DE2903042C2

DE2903042C2 - FM-Zähldiskriminator

Info

Publication number: DE2903042C2
Application number: DE2903042A
Authority: DE
Inventors: Hiromi Yokohama Kusakabe
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-01-27
Filing date: 1979-01-26
Publication date: 1984-04-19
Also published as: GB2067860B; GB2067860A; GB2016227B; GB2016227A; DE2903042A1; JPS54101651A; US4282490A

Description

Die Erfindung betrifft einen FM-Zähldiskriminator mit einer Begrenzerschaltung zur Lieferung erster und zweiter Signale, welche gleich- und gegenphasig zu einem Eingangssignal liegen, einer /?C-Glieder enthaltenden Differenzierschaltung zur Lieferung eines durch die ersien und zweiten Signale synchronisierten Triggerimpulses, einem durch den Triggerimpuls triggerbaren Univibrator, zur Lieferung eines weiteren Signals, mit einem Ladekondensator und einem Ladewiderstand, wobei der Ladekondensator zwischen dem Kollektor eines ersten Transistors und der Basis eines zweiten Transistors des Univibrators geschaltet ist und dessen Tastverhältnis entsprechend der Frequenz

J5 des Triggerimpulses variabel ist, und einer Integrationsschaltung zur Lieferung eines niederfrequenten Ausgangssignals.

Bei einer bisherigen Schaltung dieser Art sind in verschiedenen Teilen Kondensatoren großer Kapazität

■to und Widerstände hohen Widerstandsiverts vorgesehen, was auf eir.e der betreffenden Schaltungskonfiguration zuzuschreibende Notwendigkeit zurückzuführen ist. Aufgrund der Verwendung so zahlreicher Kondensatoren großer Kapazität und Widerstände hohen Werts wird es jedoch schwierig, diese Schaltung in Form eines integrierten Schaltkreises auszuführen.

Durch die DE-OS 22 45 556 ist weiterhin eine Anordnung zur Demodulation eines winkelmodulierten Signals bekannt, die wellenformende Mittel zur Wellenformung eines winke'modulierten Signals, bei dem ein Trägersignal von verhältnismäßig niedriger Frequenz moduliert ist, und zur Erzeugung von zwei rechteckigen Ausgangssignalen von zueinander entgegengesetzter Phase, weiterhin Mittel, durch die eines der rechteckigen Ausgangssignale der wellenformenden Mittel in der Phase um einen bestimmten Winkel vorzögen wird und mehrere rechteckige Ausgangssignale mit gleichem Phasenverzögerungswinkel in bezug auf die beiden rechteckigen Ausgangssignale der wellenfor-

bo menden Mittel erzeugt werden, außerdem Mittel zur Differenzierung der rechteckigen Ausgangssignale zur Erzeugung eines Impulszuges von einer Frequenz, die im wesentlichen ein Vielfaches der Frequenz des winkelmodulierten Signals ist, und schließlich Mittel /ur

Ί5 Impulszähldemodulation des Impulszuges enthalt. In dieser bekannten Anordnung ist auch ein monostabiler Multivibrator vorgesehen. Für diesen sind jedoch keinerlei Maßnahmen getroffen, um etwaige Tempera-

turdriften zu kompensieren. Auch enthält dieser monostabile Multivibrator zwei Kondensatoren.

Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besieht daher darin, einen FM-Zähldisknminator der Eingangs genannten Art zu schaffen, aer sich besonders vorteilhaft in integrierter Schaltungstechnik ausführen läßt, bei dem die Zahl der verwendeten großen Kondensatoren und Widerstände weitgehenst reduziert ist und der eine verbesserte Betriebsstabilkät aufweist

Die Aufgabe wird bei dem zuvor genannten FM-Zähldiskriminator erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der Univibrator einen Schalttransistor aufweist, dessen Basis mit dem Triggerimpuls gespeist wird, daß der Emitter des ersten Transistors mit dem Emitter des Schalttransistors verbunden ist, während seine Basis mit einem ersten Potential speisbar und sein Kollektor mit einer ersten Spannungsquelle über einen ersten Widerstand verbunden ist, der Emitter des zweiten Transistors mit dem Emitter des Schalttransistors verbunden ist, während seine Basis über den Ladewiderstand ein Potential erhält, so daß der zweite Transistor bei durchgeschaltetem ersten Transistor sperrt, wobei der Kollektor des zweiten Transistors mit dem Kollektor des Schalttransistors verbunden ist, und wobei das weitere Signal vom Kollektor des zweiten Transistors geliefert wird, und daß eine erste Stromquelle zwischen die erste Spannungsquelle und den Kollektor des zweiten Transistors eingeschaltet ist und einen ersten Strom liefert, sowie eine zweite Stromquelle vorgesehen ist, die zwischen den Emitter des zweuen Transistors und eine zweite Spannungsquelle eingeschaltet ist und einen zweiten Strom liefert.

