 gelieferte Strom weist einen größeren Wert auf als der von der Schaltung 12 gelieferte Strom.

Wenn der Schalter 14 im »offenen« Zustand ist, wenn die Schaltung 16 also nicht mit dem Kondensator 10 in Verbindung steht, liefert die Schaltung 12 an den Kondensator 10 einen Strom positiver Polarität Als Folge davon wird dem Kondensator 10 Ladung zugeführt, so daß sich die Spannung Vcap am Kondensator 10 gemäß dem Coulombschen Gesetz erhöht.

Wenn der Schalter 14 geschlossen ist bzw. sich im »Entlade«-Zustand befindet, wird nur ein Teil des von der Schaltung 16 aufgenommenen Stromes von der Schaltung 12, die einen kleineren Strom liefert, zugeführt. Der übrige von der Schaltung 16 aufgenommene Strom muß vom Kondensator 10 kommen. Als Folge davon wird Ladung vom Kondensator 10 entfernt, so daß sich die Spannung Vcap gemäß dem Coulombschen Gesetz verringert.

Wenn der Schalter 14 mit sich wiederholenden Intervallen gleicher Zeitdauer geschaltet wird, wird die Wellenform der Spannung über dem Kondensator 10 sägezahnförmig sein. Es wird eine Spannungs-Vergleichsschaltung 20 verwendet, um die Spannung über dem Kondensator 10 abzufühlen und zu bestimmen. wenn das Schalten durchgeführt werden soll. Die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 besitzt einen Anschluß 22, um die Kippschwingungen vom Oszillator zu anderen Schaltungsteilen zu führen. Die Spannungs-Vergleichsschaltung 2o ist weiterhin mit einer Ausgangsleistung 24 versehen, an der ein Signal V_Ausc. auftritt, das weiteren Teilen des Sägezahngenerators zugeführt wird. Insbesondere wird das Signal Vausg dem Schalter 30 zugeführt, um dessen Schaltzustand zu steuern. Wenn die Spannung Vcap am Eingang 25 der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 größer ist als die Spannung Vr, die zwischen dem Bezugspotential und der Eingangsleitung 26 an der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 liegt, weist die Spannung Vausg einen ersten Zustand auf; wenn die Spannung V_R größer ist als Vcap, weist die Spannung Vausg einen zweiten Zustand auf. Der erste und der zweite Zustand kann beispielsweise einem ersten bzw. einem zweiten Spannungspegel entsprechen, wobei der erste Spannungspegel positiver als der zweite Spannungspegel ist. Das auf der Leitung 24 liegende Signal Vausg wird weiterhin über die Leitung 28 vom Schalter 30 an die Verzögerungsschill tung 40 gelegt. Um die Wirkungsweise von F i g. 1 / beschreiben, sei angenommen, daß das Signal V⁷Ms₁, auch an der Leitung 28 anliegt. Bei einer in Fig. 5 ⁰S schematisch dargestellten tatsächlichen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung weist die Verzöge-40 einen Schwellwertdetektor auf. dem das Signal Vausg nicht direkt als Eingangssignal zugeführt wird, bei dem das Eingangssignal vielmehr dem Schalterzustand des Schalters 30 entspricht, d. h.. das Eingangssignal entspricht dem Spannungswert der Spannung V_R, die an der Eingangsleitung 26 der Vergleichsschaltung auftritt.

Um die Wirkungsweise der Schaltung zu beschreiben, sei angenommen, daß der Schalter 14 sich zunächst im »offenen« Zustand befindet und daP der Kondensator 10 von der Aufladeschaltung 12 aufgeladen wird. Im Zeitdiagramm gemäß Fig. 2 entspricht dies einer Zeil vor der Zeit t\.

Zum Zeitpunkt fi, wenn die Spannung Vcap über dem Kondensator 10 über eine erste Schwellwertspannung Vi ansteigt, schaltet die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 die Spannung Vausg von einem ersten Signalausgangs-Zustand in einen zweiten Signalausgangs-Zustand. Diese erste Schwellwertspannung entspricht einer oberen Vorspannung, die über den Schaher 30 an die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 angelegt wird. wenn sich der Schalter 30 im »oberen« Schaltungszustand befindet. Diese obere Vorspannung wird von der Versorgungsschaltung 32 geliefert.

Der Schalter 30 befindet sich im »oberen« Zustand. wenn das Ausgangssignal an der Leitung 24 den ersten Signalzustand aufweist. Wenn das Ausgangssignal an der Leitung 24 zum Zeitpunkt t\ in den zweiten Zustand gebracht wird, geht der Schalter 30 in den »unteren« Zustand über, wie dies im Zeitdiagramm gemäß F i g. 2 dargestellt ist.

Befindet sich der Schalter 30 im »oberen« Zustand, so wird der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 von der Versorgungsschaltung 34 eine untere Vorspannung zugeführt, die weniger positiv als die obere Vorspannung ist. Infolgedessen weist die Vergleichsschaltung 20 nunmehr infolge der Zustandsänderung des Ausgangssignals eine niedrigere Schwellwertspannung V? auf, mit der die Spannung Vcap verglichen wird. Dies bedeutet eine positive Rückkopplung in dem Sinne, als zum Zeitpunkt t\ die Spannung Vcap nur um ein Geringes größer ist als die Bezugsspannung (die die »obere« Bezugsspannung Vi ist), wogegen die Spannung Vcap (die sich in ihrem Spannungswert nicht viel geändert hat) unmittelbar nach dem Zeitpunkt ?i sehr viel größer als die Bezugsspannung geworden ist (weil der Schalter 30 betätigt wurde und die Bezugsspannung in den »unteren« Spannungswert V2 übergegangen ist). Diese Rückkopplung führt das Ausgangssignal an der Leitung 24 in den zweiten Signalzustand über. Das bedeutet, daß beim Übergang des Ausgangssignals von der Veigleichsschaltung vom ersten in den zweiten Signalzustand ein »Zittern« vermieden wird (das »Zittern« bedeutet eine Unsicherheit bzw. Ungenauigkeit beim Übergang eines Signals von einem Zustand in einen anderen).

