DE3107444A1

DE3107444A1 - "hochaufloesendes kohaerentes pulsradar"

Info

Publication number: DE3107444A1
Application number: DE19813107444
Authority: DE
Inventors: Udo Dipl.-Ing. 7994 Langenargen Knepper
Original assignee: Dornier System GmbH
Current assignee: Dornier System GmbH
Priority date: 1981-02-27
Filing date: 1981-02-27
Publication date: 1982-10-21
Also published as: GB2094091B; GB2094091A; US4521778A; DE3107444C2

Description

DORNIER SYSTEM GMBH
7990 Friedrichshafen

Reg. S 373

Hochauflösendes kohärentes Pulsradar

Die Erfindung betrifft ein hochauflösendes, kohärentes Pulsradar für kleine Ziele in nahen·Entfernungsbereichen etwa in der Grössenordnung von einigen 10 m bis herab zu weniger als 1. m.

In der Praxis tritt häufig die Aufgabe auf, sowohl feste als auch bewegliche Ziele in nächster Umgebung einwandfrei feststellen zu können. Als Beispiel für vielfältige Anwendungsmöglichkeiten in der Industrie sei auf Walzwerke hingewiesen, bei denen vor Einleitung eines Bearbeitungsvorgangs festgestellt werden muss, ob eine Bramme ihre vorgeschriebene Position eingenommen hat oder nicht, bzw. ob sie sich bewegt. Dabei soll die Entfernung möglichst genau ermittelt werden können. Wollte man sich auf die Feststellung bewegter Ziele beschränken, so würde der Nachteil auftreten, dass beim Einschalten des Überwachungsgeräts eine bereits in ihrer Position ruhende Bramme nicht ermittelt würde und dass infolgedessen unter Umständen ein falscher Schaltbefehl für den Betrieb ge-, geben werden könnte. Es muss also sowohl ein festes als auch

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ein bewegliches Ziel im vorgegebenen Überwachungsbereich eindeutig erkannt werden. Andere Anwendungsmöglichkeiten finden sich z. B. bei Türöffnern oder Schutzvorrichtungen an gefährlichen Maschinen.

Bislang wurden im Industriebereich für solche Aufgaben vielfach optische Überwachungseinrichtungen eingesetzt, die teils als reine Lichtschranken, teils auch als Entfernungsmesser nach dem Laser-Prinzip aufgebaut waren. Der Einsatz derartiger Einrichtungen ist im wesentlichen dann interessant, wenn die bei Lichtstrahlen mögliche hohe Bündelung und ihr geradliniger Verlauf für das Überwachungsverfahren von Bedeutung sind. Optische Verfahren sind bereits dann nicht mehr brauchbar, wenn anstelle scharfer Bündelung ein etwas grösserer Bereich erfasst werden muss. Ferner versagen sie rasch dort, wo Staub, Dampf oder sonstiger Schmutz die optischen Einrichtungen beeinträchtigt oder wo durch undurchsichtige Hindernisse, wie nichtmetallische Stoffe, z. B. Textilien, Holzwände oder Plastikabschirmungen usw. die Lichtausbreitung behindert wird.

Eine andere Art von Überwachungseinrichtungen basiert anstelle von Lichtwellen auf Ultraschallwellen. Diese Einrichtungen sind aber im industriellen Betrieb sehr schwer einzusetzen, da dort meist störender Lärm vorliegt, der auch im Ultraschallbereich wirksam ist. Für den Fall, dass, um aus dem Ultraschallstörspektrum des Industrielärms herauszukommen, der für die Überwachung verwendete Ultraschallbereich bei zu hohen Frequenzen liegt, ergibt sich der Nachteil, dass

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die erzielbaren Reichweiten viel zu gering werden. Ausserdem ergeben sich Schwierigkeiten in solchen Fällen, bei denen sehr schnelle Vorgänge entdeckt werden sollen. Dies hat seinen Grund in der relativ langsamen Ausbreitungsgeschwindigkeit von Ultraschallwellen gegenüber der hohen Ausbreitungsgeschwindigkeit von elektromagnetischen Wellen, wie Licht bzw. Radar.

Weitere in der Praxis bekannte Überwachungseinrichtungen arbeiten nach dem Prinzip der induktiven Näherungsschalter. Diese Einrichtungen sind zwar gegenüber Lärm und Schmutz unempfindlich, haben aber eine ausserordentlich geringe Reichweite von nicht einmal 1 m und nur eine grobe Richtwirkung ohne nennenswerte Winkelauflösung.

Die Pulsradartechnik ist bisher für die verschiedensten Entfernungsbereiche eingesetzt worden, z. B. für Navigationsaufgaben, wobei es sich um Entfernungen bis zu einigen

und Impulslaufzeiten

100 km mit entsprechend langen.Impulsen/bis herab zu Entfernungen von etwa 100 m, z. B. für Bootsradar, handelt. Man hat auch schon die Pulsradartechnik für Abstandsmessung bei autarken AbStandswarngeräten im Strassenverkehr bei Automobilen eingesetzt. Der interessante Entfernungsbereich liegt hier etwa zwischen 5 und 100 m Abstand, wobei für die Entfernungsauflösung höchstens Genauigkeiten von 1 m erforderlich sind. Diese Genauigkeit ist aber für die oben erwähnten

Industrieaufgaben völlig unzureichend. Dort ist ein Auflösungsvermögen im cm-Bereich notwendig.