Im folgenden sind Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild zur Darstellung der grundsätzlichen Anordnung einer Demodulatorschaltung mit Merkmalen nach der Erfindung,

Fig. 2 eine graphische Darstellung von Wellenformen in den Hauptteilen der Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 3 ein Wellenformdiagramm zur V°ranschaulichung der Arbeitsweise eines monostabilen Multivibrators gemäß Fig. 1,

Fig. 4 ein detailliertes Schaltbild entsprechend dem schematischen Schaltbild von Fig. 1,

F i g. 5 eine Abwandlung des Schaltbilds nach F i g. 4 und

F i g. 5A eine Abwandlung des Schaltbilds nach Fig. 5.

Zur Vermeidung von Wiederholungen sind bei den im folgenden zu beschreibenden Ausführungsformen der Erfindung einander entsprechende oder ähnelnde Teile mit jeweils gleichen oder ähnlichen Bezusszeichcn bezeichnet.

Fig. 1 veranschaulicht in schematischer Schaltbildform die grundsätzliche Anordnung der Demodulatorschaltung. Dabei ist eine FM-Signalquelle 10 über Eingangsklemmen A und B mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Qi₀ bzw. Q_]: verbunden, deren Emitter über eine Stromquelle 12 an der negativen Spannungsquelle — V/i liegen. Die Kollektoren der Transistoren Q , und Q-: sind über I.astwiderstände Rr, und R-: an eint; positive Spannungsquelle + Γ, _{ angeschlossen. Eine Differen/verstärkerschaltung aus den Transistoren Qi, und Q-: begrenzt ein Eingangssignal c-_:i, von der FM-Sign;ilquelle 10 mit Liberamplitude. Zwischen den Kollektoren der Transistoren Q„ und Q-: wird ein rechtecku ellenformiges Signal d; erhalten. Dies bedeutet, daß diese Differen/.schaltung eine Begrcnzerschal-

tung 14 bildet, die gegen Temperaturänderungen stabilisiert ist

Die Kollektoren der Transistoren Qw und Qn sind auße.dem mit den Basiselektroden von npn-Transistoren <3i6 bzw. Q]A über Klemmen oder Anschlüsse Cbzw. D verbunden. Der Kollektor des Transistors Q\a ist unmittelbar mit der positiven Spannungsquelle + Vcc verbunden, während der Kollektor des Transistors ζ)ιβ über einen Widerstand /?ie mit der positiven Spannungsquelle + Vcc verbunden ist. Die Emitter der Transistoren Qu und Qif, sind mit dem Kollektor eines npn-Transistors Q20 verbunden, dessen Emitter zusammen mit dem Emitter eines npn-Transistors Q\s über eine Stromquelle 16 an der negativen Spannungsquelle — Vc£ liegt. Der Kollektor des Transistors <?ie ist an den Kollektor des Transistors Qi₆ angeschlossen. Die Basis des Transistors Q\s ist mit der Basis des Transistors CV über einen Widersland R\e, und eine einen Spannungsversatz erzeugende Vorrichtung 18 verbunden. Das Basispotential des Transistors C?ie wird durch diese Vorrichtung 18 unter das Basispotential des Transistors <?h erniedrigt. Auf gleiche Weise ist die Basis des Transistors Q₂₁, mit der Basis des Transistors <?i6 über einen Widerstand R₂₀ und eine Vorrichtung 20 verbunden. Die Basiselektroden der Transistoren Q\$ und Q₂₀ sind über einen Differenzierkondensator Can zusammengeschaltet. Da die Kapazität des Differenzierkondensators Cjif gewöhnlich nur in der Größenordnung von 10 pF zu liegen braucht, können hierfür die verteilte bzw. Eigenkapazität und/oder die Eingangskapazitäten der Transistoren Qm und Q₂₀ benutzt werden.