Die Verzögerungsschaltung 40 gibt über die Leitung 42 ein Steuersignal an den Schalter 14 ab, wobei das Steuersignal von der Spannung Vausg abhängt, jedoch Signalübergänge aufweist, die in bezug auf die Signalübergänge der Spannung Vause, verzögert sind. Oa der Schalter 30 in Abhängigkeit der Signalübergän- cc, die an der Leitung 24 auftreten, schaltet, und da der Schalter 14 in Abhängigkeit der gleichen Signalübcrüänge, die um (.'inen festgelegten zeitlichen Beirat: verzögert sind, schaltet, schaltet der Schalter 30 zum Zeitpunkt t] und der Schalter 14 zu einem späteren Zeitpunkt /₂. wie dies in F i g. 2 an Hand des dori dargestellten Zeitdiagramms dargestellt ist.

Infolge der zuvor beschriebenen Verzögerung lädt der von der Aufladeschaltung 12 gelieferte Strom den Lackkondensator 10 in einem Zeitraum weiter auf, und zwar in dem Zeitraum zwischen dem Zeitpunkt /i und t₂, nachdem der Schalter 30 in den »unteren« Zustand geschaltet wurde, wie dies in der Darstellung der Spannung Vcap in F i g. 2 zwischen den Zeitpunkten /i und f2 dargestellt ist. Diese zeitliche Verzögerung vom Zeitpunkt t\ zum Zeitpunkt (2 ermöglicht es, daß das Ausgangssignal von der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 sicher in den neuen zweiten Signalzustand übergeführt wird, bevor der Schalter 14 betätigt wird. Es ist daher nicht möglich, daß der Schalter 14 in den »Entlade«-Zustand geschaltet wird, bevor die Rückkopplungsschleifen-Verstärkung dieser positiven Rückkoppel-Schaltoperation abgenommen hat, denn auf diese Weise wird das System in einen unerwünschten Gleichgewichtszustand gebracht, in dem Schwingungen nicht auftreten.

Nachdem der Schalter 14 zum Zeitpunkt f₂ in die »Entlade«-Stellung geschaltet worden ist, leitet die Entladeschaltung 16 Ladung vom zeitbestimmenden Kondensator 10 ab. Die über den Kondensator 10 auftretende Spannung Vcap nimmt ab und wird schließlich zum Zeitpunkt f3 kleiner als die zweite Schwellwertspannung V₂. Die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 spricht auf die Spannung Vcap an, die kleiner wird als die zweite Schwellwertspannung V₂ und bringt die Spannung Vausg aus dem zweiten Zustand in den ersten Zustand zurück. Dies führt zum Zeitpunkt h dazu, daß der Schalter 30 in den »oberen« Zustand zurückgesetzt wird. Auf diese Weise führt der Schalter 30 wiederum die obere Vorspannung von der Schaltung 32 an die Spannungs-Vergleichsschaltung 20, und zwar als Folge der Zustandsänderung des Ausgangssignals von der Vergleichsschaltung 20, so daß die Vergleichsschaltung 20 mit einer größeren Schwellwertspannung beaufschlagt wird, mit der die Spannung Vcap verglichen werden soll. Dies stellt eine positive Rückkopplungs-Betriebsart dar. die das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung in den ersten Signalzustand bringt

Da der Schalter 30 in Abhängigkeit des an der I .citung 24 auttretenden Signalübergangs schaltet und da der Schalter 14 in Abhängigkeit des gleichen, jedoch verzögerten Signalübergangs, der an der Leitung 42 auftritt, schaltet, ist das Schalten des Schalters 30 in Abhängigkeit von einem Signalübergang an der Leitung 24 zum Zeitpunkt f₃ beendet und zwar bevor der Schalter 14 zum Zeitpunkt u, auf den gleichen Signalübergang anspricht Infolge der Verzögerung vom Zeitpunkt f₃ zum Zeitpunkt u, die durch die Schaltung 40 hervorgerufen wird, wird der Kondensator 10 von dem Entladestrom, der durch die Entladeschaltung 16 geliefert wird, während des Zeitraumes zwischen dem Zeitpuntk i3 und dem Zeitpuntk U, nachdem der Schalter 30 in den »oberen« Zustand geschaltet worden ist, weiterhin entladen. Diese Verzögerung zwischen dem Zeitpunkt i₃ und dem Zeitpunkt U, stellt sicher, daß das Ausgangssignal von der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 sicher in den ersten Signalzustand zurückgebracht wird, bevor der Schalter 14 schaltet und die Entladeschaltung 16 vom Kondensator 10 trennt Nach dem Zeitpunkt U, wenn der Schalter 14 also in den »offenen« Zustand geschaltet worden ist lädt der Ladestrom von der Aufladeschaltung 12 den Kondensator 10 von neuem auf, so daß die Spannung Vcap ansteigt und der zuvor beschriebene Schwinsungsvorgang beginnt von neuem.

Wenn die Aufladeschaltung 12 eine Gleichspannungsversorgung ist, wird der Kondensator 10 linear aufgeladen. Wenn die Entladeschaltung 16 eine Gleichstrom-Versorgungsschaltung ist, wird der Kondensator 10 linear entladen. Die Spannung Vcap weist dann die lineare Sägezahnform gemäß F i g. 2 auf, wenn die Schaltungen 12 und 16 Gleichströme liefern. Die Aufladung und Entladung kann jedoch auch nicht linear vorgenommen werden. Beispielsweise kann eine exponentielle Aufladung und Entladung über Widerstände vorgenommen werden.

Bei einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält die Verzögerungsschaltung 40 — wie bereits erwähnt — einen Schwellwertdetektor.

Die Steuerspannung, die am Ausgang eines solchen Schwellwertdetektors anliegt, ist in F i g. 3 über der Eingangsspannung, die am Eingang der Detektorschaltung anliegt, aufgetragen. Wenn ein Schwellwertdetektor als Verzögerungsschaltung 40 verwendet wird, entspricht die Eingangsspannung dem Bezugsspannungssignal, der der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 vom Schalter 30 zugeführt wird, d. h., die Verbindung 28 ist direkt mit der Verbindung 26 verbunden.
Bei einem Schwellwertdetektor, der als Verzögerungsschaltung 40 verwendet werden kann, liegt dessen Schwellwertpotential V_Schwellwert zwischen der oberen und unteren Vorspannung, die von der Schaltung 32 bzw. 34 geliefert wird. Wenn der Schwellwertdetektor eine Hysteresis in der Detektorcharakteristik aufweist, muß die Schwellwertspannung sowohl für die ansteigende Eingangsspannung als auch für die abnehmende Eingangsspannung zwischen der oberen und unteren Vorspannung liegen (ein Schmitt-Trigger oder eine automatische Spannungs-Vergleichsschaltung [wie die

J5 Schaltung 20] würde eine derartige Hysteresis in der Detektorcharakteristik zeigen, wenn eine derartige Schaltung als Schwellwertdetektor benutzt wird).

