DE2910398A1 - Schaltung zum magnetischen aufzeichnen von daten mit hoher dichte - Google Patents

Description

SPERRY RAND CORPORATION, New York, N. Υ«/U. S, A.

Schaltung zum magnetischen Aufzeichnen von Daten mit hoher

Dichte

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum magnetischen Aufzeichnen von Digits mit hoher Dichte für Massenspeicher von Rechenautomaten, insbesondere für Magnetscheiben, an denen Daten berührungslos aufgezeichnet und ausgelesen werden.

Die bekannten Schaltungen zur berlihrungslosen, magnetischen Speicherung von Digits benutzen zum Aufzeichnen einen gesättigten Fluß in Kombination mit einem hinsichtlich seiner Lauflänge beschränkten Code, damit die Kosten je eingeschriebenes Informationsbit vermindert werden, während sich die Betriebskapazität der Speicher vergrößert. Obgleich <tif Color, die (bei der Aufzeichnung zufälliger Daten eigentümlichen) Probleme eines Verlustes der Taktgabe und einer Störung zwischen den Flußiibergängen erleichtern, muß doch in kostspieliger Weise eine größere Anzahl Codebits als entsprechende Datenbits aufgezeichnet werden. Durch eine Aufzeichnung in mehreren Niveaus,(also mehr als zwei Niveaus) wird die Speicherdichte nicht vergrößert, da die von Natur aus nichtlineare Charakteristik der magnetischen Grenzschicht im allgemeinen nicht verläßlich diese Form der Aufzeichnung erlaubt. Insbesondere würde jedoch eine ternäre Aufzeichnung in einem nichtlinearen Kanal unter Ausnutzung der drei Zustände, nämlich der positiven und negativen Sättigung und eines Nullflusses möglich sein. Da vom Nullfluß bei dieser Art Aufzeichnung nicht die zuvor aufgezeichneten Daten gelöscht werden könnenf wird für das Einschreiben von neuen Daten entweder ein zeitraubender Löschvorgang oder ein zusätzlicher Löschwand-

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ler benötigt. Aus verschiedenen Gründen läßt sich bei Scheibenstapeln ein gesonderter Löschwandler nicht verwirklichen. Ferner gibt die Theorie der Nachrichtenübertragung an, daß die derzeitigen, im Handel befindlichen Systeme noch nicht die Bitdichten erreicht haben, die sich der von Nyquist vorgetragenen theoretischen Grenze annähern.

Unabhängig vom vorherigen ist eine Slgnalgabe bei teilweisem Ansprechen entwickelt worden, um die Datenkapazität der Übertragungskanäle, z. B. der Telefonsysteme zu steigern. Eine Datenübertragung bei teilweisem Ansprechen ist in den USA-Patentschriften Nr. 3.388.330 vom 11.Juni 1968 und Nr. 3.492.578 vom 27.Januar 1970 erläutert. Obwohl das Teilansprechen für digitale Magnet speiche ranlagen als brauchbar betrachtet ist,, wird dieses Verfahren der Signalgabe bislang auf Speicher angewendet, bei denen die Aufzeichnung mit einem gesättigten Fluß erfolgt. Wie man annimmt, sind diese Systeme Schwierigkeiten bei der Wiedergewinnung der Zeitfestsetzung unterworfen, und wenn eine Aufzeichnung in mehreren Niveaus versucht würde, müßte die selbsttätige Verstärkungsregelung gegenüber der jetzigen Praxis verbessert werden, und auf jeden Fall würde das bereits erörterte Problem einer Löschung der alten Daten vorherrschend sein.

Zusätzlich würde man in solchen bekannten Systemen Schwierigkeiten bei der Gestaltung des Frequenzspektrumß des Kanals bezüglich der Signalgabe beim teilweisen Ansprechen, insbesondere bei dem der Klasse IV begegnet sein, die eine der gebräuchlicheren Klassen des teilweisen Ansprechens ist, weil sie ermöglicht, bei geringster Kanalbandbreite die Nyquistrate zu erreichen. Da die Signalgabe bei teilweisem Ansprechen im Datenfluß sich linear kombinierende Impulse für eine genau geregelte Intersymbol-Interferenz erfordert, würde die gesättigte Nichtlinearität der magnetischen Grenzschicht, die sich bei hohen Datendichten verstärkt, zu Verzerrungen der Datenkombinationen beim teilweisen Ansprechen beitragen, wodurch die Wiedergewinnung bedeutungsvoller Daten schwierig,wenn nicht gar unmöglich gemacht würde.

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Somit ist die Anwendung der Signalgabe bei teilweise«" Xnspre- ^w chen, insofern sie binäre Daten betrifft, die in Speichersystemen mit magnetischen Aufzeichnungsträgern unterzubringen sind, auf eine Datenfolge gleich der Nyquist-Impulsrate für die mit einem gesättigten Fluß arbeitenden Aufzeichnungssysteme mit einer minimalen Bandbreite beschränkt. Wenn, wie erwähnt, ternäre Amplitudenimpulse unter Ausnutzung der positiven und negativen Sättigung und des Nullflusses, die die ternären Niveaus wiedergeben, aufgezeichnet werden, wodurch die Rate der binären Daten um 50 % gesteigert wird, während die Bandbreite durch die magnetische Grenzschicht bestimmt wird, würde zur- Löschung der alten Daten ein gesonderter Löschzyklus oder ein besonderer Löschwandler erforderlich sein. Bei den im Handel befindlichen Speichersystemen mit Magnetscheiben sind diese beiden Löschmöglichkeiten wenig attraktiv.

Gemäß der Erfindung wird ein Vormagnetisierungssignal zur Linearisierung der magnetischen Grenzschicht in einem digitalen Datenspeicher angewendet, an dessen Aufzeichnungsträger die Signalgabe bei teilweisem Ansprechen erfolgt. Vorzugsweise wird das teilweise Ansprechen der Klasse IV benutzt, bei dem die übertragungsfunktion derart gestaltet ist, daß das Frequenzspektrum der Datenpulse einen sinusartigen Verlauf aufweist, oder es werden in einem erweiterten System des teilweisen Ansprechens der Klasse IV Frequenzspektren mit mehreren sinusförmigen Erhöhungen verwendet. Wegen der Vormagnetisierung kann für eine von den Daten unabhängige Wiedergewinnung der genauen Zeitfestsetzung und gleichfalls für eine exakte selbsttätige, datenunabhängige Steuerung der Verstärkung ein Leitton benutzt werden, damit die nachteiligen Auswirkungen multiplikativer Verzerrungen (z. B, Veränderungen der Flughöhe des Kopfes) im Kanal gemildert werden. Zusätzlich ermöglicht der von der Vormagnetisierung Iinearisierte Kanal Aufzeichnungen von Impulsen in mehreren Niveaus, z. B. der ternären und quaternären Impulse ohne eine Sättigung, wodurch die Informationsspeicherdichte längs der Spur bedeutsam vergrößert wird. Anders ausgedrückt, wird die In-

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formationsUbertragungsrate je Hertz Bandbreite nun erheblich gesteigert, während sie noch beim System der minimalen Bandbreite nach Nyquist verbleibt. Durch das Vormagnetisierungssignal sowie die Linearisierung des Kanals werden außerdem die alten Daten gelöscht, während gleichzeitig die neuen Daten eingeschrieben werden, wodurch die bereits genannten, praktischen Schwierigkeiten ausgeschaltet sind. Von der Kanallinearisierung durch die Vormagnetisierung wird die Reinheit der Kanalgestaltung für das teilweise Ansprechen der Klasse IV erleichtert, sowie zur ErhöV hung des Signal~zu-Rausch-Verhältnisses wird der Einschluß der Seitenvorbetonung der Aufzeichnungen in einem Maße leichter gemacht, wie sie bei den handelsüblichen Schelbenstapeln kaum erreichbar ist,

Bei der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Daten zusätzlich in eine Folge alternierender Dipulse überfuhrt, um das Aufzeichnungssignal zu erzeugen. Bei dieser Anordnung liegt für die Einfügung des Leittones die spektrale Null etwas oberhalb der Datenfrequenz.