Bei einer durch die Vorrichtungen 18 und 20 bewirkten Pegelverschiebung wird eine beträchtliche Betriebsspannung zwischen den Kollektor und den Emitter der Transistoren Q₁₈ und Q₂o angelegt. Ohne diese Pegelverschiebung verringert sich der Potentialunterschied zwischen Kollektor und Emitter der Transistoren Qm und Q₂a auf nahezu Null, so daß die Schaltung nicht betätigt wird. Wenn die Transistoren Qn und Q]b jedoch selbstleitende n-Kanal-FETs sind, ist eine solche Pegelschiebung nicht immer erforderlich. In diesem Fall können nämlich die Source-Potentiale der Transistoren (FETs) Cm und Q_lt> höher gt wählt werden als die Emitter-Potentiale der Transistoren Qmund Q20·

Eine zweistufig gestaffelte Differentialschaltung aus den Transistoren Qu bis Q20 arbeitet als Logikschaltkreis 21. Letzterer ist beispielsweise in der JP-Al 49 711/1976 (7. November 1977) beschrieben. Eine Differenzierschaltung 22 ist ein praktisches Anwendungsbeispiel für die logische Differentialschaltung. Die Zeitkonstante der Differenzierschaltung 21 wird hauptsächlich durch die Widerstände /?m und R₂₀ sowie den Differenzier-Kondensator Cjn bestimmt. Die Arbeitsweise der Differenzierschaltung 22 wird später in Verbindung mit ihren Äquivalentschaltkreisen noch näher erläutert werden. Die aus einer Differentialschaltung gebildete Differenzierschaltung 22 besitzt bezüglich Temperaturstabilität ausgezeichnete Eigenschaften. Sie differenziert das an die Klemmen Cund Dangelegte Signal ei? und liefert einen Triggerimpuls Cm an den Kollektor des Transistors Q^,.

Ivr Kollektor des Transistors Q]_h ist über eine Klemme b/w. einen Anschluß E an die Basis eines Schalt-Transistors Q₂₂ angeschlossen, dessen Emitter zusammen mit den Emittern von Transistoren Q:_A und Q₂. über eine Stromquelle 24 an der negativen .Spannungsquelle —V// liegt. Die Kollektor;, der Transistoren Q₂₂ und Qy, sind über eine Stromquelle 26

mit der positiven Spannungsquelle + Vcc verbunden. Der Kollektor des Transistors Q24 ist über einen Widerstand R₂* mit der positiven Spannungsquelle + Vcc verbunden, während die Basis des Transistors Q₂* an einen Schaltkreis mit passendem Potential angeschlossen ist, beispielsweise an die negative Spannungsquelle — Vi/r, und zwar über in Reihe geschaltete Vorspannungsanordnungen 28 und 30. Der Kollektor des Transistors Q₂* ist außerdem über einen Lade-Kondensator Ct an die Basis des Transistors Q_2b angeschaltet, dessen Basis über einen Lade-Widerstand Rt mit dem Verzweigungspunkt zwischen den Vorspannungsanordnungen 28 und 30 verbunden ist. Wenn der Triggerimpuls eu nicht an der Basis des Transistors Q₂₂ anliegt, ist das Basispotential des Transistors Q₂), niedriger als dasjenige des Transistors Q₂A. Dies bedeutet, daß der Transistor Qx, ohne Triggerimpuls eu durch die Vorspannungsanordnung 28 gesperrt wird.

Die Transistoren Q₂₂ bis Q₂₆ bilden einen monostabilen (Emitterschaltung) Univibrator (MMV) 32. Die Einschaltzeit des Univibrators 32 wird hauptsächlich durch den Lade-Kondensator Ct und den Ladewiderstand Rt bestimmt. Die Arbeitsweise des Univibrators 32 wird später noch näher erläutert werden. Der Univibrator kann als Schaltung mit außerordentlich hoher Stabilität ausgelegt werden, indem die Basis-Emitter-Schwellenwertspannungen der Transistoren Qn bis Q₂₆ thermisch kompensiert werden. Diese Temperaturkompensation wird ebenfalls noch näher erläutert werden. Ein das weitere Signal darstellendes Ausgangssignal ei6 des Univibrators 32 wird vom Kollektor des Transistors Qk, abgenommen. Das Tastverhältnis des Signals eie kann mit dem Impulsintervall des Triggerimpulses ei4 geändert werden.