Das aus der Literatur (Nachrichtentechn. Zeitschrift 29, 1976 Heft 9 Seite 667 - 672) bekannte autarke Abstandswarngerät für Kraftfahrzeuge arbeitet als konventionelles bistatisches Impulsradar. Das Gerät sendet ca. 30 ns lange Impulse mit einer Trägerfrequenz von über 30 GHz mit einer Impulsfolgefrequenz von 500 kHz aus. Die einzelnen Impulse der Impulsreihe sind untereinander inkohärent. Aus den aufgenommenen Echoimpulsen werden im Empfänger mittels eines Überlagerungsoszillators Zwischenfrequenzsignale von 300 MHz gebildet, in aufwendiger Weise mehrfach gefiltert, verstärkt und demoduliert. An die Frequenzstabilität des Überlagerungsoszillators müssen sehr hohe Anforderungen gestellt werden. Bei dem im Abstandswarngerät verwendeten Gun-Oszillator konnte die erforderliche Frequenzstabilität nur durch Einsatz eines Thermostaten für den Oszillator erreicht werden. Ein solcher Aufwand sollte aber beim eingangs genannten Anwendungsgebiet vermieden werden. Die am Ausgang des Zwischenfrequenzteiles erhaltenen Videosignale werden mit Hilfe eines Sampling- oder Abtastverfahrens einer Zeittransformation in einen niederfrequenten Bereich unterworfen. Wegen des Zeitdehnungseffektes kann die nachfolgende Auswertung unter Verwendung relativ einfacher elektronischer Mittel durchgeführt und das Videosignal einer direkten Mikroprozessorverarbeitung zugänglich gemacht werden. Das Prinzip dieses Sampling- oder

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Abtastverfahrens besteht hier darin, dass ein Abtastpulssignal erzeugt wird, dessen Abtastfrequenz geringfügig niedriger ist (z. B. wenige kHz) als die Pulswiederholfrequenz des Radars. Das Verhältnis von Abtastfrequenz zu der so gebildeten Differenzfrequenz liefert den Zeitdehnungsfaktor für eine Zeittransformation. Die Abtastdauer von einigen Nano-Sekunden ist ausreichend kurz gewählt, um eine ausreichend formgetreue Abbildung des ursprünglichen Videosignals zu erhalten.

Die Übertragung der Pulsradartechnik vom Grossradar auf die beim autonomen Abstandsmeßsystem vorkommenden Entfernungen stellt besondere Anforderungen an die schnelle Impulstechnik, denn im Hinblick auf die Entfernung und Laufzeiten wurde eine entsprechende Verkürzung der Impulsdauer nötig, wobei die Trägerfrequenzen etwa im gleichen GHz-Bereich liegen. Die bei diesem Radar verwendeten Halbleitersender gestatten nicht die Erzeugung von Pulsdauern unter 10 Nano-Sekunden und damit ist eine höhere Entfernungsauflösung, wie sie für den eingangs genannten Zweck benötigt wird, nicht erreichbar.

Die beim Abstandswarngerät geforderte Entfernungsauflösung im Bereich von 1 m erfordert aber bereits hier erhebliche Bandbreiten beim Zwischenfrequenzverstärker, nämlich 150 MHz. Der technische Aufwand ist zwar erheblich, aber noch realisierbar. Im Gegensatz dazu werden bei den oben im Zusammenhang mit der Industrieüberwachung genannten Entfernungsbereichen noch wesentlich höhere Bandbreiten benötigt, nämlich etwa 1 GHzr

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bei derartigen Bandbreiten kann eine zwischenfrequente Verstärkung und Filterung nach der bekannten Art nicht mehr sinnvoll, und das heisst kostengünstig, realisiert werden. Das bekannte Abstandswarnsystem kann erst nach der genannten aufwendigen Zwischenfrequenzverstärkung und Gewinnung eines Videosignals ein Samplingverfahren zur Transformation des Videosignals in einen sehr niederfrequenten Frequenzbereich anwenden.

Da für das eingangs genannte Anwendungsgebiet neben der hohen Entfernungsauflösung auch eine gute Winkelauflösung erforderlich ist, werden Richtantennen benötigt. Richtantennen ausreichend kleiner Abmessungen, wie sie beim vorgesehenen Einsatz erforderlich sind, lassen sich nur realisieren, wenn ihre relative Bandbreite nicht zu gross ist, z. B. maximal 20 %.

Diese Bedingung legt..die untere mögliche Radarfrequenz fest. Zur Aussendung eines Trägerimpulses von 1 Nano-Sekunde Dauer wird eine Bandbreite von etwa 1 GHz benötigt. Um die Forderung der relativen Bandbreite von max. 20 % bezüglich der Antenne einzuhalten, folgt die Festlegung der Trägerfrequenz auf wenigstens 5 GHz. Bei der Verwendung höherer Trägerfrequenzen können Antennen höherer Richtwirkung bei gleichen Abmessungen oder kleinere Antennen bei gleicher Richtwirkung realisiert werden. Ein Nachteil der Verwendung höherer Frequenzen liegt aber in dem mit der Frequenz stark ansteigenden Preis aller Mikrowellenbauteile.