Es wird erwartet, daß die bisherigen Versuche, das teilweise Ansprechen bei einer minimalen Bandbreite in digitalen magnetischen Aufzeichnungssystemen anzuwenden, flr eine hohe,lineare Aufzeichnungsdichte nicht erfolgreich sein würden, weil die Nichtlinearitäten der magnetischen Grenzschicht dazu beitragen sollten, die richtigen linearen Kombinationen der bei der Signalgäbe für teilweises Ansprechen erforderlichen Impulsamplitude zu verzerren. Durch die linear!sierende Vormagnetisierung mit Hilfe eines Wechselstromes bei dieser Art Signalgabe werden viermal größere lineare Aufzeichnungsdichten als bislang unter dem Zwang einer ähnlichen magnetischen Grenzschicht erreicht.

Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher erläutert. Es zeigen:

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Figur 1 ein Blockschaltbild des Schreibabschnittee im System der digitalen Aufzeichnung gemäß der Erfindung,

Figur 2 ein Blockschaltbild des Leseabschnitfces im System zur magnetischen Aufzeichnung von Digits gemäß der Erfindung,

Figur 3 den Verlauf des alternierenden Dipulssignals, das im System gemäß der Erfindung auftritt,

Figur 4 den Verlauf weiterer Signale zur Erläuterung der Arbeitsweise des Systems gemäß der Erfindung,

Figur 5 das Frequenzspektrum eines Datenimpulses, der entsprechend der Signalgabe bei teilweisem Ansprechen in der Klasse IV vom System gemäß der Erfindung geformt ist,

Figur 6 das Frequenzspektrum der alternierenden Dipulsfolge für das System gemäß der Erfindung,

Figur 7 ein ausfuhrliches Blockschaltbild des ableitenden Entzerrers gemäß der Figur 2,

Figur 8 ein ausführliches Blockschaltbild des Transversalfilters der Figur 2,

Figur 9 ein Blockschaltbild des Abschnittes des digitalen Signalformers der Figur 1, der die alternierende Dipulsfolge erzeugt und die Form der Daten mit den synchronisierenden und Vorlaufsignalen bildet, und

Figur 10 den zeitlichen Ablauf der Arbeitsweise bei der Schaltung gemäß der Figur 9.

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Obgleich die Erfindung auf einen beliebigen magnetischen Aufzeichnungs- und Lesekanal anwendbar ist, wird sie in Verbindung mit einem magnetischen Scheibenstapel fUr Massenspeicher von Rechenautomaten hier als bevorzugte Ausführungsform betrachtet. Wie die Theorie der Nachrichtenübertragung geigt, stehen theoretisch erheblich größere, grundlegende Dichten der Binärinformationen längs der Schreibspur potentiell den berUhrungslosen Aufzeichnungssystemen mit Scheiben zur Verfügung, als mit den im Handel erhältlichen Scheibenstapeln erzielbar sind. In Richtung auf die äußersten, geradlinigen Bitdichten verfugt das digitale Magnetaufzeichnungssystem gemäß der Erfindung Über eine beträchtlich gegenüber den bisherigen Systemen verbesserte Leistung und erreicht bezüglich einer zuverlässigen Dichte um das 3 bis 4fache gesteigerte Faktoren im Vergleich mit den derzeitigen Erzeugnissen des Handels. Zur Erzielung dieser bedeutsamen Zunahme der geradlinigen Bitdichte wird die Signalgabe bei teilweisem Ansprechen angewendet. Obgleich diese Artder Signalgabe bislang für magnetische Aufzeichnungskanäle als brauchbar angesehen wird, hat man ihre Anwendung allein für die Aufzeichnungsform mit einem gesättigten Fluß in Betracht gezogen. Wegen der der magnetischen Grenzschicht eigentumlichen Nichtlinearitäten hat man Versuche als nicht erfolgreich hinsichtlich hoher geradliniger Bitdichten betrachtet.

Demgemäß wird ein von einem Wechselstrom sehr hoher Frequenz erzeugtes Vormagnetisierungsfeld zur Linearisierung der magnetischen Grenzschicht angewendet; folglich wird eine zuverlässige Verbesserung der Leistung erreicht* weil erstmals eine Aufzeichnung mit einem nichtgesättigten Fluß in der Signalgäbe bei teilweisem Ansprechen erfolgt.

Die zusätzliche Vormagnetisierung bewirkt beim Einschreiben neuer Daten eine gleichzeitige, rauscharme Löschung der alten Daten. Zur Wiedergewinnung der Zeltfestsetzung und für eine automatische Regelung der Verstärkung ermöglicht die linearisierte

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Grenzschicht eine Einfügung eines Leittones,. Der lineare Aufzeichnungsträger erlaubt auch die Aufzeichnung in mehreren Niveaus, wodurch die Speicherdichte der Informationen erheblich vergrößert wird, und läßt zweckdienlich eine; Entzerrung, Filterung, Vorbetonung und Kanalformung sowohl ataf der Seite des Schreibens als auch auf der des Auslesens zn, um das Lesesignalzu-Rausch-Verhältnis des Signalgabeformates beim teilweisen Ansprechen ohne eine erschwerende Verzerrung eu erhöhen.

Die Figur 1 zeigt ein Blockschaltbild des Aufzeichnungsteiles der Schaltung gemäß der Erfindung. Die Elektronik auf der Aufzeichnungsseite wird von einem Taktgeber 1O₅ nämlich einem bei einer Frequenz von 80 MHz schwingenden Kristall gesteuert. Die auf dem Aufzeichnungsträger einzuschreibenden binären Daten werden von einer Datenquelle 11 geliefert, die durch den Taktgeber 10 synchronisiert wird. Die von der Datenquelle 11 gelieferten binären Daten, die in der Figur 4 veranschaulicht sind, werden in einem Wandler 12 in Daten mit mehreren Niveaus überführt, die zuverlässig unter Anwendung einerSignalgabeschaltung bei teilweisem Ansprechen an der magnetischen Grenzschicht aufgezeichnet bzw. von ihr wiedergewonnen werden können. Obgleich diese Umwandlung der Daten von zwei auf mehrere Niveaus nicht unbedingt nötig ist, wird bei der speziellen AusfUhrungsform die Umwandlung von zwei auf drei Niveaus vorgezogen, damit Gruppen aus drei Bits, die acht Zustände wiedergeben, in Form von zwei ternären Amplitudenimpulsen aufgezeichnet werden, die neun Zustände angeben, von denen einer überflüssig ist. Der Wandler 12 besorgt die einmalige überführung der Bits in die ternären Daten, die auch in der Figur 4 gezeigt sind.

Während die Bits mit einer Rate von 30x10 $e Sekunde auftreten, werden die ternären Daten mit einer Häufigkeit von 20x10 Impulse je Sekunde abgegeben, wobei die Umwandlung der Bits 1 und 0 in die drei Niveaus der ternären Daten, nämlich +1, 0 und -1 stattfindet. Ihre Synchronisierung wird vom Taktgeber 10 übernommen. Der Wandler 12 ist in üblicher Weise atsfgebaut und wird in

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den bekannten übertragungs«Kanälen bei teilweisem allgemein benutzt.

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Bei der vorliegenden Ausführur.gsform wird jeder vom Wandler 12 abgegebene Impuls durch ein paralleles Bitpaar dargestellt. Somit wird die eingehende Folge von Bits einmalig in eine Folge paralleler Bitpaare Uberiührt» die die umgewandelten ternären Daten wiedergeben, die mit einem nichtgesättigten Fluß aufgezeichnet werden können_s obwohl die ternären Daten mit einer gesättigten Aufzeichnung verträglich sind,(also eine positive und negative Flußsättigung und den Nullfluß ausnutzen), da die Vormagnetisierung die bisherigen Daten gleichzeitig löscht.

Zweckmäßigerweise sei die den Wandler 12 verlassende Folge ter-

närer Impulse mit J B.Vbezeichnet, während die einzelnen Impulse

\ ¹I der Folge B_n sind.