Der Kollektor des Transistors Qn, ist über eine Klemme bzw. einen Anschluß F mit einer Ausgangsklemme G verbunden. Die Klemme Fliegt über einen Widerstand R₂b und einen integrierenden Kondensator C_1n, an Masse. Der Widerstand R_2b und der Kondensator Gh, bilden eine Integrationsschaltung 34. Das Signal ei6 wird durch die Integrationsschaltung 34 in ein Audiobzw. NF-Signal (AF-Signal) als Ausgangssignal ei« entsprechend seinem Tastverhältnis umgesetzt. Wenn die maximale Frequenzabweichung des Eingangssignals eio bei ±75 kHz liegt, kann die Zeitkonstante der Integrationsschaltung 34 zweckmäßig mit 1 μβ (fest 16OkHz) oder ähnlich gewählt werden. Dieses Ausgangssignal eie ist ein Signal, das durch Demodulation des einer Frequenzmodulation unterworfenen Eingangssignals e₁₀ erhalten wird. Die betreffenden Wellenformen der Signale e₁₀ bis eis besitzen beispielsweise die Beziehung gemäß F i g. 2.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Differenzierschaltung 22 beschrieben. Vorher seien jedoch Funktionstabellen für den aus den Transistoren Qu bis Q20 bestehenden Logikschaltkreis 21 angegeben. Die Tabelle 1 veranschaulicht einen Fall, in welchem die Basispotentiale der Transistoren Qu und ζ>ι₈ festgelegt sind, d. h. in welchen, die Klemme D eine logische »0« führt. Auf ähnliche Weise veranschaulicht Tabelle 2 einen Fall, in welchem an der Klemme C eine logische »0« anliegt.

Tabelle

Logischer Pegel der Basis
Qu Ö20

Logischer Pegel der Klemme
E

0	0	0
0	1	1
1	0	0
1	1	0

Anmerkung: Logischer Pegel der Klemme D ist »0«.

Tabelle 2

Logischer Pegel der Basis

Ql4 Ö18

Logischer Pegel der Klemme
E

0	0	0
0	1	0
1	0	1
1	1	0

Anmerkung: Logischer Pegel der Klemme C ist »0«.

Wenn die Basiselektroden der Transistoren Q\e und Ox gemäß Tabelle 1 beide eine logische »0« führen, sind die Transistoren Q\t und Q₂O gesperrt Daraufhin werden die Transistoren Qu und Qw durch eine Operation der Differentialschaltung durchgeschaltet Wenn der Transistor (Jig durchgeschaltet ist, entspricht der logische Pegel der Klemme feiner »0«.

Wenn die Basiselektroden der Transistoren Qi₆ und Q20 auf den logischen Pegeln »0« bzw. »1« liegen, sind der Transistor Q\t gesperrt und der Transistor Q20 durchgeschaltet Sodann wird der Transistor Qu durchgeschaltet während der Transistor Q_ig durch die Differentialschaltung gesperrt wird. Da die Transistoren <?i6 und C?i8 gesperrt sind, geht der logische Pegel der

Klemme Eauf die »I« über.

Wenn die Basiselektroden der Transistoren Q_ib und Q'ci auf den logischen Pegeln »1« b:zw. »0« liegen, werden der Transistor Q_lb durchgeschaltet und der Transistor Q₂H gesperrt. Sodann wird der Transistor ζ)ΐ4 gesperrt, während der Transistor Q\a durchschalten Da der Transistor ζ)|_Β durchgeschaltet ist, geht der logische Pegel der Klemme £auf die »0« über.

Wenn die Basiselektroden beider Transistoren Q\_b und (beiden logischen Pegel »1« besitzen,schalten beide Transistoren Q^₁ und Q₂₀ durch. Daraufhin werden die Transistoren Q\_t und Q\_S gesperrt. Da die Transistoren Q]t und Q20 beide durchgeschaltet sind, geht der logische Pegel der Klemme £auf die »0« über.

Der Zusammenhang zwischen Tabelle 2 und der arbeitsweise des Logikschaltkreises 21 ist anhand der obigen Beschreibung ohne weiteres verständlich. In dem Logikschaltkreis 21 kann die logische Funktion der Tabelle 1 oder der Tabelle 2 durchgeführt werden, je nachdem, welcher Basispegel der Transistoren Qn oder (Pit, als Bezugspegel eingestellt oder gewählt ist.