F1 g. 4 zeigt ein Zeitdiagramm, um darzustellen, wie der Schwellwertdetektor die Verzögerung schafft Der Bezugs-Eingangssignalimpuls entspricht einem Impuls, der den Zustand des Schalters 30 anzeigt, wie dies im Zeitdiagramm gemäß Fig.2 dargestellt ist. Die Übergänge des Signals zwischen dem oberen und dem unteren Vorspannungszustand benötigen eine Zeitspan-

ne, in denen sie von dem einen Zustand in den anderen Zustand vollständig übergehen, sie weisen also keine idealen sofortigen Übergänge auf.

Wenn die Bezugssignalspannung den oberen Vorspannungszustand aufweist befindet sich das Steuersignal im unteren oder »offenen« Zustand. Der Übergang des Bezugsspannungssignals von der oberen Vorspannung zur unteren Vorspannung beginnt am Zeitpunkt h. Der Übergang des Steuersignals am Ausgang des Schwellwertdetektors beginnt nicht vor dem Zeitpunkt

t₂, an dem die Bezugssignalspannung die Spannung Vschwellwert kreuzt Zum Zeitpunkt f₂ beginnt der Übergang des Steuersignals, da die Bezugseingangsspannung jetzt nicht mehr positiv genug ist, um das Steuersignal in dem Zustand zu halten, der die Entladung des Kondensators 10 bewirkt Dieser

Übergang des Steuersignals ist abgeschlossen, wenn die

Bezugssignalspannung zur unteren Vorspannung hin

abfällt

Zum Zeitpunkt /3, bei dem das Bezugsspannungssi-

gnal mit dem Übergang beginnt, ist das Bezugsspannungssignal nicht positiv genug, um das Steuersignal, das vom Schwellwertdetektor gebildet wird, in den Zustand überzuführen, in dem es die Entladung det,

Zeitkondensators 10 bewirkt. Zu einem späteren Zeitpunkt u ist der Übergang weitgehend abgeschlossen, so daß das Bezugsspannungssignal die Spannung VscHWEi-LWERT kreuzt. Danach liegt am Eingang des Schwellwertschalters eine genügend positive Spannung tn, um einen Übergang des am Ausgang auftretenden Steuersignals einzuleiten. Dieser Übergang des Steuersignals ist abgeschlossen, wenn das Bezugsspannungstignal zur oberen Vorspannung hin ansteigt.

In Fig.5 ist ein Sägezahngenerator 500 dargestellt, der die vorliegende Erfindung enthält und der für einen Betrieb mit Versorgungsspannungen bis hinunter zu 3 Volt, die zwischen der Klemme 501 und der Erdklemme liegen, geeignet ist.

Der Sägezahngenerator weist eine Stromquelle 50 auf, die im einzelnen in der US-Anmeldung Nr. 3 65 833 beschrieben ist, und den Titel »Teil-Stromversorgung« trägt. Die Widerstände 502, 503 und 504 leiten einen Strom durch die als Dioden geschalteten Transistoren 505 und 506, sowie einen größeren (wie in der Schaltung dargestellt, viermal größeren) Strom durch die als Dioden geschalteten Transistoren 507 und 508. Die Vbe — Übergangsspannungen über den als Dioden geschalteten Transistoren 505 und 506 sind nicht ganz so groß wie die V_fl£ — Übergangsspannungen über den als Dioden geschalteten Transistoren 507 und 508, und zwar aus den folgenden Gründen:

1. Die Basis-Emitter-Bereiche der Transistoren 505 und 505 sind um einen Faktor η größer als die Basis-Emitter-Bereiche der Transistoren 507 und 508 und

2. die Emitterströme der Transistoren 505 und 506 sind kleiner als die Emitterströme der Transistoren 507 und 508 (im vorliegenden Beispiel sind die Emitterströme der Transistoren 505 und 506 ein Viertel der Emitterströme der Transistoren 507 und 508).

Diese Spannungsdifferenz wird zwischen die Basis des Transistors 510 und den gemeinsamen Basisanschluß der Transistoren 511,512,513,514 und 515 gelegt (die VßfÜbergangsspannung ist die Spannung, die über dem Basis-Emitter-Übergang eines Transistors auftritt, wenn dieser Übergang in Durchlaßrichtung vorgespannt ist und diese Übergangsspannung besitzt für Silizium-Transistoren einen Wert von etwa 0,6 Volt).

Eine Spannung, die etwa dem Spannungsabfall über der Basis-Emitter-Verbindung entspricht, tritt über dem Transistor 516 auf und bestimmt gemäß dem Ohmschen Gesetz den hindurchgehenden Strom. Wenn Silizium-Transistoren und ein Widerstand 516 mit 6 Kilo-Ohm verwendet wird, beträgt der Strom etwa 100 Mikroampere. Wenn der Strom an die in Verbindung stehenden Emitter der Transistoren 510,511,512,513,514 und 515 gelegt wird, teilt er sich in die entsprechenden Emitterströme auf. Die Schaltungsanordnung kann als ein emittergekoppelter Transistor-Differentialverstärker angesehen werden, der aus dem Transistor 510 und einem weiteren »zusammengesetzten« Transistor besteht, dessen Basis-Emitter-Schaltkreis durch die in Parallelschaltung verbundenen Basis-Emitter-Schaltkreise der Transistoren 511, 512, 513, 514 und 515 gebildet wird. Der wirksame Basis-Emitter-Übergangsbereich des Transistors 510 und des »zusammengesetzten« Transistors sind willkürlich gleichgemacht

Infolgedessen, daß die Spannung an der Basis des Transistors 510 weniger positiv als die Spannung an den miteinander in Verbindung stehender. Basen der Transistoren 511, 512, 513, 514 und 515 ist, ist der Kollektorstrom des Transistors 510 um den Faktor 4n² größer als die gemeinsamen Kollektorströme der Transistoren 511, 512, 513, 514 und 515. Der Kollektorstrom /₀ des Transistors 510 ist daher praktisch gleich dem Strom, der durch den Widerstand 516 fließt. Die gemeinsamen Kollektorströme der Transistoren 511, 512, 513, 514 und 515 bilden einen Strom mit einem Wert von /o/4/?². Die wirksamen

ίο Basis-Emiuer-Übergangsbereiche der Transistoren 511, 512, 513, 514 und 515 weisen ein Verhältnis von (1 — a): a : 1 :1 :1 auf, und die Kollekiorströme weisen dementsprechend das gleiche Verhältnis auf. Bei einem in der Praxis ausgeführten Schaltungsbeispiel weisen η und a den Wert 4 bzw. Ά auf, und die Kollektroströme der Transiv.wcn 510, 511, 512, 513, 514 und 515 haben einen Wert von etwa 99 bzw. 0,3 bzw. 0,1 bzw. 0,4 bzw. 0,4 und bzw. 0,4 Mikroampere.