Wie von den Signalgabesystemen bei teilweisem Ansprechen bekannt ist, werden die eingehenden Daten im voraus codiert, um eine Fehlerfortpflanzung in den Entscheidungsschaltungen zu verhindern, die die empfangene oder ausgeiesene Impulsfolge bearbeiten. Dementsprechend gelangen die vom Wandler 12 abgegebenen ternären Impulse in einen vom Taktgeber 10 synchronisierten Vorcodierer 13, der seinerseits eine vorcodierte ternäre Impulsfolge J C. L hervorbringt , Gemäß der Regel für die Signalgabe bei teliweisem Ansprechen der Klasse IV wird die Folge / B*V mit einem Modulus vorcodiert, wie folgt:

^Cn * ^(Bn ^{+ C}n-2^)mod *·

wobei 1 der Modulus der Daten mit mehreren Niveaus ist. FUr ternäre Daten gilt die Vorcodierungsgleichung:

^Cn ■ ^(Bn ^+Cn-2^{} mod 3} »

Die Werte im Modulsatz der ternären Elemente sind hier mit -1, 0 und +1 gewählt. Entsprechend der ternären Folge /BAsind die

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vorcodierten ternären Daten in der Figur 4 gezeigt. Die Impulse in den verschiedenen Taktintervallen sind durch die Arten der Linien (Punkte, Striche und Kreise) festgelegt.

Zahlreiche vorcodierende Schaltungen sind für das teilweise Ansprechen bekannt. Folgen von ternäre Impulse wiedergebenden Bitpaaren werden dem Vorcodierer 13 zugeleitet, der eine Mcdulo-£~ Rechnung ausführt, um die vorcodierte ternäre Impulsfolge als weitere parallele Bitpaare zu erstellen» Die Häufigkeit der vom Vorcodierer 13 erzeugten Impulse beträgt 20x10 pro Sekunde«

Die noch in Binärform dargestellten, vorcodierten ternären Dafcen treten in einen digitalen Signalformer 14 ein, der auch vom

Taktgeber 10 synchronisiert wird. VDm Signalformer 14 wird das der Aufzeichnung dienende Vormagnetisierungssignal hindurchgeschleust, ein Leitton erzeugt und die Datenform in das Aufzeichnungssignal eingebracht. Die in der digitalen Form vorliegenden Daten werden von einem Digital/Analog-Ümsetzer 15, der die zuvor vorcodierten parallelen Bitpaare annimmt und sie in die sie wiedergebenden ternären Impulse überführt, in das Aufzeichnungssignal umgewandelt. Der gesamte Schreibstrom ist die Summe dreier Anteile, nämlich des die Information führenden Signals, des Leittones und der Vormagnetisierung, von denen die beiden letzten später erklärt werden. Das die Informationen führende Signal enthält drei aufeinanderfolgende Abschnitte, nämlich das synchronisierende Signal, das Vorlaufsignal und die Daten. In dem Synchronisierungsintervall ist das synchronisierende Signal ein Sinussignal mit einer Frequenz von 5 MHz, das zur Periode der Daten bei der Frequenz von 20 MHz synchron ist, und von dem eine Phasenzweideutigkeit bezüglich der Zeitfestsetzung beim Lesen in der Wiedergewinnungsschaltung aufgelöst wird. Das VorlaufIntervall kann mit einem beliebigen, feststehend vorgegebenen Impulsmuster besetzt sein, von dem ein Anzeiger für den Beginn der Daten geliefert wird. Die bekannten Schaltungen innerhalb des Signalformers 14 bewirken eine digitale Wiedergabe der synchronisierenden und Vorlaufsignale, die zeitlich mit

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den vorcodierten ternären Daten verschachtelt sind, die von den parallelen Bitpaaren aus dem Vorcodierer 13 dargestellt werden.

Der Signalformer 14 liefert in Kombination mit dem Digital/Analog-Urasetzer 15 das die Informationen führende Signal, damit es als Folge abwechselnder Dipulse aufgezeichnet wird, sowie Steuersignale, von denen in Jedem Taktintervall von 50 nsec die sich von Null unterscheidenden temären Impulse in je zwei Teilimpulse mit einer Breite von 25 nsec zerlegt werden, die über das Taktintervall hinausgehen und a3.s alternierender Dipuls bezeichnet werden. Der erste Teilimpuls dieser Dipulse hat dieselbe Polung wie der entsprechende vorcodierte ternäre Datenimpuls und erscheint In der ersten Hälfte des Taktzyklus, in dem der ternäre Impuls auftritt. Der zweite Teilimpuls von derselben Breite von 25 nsec weist dieselbe absolute Größe wie der erste Teilimpuls auf, besitzt jedoch die entgegengesetzte Polung und erscheint in der letzten Hälfte des nächsten TaktintervalIs von 50 nsec. In der Figur 3 ist der alternierende Dipuls veranschaulicht, in den alle vorcodierten ternären, sich von Null unterscheidenden Impulse von 50 nsec Dauer umgewandelt werden. Die Polung der Teilimpulse des Dipulses ist entsprechend der Polung des ternären Impulses gewählt; wenn der letztere bei der Beförderung der Daten genau null ist, ist auch der Dipuls identisch null, so daß die Teilimpulse verschwinden. In der Figur 4 1st die Folge alternierender Dipulse gezeigt, die sich aus der ebenfalls dargestellten Folge vorcodierter ternärer Impulse ergibt. Natürlich können die alternierenden Dipulse gleichfalls binär, quaternär oder mit L Niveaus moduliert sein. Die Linien In Form von Strichen, Punkten oder Kreisen halten den speziellen DipulB fest, der sich aus einem ähnlich markierten vorcodierten ternären Impuls ergibt. Das Spannungaspektrum der Folge alternierender Dipulse 1st in der Figur 6 aufgetragen, die angibt, daB das Signal keine Gleichstromkomponente besitzt und Über einen erhöhten Hochfrequenzanteil unter dem Zwang verfügt, der durch die spektrale Null auferlegt wird, so daß die Anforde-

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rungen an die Hochfrequenz-Vorbetonungssehaltung im Band der Nyquistdaten vermindert werden. Oberhalb dieses Bandes rollt das Frequenzspektrum nach einer zur Einfügung des Leittones zweckmäßigen Null aus. Wie man ferner der Figur 4 entnimmt, alternieren die Dipulse in der Weise, daß die sich ergebende Folge dieselbe Anzahl Niveaus wie die vorcodierte Impulsfolge mit mehreren Niveaus auf v/eist, aus der sie unmittelbar abgeleitet ist. Dies isb bei den Einzelheiten der Erzeugung der Folge alternierender Dipulse von Vorteil, wie noch hinsichtlich der Figuren 9 und 10 erläutert wird. Bei den Datenübertragungssystemen, von denen z. B. ein Kanal in Form eines koaxialen Kabels benutzt wird, erleichtert das Merkmal des "Alternierens" die Anwendung eines nichtlinearen Senders, um die maximal abgegebene Leistung im minimalen Band der Nyquistdaten zu konzentrieren, wenn die Signalgabe bei teilweisem Ansprechen binär oder in mehreren Niveaus erfolgt. Bei einer derartigen Ausnutzung des Merkmals der alternierenden Dipulse kann man sich vorstellen, daß ein Hauptvorteil im erhöhten Hochfrequenzgehalt für ein verbessertes Signal-zu-Rausch-Verhältnis hinsichtlich der Kanaldämpfung der hohen Frequenzen und nicht in der spektralen Null liegt, wenn zugleich der Leitton angewendet wird oder nicht. Beim Wegfall eines Leittones kann die Zeitfestsetzung bzw. die selbsttätige Regelung der Verstärkung in bekannter Weise aus den Daten selbst wiedergewonnen werden, wodurch aber die effektive Datenübertragungsrate etwas vermindert wird.