Im folgenden ist anhand der Wellenform gemäß F i g. 3 die Arbeitsweise des Univibrators 32 erläutert. Zunächst sei in Verbindung mit dem Univibrator 32 gemäß F i g. 1 folgendes angenommen:

1. Die negative Spannungsquelle — Vee wird als Bezugspotential gewählt.

2. Ein durch die Vorspannungsanordnung 30 geliefertes Potential entspricht £1.

3. Ein serieü addiertes Potential der Vorspannungsanordnungen 30 und 28 entspricht £2, doch ist dieses Potential ausreichend (um mehrere Voit) kleiner als das Potential der positiven Spannungsquelle + Vcc-

4. Die Basis-Emitter-Schwellenwertspannung der Transistoren Q22 bis Q₂b entspricht Vbl-

5. Die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung VcEfSAT) zum Durchschaltzeitpunkt der Transistoren Q22 bis (?2b beträgt Null.

6. RiA < Ri- Außerdem ist Zidie Basis-Emitter-Impedanz des Transistors (?2b und Zi > R₁.

7. Das Basispotential des Transistors Q2b entspricht E(t).

Gemäß Fig.3 sind vor einem Zeitpunkt ii der Transistor Qt durchgeschaltet und die Transistoren Q22 und Q26 gesperrt. In diesem Fall entspricht das Emitterpotential £3 des Transistors Q₂* £2 — Vbe- Zum Zeitpunkt fi wird der Triggerimpuls eu an die Basis des Transistors Qn angelegt. Das Spitzenpotential des Trigger-impuises en muß dabei höher sein ais das Potential E₂. Der mit dem Trigger-Impuls eu beschickte Transistor Q22 schaltet durch. Es sei angenommen, daß die Pegel bzw. Größen der Ströme von den Stromquellen 24 und 26 jeweils /₂* bzw. l_2b betragen. Hieraus ergibt sich eine Beziehung /24 = /24- (Im Fall von /24 Φ ht kann jedoch der Univibrator 32 arbeiten). Wenn daher der Transistor Q22 durchgeschaltet ist, wird der Transistor Q24 gesperrt Dies bedeutet, daß der Transistor Q₂* sperrt, wenn der Trigger-Impuls ei₄ kommt.

Da vorausgesetzt wurde, daß R₂4 < Rt < Zi (Eingangsimpedanz von Q₂₆), steigt das Kollektorpotential £1 des Transistors Q₂^ auf das Potential an der positiven Spannungsquelle + V_cc an, wenn der Transistor Q₂* sperrt In der Anfangsstufe des Anstiegs des Potentials £4 wird der Lade-Kondensator C/ nicht aufgeladen. Zum Zeitpunkt ii erhöht sich daher das Potential E(t) auf das Potential der Spannungsquelle + V_Cc Wenn das Potential E(t) auf das Potential der Spannungsquelle + Vfc ansteigt, wird das Emitterpoi.ential des Transistors Q₂b oder das Potential E_s gleich Vf₁- V«/.-. Im Fall von E(i) > E₂ ist die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q24 nicht in Durchlaßrichtung vorgespannt. In diesem Zustand bleibt daher der Transistor Q₂, im Sperrzustand. Dies bedeutet, daß de:■· Transistor Q₂* in diesem Zustand auch dann sperrt, wjnn der Impuls en verschwunden ist und der Transistor Q₂₂ gesperrt hat. In der Zwischenzeit schaltet der Transisi or Qb durch.

Nach dem Zeitpunkt i_t wird der Lade-Kondensator Ct mit einem Potentialunterschied Ex = £4 — £, = Vet — £i aufgeladen. Daraufhin ist das Potential E(t)einer Änderung wie folgt unterworfen:

Im folgenden sei anhand von F i g. 3 das Potential E(t₂) zu einem Zeitpunkt t₂ betrachtet, wenn die Zeit t\ = 0 beträgt. Im Fall von E(t₂) = £2 schaltet der Transistor Qx zum Zeitpunkt /2durch. Bei durchgeschaltetem Transistor Q₂* fällt das Potential £4 vor dem Zeitpunkt ti auf ein Potential gleich £2 — Vbe bzw. denselben Pegel ab. Dieser Abfall des Potentials £4 wird über den Lade-Kondensator Ct zur Basis des Transistors Q2b übertragen. Dies bedeutet, daß das Potential E(t) zum Zeitpunkt t₂ auf die Potentialgröße £2 — Vbe zurückkehrt. Wenn anschließend zum Zeitpunkt h der Triggerimpuls en zugeführt wird, ändert sich das Potential E(t) auf dieselbe Weise wie in der Zeitspanne von fi bis i2.