Der Kollektorstrom des Transistors 512 wird über einen als Diode geschalteten seitlichen Transistor 517 dem zeitbestimmenden Kondensator 10 zugeführt. Die Klemme 518 am Kollektor des Transistors 511 kann geerdet oder mit der Klemme 519 verbunden sein, um die Aufladegeschwindigkeit des Kondensators 10 um einen Faktor l/a zu erhöhen (was gemäß den zuvor gemachten Annahmen einem Faktor 4 entspricht).

. Diese Schaltung entspricht der in F i g. 1 dargestellten Aufladeschaltung 12. Solange der Transistor 520 sich im nichtleitenden Zustand befindet, ladet der Kollektorstrom des Transistors 512 (und des Transistors 511, wenn die Klemmen 518 und 519 verbunden sind) den zeitbestimmenden Kondensator 10 auf.

Der Kollektorstrom des Transistors 513 wird im Falle, daß sich die Transistoren 521 und 522 im nichtleitenden Zustand befinden, den in Serie geschalteten Transistoren 523,524 zugeführt, die als Diode verdrahtet sind. Ein Stromverstärker 525 wird durch die Parallelschaltung der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 524 und

520 und durch die negative Kollektor-Basis-Rückkoppelverbindung 526 des Transistors 524 gebildet. Der Stromverstärker 525 weist eine Verstärkung auf, die dem Verhältnis zwischen den wirksamen Bereichen des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 52C und dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 524 gleich ist.

In einem praktischen Ausführungsbeispiel weist diese Stromverstärkung den Faktor 4 auf. Der Kollektorstrom des Transistors 520 bildet den Entladestrom der in Fi g. 1 dargestellten Endladeschaltung 16.
Im Schaltungsbeispiel gemäß F i g. 5 wird der Schalter, der die Entladung des Kondensators 10 unterbricht, durch den Transistor 520 dagestellt Eine derartige Unterbrechung des Entladevorganges wird dadurch erreicht, daß die Basis des Transistors 520 aul einen genügend niedrigen Spannungspegel gebracht wird, so daß über den Emitter-Kollektor-Weg des Transistors praktisch kein Strom fließt, wodurch der Entladeschaltkreis des Kondensators, wie in F i g. 1 dargestellt, geöffnet wird.

Die Unterbrechung des Entladungsweges wird folgendermaßen vorgenommen. Eine genügend positive Spannung wird an die Basis des Transistors 52! gelegt um diese mit einer Vorspannung zu versehen, und dei Transistor 522 wird stark leitend. Wenn der Transistoi

521 leitend ist, befindet sich der Kollektor auf dei VßpÜbergangsspannung, die an der Basis des Transi stors 522 auftritt Diese Spannung ist genügend groß, urr die in Reihe geschalteten und als Dioden verdrahteter Transistoren 523, 524 in den leitenden Zustand zi

609 521M0'

versetzen. Dementsprechend ist die Basis-Emitter-Spannung, die dem Transistor 520 zugeführt wird, zu klein, als daß ein merklicher Kollektorstrom im Transistor 520 fließen kann.

Das über dem zeitbestiinmenden Kondensator anliegende Potential Vcap tritt an der Klemme 519 auf und wird über den als Diode geschalteten Transistor 570 der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 zugeführt. Die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 ist bei diesem Ausführungsbeispiel ein emittergekoppelter Transistor-Differentialverstärker, der hauptsächlich aus den Transistoren 531, 532 besteht und derart geschaltet ist, daß er die Spannungen an den Basen dieser Transistoren vergleicht. An die Basis des Transistors 531 wird eine Spannung gelegt, die der Spannung Vcap plus dem Spannungsabfall Vß^über der Diode 517 entspricht.

Ein Stromverstärker 536 mit den Transistoren 537 und 538 setzt die Gegentakt-Kollektorströme der Transistoren 531,532 in einen Eintaktstrom um, der dem weiteren Schaltkreis zugeführt wird.

Der Kollektorstrom /csi5 des Transistors 515 wird einem aus den Transistoren 534, 535 und 549 bestehenden Stromverstärker 533 zugeführt, und die dem Strom /csis proportionalen Kollektorstöme fließen in den Transistoren 535 und 549; wenn die Spannung an der Basis des Transistors 531 positiver als die Spannung an der Basis des Transistors 532 ist, fließt der Kollektorstrom des Transistors 535 über den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 531. Der Kollektorstrom des Transistors 531 bewirkt, daß die Spannung an der j₀ Basis des Transistors 541 weniger positiv wird, so daß die Basis-Emitter-Verbindung der Transistoren 541,542 leitend wird. Der Kollektorstrom des Transistors 531 fließt als Basisstrom zum Transistor 541.

Wenn die Spannung an der Basis des Transistors 531 weniger positiv ist als die Spannung an der Basis des Transistors 532 fließt der Kollektorstrom des Transistors 535 über den Kollektor-Emitter-Weg des Transistors 532. Dieser Strom fließt zum Eingang des Stromverstärkers 536 und bewirkt, daß Strom durch den Transistor 538 Rießt. Dadurch wird die Basis des Transistors 541 mit einer Spannung beaufschlagt, die an der Klemme 501 anliegt, so daß verhindert wird, daß die Transitoren 541 und 542 in den luvenden Zustand übergehen. _i(5

Wenn sich der Transistor 541 im nichtleitenden Zustand befindet, tritt am Verbindungspunkt 543 eine Spannung von etwa 4 V_Be auf, die über den Widerstand 544 an die Basis d?s Transistors 532 gelegt wird. Diese Spannung mit einem Wert von 4 Vbe wird wie folgt festgelegt. Ein Teil des Kollektorstroms des Transistors 510 fließt über die als Dioden geschalteten Transistoren 545,546 und über den Widerstand 547 zur Leitung 548. Ein mit dem als Diode geschalteten Transistor 534 in Stromverstärkeranordnung geschalteter Transistor 549 zieht einen kleinen Teil dieses Stromes ab, so daß die Ladung, die an der mit dem Widerstand 547 in Zusammenhang stehenden Streukapazität gebildet wird, abgeleitet wird, der übrige Strom fließt aber durch die in Vorwärtsrichtung vorgespannten Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 551 und 552