In bezug auf die Figur 4 ist es zweckmäßig, die Erzeugung der Folge alternierender Dipulse, wie folgt₍ begrifflich klarzumachen: Zuerst wird die vorcodierte ternäre Impulsfolge <C.r

mit einer Folge periodischerEinheitsimpulse multipliziert, deren Periode 50 nsec beträgt, um die dargestellte Folge vorcodierter Impulse hervorzubringen, die mit dem alternierenden Dlpuls der Figur 3 vereinigt wird, um die Folge der alternierenden Dipulse der Figur 4 zu erzeugen. Die Schaltung wendet, wie beachtet sei, tatsächlich nicht dieses Verfahren an, das zur Erleichterung des Verständnisses der Arbeitsweise beschrieben ist.

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Obgleich der alternierende Dipuls bei der bevorzugten Ausführungsform benutzt wird» kann das vorcodierte temäre Signal vom Digital/Analog-Umsetzer 15 bearbeitet und unmittelbar für die Aufzeichnungen verwendet werden, In diesem Fall kann die Null im Datenspekfcrum fUr die Einfügung des Laittones von einem Tiefpaß» liter 17 (Figur l) vorgesehen werden-

Die vom Digital/Analog-Umsetser 15 abgegebenen Signale laufen durch einen Entzerrer 16 und das Tiefpaßfilter 17 zur einen Eingangsklemme eines summierenden Verstärkers 20. Der Entzerrer 16 kompensiert dadurch die Grenzschichtverlusfce, daß er eine nieder- und hochfrequente Vorbetonung oder Erhöhung unterhalb bzw· oberhalb von 2 MHz anwendet. Er kann in Annäherung der Übertragungsfunktionsgleichung:

Aus-/Eingabe = h/U + Β4ί + Οω

an eine nahezu lineare Phasenabhängigkeit gegenüber der Winkelfrequenz <U durch ein übliches Netzwerk ähnlich dem der Figur 7 ausgeführt werden, in das eine elektronische Signalintegration eingeführt wird. Bei den bekannten Systemen zum Aufzeichnen von Bits im gesättigten Zustand ist eine solche Entzerrung wegen der nichtlinearen magnetischen Grenzschicht nicht möglich. Beim vorliegenden Gegenstand kann die Entzerrung auf der Schreibseite für eine bedeutsame Zunahme des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses dadurch ausgenutzt werden, daß die gesamte, notwendige Formung der Übertragungsfunktion des Systems am besten zwischen einer Entzerrung auf der Schreibseite und einer auf der Leseseite aufgeteilt wird. Das Tiefpaßfilter 17 dämpft in linearer Phase in erheblichem Maße die Hochfrequenzkomponenten oberhalb 12,5 MHz, um das Auftreten unerwünschter Mischmodulationssignale (0 bis 10 MHz) während der Aufzeichnung zu unterbinden.

In Abhängigkeit vom Taktgeber 10 erzeugt eine Schaltung innerhalb des digitalen Signalformers 14 ein Rechtecksignal mit der Frequenz des Leittones von 13 1/3 HHz. Die Grundschwingung dieses Rechtecksignals wird von einem Leittonfilter 21 herausge-

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zogen, so daß sich ein sinusförmiger Leitton ergibt, der zu den synchronisierenden und Vorlaufsign&len und den Daten phasenkohärent ist» Im summierenden Verstärker 20\#ird der Leitton aus dem Leittonfilter 21 zu dem Ausgangssignal des Tiefpaßfliters 17 addiert.

Die vom summierenden Verstärker 20 abgegebenen Signale treten in einen linearen Sehreibverstärker 22 ein, der das Vorrnagnetisierungssignal mit den Daten und dem Leifcton kombiniert, Die Komponente für die Vormagnetisierung ist ein sinusförmiges Signal mit einer Frequenz von 38,S MHz aus einem Kristalloszillator 23 und braucht nicht mit den beiden anderen Komponenten, also mit dem Informationsträgersignal und. dem Leitton phasenkohärent zu sein, muß aber eine ausreichend hohe Frequenz und Amplitude aufweisen, damit eine restliche Nichtlinearität kaum eine Verzerrung im entzerrten Lesesignal (selbst bei den schlechtesten Datenverteilungen) bedingt. Das Vormagnetisierungssignal gelangt an den Schreibverstärker 22 durch eine Verknüpfungsschaltung 24, die unter der Steuerung eines Signals aus dem Signalformer 14 die Vormagnetisierung freigibt, wenn dies im Aufzeichnungsintervall notwendig ist. Die Signale des Schreibverstärkers 22 werden zur Aufzeichnung dem Schreibkopf zugeleitet. Andererseits kann das durchgeschleuste Vormagnetisierungssignal auch getrennt am Ausgang des summierenden Verstärkers 20 linear verstärkt werden, so daß die sich ergebenden Ströme dann im Schreibkopf summiert werden.

In der Figur 2 ist als Blockschaltbild die Elektronik auf der Leseseite des magnetischen Aufzeichnungssystems gemäß der Erfindung dargestellt. Die obere Reihe der Komponenten umfaßt den Abschnitt zur Bearbeitung der analogen Datensignale und die untere Reihe die Schaltungen zur Wiedergewinnung der Zeitfestsetzung, zur Prüfung und Entscheidung und zur logischen Rückwandlung in binäre Daten. Aus dem Lesekopf tritt das ausgelesene Signal in einen Vorverstärker 30 ein, aus dem von einem nachgeschalteten Leittonfilter 31 der Leitton herausgezogen wixd, der an

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einem Hülldetektor 32 zur automatischen Regelung der Verstärkung und an einer phasenfesten Schleife 33 zur Wiedergewinnung der Zeitfestsetzung im System erscheint. Der Hülldetektor 32 liefert als bekannte Schaltung ein Signal in Übereinstimmung mit der «iederbedeckten Umhüllung des aufgezeichneten Leittones. Wenn also Schwankungen in der Systemvex-stärkur-g ζ* B, infolge- von Flughöhenänderungen des Lesekopfes auftreten, ändert sich die Amplitude des Hüllsignals direkt proportional mit den erfahrenen VerstärkungsSchwankungen bei der Frequenz des Leittones von 13 i/3 MHz,

Der Vorverstärker 30 gibt das ausgelesene Datensignal an ein Tiefpaßfilter 34 ab, das bei einer linearen Phase ein flaches Paßband besitzt und die spektralen Komponenten oberhalb 18 MHz dämpft, damit bei der späteren Bearbeitung keine bedeutsamen Rauschsignale hinzukommen oder eine Nichtlinearität entsteht.

Das gefilterte Signal wird einem Verstärker 35 zur selbsttätigen Regelung des Verstärkungsfaktors mit Hilfe eines Signals aus dem Hülldetektor 32 zugeleitet. Ins vorliegenden System ist festgelegt, daß die Pege!Schwankungen der Grenzschicht in Dezibel in einer großen Bandbreite der Frequenz im wesentlichen direkt proportional sind, so daß sich das Verhalten des Systems in erster Linie aus Flughöhenschwankungen des Lesekopfes ergibt. Die ideale Regelung des Verstärkungsfaktors, bei der die frequenzabhängigen Schwankungen kompensiert werden, würde übermäßig kompliziert sein, so daß hier eine einfachere Regelung der Verstärkung angewendet wird, da die Signalenergie, die sich auf den Bereich von 0 bis 10 MHz erstreckt, beim teilweisen Ansprechen in der Klasse IV in der Nachbarschaft von 5 MHz vorherrscht. Außerdem sind die erforderlichen Änderungen der Verstärkung gering. Daher gebraucht der Verstärker 35 für das gesamte Signal eine Regelungsfunktion, die für die Frequenz von 5 MHz korrekt ist, wodurch eine gute Annäherung an die Ideale Verstärkungsregelung im Breitband gemäß der Regel zustandekommt:

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in der X die Eingangsgröße aus dem Hülldetektor 32 darstellt. Somit liefert der Verstärker 35 die gewünschte Verstärkungsregelung als Exponentialfunktion der Schwankungen in der Hüllkurve des Leittones. Die positiven Konstanten CL und c. werden entsprechend den speziellen HilfsgröBen des Systems eingestellt, wobei C_-. eine beliebige, für die Verdrahtung des regelnden Verstärkers günstige Zahl ist. Die Konstante c„ ist nach einem experimentell ableitbaren Verhältnis zwischen der Pegeländerung bei der Frequenz des Leittones von 13 1/3 MHz in Dezibel und der in der Mitte des Datenbandes von 5 MHz, also mit 13 1/3 zu 5 gewählt .