Die Zeilspanne t₂ — r, gemäß F i g. 3 gibt die Operations- bzw. Betriebszeit des Univibrators 32 an.

Diese Betriebszeit kann mittels der Zeitkonstante Ct ■ Rt frei eingestellt werden. Weiterhin bedeutet die Zeitspanne f₃ bis fi die Periode des Triggerimpulses e₎₄, welche der Frequenz des FM-Eingangssignals ew entspricht. Ein Signal mit einer der Phase des Potentials E(t) entgegengesetzten Phase wird als Signal e\_b vom Kollektor des Transistors Qn abgenommen. Das Verhältnis der Zeitspanne fi — /2 zur Zeitspanne !2 — '3. d. h. das Tastverhältnis, ändert sich in Abhängigkeit von der Periodendauer des Triggerimpulses en. Das Signal eib wird somit zu einer Impulsreihe, deren Tastverhältnis sich mit der Frequenz des FM-Eingangssignals em ändert (vgl. Signal wellenform e,_b gemäß Fig. 2).

Eine einmalige Betätigung des Univibrators 32 erfolgt während einer (einzigen) Zeitspanne, weil der Triggerimpuls en angelegt wird (t = /1), bis eine Beziehung E(I) = £2 erreicht ist ,'■ - V₁). Aus Gleichung (!) geht somit hervor, daß der Betrieb des Univibrators 32 bestimmt ist, wenn die Potentiale £1 £2 und V_Cc sowie die Zeitkonstante Ct ■ Rt festgelegt sind. Dies bedeutet, daß die Arbeitsweise des Univibrators 32 außerordentlich stabil ist, wenn die von den Vorspannungsanordnungen 28 und 30 gelieferten Spannungen sowie der Potentialunterschied zwischen positiver und negativer Spannungsquelle + Vcc bzw. — Vee konstant sind und die Werte des Ladekondensators Ct sowie des Lade-Widerstands Rt ebenfalls festgelegt sind. Thermische Änderungen der Basis-Emitter-Spannung Vbe der den Univibrator 32 bildenden Transistoren Q22 bis Qb beeinflussen in keiner Weise die Betriebszeit des Univibrators 32. Dies stellt einen besonders wesentlichen Vorteil der Erfindung dar. Die Begrenzerschaitung 14 und die Differenzierschaltung 22 bestehen aus Differenzschaltungen, die für Temperaturänderungen

stabilisiert sind. Infolgedessen kann die FM-Demodulatorschahung nach Fig. 1 insgesamt so ausgelegt werden, daß sie eine außerordentlich hohe Temperaturstabilität besitzt.

Beim Univibrator 32 ist die Stromquelle 26 in den Ausgangslastkreis des Transistors Q₂6 einbezogen. Die Verwendung der Stromquelle 26 bietet die folgenden Vorteile: Zunächst kann die obere Amplitudengrenze des vom Univibrator 32 gelieferten Signals ei6 bis dicht auf das Potential der positiven Spannungsquelle + Vcc angehoben werden. Die unlere Amplitudengrenze des Signals e\f, bestimmt sich durch das Basispotential E₂ des Transistors Q₂₄. Der Pegel des Potentials E₂ kann so eingestellt werden, daß der Pegel E₂ — Vbe die Sirümqueüe 24 wirksam werden läßt. Wenn die Stromquelle 24 aus einem Bipolartransistor besteht, kann ein Pegel des Potentials £2 von etwa 3 bis 4 V groß genug sein. Wie Versuche gezeigt haben, kann im Fall einer positiven Spannungsquelle + Vcc von 16 V in einer Schaltungsanordnung gemäß F i g. 4 (noch zu beschreiben) ein Pegel von 300 mV (Mittelwert) oder mehr für das Signal ei6 erzielt werden.

Zum zweiten kann die Ausgangsimpedanz des Univibrators 32, von der Klemme F betrachtet, sehr hoch gewählt werden. Sodann kann der Kondensator C_n, für die Bestimmung der Zeitkonstante R-n · Q_n, der Integrationsschaltung 34 kleiner ausgelegt werden. Die genannte Zeitkonstante wird üblicherweise mit 1 με oder ähnlich gewählt. Der Kondensator C_1n, läßt sich somit in integrierter Schaltkreisform ausbilden. Wenn jedoch der Widerstand R_2b einen hohen Widerstandswert besitzt, muß hinter der Klemme G eine Impedanzwandlerschallung (Pufferschaltung) vorgesehen werden, um Einflüsse der Eingangsimpedanz irgendeiner anderen, an die Klemme C angeschlossenen Schaltung zu vermeiden.