Der Transistor 552 ist in Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß dessen Kollektorstrom (der von dem Vcrbindungspunkt 543 über den Widerstand 553 und über den als Diode geschalteten Transistor 554 fließt) den größten Anteil des Stromes /0 aufweist, der von dem Kollektor des Transistors 510 an den Verbindungspunkt 543 geliefert wird. Die Spannung am Verbindungspunkt 543 ist die Summe der Spannungsabfälle über den als Diode geschalteten Transistoren 545 und 546 (jeweils über dem Widerstand 547 (der hierbei

auftretende Spannungsabfall ist wesentlich kleiner als 1 Vbe, da der Strom, der durch den Widerstand 547 fließt, nicht groß ist) und durch den Basis-Emitter-Übergang der Transistoren 551 und 552 (jeweils 1 Vbe)· Diese Anordnung, durch die der Verbindungspunkt 543 auf einem Potential von etwa 4 Vorgehalten wird, wenn der Transistor 541 sich im nichtleitenden Zustand befindet, stellt einen Parallelwiderstand dar, wobei der Transistor 552 infcige der über die Bauelemente 545, 546, 547 und 551 vorhandenen Kollektor-Basis-Rückkopplung als Nebenschlußregler wirkt.

Über dem Widerstand 553 fällt eine Spannung von etwa 0,5 Vbe ab, da der Widerstandswert dieses Widerstandes halb so groß ist wie der Wert des Widerstandes 516, durch den auch ein Strom fließt, der etwa so groß ist wie /0 und an dem ein Spannungsabfall von 1 Vbe vorhanden ist. Der als Diode geschaltete Transistor 554 weist einen Spannungsabiall von 1 Vm auf. Wenn der Verbindungspunkt 543 auf einer Spannung von 4 V_Be liegt, so liegt an der Basis des Transistors 555 also eine Spannung von 2,5 Vbe an, wenn der Transistor 541 nicht leitet.

Der Emitter des Transistors 555 wird auf einem Potential gehalten, das nicht positiver als 2 V_Bi ist. dadurch, daß die in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 521 und 522 an dem Emitter des Transistors 555 anliegen, wobei die Transistoren 521 und 522 infolge des Kollektorstroms des Transistors 512 im leitenden Zustand gehalten werden. Dementsprechend ist der Transistor 555 nicht leitend, wenn der Transistor 541 nicht leitend ist. Die große Vorspannung am Transistor 523 bewirkt, daß der Kollektorstrom an die Basis des Transistors 560 geführt wird, so daß der Transistor 560 derart vorgesteuert wird, daß an der Last 565 eine Spannung anliegt. Dadurch, daß der Transistor 521 leitet, wie dies zuvor beschrieben wurde, kann kein Kollektorstrom vom Transistor 520 fließen.

Wenn die Spannung an der Basis des Transistors 531 also weniger positiv ist als die Spannung an der Basis des Transistors 532, liegen folgende Zustände vor:

1. Die Transistoren 541 und 542 befinden sich im nichtleitenden Zustand;

2. die Transistoren 521 und 522 befinden sich im leitenden Zustand;

3. der Transistor 560 ist vorgespannt, und über der Last 565 tritt eine Spannung auf;

4. die Basis des Transistors 532 liegt auf einem Potential von etwa 4 Vbr

5. der Transistor 520 befindet sich im nichtleitenden Zustand und kann daher den Kondensator 10 nicht entladen, und

6. der Transistor 512 (und der Transistor 511 im Falle, daß die Klemmen 518 und 519 in Verbindung stehen) laden den Kondensator 10 auf, so daß die Spannung über dem Kondensator 10 ansteigt

Das Aufladen des Kondensators 10 wird fortgesetzt, bis die Spannung an der Basis des Transistors 531 positiver wird als etwa 4 Vbe, die an der Basis des Transistor 532 anliegt. Dann schaltet die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 und versetzt die Transistoren 541 und 542 in den leitenden Zustand.

Infolge des leitenden Transistors 541 steigt die

Spannung an der Leitung 548 und am Kollektor des Transistors 541 jeweils etwas an. Auf diese Weise werden seinerseits die als Dioden geschalteten Transistoren 545 und 546 vorgespannt. Der Kollektorstrom des Transistors 541 übersteigt den Kollektorstrombedarf des Transistors 549 und verursacht ein Ansteigen des Basisstromes am Transistor 551. Die Impedanz-V'andlerwirkung des Transistors 551 bewirkt ein Ansteigen des Basisstromes am Transistor 552 und macht auf diese Weise die Nebenschlußwirkung des Transistors 552 unwirksam. Der Kollektorstrom des Transistors 552 steigt an und drängt die Basis des Transistors 555 auf Erdpotential. Der Potentialabfall über den Bauelemente: i53 und 554 bleibt etwa 1,5 Vbe, da der Strom /0 weiterhin von dem Kollektor des Transistors 510 an diese Bauelemente geleitet wird. Auf diese Weise beginnt die Spannung am Verbindungspunkt 543 der Basisspannung des Transistors 555 zu folgen und fällt auf Erdpotential ab. Dies wiederum bewirkt, daß die Spannung an der Basis des Transistors 532 bezüglich der Spannung an der Basis des Transistors 531 weniger positiv wird, was zur Folge hat, daß die positive Rückkopplung zu einem Übergang des Potentials am Verbindungspunkt 543 von einer Spannung von 4 Vö£ zu einem niederen Wert führt. Diese Mitkopplung verursacht das Schalten der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 wie dies in Verbindung mit F i g. 1 beschrieben wurde.

Die Spannung am Kollektor des Transistors 552 muß auf eine Spannung von etwa 1 Vre über Erdpotential yo abfallen, bevor der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 555 leitend wird. Da der Spannungsabfall über den Bauelementen 553 und 554 1,5 Vbf beträgt, muß die Spannung am Kollektor des Transistors 552 auf etwa 2,5 Vbe abgefallen sein, bevor der Transistor 555 zu leiten beginnt. Während dieses Zeitraumes ist der Kollektorstrom des Transistors 514 an die Basis des Transistors 521 geflossen, wodurch die Transistoren 521,522 und 560 im leitenden Zustand gehalten wurden, und der Transistor 520 irr nichtleitenden Zustand war. Der zeitbestimmende Kondensator 10 wurde während dieser Zeit weiterhin aufgeladen, so daß auf diese Weise ein unerwünschter Gleichgewichtsz'^tand, der im Sägezahngenerator auftreten kann, vermieden wird.