Das Signal aus dem Verstärker 35 geht durch einen ableitenden Entzerrer 36 und ein Transversalfilter 37 zur spektralen Formung und Phasenkorrektur hindurch. Von diesen Schaltungen wird die Form des Spektrums des Signals bei einer linearen Phase auf die gewünschte umhüllung beim teilweieen Ansprechen in der Klasse IV gebracht. Der ableitende Entzerrer 36 verfügt über eine Übertragungsfunktion :

Aus-/Elngabe β (D - Ei» + FMι ) ,

die sich einer nahezu linearen Phasenabhängigkeit gegenüber der Winkelfrequenz «ä annähert, wobei die Koeffizienten D, S. und F gemäß den Parametern des Systems derart eingestellt werden, daß Änderungen der übertragungsfunktion der Grenzschicht kompensiert werden, die bei Wechseln von Spur zu Spur bezüglich der Wellenlänge bei einer gegebenen Winkelfrequenz <B entstehen. Der ableitende Entzerrer 36 kompensiert Grenzschichtverluste von kurzer Wellenlänge und Effekte des Radius. Zur Einstellung der Koeffizienten D, E und F kann ein aufgezeichneter Frequenzausschlag benutzt werden, damit das Gerät entsprechend diesem Ausschlag ein sachtes Ansprechen iuf die Frequenz zeigt. Die Einzelheiten des ableitenden Entzerres 36 werden noch an Hand der Figur 7 erläutert.

Das Transversalfilter 37 liefert einen Amplituden- und Phasenaus-

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gleich, als» eine spektrale Form im Frequenzbereich von O bis 20 MHz bei einer Auflösung von annähernd 1 1/2 MHz und wird so eingestellt, daß die durch den Kanal übertragenen Datenimpulse in öle Gestalt der Figur 5 bei teilweisem Ansprechen in der Klasse IV gebracht werden, Die Schaltung ermöglicht somit eine Korrektur des Anspreehens hinsichtlich der Amplitude und der Phase Sn bekannter Weise, Die Einzelheiten bezüglich de,5 Aufbaues und der Einstellung des Transversalfilters 37 sind in Verbindung mit der Figur 8 erläutert»

Das Spektrum der Figur 5 ist ideal eine halbe Sinusschwingung von 0 bis 10 MHz, nämlich sinjp/(2,10 }| und verschwindet oberhalb 10 MHz. Natürlich sind bei anderen AusfUhrungsformen auch zwei oder mehrere sinusförmige Ausschläge zulässig. Beispielsweise können zwei sinusförmige Ausschläge im Bereich von 0 bis 10 MHz liegen, wobei die Null zum Einfügen eines Leittones bei 5 Milz auftritt. Andererseits kann bei einem einzigen sinusförmigen Ausschlag der Leitton am Rand mit der Null des Bandes von 10 MHz eingesetzt werden.

Das vom Transversalfilter 37 abgegebene Signal gelangt in ein Tiefpaßfilter 40 als Endfilter des Systems, dessen flaches Paßband bei linearer Phase bis 10 MHz reicht und die eingehenden Anteile oberhalb 11 MHz dämpft. Zum Tiefpaßfilter 40 gehört ferner ein auf 5 MHz abgestimmtes Filter, von dem auf einerLeitung 41 das bereits genannte synchronisierende Signal erzeugt wird. Das gefilterte und entzerrte Signal des Datenimpulses, das in der Figur 4 als ausgeglichenes Lesesignal bezeichnet 1st, erscheint auf einer Leitung 42 und ist aus mehreren Komponenten zusammengesetzt, die durch Punkte, Striche und Kreise entsprechend den ähnlich festgelegten Komponenten der Folge alternierender Dipulse markiert sind, die sich aus den vorcodierten ternären Datenimpulsen ergeben. Wie erinnert sei, steuert zu diesem Zweck der digitale Signalformer 14 den Digital/Analog-ümsetzer 15, und die Entzerrer und Filter 16, 17, 34, 36, 37 und 40 formen das Frequenzspektrum der Datenimpulse in der Weise, daß in

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Kaskade rait der* linearisierten magnetischen Grenzschicht eine enge Annäherung an die ideale Sinusform (Figur 5) in der Klasse IV zustandekomat. Biesss Spektrum ist mit dem der Imptalskomponenfce des zussiBiseages'Staten Signals auf ösr Leitung 42 identisch und als ausgeglichenes Lesssignal in der Figur 4 aufgetragen«

Wie bereits erwähnt-, spricht die phasenfaste Schleifs 33 auf den Le.ltton ssuif· Wiedergewinnung der geitfestsetsung im System an und unte.t*S'ücht und führt Ihn be5. der- Frequenz von 13 1/3 MHz, damit •sin !,ssetaktsignal bsi einer Frsqasnz von 40 MHa zustandekommt, das von einem -Taktteiler- 43 durch 2 geteilt wird, um die erforderliche Impulshäufigkeit zur Prüfung des analogen Datensignals auf der Leitung 42 zu erhalten, die somit 20 MHz beträgt. Da zu Beginn eines Dateninfcervalls die Phase des vom Taktteiler 43 abgegebenen Signals wahrscheinlich einen von zwei festen Werten annimmt, spricht zur Ausschaltung der Phasenzweideutigkeit ein Phasenrüekstel!-Generator 44 auf das synchronisierende Signal in der Leitung 41 an und bringt den Saktteiler 43 entsprechend der positiven oder negativen Nulldurchquerung des sinusförmigen synchronisierenden Signals in einen vorgegebenen Anfangszustand,

Das ausgeglichene Lesesigned. wird in der Leitung 42 einem üblichen Prüf- vnä Kaltskreis 45 zugeführt, dessen Seitfestsetzung vom Taktteiler 43 aus erfolgt» Sr prüft zu Beginn der sich mit der Häufigkeit der ternären Datenimpulse wiederholenden Intervalle von je 50 nseo das Lesesignal. Innerhalb des Prüf- und Haltekreises 45 stellen mit einem Schwellwert arbeitende Entscheidungselemente mit hoher Geschwindigkeit schaltende Spannungskompar&toren dar, die Klinken aufweisen und gemäß dem teilweisen Ansprechen bei den sulgasigen Atisgangsniveaus stückweise eine konstante Folge von Signalen ί$Λ herstellen. Bei der vorliegenden Ausführungsfojiis ergeben die ternären Eingangssignale aus der Aufzeichnung entsprechend ά&χ· Signalgabe bei teilweisem Ansprechen in der Klasse IV fünf ganzzahlige Leseniveaus, nämlich 0, *1 and +2. Die damit; beabsichtigte SOIgSlF₁I wird in der Figur 4 als %aB&8(s&&n%ßaotzte8 PKHLf-- vxiä Haltesignal bezeichnet, Sie

Vt ~

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BAD

fünf möglichen geprüften und festgehaltenen Niveaus werden bei der weiteren Bearbeitung mit Hilfe des besagten Schwellwertes in äquivalente parallele Binärdlarstellunfen umgewandelt, bevor die grundlegenden ßinärdafcen endgültig wiedergewonnen werden, Schwellwertschaltungen der angegebenen Art werden allgemein in Ubertragunrissystemen der geprüften Daten angewendet". Die·. Schwellwerte Vierdsn hier* in bekannter Weise derart eingestellt, daß die Rauschsignale und Verzerrungen im System mit" geringster Wahrscheinlichkeit so auf die ganzzahlige Folge ( F.i einwirken, daß sie nicht mit dera vom Aufbau des Signalgabesystems beabsichtigten Ergebnis übereinstimmt und somit Fehler bei der Wiedergewinnung der Bits verursacht* Die vom Prüf- und Haltekreis 45 ausgegebenen Signale treten in einen Decodierer 46 ein, der wieder die ursprunglich aufgezeichneten ternären Daten aus der beabsichtigten ausgelesenen Folge mit 2L -1=5 Niveaus- bei teilweisem Ansprechen mit Hilfe der elementaren Modulrechenregel erzeugt, die in der USA-Patentschrift Wr. 3.492,578 genannt ist. Vom Decodierer 46 wird die Umwandlung ausgeführt:

(F_n) mod 3 _t

wobei F das Element mit den ganzzahligen Niveaus in der Folge vF.I ist, die mit der ursprünglich aufgezeichneten Folge B der l ι» η

Datenimpulse übereinstimmen soll (Figur 4). Das sich aus den Signalen dieser Figur ergebende Ausgangssignal des Deeodierers 46 nimmt als Modulsatz die Werte -1, O und +1 an, wie in der Figur 4 als ternäre Datenausgabe angezeigt ist, die natürlich beim Ausbleiben von Rauschsignalen und sich verbietenden Verzerrungen mit den vom Wandler 12 erstellten, eingegebenen ternären Daten identisch sind, die im Oberteil der Figur 4 zu sehen sind. Der hier benutzte Decodierer 46 ist beim teilweisen Ansprechen bekannt und liefert ternäre Impulse in einer parallelen Bitpaardarstellung,

Diese ternären Impulse treten in einen Ternär/Blnär-Umsetzer ein, der die umgekehrte Funktion des Wandlers 12 übernimmt, um aus dem Speichersystem die grundlegenden binären Daten wiederzugewinnen, wie sie ursprünglich von der Datenquelle 11 ausgegeben wurden. Wie beachtet sei, enthält der Ternär/Binär-Umsetzer 47

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eine Schaltung zur Bearbeitung der aufeinanderfolgenden Paare der Bitdarstellungen der temären Daten, um die entsprechenden Tripel der grundlegenden binären Daten aus der Quelle zu erfassen, wobei die zum Wandler 12 umgekehrte Funktion ausgenutzt wire .-.

In der Figur 7 sind ü'in.zelheiteri des ableitenden Entzerrers 36 der Figur 2 gezeigt;» dessen Eingangssignale aus dem Verstärker 35 zur automatischen Regelung kommen und über ein beschneidendes Verzögerungsglied SO in eins Mehrfachschaltung 51 eintreten, die auf ein Koeffizientensignal D anspricht, sowie in eine ableitende Schaltung 52 gelangen_s die eins Annäherung der zweiten Ableitung nach der Zeit in eier linearen Phase besorgt. Das von der Schaltung 52 abgeleitete Signal läuft durch ein beschneidendes Verzögerungsglied. 53 in eine Mehrfachschaltung 54 hinein, die das aufgenommene Signal mit dem Koeffizienten E multipliziert, und außerdem zu einer ableitenden Schaltung 55,(die mit der Schaltung 52 identisch ist), und die nochmals die zweite Ableitung nach der Zeit bildet. Das von eier Schaltung 55 abgegebene Signal wird einer Mehrfachschaltung 56 zugeführt₈ die als weiteres Signal den Koeffizienten F aufnimmt. Die Ausgangsklemmen der Mehrfachschaltungen 51, 54 und 56 sind an einem Addierer 57 angeschlossen, dessen Signale dem Transversalfilter 37 zugeleitet werden. Wie bereits erwähnt, nähert die übertragungsfunktion des ableitenden Entzerrers 36 eine nahezu lineare Phasenabhängigkeit von der Winkelfrequenz ®$ an:

Ausgabe:Eingabe =(D - E© + Fc/) .

wobei die Koeffizienten D, E und F in der erläuterten Weise eingestellt werden. Zur Ausschaltung einer Phasenverzerrung sind die besehneidenden Verzögerungsglieder 50 und 53 vorgesehen, die die Verzögerung bei der übertragung auf den drei Wegen im Entzerrer gleichmachen.

Das Transversalfilter 37 der Figur 2, das in der Figur 8 ausführlich dargestellt ist, bringt die Signale au3 dem Entzerrer 36

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an eine Verzögerungsleitung 60 heran _f deren Anzapfungen einen Abstand C voneinander aufweisen, der auf das Intervall der grundlegenden Impulse und die Bandbrei te des Systems in bekannter Weise bezogen ist* An den Anzapfungen der Verzögerungsleitung 60 sind -zahlreiche Mehrfachschalt-ungen 51 angeschlossen _s an deren zweiter KingangsklefiiKse je ein Ko--ffisiencensignal C₅ C-,.. C„ aufgenommen \-ivü Die von den Meru'-faohscbaltungen 61 hervorge^^aififcen Signale '»vorden in einem Addierer- 52 kombiniert^ und ei" gibt das Ausganges? ga,~l des Iraxisversal JTiI tors 37 an das Tiefpaßfilter 40 ab. £;ie übertragungsfunktion ces Transvcrsalfliters 37 äst;: _t N

Eingabe/

k=0

Das Transvei'salfilter 37 ist durch eine Einstellung der Koeffizienten G_Q bis C-, abzustimmen, wobei N = 25 und "i = 25 nsec gilt. Eine G-robabstimmung dieses Filters kann durch Einstellen der Koeffizienten auf maximale öffnungsweiten in einem üblicherweise vorgeführten ösenmuster erfolgen, das am ausgeglichenen Lesesignal der Figur 4 ausgebildet ist. Eine Feinabstimmung kann in der Weise erreicht werden_s daß die an einer wiedergewonnenen, scheinbar zufälligen Folge beobachteten Fehler möglichst klein gemacht werden. Bei den handelsüblichen Ausführungsformen kann das Transversalfilter 37 auch durch ein festes LC-FiIter mit denselben Charakteristiken ersetzt werden.

In der Figur 9 sind Einzelheiten des digitalen Signalformers 14 zur Erzeugung der Folge alternierender Dipulae und in der Figur 10 die zugehörigen Zeitgaben dargestellt» Der Signalformer 14 weist eine Zeit teilerschal tung 70 mit zwei Eingängen O und 1_ auf, die in Abhängigkeit von einem Positionssteuersignal in einer Leitung 71 wahlweise mit dem Ausgang verbunden werden. Wie das Posxtionssteaersignal gemäß der Figur 10 zeigt, werden die Eingänge ö und 1 einmal je Impulsintervall von 50 nsec und abwechselnd an den Ausgang angeschlossen, nämlich der Eingang 0

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während der ersten 25 nseo und der iSingang 1 während der anschließenden 35 nsec der Intervalle» An dem Eingang O liegt das Ausgangssignal des Vo rc oüi ere rs 13,, das zwei Bits umfaßt;, die die ternären Impulse v.ieddcgoben. An diesen Eingang O gelangen so viele parallele «}.ti_:?, v»1ö ;T-.;r Wiedergabe dc*r Anzahl der Ni-VcHXiS in« ternären Festem no^Wand'!^; sind .Diese parallelen Bits können auch als ¥oer W betrachtet werden- Pie hintereinander aus den'. VoTCodi ar-er 13 ko'ninenaen >/örter· W sine? in der Figur 10 als AUmgangssignale des Voreotiierers 13 angegeben«

Die Wörter aus clsn parallelen Bits werden von der Zeltteilerdonaitung 70 zn einem dreistufigen Schieberegister 72 übertragen _s das von Taktpuisen mit einer Häufigkeit von <?/T beaufschlagt wird, wobei T das Wortintervs.1 J. von 5G nsec bedeutet, Daa Schieberegister· 72 führt eine Verzögerung von 3/2 Wortintervallen herbei, dia für den Abstand der alternierenden Dipulse notwendig ist (Figur 10).. Die das Schieberegister 72 verlassenden parallelen Eits werden in einen Codewandler 73 eingegeben,, der das jeweilige Wort W invertiert, um die umgekehrte Polang des Dipulses au eraielen. Das Ausgangssignal des Codewandlers 73 erscheint am Eingang 1 der Zeitteilerschaltung 70, die die Befehlssignale für den Digital/Analog-Umsetzer 15 erzeugt, damit die Folge der alternierenden Dipulse zustandekommt.