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Es sind sogenannte Basisbandradars bekannt geworden, die zwar die gewünschte Entfernungsauflösung dank ihres Nano-Sekunden-Impulses aufweisen, aber nicht die gewünschte hohe Winkelauflösung. Da es sich hier nicht um Trägerfrequenzimpulse handelt, sondern um direkte Gleichstromimpulse, resultieren sehr grosse Bandbreiten von ca. 0,2-1 GHz, die von der Antenne des Gerätes verarbeitet werden müssen. Bei dieser Bandbreite lässt sich eine räumlich kleine Antenne mit hoher Winkelauflösung nicht realisieren. Ein Basisbandradar erscheint daher für die eingangs erwähnten Zwecke wenig geeignet.

Hieraus ergibt sich, dass die Forderung nach extrem hoher Entfernungsauflösung bei zugleich hoher Winkelauflösung des Radars nur mit sinnvollem Aufwand erfüllt werden kann, wenn ein Trägerfrequenzimpuls verwendet wird, der wenigstens einige, z. B. 5 - 10 Schwingungen enthält.

Die gestellte Radaraufgabe könnte grundsätzlich auch nach dem Frequenzmodulationsradarverfahren (FM-CW-Verfahren) gelöst werden. Da für gleiche Entfernungsauflösung wie beim Pulsradar die gleiche Bandbreite für das FM-CW-Radar benötigt wird, sind ausserordentlich hohe Frequenzhübe erforderlich. Die technische Lösung des frequenzmodulierten Oszillators erscheint nach dem derzeitigen Stand der Technik aufwendiger als die Trägerfrequenzimpulserzeugung beim PuIs-

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radarverfahren. Wegen des vom Prinzip her bedingten gleichzeitigen Sendens und Empfangens ergeben sich ausserdem noch höhere Anforderungen an die Entkopplung von Sender und Empfangszweig.

Von diesem breiten Stand der Technik ausgehend zeigt es sich, dass zur Lösung der anstehenden Probleme das Pulsradarsystem am ehesten geeignet erscheint. Seine bisherigen Grenzen sind oben aufgezeigt worden und für den Erfinder hat sich die Aufgabe gestellt, eine wirtschaftliche Lösung für die sendeseitige Erzeugung und empfangsseitige Verarbeitung extrem kurzer Trägerfrequenzimpulse zu finden, wobei in Verbindung mit einem Abtastverfahren die erforderliche Zeittransformation der extrem schnellen Impulsabläufe möglich wird.

Die an sich bekannte Pulsradartechnik ist daher so umzuformen bzw. auszubilden, dass sie auch für kleine Ziele im alierengsten Entfernungsbereich zwischen unmittelbarer Zielnähe bis zu einigen 10 m eine exakte Entfernungs- und Richtungsbestimmung ermöglicht. Dabei sollen auch verhältnismässig kleine Ziele im Vergleich zur Entfernung einwandfrei entdeckt werden, z. B. Ziele von etwa Handgrösse im 5 m-Bereich.

Ein wesentlicher Gesichtspunkt liegt dabei darin, im Hinblick auf Bandbreite und Zwischenfrequenz für den Empfangsteil eine

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einfachere Lösung zu finden, ohne Nachteile, wie z. B. verringerte Empfindlichkeit und mangelnde Selektivität, in Kauf nehmen zu müssen.

Es muss ausserdem nach anderen Möglichkeiten zur Erzeugung von extrem kurzen Trägerimpulsen in der Grössenordnung von 1 Nano-Sekunde gesucht werden, wobei gleichzeitig auch die Probleme der ausreichend gebündelten Abstrahlung und des Empfangs in der Antenne sowie die Probleme des Empfängers zur Verarbeitung derartiger kurzer Impulse gelöst werden müssen. Die in der Breitbandigkeit begründeten Schwierigkeiten beider Zwischenfrequenzverarbeitung sollen dabei vermieden werden.

Die in der Aufgabe gestellten Forderungen für ein Impulsradarverfahren werden erfindungsgemäss durch nachstehende .Massnahmen erfüllt:

a) Erzeugung von zwei hochstabilen Impulsreihen, von denen die eine zu Sendeimpulsen und die andere, eine etwas geringere Impulswiederholfrequenz aufweisende Impulsreihe, zu. Abtastimpulsen verarbeitet wird,

b) Umformung beider Impulsreihen in Mikrowellenimpulspakete, deren Startzeitpunkt (Anfangsphase) durch den steuernden Impuls festgelegt ist,

c) empfangsseitige Zusammenführung der aufgenommenen Echosignale mit der Mikrowellenabtastimpulsreihe und Bildung

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von zeitgedehnten Zwischenfrequenzsignalen sowie deren selektive Verstärkung und Demodulation zu Videosignalen,

d) Bildung eines zeitgedehnten Referenzpulses zu den Videosignalen aus den beiden ursprünglichen Impulsreihen durch Koinzidenz.

Gemäss weiterer Ausbildung der Erfindung kann aus den Videosignalen und dem Referenzpuls eine Festzielauswertung gewonnen werden und unter Verwendung eines zwischenfrequenten Referenzsignales ist es möglich, aus den empfangsseitigen Zwischenfrequenzsignalen eine Dopplerauswertung nach den verschiedensten an sich bekannten Kriterien für die Ermittlung von bewegten Zielen durchzuführen.