Wenn die Basisspannung am Transistor 555 infolge des ansteigenden Kollektorstroms am Transistor 552 unter 1 V_BE abfällt, wird der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 555 leitend. Wenn der Transistor 552 die Spannung an der Basis des Transistors 555 näher an das Erdpotential bringt, bewirkt deren Emitterfolgerwirkung, daß die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 521 und 522 gesperrt werden. Der Kollektorstrom des Transistors 513 fließt über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 555. Da der Transistor 522 nicht mehr leitet und da der Transistor 542 leitet, wird die Spannung an der Basis des Transistors 560 positiver und sperrt den Transistor 560. Da der Transistor 521 nicht mehr leitend ist, wird der Transistor 520 in den leitenden Zustand versetzt und entlädt den zeitbestimmenden Kondensator 10.

Die Basisspannung am Transistor 555 nimmt weiterhin ab, weil die Mitkoppelschleife, die aus der Spannungs-Vergleichsschaltung 20 und den Bauelementen 541, 547, 551, 552, 554, 553 und 344 besteht, weiterhin wirksam bleibt, und den Transistor 552 einen ansteigenden Basisstrom zuführt Der Transistor 552 wird vollständig leitend, wobei sich die Kollektorspannung nahe am Erdpotential befindet.

Der als Diode geschaltete Transistor 554 bewirkt am Kollektor des Transistors 551 eine genügend hohe Spannung, um den Kollektor-Basis-Übergang des Transistors 551 nichtleitend zu halten, bis der Transistor 552 in den leitenden Zustand versetzt werden kann. Auf diese Weise geht keine Stromverstärkung im Transistor 551 verloren, bevor der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 552 genügend vorgespanni ist. daß er in den leitenden Zustand versetzt werden kann. Danach fließt der aufrechterhaltene Basisstrom vom Transistor 541 zum Transistor 555 und bringt diesen in den leitenden Zustand. Die Kollektorspannung des Transistors 551 befindet sich danach auf dem Emitterpotential (nämlich dem Übergangs-Spannungsabfall von 1 Vbb der über dem Basis-Emitter-Übergang des Transistors 552 auftritt). Der Kollektorstrom im Transistor 552 kann den Strom /0, der über den Schaltungspunkt 543 und den Widerstand 553 zugeleitet wird, nicht übersteigen, so daß der Leistungsverlust im Transistor 522 nicht übermäßig groß werden kann.

Wenn die Spannung an der Basis des Transistors 531 also positiver ist als die Spannung an der Basis des Transistors 532, liegen folgende Zustände vor:

1. Die Transistoren 541 und 542 sind leitend;

2. die Transistoren 521 und 522 sind nichtleitend;

3. der Transistor 560 ist vorgespannt, derart, daß an der Last 565 keine Spannung anliegt;

4. die Basis des Transistors 532 liegt auf einem Potential von etwa 1,5 Vbe;

5. die als Dioden geschalteten Transistoren 545 und 546 sind infolgedessen, daß deren Basis-Emitter-Übergänge gesperrt sind, nichtleitend, wobei die Kollektorspannung des Transistors 541 die Spannung von 2 Vß£-am Schaltungspunkt 548 übersteigt und die Spannung am Schaltungspunki 543 nur 1.5 Vßiist.und

6. der Transistor 520 leitet und entlädt den Kondensator 10.

Die Entladung des Kondensators 10 wird fortgesetzt, bis die Spannung an der Basis des Transistors 531 weniger positiv .vird als die Spannung von 1,5 V_ßfander Basis des Transistors 532. Dann schaltet die Spannungs-Vergleichsschaltung 20 den Transistor 538 in den leitenden Zustand, und die Transistoren 541 und 542 werden nichtleitend.

Wenn der Kollektor des Transistors 541 keinen Strom führt, bringt der Kollektorstrom des Transistors 549 den Schaltungspunki 548 näher an das Erdpotentia heran, so daß sich die Spannung am Schaltungspunki 548 erniedrigt und die Transistoren 551 und 552 mn noch beschränkt leiten. Der Kollektorstrom k de; Transistors 510 übersteigt die gemeinsamen Kollektor ströme der Transistoren 551 und 552. Die Spannung an Schaltungspunkt 543 steigt an, und die Basisspannunj des Transistors 555 folgt diesem Spannungsanstieg mi einem Spannungsabfall von 1,5 Vbe. der über der Bauelementen 553 und 554 auftritt. Um den Transisto 555 in den nichtleitenden Zustand zu versetzen, mul dessen Basisspannung von der Kollektor-Durchlaß spannung des Transistors 552 (die eine Spannung voi nur etwa 0,1 Volt aufweist) auf etwa 1 Vbe ansteigen. Au diese Weise si»igt die Spannung am Schaltungspunk 543 auf etwa 2.5 V_BF an, bevor der Transistor 55: beginnt nichtleitend zu werden.

Der Transistor 520, der den Kondensator 10 entlad bis der Transistor 555 in den nichtleitenden Zustani

24 26 3S4

versetz! wird, hat die Spannung über dem Kondensator

10 auf einen Spannungswert von weniger als 1,5 Vbe verringert, während die Spannung am Schaltungspunkt 543 auf 2,5 V_Be angestiegen ist.

Die Spannungsvergleichsschaltung 20 wird daher sicher in den Zustand gebracht, bei dem der Transistor 532 leitet, und bei dem der Transistor 555 und damit auch der Transistor 520 nicht leiteL Dies ist gerade der Mitkoppelzustand, der im Zusammenhang mit F i g. 1 beschrieben worden war. <o

Der Kollektorstrom /₀ des Transistor 510 läßt die Spannung an dem Schaltungspunkt 543 weiter ansteigen, so daß die als Dioden geschalteten Transistoren 545 und 54fi in den leitenden Zustand versetzt werden. Der Transistor 552 wirkt wieder als Nebenschlußwiderstand und hält den Schaltungspunkt 543 auf einem Potential von etwa 4 V_Be-

Der Schwellwertdetektor wird bei dem Ausführungsbeispiel gemäß F i g. 5 durch den Transistor 555 dargestellt, der feststellt, ob der Strom, der vom Kollektor des Transistors 514 kommt, erstens an die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 521, 522 oder zweitens durch die eigene Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors 514 fließt Der Schwellwert des Detektors wird gekreuzt, wenn die Basis des Transistors 555 die Spannung +1 V_Be kreuzt Diese Schwellwertspannung wird durch die Vbe — Übergangsspannungen an den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 522, 521 und 555 festgelegt.