F i g. 4 ist ein im Vergleich zum Schaltbild von F i g. 1 detailliertes Schaltbild. Dabei ist eine FM-Signalquelle 10 über einen Kondensator Cw an eine erste Eingangsklemme A der Demodulatorschaltung angeschlossen. während eine zweite Eingangsklemme B über einen Kondensator Ci₂ an Masse liegt. Durch wechselstrommäßige Erdung der Klemme B am Kondensator C₂ arbeitet die Demodulatorschaltung als Schaltkreis zur Handhabung von unsymmetrischen Eingangssignalen. Die Klemmen A und B sind jeweils mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q10 bzw. Qn verbunden. Die Basiselektroden dieser Transistoren sind über Widerstände Ru bzw. /?i₃ an die Anode einer Vorspannungsdiode Di₀ angeschlossen. Die Kathode der Diode D|_t ist rnii der Anode einer Vursparinungsdiode D|2 verbunden, deren Kathode wiederum mit einer Masseleitung verbunden ist. Die Anode der Vorspannungsdiode Dio ist über einen Widerstand Ä15 mit dem Emitter eines npn-Transistors Qi₉ verbunden. Die Emitter der Transistoren Q₁₀ und Qi₂ sind über einen Widerstand Ru an der Masseleitung angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Q₁₀ und Q₁₂ sind über Widerstände Ä10 bzw. A₁₂ mit dem Emitter des Transistors Qi₉ verbunden, dessen Kollektor an eine positive Spannungsquelle (+ Vor) angeschaltet ist.

Der Kollektor des Transistors Qi₀ ist mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q_n und Q,₆ verbunden, während der Kollektor des Transistors Q_]2 mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q_n und Qi4 verbunden ist Die Kollektoren der Transistoren Qi 1 und Qi 3 sind mit dem Emitter des Transistors Q,₉ zusammengeschaltet. Die Emitter der Transistoren Qu und Qi3 sind an die Anoden von Vorspannungsdioden D20 bzw. Di₈ angeschlossen, deren Kathoden über Widerstände /?is bzw. /?i? mit der Masseleitung verbunden sind. Die Kathoden der Vorspannungsdioden Du und D20 liegen außerdem über Widerstände /?i₈ bzw. /?2o an den Basiselektroden von npn-Transisloren Q,_s bzw. Q₂₀, deren Emitter mit dem Kollektor eines npn-Transistors Qi? mit der Anode der Vorspannungsdiode Di₂ bzw. mit der Masseleitung verbunden. Der Kollektor des Transistors Q20 ist an die Emitter der Transistoren Qn und Qib angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Qu ist mit dem Emitter eines npn-Transistors Q15 verbunden. Die Kollektoren der Transistoren Qi& und Qig liegen über einen Widerstand R_n an Emitter des Transistors Q_i5, dessen Kollektor mit der positiven Spannungsversorgung in Verbindung steht. Die Basiselektroden der Transistoren Qi₈ und Q₂₀ sind über einen Differenzierkondensator Cat zusammengeschaltet.

Der Kollektor des Transistors Qi₆ ist mit der Basiselektrode eines npn-Transistors Q₂₂ verbunden, dessen Emitter, ebenso wie die Emitter der npn-Transistoren Qu und Qm, an den Kollektor eines npn-Transistors Q₂? angeschlossen ist. Die Kollektoren der Transistoren Q₂₂ und Q^ sind mit dem Kollektor eines pnp-Transistors Q21 verbunden, dessen Emitter an die positive Spannungs- sorgung angeschlossen ist. Zwischen Kollektor und Emitter des Transistors Q>i ist ein Widerstand Rx, eingeschaltet. Der Kollektor des Transistors Qm liegt über einen Widerstand /?₂₄ an der positiven Spannungsversorgung. Die Basiselektrode des Transistors ist mit dem Emitter eines npn-Transistors Q23 verbunden, dessen Kollektor an die positive Spannungsversorgung angeschlossen ist.