Ein wesentlicher Unterschied und ein beträchtlicher Vorteil der Erfindung gegenüber dem bekannten Abstandswarngerät liegt darin, dass die Mikrowellenabtastimpulsreihe direkt zum Empfangsmischer geleitet und dort zusammen mit den Echoimpulsen verarbeitet wird. Auf diese Weise wird bereits im Empfangsmischer der Vorgang einer Überlagerung zwecks Zwischenfrequenzbildung und der Vorgang einer Zeitdehnung in einen sehr niederfrequenten Bereich kombiniert. Hier liegt ein wesentlicher Unterschied gegenüber der Zwischenfrequenzbildung bei konventionellen überlagerungsverfahren. Während dort die absolute Bandbreite eines Signales erhalten bleibt, wird bei der Erfindung auch die absolute Bandbreite um den

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Zeitdehnungsfaktor verringert. Die Signalbandbreite von ζ. B. 1 GHz wird so auf 100 kHz verringert. Es kann daher hier schon im Zwischenfrequenzteil mit wesentlich geringerem.Aufwand und mit einfacheren Mitteln gearbeitet werden.

Ein weiterer sehr wichtiger Unterschied gegenüber der Impulserzeugung bei konventionellen Radars besteht in dem Merkmal, dass erfindungsgemäss ein beliebiger, aber fester zeitlicher Zusammenhang zwischen der Anstiegsflanke des steuernden Impulses und dem Startzeitpunkt (Anfangsphase) der durch ihn im Mikrowellen-Oszillator erzeugten Trägerschwingung besteht. Das gilt gleichermassen für Sende- und Empfangsseite. Nur durch dieses Merkmal ist es möglich, die oben genannte Kombination aus Zwischenfrequenzbildung und Zeitdehnung durchzuführen.

Bei dem die Zeitdehnung bewirkenden Abtastverfahren entsteht zwar im. Gegensatz zu dem eingangs im Zusammenhang mit Abstandswarngerät erwähnten, an sich bekannten Abtastverfahren keine exakte formgetreue Abbildung des zeittransformierten Signales, sondern es tritt eine gewisse, aber hier nicht störende Abbildungsverzerrung des Signales auf. Diese Verzerrung kann jedoch bewusst in Kauf genommen werden, weil auf diese Weise eine weit bessere Signalausbeute ermöglicht wird. Der Signal-zu-Rausch-Abstand wird bei geringem geräte-.technischem Aufwand erheblich verbessert. Die Verbesserung des Signal-zu-Störabstandes ist für das hier beschriebene

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Verfahren ersichtlich wichtiger als eine formgetreue Abbildung des Empfangsimpulses.

Weitere Merkmale der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen und aus der Beschreibung des Ausführungsbeispieles hervor. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild, )

Fig. 2a und 2b Signalverläufe an verschiedenen Stellen

des Blockschaltbildes und Fig. 3 Amplitudenspektren von auftretenden Impulsen.

Nachstehend sei der schematische Aufbau und die Wirkungsweise^ der Erfindung anhand des Blockschaltbildes und der Fig. 1 unter Hinweis auf die Signalverlaufe der Fig. 2a und 2b beschrieben. Dabei sei darauf hingewiesen, dass in den Signalverläufen die Impulsdauer und der Impulsabstand nicht maßstäblich aufgezeichnet sind. Das Gleiche gilt für die Amplitude. Der zeitliche Maßstab bei den Signalverläufen 1-5 ist überall derselbe. In den Signalverläufen 6-14 ist ein anderer, aber innerhalb dieser Gruppe gleicher Zeitmaßstab gewählt. Auf diese Weise ist Koinzidenz bzw. Verschiebung zwischen den einzelnen Impulsreihen erkennbar. Wichtig aber ist der Umstand, dass zwischen den Signalverläufen der Gruppe 1-5 und der Gruppe 6-14 eine Zeitdehnung etwa um den Faktor 10 000 vorliegt und somit in den beiden Gruppen ein völlig anderer Zeitmaßstab Verwendung findet.

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In einer Taktzentrale TZ 1 werden zwei Impulsreihen erzeugt. Die eine Impulsreihe hat beispielsweise die Impulswiederholfrequenz f von z. B. 10 MHz und wird weiter zu Sendeimpulsen verarbeitet. Hierzu wird die Impulsreihe in einem Nadelimpulsformer Np 2 zu Nadelimpulsen umgeformt. Dies kann beispielsweise mittels der bekannten Ladungsspeicher-Diode (step-recovery-diode) erfolgen. Um möglichst steile Anstiegsflanken des Nadelimpulses zu erhalten, können gegebenenfalls mehrere Formerstufen einander nachgeschaltet werden. Der Signalverlauf der Nadelimpulse ist in der Fig. 2a unter "1" dargestellt. Die Periodendauer ist mit t bezeichnet. Diese Nadelimpulse erregen über den Pulsmodulator Pm 4 einen Sendepulsoszillator Os 5. Die Eigenfrequenz f des Oszillators Os 5 ist im Mikro-Wellenbereich gewählt, z. B. mit 5-10 GHz. Die Signale des Oszillators OS 5 werden über einen Bandpass Bp 6 zur Sendeantenne S gegeben. Diese Signale sind in der Fig. 2a unter "2" wiedergegeben. Die trägerfrequenten Schwingungen sind hier im Signalverlauf durch Schraffur angedeutet. Die Signale "2" weisen die gleiche Pulsperiodendauer t auf wie die vorhergehenden Signale "1". Die Impulsdauer ist t von z. B. 1 ns.