Die Spannung, die an der Leitung 500 erforderlich ist, um den Sägezahngenerator zu betreiben, beträgt nur etwa 5 Vbe, etwas mehr als 3 Volt wenn Silizium-Transistoren verwendet werden. Die Basis der Transistoren 531 und 532 müssen auf eine Spannung von 4 Vs; ansteigen können. Daher müssen die Basen der Transistoren 510 und 514 auf einer positiveren Spannung als 3 Vbe Hegen, um die Kollektor-Basis-Übergänge gesperrt zu halten. Die Spannung an der Leitung 500 ist um 2 Vbe höher als die Spannung, die durch die Übergangsspannung der als Dioden geschalteten Transistoren 504,505,506 und 507 vorgegeben ist. Die Betriebsstrome, die für den Sägezahngenerator erforderlich sind, sind sehr gering hauptsächlich bestehen diese Betriebsströme aus dem über dem Widerstand 516 fließenden Strom von 0,1 Milliaiiipere und dem Ruhestrom der Stromschaltung 50 bis zum Ruhestrom des Schaltkreises.

Bei einem Ausführungsbeispiel weist der zeitbestimmende Kondensator 10 eine Gesamtkapazität von

11 Pikofarad auf, die durch die Kollektor-Trägermaterial-Kapazität des Transistors 520 gebildet wird. Ein Impuls von 10 Mikrosekunden tritt an der Last 563 auf, mit einer Widerholungsfolge von 40 Mikrosekunden, wenn die Klemme 518 an Erde liegt und einer Wiederholungsfolge von 130 Mikrosekunden, wenn die Klemme 518 mit der Klemme 519 in Verbindung steht. Mit einem äußeren Kondensator, der zwischen die Klemme 519 und einer (nicht dargestellten) Erdklemme gelegt ist, kann die Oszillatorfrequenz weiter verringert werden. Die Klemme 519 kann mit der Klemme 50! kurz geschlossen werden, um die Sägezahnschwingungen anzuhalten.

Bei bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, soweit sie hier beschrieben worden sind, wurde eine konstante Stromaufladeschaltung und eine abschaltbare Stromentladeschaltung verwendet. Umgekehrt kann auch eine abschaltbare Stromaufladeschaltung und eine konstante Stromentladeschaltung verwendet werden. Es können auch beide Schaltungei abwechselnd angeschaltet werden, um den zeitbestim menden Kondensator 10 aufzuladen und zu entlader Darüber hinaus müssen die genannten Schaltungei nicht notwendig Konsiantütromschaltungen sein.

Der Sägezahngenerator 500 ist für die Erzeugunj verschiedener Arten modulierter Trägerwellen gu geeignet, wenn er in geeigneter Weise abgeändert wire Wenn es wünschenswert erscheint, die Frequenz de Sägezahngenerators 500 in Abhängigkeit eines modu lierenden Signals zu modulieren, so werden du Transistoren 511, 512 und 513 nicht mit eine festliegenden Vorspannung von der Stromquelle 51 vorgespannt, wie dies in F i g. 5 dargestellt ist. Dii Transistoren 511, 512 und 513 sind für diesen Fa! vielmehr so angeordnet, daß deren Kollektorströme in umgekehrten Verhältnis zu dem modulierenden Signa moduliert werden.

Wenn es wünschenswert erscheint, daß die Impuls dauer moduliert werden soll, wird der Kollektorstron des Transistors 513 in Abhängigkeit zum modulierender Signal moduliert, und die Transistoren 511 und 512 sine wie in Fig.5 angeordnet, um einen konstanter Kollektorstrom zu schaffen. Wenn eine Impulslagenmo dulation gewünscht wird, sind die Transistoren 511 unc

512 so geschaltet, daß deren Kollektorströme ir Abhängigkeit von dem modulierenden Signal modulier werden, und der Transistor 513 einen konstanter Küilektorstrom führt Im Falle, daß eine Impulsfre quenzmodulation gewünscht wird, werden die Kollek torströme im umgekehrten Verhältnis zum modulieren den Signal moduliert während der Kollektorstrom dei Transistors 513 konstant gehalten wird.

Fig.6 zeigt eine Modulatorschaltung 60, die dazi verwendet werden kann, die Transistoren 511, 512 unc

513 mit einer Vorspannung zu versehen, derart, daß di< Frequenz oder die Periode der Sägezahnschwingunger moduliert werden kann. Die Transistoren 511, 512 unc 513 sind in diesem Falle nicht mehr in der Stromquells 50 enthalten, sondern vielmehr in einer Stromquelle 60 Von einem Stromgenerator 603 fließt ein Strom U übei den als Diode geschalteten Transistor 606, und es tni über diesem Transistor 606 eine VspÜbergangsspan nung Ve£606 auf. Von einer Stromquelle 604 fließt eir Strom /_fl über den als Diode geschalteten Transistor 608 und über diesem Transistor 608 tritt eine Vß^Über gangsspannung Vbe 60s auf. Über den als Diod( geschalteten Transistor 60S fließt dementsprechend eir Strom, der aus der Summe der Ströme 1_A + h besteht und es entsteht über dem Transistor 605 eint Vbe- Übergangsspannung V₈E 605.

Die Basisspannungen der Transistoren 511, 512, 51; und des Transistors 610 sind von der Spannung an dei Klemme 501 um die Spannungen V_A bzw. V; abgeändert, wobei die Spannungen Va und Vb jeweili einen Spannungswert von 2 Vbe besitzen. Die Emitter potentiate dieser Transistoren unterscheiden sich vor der Spannung an der Klemme 501 durch der Spannungswert 1 Vbe· Diese 1-Vs^Übergangsspan nung, die über den Widerstand 616 aufgeprägt wird bewirkt durch den Widerstand 616 gemäß den Ohmschen Gesetz einen Strom It- Der Strom /rwird ir zwei Ströme aufgeteilt, wobei der Strom /1 über dit Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 511,512 unc 513 und der Strom I₂ über den Basis-Emitter-Überganj des Transistors 610 fließt.