Während der Codewandler 73 «nd das Schieberegister 72 aus dem Wort W. das invertierte Wort W. hervorrufen, sorgt der Digital/ Aaalog-Uraseczer 15 für den Impuls richtiger Amplitude und Polung im ersten Abschnitt des alternierenden Dipulses. Das invertier-

es.

te Wort W ergibt einen Impuls desselben Niveaus, aber entgegengesetzter Polung zu denn, der durch das Wort W. erzeugt ist. Infolge des Schaltens der Zeitteilerschaltung 70 wird die Folge alternierender Dipulse der Figur 4 hervorgebracht.

Das alternierende Binärwort (Figur 10) wird einer weiteren Zeitteilerschaltung 74 zugeführt, die die Verteilung der synchronisierenden Signale und der Vorlaufsignale kombiniert, die in Ge-

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neratoren 76 und 76 erzeugt werden, Die Ausgangsklemmen der weiteren ZeItteilerschaltung 74 liegen am-Digital/Analog-Umsetzer 15, der die analogen Signale zum Aufzeichnen auf dem Aufzeichnungsträger hervorbringt.

Von de*' Vormagnetisierung, durch die die rsagnetisehe Grenzschicht linearisie-rt wird, und von der Signalgabe beim teilweisen Ansprechen in (Sem linear!gierten magnetischen Aufseichnungs-Hanal wird die zuverlässige geradlinige Aufzeichnungsdichte um einen Faktor von 3 bis 4 im Vergleich mit den %ur Zeit .im Handel verfügbaren Systemen gesteigert, so daß das System der Erfindung erheblich In Richtung auf dis endgültigen, thecv-retxsohsn Aufzeichnungsdichten verbessert Ist, was, wie man annimmt, ohne die linearlslerende Vormagnetisierung nicht zu erreichen wäre- Die letztere ermöglicht das Aufzeichnen in mehreren Niveaus..."wodurch die in jeder aufgezeichneten Impulszelle gespeicherte Irtformatl" on erweitert wird. Hit Hilfe der Vormagnetisierung können euch die alten Daten gelöscht werden _t und es kann zur Wiedergewinnung der Zeltfestsetzung und der Verstärkungsregelung ein Leitton benutzt werden. Ferner ervLeichter-t das linearisierte System die Vorbetonung auf der Schreibseite zur Erzielung eines vergrößerten Signal-zu-Rausch-Verhältnisses.. Bei der Form des teilweisen Ansprechens wird anstelle der üblichen Abtastung der Impulsspitzen ein Amplltudenschwellwert abgefUhlt»

In erster Linie soll beim Aufzeichnen auf Magnetscheiben die Flächenspeicherdichte der Informationsbits erhöht werden, was durch eine Zunahme der Anzahl Spuren in der radialen Richtung und/oder durch eine Steigerung der geradlinigen Bitdichte je Spur geschehen kann. Bei einer gegebenen.radialen Spurdichte wird es ständig schwieriger, die geradlinige Dichte wegen der von Natur aus nichtlinearen Hysteresis und der Entmagnetisierung beim Aufzeichnen in der Sättigung zu verbessern. Deshalb werden gemäß der Erfindung die Hauptursachen der Verzerrung linear gemacht, die also durch eine Entzerrung korrigierbar sind und nur teilweise kompensiert werden können» Während bislang die

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magnetische Grenzschicht eine geradlinige Bitdichte von 4000 Bits je Zoll (1575 Bits/cm) zuläßt, wird die Grenzschicht gemäß dar Erfindung veranlaßt, eine Bitdichte von etwa 12000- 16000 Bits je Zoll (4730 bis 6300 Bit/cm) aufzunehmen..

Obgleich die bevorzugte Aus ftihrungs form sine Folge alternierender Dipluse verwendet, können zur Erzielung von Vorteilen im Spektrum auch andere Batenserlegungen in mehrere alternierende iHjpulssignale stattfinden« Die vorcodierten binären, ternären oder qu&ternären Daten können auch unmittelbar dem Digital/Analog-Umsetzer 15 zugeführt werden, danii'j sie im Bereich des teilweisen Ansprechens aufgezeichnet v/erdin, Das Signal der Folge aus alternierenden Impulsen möge die gewünschten spektralen und/oder zeitlichen Eigentümlichkeiten besitzen, zu denen zum Einfügen eines Leittones eine spektrale Null gehört.

Asi die Stelle des Leittones zur Wiedergewinnung der Zeitfestsetzung und zur Regelung der Verstärkung kann ein in der Lauflänge begrenzter Code hinsichtlich des geschriebenen Datensignals treten. Die Eigenschaften derartiger Codes zur Erzielung einer zuverlässigen Wiedergewinnung der Zeitfestsetzung und einer Bemessung der Kanalverstärkung unabhängig von der ursprünglichen Datenquelle sind bekannt. Bei einer anderen AusfUhrungsform bleibt das benutzte alternierende Dipulssignal im Bereich des teIlweisen Ansprechens.

Da die Erfindung nicht auf die Anwendung von Dipulsfolgen beschränkt ist, können auch alternierende Mehrimpulsfolgen mit Vorteil benutzt werden, wobei diese Impulse in gewissen Abschnitten des Systems als Wörter aus Bits (in typischer Weise in Form paralleler Gruppen) auftreten, die die Amplituden der Impulse darstellen.

Obgleich die bevorzugte AusfUhrungsform der Erfindung mit dem teilweisen Ansprechen nach den USA-Patentschriften Nr. 3.388.330 und 3.492.578 in Verbindung gebracht ist, ist die Erfindung auch

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bsi einer angepaßten Übertragung oder bei einer Entzerrung eines Modulsenders brauchbar.- Beim teilweiser Ansprechen in dieser verallgemeinerten Form wird ein Vorcodierer allgemeinerer Art
benötigt, wie er z, B„ in einem Aufsatz von Robert Price mit dem Titel: "Nonlinearly Feedback-Equalized PAM vs, Capacity, for
Noisy Filter Channels", abgedruckt in einer IEEE-Veröffentlichung: "Proceedings of the 1972 International Conference on Communications", Sexten 2212 bis 2217, beschrieben ist. In anderer Hinsicht ist jedoch die Signalform der der bevorzugten AusfühfοiT-i ähnlich.· Falls der Vorcodierer wegfällt, sollte die sich
ergebende Entscheidungeschältung dann einen üblichen RUckkopplungs-Entzerrer enthalten; wie er im zuvor genannten Aufsatz erläutert ist, Auch können der Vorcodierer, die Entscheidungsschaltung und dsr Decodierer im System der Erfindung Elemente enthalten , die beim teilweisen Ansprechen, beim verallgemeinerten
teilweisen Ansprechen oder bei einer angepaßten Übertragung oder bei einer Entzerrung der Entscheidungsrückkopplung oder bei Kombinationen dieser Verfahrensarten in verschiedener Weise brauchbar sind,

Die Aufzeichnung der Daten bei teilweisem Ansprechen zeichnet
sich durch das Vorhandensein einer Null bei der Nyquist-Frequenz des Amplitudenspektrums der Impulskomponenten im entzerrten Lesesignal der Figur 4 aus. Die Nyquist-Frequenz ist mathematisch als halbe Impulsrate definiert, und da bei dieser Frequenz im
aasgelesönen Datenimpuls eine spektrale Null auftritt, kann das System bei der minimalen Bandbreite nach Nyquist (Figur 5) arbeiten, die ebenfalls durch die halbe Impulsrate definiert ist,
aber <iie Signalgabe bei teilweisem Ansprechen kann auch bei
Bandbreiten etwas oder beträchtlich über dem Nyquist-Minimum
srfolgen, während sie noch eine Null bei der Üyquist-Frequenz
beibehält. Daher fallen auch AusfUhrungsformen mit einer überschüssigen Bandbreite unter die Erfindung, bei der mit der Vormagnetisierung und/oder mehreren alternierenden Impulsen gearbeitet; wird ο

iE'oJJz dar zuvor erläuterten spektralen Hull bei der Nyquist-

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Frequenz braucht die Signalform bei teilweisein Ansprechen keine spektrale Null bei der Frequenz ü aufzuweisen, Beispielsweise kann das Spektrum ein sinusförmiger Ausschlag mit der maxima« len Amplitude bei der Frequenz O sein und anschließend die bereits erläuterte Gestalt aufweisen. Natürlich kann das Spektrum mehr als eine Nullstelle im Spektrum innerhalb der minimalen Bandbreite nach Nyquist aufweisen oder diese Bandbreite etwas oder erheblich übersteigen, tinter den Begriff "sinusförmiger Ausschlag" mögen alle in Verbindung mit der Figur 5 beschriebenen Formen und auch die mit einer maximalen Amplitude bei der Frequenz C fallen.