In entsprechender Weise wird in der Taktzentrale TZ1 eine zweite Impulsreihe mit der Impulswiederholfrequenz f erzeugt. Diese Impulswiederholfrequenz ist etwas geringer als die Impulswiederholfrequenz der o. g. ersten Impulsreihe, z. B. 9,9990 MHz. Auch diese Impulsreihe wird über Nadelimpulsformer Np 3 und einen Pulsmodulator Pm 8 zu den oben erwähnten Nadel-

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impulsen mit sehr steilen Planken umgeformt. Die in diesem Zweig verlaufenden Signale sind in der Fig. 2aunter"3" aufgezeichnet. Dabei ist die gegenüber der ersten Impulsreihe "1" etwas grössere Periodendauer t leicht erkennbar. Die erzeug-

pa

ten Nadelimpulse regen einen Oszillator Lo 9 an, der etwa auf die gleiche Mikrowellenfrequenz abgestimmt ist wie der Sendeoszillator. Die vom Oszillator Lo 9 erzeugten trägerfrequenten Impulse sind in Fig. 2a unter "4" dargestellt. Auch sie sind durch ihre Schraffur als trägerfrequent gekennzeichnet. Sie haben wiederum die Periodendauer t und eine Impulsdauer

pa

von t . Diese trägerfrequenten Signale "4" werden als Abtastsignale einem Mikrowellenmischer Mi 10 zugeführt.

Zu den Oszillatoren Os 5 und Lo 9 in den Verarbeitungszweigen der beiden Impulsreihen ist noch zu erwähnen, dass in ihnen durch die zugeführten Nadelimpulse phasenstarre Trägerimpulse erzeugt werden. Als Oszillatoren können vorzugsweise passive Mikrowellenresonatoren verwendet werden, die von den Nadelimpulsen zu abklingenden Schwingungszügen angeregt werden. Durch einen nachfolgenden Bandpass ζ. B. Bp 6 kann der trägerfrequente Impuls des Oszillators in seiner Hüllkurve geformt werden.

Das kennzeichnende Merkmal dieser Pulsoszillatoren, deren Eigenfrequenz f in der Regel im Mikrowellenbereich gewählt wird, besteht darin, dass zwischen dem Nadelimpuls und dem

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Startzeitpunkt des erzeugten Schwingungspaketes ein fester zeitlicher Zusammenhang besteht.

Diese Kohärenz der Phasenlagen von Impulsfolgefrequenz f und erzeugter Oszillatorschwingung f wirkt sich in der frequenzspektralen Darstellung der Fig. 3 so aus, dass die Linien des Oszillatorsignals mit den Harmonischen', also den ganzzahligen Vielfachen der Impulsfolgefrequenz f frequenzmässig übereinstimmen. Im Bereich der mittleren Oszillatorfrequenz f bilden diese Harmonischen das Pulsspektrum, dessen Einhüllende durch die Fourier-Transformation des Pulsschwingungszuges (vergl. "2" bzw. "4" in Fig. 2a) des Oszillators bestimmt ist.

Wie Fig. 3 erkennen lässt, legt die Eigenfrequenz f des Oszillators nur den Schwerpunkt der Einhüllenden des Pulsspektrums fest, unabhängig vom Raster der Spektrallinien.

Besteht der Schwingungszug wie hier nur aus wenigen Schwingungen, so weist das zugehörige Pulsspektrum sehr viele Linien auf. Infolge dieser grossen Bandbreite ergibt sich der gerätetechnische Vorteil, dass an die Konstanz der Eigenfrequenz des Oszillators nur sehr massige Anforderungen gestellt werden müssen. Daher braucht der Sendepulsoszillator Os 5 und der Überlagerungspulsoszillator Lo 9 nur annähernd auf die gleiche Eigenfrequenz f abgestimmt zu werden.

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Wie in Fig. 1 gestrichelt angedeutet ist, werden die von der Sendeantenne S abgestrahlten Impulse von einem Ziel Z reflektiert und nach entfernungsabhängiger Laufzeit von der Empfangsantenne E aufgenommen. Diese Signale werden über einen Band-

Bp

pass /Π dem Mikrowellenmischer Mi 10 zugeführt. Die empfangenen Signale haben die Signalform "5" in der Fig. 2a. Ihre Periodendauar ist wiederum t . Im Signalverlauf "5" sind hier neben den deutlich hervortretenden Antennenlecksignalen zwei unterschiedlich grosse Echosignale von verschiedenen Zielen angenommen.

Für den im folgenden beschriebenen Mischvorgang hat ein etwaiger Frequenzversatz ^-* f zwischen dem Empfangssignal "5" und dem Überlagerungssignal "4" nur einen geringen Signalverlust zur Folge.

Der Mischer Mi 10 kann realisiert werden durch einen konventionellen Mikrowellendiodenmischer, "am besten in Brücken- oder Doppelbrückenschaltung zur besseren Entkopplung seiner drei Tore.

Das dem Mischer Mi 10 zugeführte Überlagerungssignal oder Abtastsignal "4" hat die gleiche Form des Schwingungspaketes wie das angenommene Zielsignal "5". Es unterscheidet sich durch seine konstante und grössere Amplitude und vor allem durch die geringfügig kleinere Impulswiederholfrequenz f

pa

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Der Mischprozess lässt sich in erster Näherung als Multiplikation vom Empfangssignal und Überlagerungssignal beschreiben. Die anschliessende Filterung mit Hilfe des Zwischenfrequenz-Band-passes Bp 12 liefert das in einen gedehnten Zeitbereich transformierte Empfangssignal "6" (vergl. Fig. 2a). Mit den o. g. Zahlenbeispielen ergibt sich ein Zeitdehnungsfaktor von etwa 10 000 und eine Abbildungswiederholfrequenz f, von 1 kHz. Die Zeitdehnung ist in Fig. 2a beim Signal "6" durch einen anderen Maßstab dargestellt. Als Periodendauer beim zeitgedehnten Signal ergibt sich T, und z. B. eine Impulsdauervon t. für ein Echosignal.