Die Aufteilung der Ströme /1 und /2 wird erstens vor den relativen Stromwerten Ia und Ib sowie zweitem

durch die Verhältnisse der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 511, 512, 513, 606, 608 und 610 bestimmt. Dabei kann angekommen werden, daß diese Transistoren gleiche Diffusionsprofile aufweisen, so daß deren Verhältnisse bezüglich der Basis-Emitter-Übergänge durch ihre relativen Bereiche ausgedrückt werden kann. Der Basis-Ernitter-Llbergang des Transistors 606 besitzt einen Bereich A₆O₆, der n- mal so groß ist wie der Basis-Emitter-Bereich A₆₀H des Transistors 608. Der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 610 ist mit einem Bereich Αβιο hergestellt, der n-mal so groß ist wie die Bereich der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 511,512 und 513 zusammen.

Die Abhängigkeit, durch die die Dioden-Betriebsweise mit Halbleiterübergängen festgelegt wird, ist allgemein bekannt und lautet:

15 ν, - v„ =

1·' I'' —

¹ I ~ 'H —

AT

In ---L -

kT ■

I - i = -— in
q

kT

In

Ib

kT. In

t J(>

In ■'.'
q o/,

Diese Gleichung legt die Spannung fest, die vom Differentialverstärker verstärkt werden soll, wobei der Differentialverstärker aus den Transistoren 511, 512 und 513 besieht, die mit dem Transistor 610 zusammenwirken.

q AJ₀

In dieser Gleichung bedeutet:

20

V die Übergangsspannung an der Diode ( Vbe im Falle eines Transistors),

k die Boltsmann-Konstante, T die absolute Temperatur,

q die Elektronenladung,

/ den S.trom durch den Übergang (im Falle eines Transistors ist dies der Emitterstrom),

A den Bereich des Halbleiterübergangs (im Falle eines Transistors ist dies der Basis-Emitter-Übergangsbereich) und

/0 die Sättigungs-Stromdichte in dem Halbleiterübergang.

35

Geht man von dieser Gleichung aus, so kann die Größe /, in der Schaltungsanordnung gemäß Fig.6 durch die nachfolgend angeführte angenäherte Gleichung ausgedrückt werden:

/

;n /1

/ι ist der Strom, der die Periode der Sägezahnschwingungen i,n dem Sägezahngenerator 500, wie er in der Schaltungsanordnung gemäß Fig.6 dargestellt ist, festliegt. Wenn I_A konstant gehalten und Ib moduliert wird, so wird die Sägezahnschwingung im Verhältnis zu den Änderungen von I_B frequenzmoduliert. Wenn umgekehrt Ib konstant gehalten und I_A moduliert wird, wird die Periode der Sägej'.ahnschwingungen im Verhältnis zu den Änderungen von U moduliert.

Die im vorangegangenen Absatz besprochenen Herleitungen können folgendermaßen fortgeführt werden:

	Kl =	y	+	1	Kß I. MX,
	Vn =	I/	+	πα. mm
K,-	K) =	*¹BlAM*

(3) (4) (5)

55

6o K₁ = /₇R616
V₀ = I₁ R616

'stan

I/ I -'

— 'Ö/-511 'Bl.'hlü ·

= ^kT m- ⁷J-

q Msh + -4_S12

kT

J' •'o

In -.--V-

,· .. kT. I₁ ΑΤΙ'., — k„ = — In ----- In

^r ^J<)

(9) (10) (11)

(12)

K₁- V₁₁

kT , 111/,
— In --y— .

I₁

(13) (14)

Aus den Gleichungen 8 und 14 erhält man Z₁

in ---

q InI₁

kT .
= in

ti

Hlll/j,

mn

(15) (16) (17)

Wenn /1 sehr viel kleiner als h gemacht wird, ist h praktisch gleich /r, so daß man den näherungsweisen Ausdruck erhält, der zuvor in Gleichung 2 angegeben wurde.

Der Fehler in Prozent ist bei dieser Näherungsglcichung 100 /1//2. Der Gleichung 16 ist zu entnehmen, daß dieser Fehler durch entsprechende Wahl der Größen m, η und IaIIb auf jeden gewünschten Wert verringert werden kann. Diese Wahl sollte so vorgenommen werden, daß /1 wesentlich kleiner als h ist, d. h., /1 soll nur ein kleiner Bruchteil von /rsein.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Sägezahngenerator mit einer Spannungs-Vergleichsschaltung, die einen ersten und einen zweiten Eingang sowie einen Ausgang aufweist, und ein Ausgangssignal mit einem ersten oder zweiten Spannungswert in Abhängigkeit davon liefert, welcher der Eingänge in Bezug zueinander auf einem positiveren Potential liegt, mit einem Kondensator, der mit dem ersten Eingang verbunden ist. mit Schaltungseinrichtungen, die dem zweiten Eingang eine Bezugsspannung zuführen, wobei die Bezugsspannung in Abhängigkeit vom Spannungswert des Ausgangssignals entweder einen ersten oder einen zweiten Spannungswert aufweist, und mit Steuerschaltungen, die im einen S^haltungszustand den Kondensator aufladen und im anderen Schaltungszustand den Kondensator entladen, d a durch gekennzeichnet, daß der Schaitungszustand dieser Steuerschaltungen (12, 14, 16) durch das Ausgangssignal einer aus konzentrierten Schaltungselementen bestehenden Verzögerungsschaltung (40) gesteuert wird, wobei die Verzögerungsschaltung (40) in Abhängigkeit von einer Spannungswertänderung entweder der Bezugsspannung oder des von der Vergleichsschaltung (20) gelieferten Ausgangssignals das die Steuerschahungen (12, 14, 16) steuernde Signal verzögert.

2. Sägezahngenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der aus konzentrierten Schaltungselementen bestehenden Verzögerungsschaltung (40) mit dem zweiten Eingang (26) der Vergleichsschaltung (20) und der Ausgang mit den Steuerschaltungen (12,14,16) verbunden ist.

3. Sägezahngenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingang der aus konzentrierten Schaltungselementen bestehenden Verzögerungsschaltung (40) mit dem Ausgang (24) der Vergleichsschaltung (20) und der Ausgang mit den Steuerschaltungen (12,14,16) verbunden ist.

4. Sägezahngenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aus konzentrierten Schaltungselementen bestehende Verzögerungsschaltung (40) einen Schwellwertdetektor (555) aufweist, dessen Eingang mit dem zweiten Eingang (26) der Vergleichsschaltung (20) verbunden ist, und daß ein Schwellwert zwischen dem ersten und zweiten Bezugsspannungswert liegt.