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ORlGlNAU

Claims (20)

1. PATENTANSPRÜCHE.

   Schaltung zum Aufzeichnen und Auslesen digitaler Daten in Form von Impulssignalen bei einer Relativbewegung zwischen einem Schreib-/ Lesekopf und einem magnetischen Aufzeichnungsträger in hoher Dichte mit einem die Impulssignale in Schreibsignale überführenden Schreibkanal und mit einem die vom Aufzeichnungsträger abgegriffenen Signale in die Impulssignale rückwandelnden Lesekanal, dadurch gekennzeichnet, daß die Übertragungsfunktion des Schreibbzw. Lesekanals derart eingestellt ist, daß das FrequenzSpektrum der Impulssignale einen sinusartigen Verlauf annimmt, der Schreib- bzw. Lesevorgang am Aufzeichnungsträger außerhalb der magnetischen Sättigung stattfindet und das Amplitudenspektrum des ausgelesenen Impulssignals bei der Nyquist-Frequenz eine Nullstelle durchläuft, und daß zur Linearisierung des Schreibvorganges dem Schreib-/Lesekopf ein Vormagnetisierungssignal zuführbar ist.
2. 2. Schaltung nach dem Anspruch 1, dadurch gekennz ei chnet, daß im Schreibkanal ein Leitton erzeugbar und mit den Impulssignalen kombinierbar ist.
3. 3. Schaltung nach dem Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Lesekanal aus den vom Aufzeichnungsträger abgegriffenen Signalen ein Leitton herausziehbar und einer phasenfesten Schleife (33) zuführbar ist, die aus dem Leitton Taktpulse entwickelt.
4. 4. Schaltung nach dem Anspruch 3, dadurch gekennz eichnet, daß die vom Aufzeichnungsträger abgegriffenen Signale und die Taktpulse einem Prüf- und Haltekreis (45) zuführbar sind, der

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   zur Rückwandlung der abgegriffenen Signale in die die Daten wiedergebenden Impulssignale in Abhängigkeit von den Taktpulsen aus den abgegriffenen Signalen durch Amplitudenabtastung der Signale hinsichtlich ihrer Amplitude abgestufte Prüf- und Haltesignale entwickelt.
5. 5. Schaltung nach dem Anspruch 3, d a d u r c h- gekennzeichnet, daß die Einrichtung (31) zur Herausziehung des Leittones im Lesekanal mit einem Hülldetektor (32) zusammenwirkt, von dem ein der Umhüllung des Leittones entsprechendes Hüllsignal einem Verstärker (35) zuführbar ist, dessen Verstärkungsfaktor zur Stabilisierung des Lesekanals selbsttätig einstellbar ist.
6. 6. Schaltung nach dem Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsfaktor entsprechend einer Exponentialfunktion des Hüllsignals einstellbar ist.
7. 7. Schaltung nach dem Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Löschung aller bereits dem Aufzeichnungsträger aufgeprägten Signale das Vormagnetisierungssignal gemeinsam mit den Schreibsignalen dem Schreib-/Lesekopf zuführbar ist.
8. 8. Schaltung nach dem Anspruch 1,dadurch gekenn-

   z eichnet, daß der Schreibkanal und der Lesekanal jeweils mehrere signalformende Schaltungseinheiten (14 bis 17 bzw. 34, 36, 37 und 40) zur Einstellung der Übertragungsfunktion enthalten.
9. 9· Schaltung nach dem Anspruch 8,dadurch gekennzeichnet, daß die signalformenden Schaltungseinheiten des Schreibkanals zur Erhöhung des Signal-Rausch-Verhältnisses der durch ihn hindurchgehendem Signale einen Entzerrer (16) enthalten.

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10. 10. Schaltung nach dem Anspruch 1, d a d u r c h g e k e"η η ζ ei chn et, daß die die Daten wiedergebenden Impulssignale im Schreibkanal durch einen Vorcodierer (13) hindurehleitbar sind, der sie einer Modulo-Kombinationsrechnung unterzieht, deren Anwendung für das Einschreiben außerhalb der magnetischen Sättigung geeignet ist.
11. 11. Schaltung nach dem Anspruch !,dadurch g e k e η η -

    ζ ei chn et, daß die Impulssignale in Form einer Reihe Bits darstellender Signale mit zwei Amplituden im Schreibkanal einem Wandler (12) zuführbar sind, der sie in eine Reihe Impulse mit mehreren Niveaus umformt.
12. 12. Schaltung nach den Ansprüchen 4 und 11, da d u r c h gekennzeichnet, daß der Prüf- und Haltekreis (45) die Amplituden der Signale in vorgegebenen Intervallen zur Abstufung der Prüf- und Haltesignale abtastet, die einem Umsetzer (47) zuführbar sind, der sie in die Reihe Bits darstellender Signale mit zwei Amplituden rückwandelt.
13. 13· Schaltung nach den Ansprüchen 2 und 8, d a d u r c h g e kennz eichnet, daß die signalformenden Schaltungseinheiten des Schreibkanals eine Einrichtung (I4, 15) zur Erzeugung alternierender Dipulse in einer Folge enthalten, die den die Daten wiedergebenden Impulssignalen entsprechen und im Frequenzspektrum eine Nullstelle zur Einfügung des Leittones aufweisen.
14. 14« Schaltung nach den Ansprüchen 10 oder 11 und 13, dadurch gekennz eichnet, daß die Einrichtung (I4, 15) zur Erzeugung der Folge alternierender Dipulse dem Wandler (12) und/oder dem Yorcodierer (13) nachgeschaltet ist.

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15. 15. Schaltung nach dem Anspruch 13 oder 14,dadurch g e kennz ei cn net, daß die Einrichtung (14, 15) zur Erzeugung der Folge alternierender Dipulse einen Signalformer (14) zur Zerlegung des die Datenwiedergebenden Impulssignals in zwei zeitlich getrennte Teilimpulse aufweist, von denen der eine die Polung des Impulssignals und der andere die entgegengesetzte Polung aufweist.
16. 16. Schaltung nach dem Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß der eine Teilirnpuls in der ersten Hälfte des mit dem Impulssignal übereinstimmenden Intervalls und der andere Teilimpuls in der zweiten Hälfte eines Intervalls auftritt, das dem Intervall nachfolgt, in dem das Impulssignal auftrat.
17. 17. Schaltung nach dem Anspruch 1,dadurch gekenn-

    z ei chnet, daß die Übertragungsfunktion des Schreib- bzw. Lesekanals derart eingestellt ist, daß das Schreiben bzw. Lesen der die Daten wiedergebenden Impulssignale in der magnetischen Teilsättigung der Klasse I? bei der minimalen Bandbreite nach Nyquist erfolgt.
18. 18. Schaltung nach den Ansprüchen 10 und 11, dadurch g e kennz eichnet, daß die vom Wandler (12) erzeugte Reihe Impulse mit mehreren Niveaus dem Vorcodierer (13) zuführbar ist.
19. 19. Schaltung nach den Ansprüchen 10 und 12, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem Prüf- und Haltekreis (45) und dem Umsetzer (47) ein Decodierer (46) angeschlossen ist, der die abgestuften Prüf- und Haltesignale einer Modulο-Rechnung unterzieht, deren Anwendung sich aus dem Einschreiben außerhalb der magnetischen Sättigung ergibt.

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20. 20. Schaltung nach dem Anspruch 15, dadurch gekenn zeichnet, daß dem Signalformer (14) des Schreibkanals ein Digital/Änalog-Umsetζer (15) nachgeschaltet ist.

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