Dieses Zwischenfrequenzsignal "6" ist am einfachsten charakterisiert als Kreuzkorrelationsfunktion von Empfangssignal "5" und überlagerungssignal "4". Ist der Empfangsimpuls mit dem im Lokaloszillator Lo 9 erzeugten Abtast- oder Überlagerungsimpuls "4" formgleich (von der Amplitude abgesehen), so bewirkt der Abtastvorgang, dass der Zwischenfrequenzimpuls die doppelte Anzahl Zwischenfrequenzperioden enthält als der Empfangsimpuls Trägerfrequenzperioden enthält. Der zeittransformierte Impuls erscheint also relativ zur Pulsperiode um den Faktor "zwei" gedehnt. Neben dieser Abbildungsverzerrung in der Zeitachse tritt eine quadratische Verzerrung der Hüllkurve auf, wenn der Mischer als Multiplizierer arbeitet; im Grenzfall des quasilinearen Betriebes verschwindet diese Art der Hüllkurvenverzerrung.

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Die Impulsdauer t. des Zwischenfrequenzsignales verhält sich beiden oben angegebenen Zahlenbeispielen zur Impulsdauer t des Empfangssignales etwa wie 5000:1 bei einer mittleren Zwischenfrequenz von f. =1 MHz.

Das Zwischenfrequenzsignal "6" wird dann in den getrennt regelbaren Verstärkern Rv 13 und Rv 14 auf einen für die Hüllkurvendemodulation ausreichenden Wert verstärkt. Die Demodulation erfolgt im nachgeschalteten Hüllkurvendemodulator Hd 25 und ergibt das Videosignal "12". Die Zusammenhänge von Zwischenfrequenzsignal "6" und Videosignal "12" sind wie alle im zeitgedehnten Bereich ablaufenden Signalvorgänge in der Fig. 2b dargestellt.

Für die weitere Auswertung der zeitgedehnten Echosignale "6" soll ein Schaltbefehl erzeugt werden, wenn ein Ziel, dessen Echosignal einen einstellbaren Schwellwert überschreitet, in einem Entfernungsbereich erscheint, dessen untere und obere Grenze getrennt einstellbar ist.

Die Pulsmodulatoren Pm4 und Pm8 liefern, wie oben beschrieben, Nadelimpulsfolgen mit den Impulsfolgefrequenzen f bzw. f _· Ein Bruchteil der Energie der beiden Nadelimpulsfolgen wird einer Koinzidenzschaltung Kp7 zugeführt, die in ähnlicher Weise wie im Mischer Mi10 einen zeitgedehnten Referenzpuls "7" gem. Fig. 2b liefert. Dabei liegt der gleiche Zeitdehnungsfaktor wie bei den Zwischenfrequenzimpulsen des Signalverlaufes

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"6" vor. Die Pulsperiodendauer entspricht daher der Abbildungsfrequenzperiode T, des Zwischenfrequenzsignales ,"6".

Der EinsatzZeitpunkt des Referenzpulses "7" ist vorteilhafterweise zeitlich verschiebbar. Durch ein Verzögerungsglied Zg in der Zuleitung der Abtastnadelimpulsfolge mit der Impulswiederholfrequenz f zur Koinzidenzschaltung Kp7 wird er-

pa

reicht, dass der Referenzimpuls "7" eine Zeit T vor dem ersten Echosignal der Zwischenfrequenzsignale "6" erscheint, welches ungefähr der Entfernung Null entspricht und durch das Übersprechen von Sende- zu Empfangsantenne bedingt ist. Die Null-Meter-Marke für die Auswertung ist dadurch grob einstellbar.

Der Referenzpuls ,"7" triggert ein regelbares Zeitglied Zg 15, das beispielsweise als monostabile Kippschaltung ausgeführt sein kann. Wie aus Fig. 2b erkennbar ist, bildet das Ausgangssignal "8" des Zeitgliedes Zg 15 eine Pulsfolge mit der zeitgedehnten Periodendauer T, und mit der Impulsbreite T , die einstellbar ist. Auf diese Weise können alle geräteintern bedingten Verzögerungen ausgeglichen werden und die Null-Meter-Marke des Radars wird justierbar.

Die Rückflanke des von dem Zeitglied Zg15 gelieferten Ausgangsimpulses "8" wird benutzt, um die verzögerten Zeitglieder Zg und Zg 18 zu triggern, die beispielsweise beide ebenfalls als

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monostabile MuItivibratoren realisiert werden können. Das einstellbare Zeitglied Zg 17 liefert wiederum mit einer Periodendauer T, eine Impulsfolge "9", wobei die einstellbare Impulsbreite T . die untere Grenze des gewünschten Zielentfernungsbereichs bestimmt.

In gleicher Weise erzeugt das einstellbare Zeitglied Zg 18 eine Pulsfolge "10". Hier, lässt sich über die einstellbare Impulsbreite T die obere Grenze des gewünschten Zielentfernungsbereichs festlegen. Die logische Verknüpfung der in Fig. 2b in ihrem Verlauf dargestellten Pulsfolgen "9" und "10" in der Schaltung 20 führt zu einer Pulsfolge "11". Der hier erscheinende "Fensterimpuls" mit der Breite T_f markiert den eingestellten Zielentfernungsbereich. Durch Wahl T . und T_max in den beiden Zeitgliedern Zg 17 und Zg T8 lässt sich also die zu überwachende Entfernung und auch der Genauigkeitsbereich wahlweise einstellen. In der Praxis ergaben sich mit den o. g. Zahlenbeispielen Entfernungen zwischen etwa 1/2 m und über 10 m, wobei das Auflösungsvermögen eine Genauigkeit der "Fensterbreite" von wenigen cm erbrachte.

Das oben.genannte Zeitglied Zg 15 kann u. U. weggelassen werden, wenn auf die Möglichkeit einer Justierung der Entfernung verzichtet werden kann. Der Referenzpuls "7" wird dann unmittelbar den Zeitgliedern Zg 17 und Zg 18 zugeleitet.

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Wie oben bereits erwähnt, wird das Zwischenfrequenzsignal "6" im Hüllkurvendemodulator Hd 25 zu einem unipolaren Videosignal "12" demoduliert. Der Zusammenhang zwischen Zwischenfrequenzsignal "6" und Videosignal "12" ist aus der Fig. 2b ersichtlich. Das Videosignal "12" wird dann einer Komparatorschaltung 22 zugeführt, die von einer Hystereseschaltung Sh eine Referenzspannung erhält. Übersteigt der Wert des Videosignals "12" diese Referenzspannung, so liefert der Komparator 22 ein Schaltsignal zur UND-Schaltung 21. Falls dieses Schaltsignal· mit dem vorgewählten Fensterimpuls "11" zusammenfällt, liefert die UND-Schaltung 21 einen Ausgangsimpuls "13". Dieser startet eine retriggerbare monostabile Kippschaltung Zg 23, die den gewünschten Schaltbefehl "14" liefert. Auch diese Signalverläufe sind in der Fig. 2b dargestellt.

Der vom Zeitglied Zg 23 erzeugte Schaltimpuls "14" dient zugleich der Steuerung der Referenzspannung in der Hystereseschaltung Sh 24. Der Referenzspannungssprung lässt sich in seiner Höhe einstellen und ist in seiner Polarität so gerichtet, dass bei vorhandenem Schaltimpuls "14" der Schwellwert des Komparators 22 gesenkt wird. Auf diese Weise wird eine einstellbare Hysterese im Schaltverhalten geschaffen, die bei stark schwankendem Zielecho ein Flattern des Schaltbefehls verhindert und den Schaltimpuls "14", solang entsprechende Echosignale vorliegen, zum Dauersignal macht.

Unabhängig von der Einstellmöglichkeit der Schalthysterese wird die Empfindlichkeit des Radars, d. h. die Ansprechschwelle

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für grosse und kleine Ziele, mit Hilfe der Verstärkungsregelung des Zwxschenfrequenzverstärkers Rv 14 gewählt. Zur Kompensation der entfernungsabhängigen Zielechostärke wird in den übertragungsweg des zeitgedehnten Zwischenfreguenzsignals "6" das in der Radartechnik bekannte STC-Prinzip (sensitivitytimecon trol) eingeführt. Ein Funktionsgenerator Fg wird vom Referenzpuls "7" selbst oder von dem etwas verzögerten Puls "8" gesteuert und erzeugt eine sägezahnähnliche Impulsfolge, die ebenfalls eine Periodendauer von T, aufweist. Der sägezahnähnliche Verlauf dieser Spannung ist zusammen mit der Regelkennlinie des Zwischenfreguenzverstärkers Rv 13 so gewählt, dass für die zeitgesteuerte Zielentfernungsabtastung die jeweils benötigte Verstärkung automatisch erhalten wird.

Um auch eine kohärente Auswertung der Zwischenfrequenzsignale (Dopplerauswertung) durchführen und Bewegtziele erfassen zu können, ist in der Taktzentrale TZ 1 ein gesonderter Impulsgeber zur Erzeugung eines zwischenfrequenten Referenzsignals vorgesehen. Die Erzeugung kann auf verschiedene Weise erfolgen, z. B. kann das Referenzsignal ebenfalls phasenstarr aus dem Mutteroszillator der Taktzentrale TZ 1 abgeleitet werden. Das zwischenfrequente Referenzsignal habe beispielsweise die in Fig. 1 in der Taktzentrale TZ 1 in gestricheltem Kreis eingezeichnete Zwischenfrequenz f.. Auf dem ebenfalls gestrichelt angedeuteten Weg wird dieses zwischenfrequente Referenzsignal als Dauersignal einem Phasendiskriminator zugeführt, der an die

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Stelle des Hüllkurvendemodulators Hd 25 tritt. Der Phasendiskriminator liefert ein bipolares Videosignal/ das nach an sich bekannten Methoden die Vermessung eines bewegten Zieles nach Betrag und Vorzeichen der Radialgeschwindigkeit und/oder radialer inkrementaler Wegstrecke zusätzlich zur Grosse eines bewegten Zieles möglich macht.

16. Febr. 1981
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Claims

DORNIER SYSTEM GMBH
Friedrichshafen

Reg. S 373

Patentansprüche

1y Impulsradarverfahren für nahe Entfernungsbereiche bis herab unter den Meterbereich mit einem eine Zeitdehnung durchführenden Abtastverfahren, gekennzeichnet durch

a) Erzeugung von zwei hochstabilen Impulsreihen (1, 3)

im Sender, von denen die eine zu Sendeimpulsen (2) und die andere, eine etwas geringere Impulswiederholfrequenz aufweisende Impulsreihe, zu Abtastimpulsen (4) verarbeitet wird,

b) Umformung, beider Impulsreihen in Mikrowellenimpuls-. pakete (2, 4), deren Startzeitpunkt (Anfangsphase) durch den steuernden Impuls festgelegt ist,

c) empfangsseitige Zusammenführung der aufgenommenen Echosignale (5) mit der Mikrowellen-Abtastimpulsreihe (4) und Bildung von zeitgedehnten Zwischenfrequenzsignalen (6) sowie deren selektive Verstärkung und Demodulation zu Videosignalen (12) und

d) Bildung eines zeitgedehnten Refeisizpulses (7) zu den Videosignalen (12) aus den beiden ursprünglichen Impulsreihen (1,3) durch Koinzidenz.
2. Impulsradarverfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Festzielauswertung aus Videosignalen (12) .und Referenzpuls (7).
3. Impulsradarverfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Bildung eines gesonderten zwischenfrequenten Referenzsignals (fi) kohärent zu den empfangsseitigen zeitgedehnten Zwischenfrequenzsignalen (6).
4. Impulsradarverfahren nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch Dopplerauswertung aus den empfangsseitigen zeitgedehnten Zwischenfrequenzsignalen (6) und dem zwischenfrequenten Refeigizsignal (fi)·
5. Impulsradarverfahren nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch an sich bekannte Umformung der beiden Impulsreihen (1, 3) zu Nadelimpulsen mit sehr steilen Anstiegsflanken.
6. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in einer sendeseitigen Taktzentrale (TZ1) zwei Impulsgeneratoren für Impulsreihen von geringfügig unterschiedlicher Impulswiederholfrequenz (fps, fpa) vorhanden und jedem der

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Generatoren Impulsformerstufen (Np2, Pm 4 bzw. Np3/ Pm8) und Mikrowellenoszillatoren (Os5, Lo9) nachgeschaltet sind, wobei der Mikrowellenoszillator (Os5) für die erste Impulsreihe (1) mit einer Sendeantenne (S) und der Mikrowellenoszillator (Lo9) für die zweite.Impulsreihe (3) mit einem empfangene Echosignale (5) zu zwischenfrequenten Signalen (6) verarbeitenden Mikrowellenmischer (Mi1O) verbunden ist, dass ferner an die beiden Übertragungswege der Impulsreihen (1, 3) vor den Mikrowellenoszillatoren (Os 5, Lo9) eine Koinzidenzschaltung (Kp 7) angeschlossen ist und dass einerseits der Empfangsteil, bestehend aus Mikrowellenmischer (Mi10), Zwischenfrequenzteil (Bp12, Rv13, Rv14) und Demodulationsstufe (Hd25) und andererseits die Koinzdizenzschaltung (Kp7) an eine Auswerteinrichtung (Zg 17, Zg18, 20, 21, 22, Zg23, Sh24) angeschlossen sind.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass in den Verarbeitungszweigen der beiden Impulsreihen (1, 3) von den jeweiligen Impulsen angestossene Mikrowellenresonatoren als Oszillatoren (Os5, Lo9) für die Mikrowellensignale angeordnet sind.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass dem die Sendeimpulse (2) liefernden Mikrowellenresonator χ(Os5) ein Mikrowellenbandpassfilter (Bp6) nachgeschaltet ist.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch der Koinzidenzschaltung (Kp7) zugeordnete Mittel (Zg19) zur Verschiebung des Einsatzzeitpunktes des Referenzpulses (7).
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass in den Zuleitungsweg der Abtastimpulsreihe (3) zu der den zeitgedehnten Referenzpuls (7) bildenden Koinzidenzschaltung (Kp7) ein Verzögerungsglied (Zg19) eingeschaltet ist.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9 und 10, gekennzeichnet durch zwei im Übertragungsweg des Referenzpulses (7) parallel liegende Verzögerungsglieder (Zg 17, Zg 18) mit unterschiedlicher einstellbarer Verzögerungszeit (Tmin, Tmax) und mit anschliessender, eine logische Verknüpfung des in den beiden Teilwegen (9, 10) übertragenen Referenzpulsej durchführender Torschaltung (20).
12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass den beiden parallel liegenden Verzögerungsgliedern (Zg17, Zg18) ein gemeinsames einstellbares Verzögerungsglied (Zg 15) vorgeschaltet ist.
13. Schaltungsanordnung nach Ansprüchen 11 und 12, gekennzeichnet durch die Verwendung von durch den Referenzpuls (7) triggerbaren monostabilen Kippschaltungen als einstellbare Verzögerungsglieder (Zg 17, Zg18).

_— C _
14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch Anordnung einer entfernungsabhängigen Verstärkungssteuerung (Zg16) im übertragungsweg des zeitgedehnten Zwischenfrequenzsignales (6).
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6/ gekennzeichnet durch die Anordnung einer einstellbaren, den Referenzschwellwert eines Komparators (22) bestimmenden Hystereseschaltung (Sh2 4) im Übertragungsweg der demodulierten Videosignale (12).
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die die zeitgedehnten Zwischenfrequenzsignale (6) demodulierende Einrichtung (Hd25) als Phasendiskriminator ausgebildet und mit einem gesonderten phasenstarr von einem Mutteroszillator der Taktzentrale (TZ1) gesteuerten Zwischenfrequenzgenerator (fi) verbunden ist.