Die Basiselektrode des Transistors Q₂J ist mit der Anode eines Vorspannungsdiodenblocks D30 verbunden, dessen Kathode mit der Anode eines Vorspannungsdiodenblocks Dj₂ verbunden ist. Die Kathode des Vorspannungsdiodenblocks Dj₂ ist an die Masseleitup.g angeschlossen. Die Anode des Vorspannungsdiodenblocks D₃₀ ist mit der Kathode eines Vorspannungsdiodenblocks Dm verbunden, dessen Anode über einen Widerstand /?₂₃ an der positiven Spannungsversorgung liegt. Die Anode des Vorspannungsdiodenblocks D₃₄ ist mit der Basiselektrode des Transistors Q15 verbunden, während die Anode des Vorspannungsdiodenbl&cks D₃₀ an die Basiselektroden der Transistoren Q₂₄ und Qi₉ angeschlossen ist. Im folgenden sei angenommen, daß die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren Q15 und Q19 Vbe beträgt, während die Anodenspannung des Vü^rsparinurigsdiodenb!ocks D_M '/.,unddie Ancdenspannung des Vorspannungsdiodenblocks Dw Vj entsprechen. In diesem Fall ist die Emitterspannung des Transistors Qi₉ bzw. die positive Speisespannung + Vcc 1 der Begrenzerschaltung 14 gleich V₂- Vbe-Ebenso ist die Emitterspannung des Transistors Qi₅ bzw. die positive Speisespannung + Vcc2 der Differenzierschaltung 22 gleich V₃ — VW Die Transistoren Qi₅ und Qi₉ sowie die Vorspannungsdiodenblöcke Dx bis D₃₄ bilden einen stabilisierten Strom(versorgungs)kreis einfacher Konstruktion. Weiterhin ist die Anode des Vorspannungsdiodenblocks D₃₂ mit den Basiselektroden von npn-Transistoren Q₂S und Q₂₉ sowie mit der Basiselektrode des Transistors Q₂₇ verbunden.

Die Emitter von Transistoren Q27, Q₂S und Qa sind über Widerstände R₂₇, R₂s bzw. A₂? an die Masseleitung angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q₂₈ ist mit der Kathode einer Vorspannungsdiode D₃₅ und der

Basiselektrode des Transistors Q₂, verbunden. Die Anode der Vorspannungsdiode D^ ist mit der positiven Spannungsquelle verbunden. Der Kollektor des Transistors Q^ ist über einen Widerstand R₂-, an die positive Spannungsquelle angeschlossen. Der Kollektor des Transistors Q:t ist mit der Basiselektrode eines npn-Transistors Q₂-, verbunden, dessen Kollektor an der positiven Spannungsquelle angeschlossen ist, während sein Emitter mit einer Klemme / verbunden ist, die über einen Widerstand R₂, an Masse liegt. Die Basiselektrode des Transistors Q_2b ist mit einer Klemme K verbunden. Die Klemmen / und K sind über einen Ladekondensator Ct zusammengeschaltet, wobei die Klemme K über einen Ladewiderstand Rt an Masse liegt.

Der Kollektor des Transistors Q_2b ist mit der Basiselektrode eines npn-Transistors Qx> und einer Klemme L verbunden. Der Kollektor des Transistors Qx ist an die Basiselektrode eines npn-Transistors Q₂] angeschlossen. Die Kollektoren der Transistoren Qy, und Qn sind mit der positiven Spannungsquelle verbunden, während ihre Emitter über Widerstände Rx, bzw. Rn an der Masseleitung angeschlossen sind. Weiterhin sind die Emitter der Transistoren Qm und Qn mit Klemmen C bzw. H verbunden. Die Klemme G ist über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand Rn und einem Kondensator Qt sowie über eine Reihenschaltung aus einem Widerstand Rn und einem Abstimm-Meßgerät 46 mit der Klemme H verbunden. Das Abstimm-Meßgerät 46 ist mit einem Kondensator Ci6 parallelgeschaltet. Die Klemme L ist über einen integrierenden Kondensator C_1n, an Masse gelegt. Die positive Stromversorgungsleitung ist über eine Klemme M mit der positiven Spannungsquelle + Vrr verbunden, während die Masseleitung über eine Klemme N an Masse liegt.

Ein demoduliertes Ausgangs-Signal ei β wird über die Klemme C abgenommen. Ein AFC-Steuersignal e2o(für automatische Frequenzregelung) wird vom Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand Rn und dem Kondensator Cu abgenommen. Das AFC-Steuersignal e2o ist eine Gleichspannungskomponente des Ausgangssignals ei β, die entsprechend der Frequenz des FM-Eingangssignals ei ο variiert.

Die Übereinstimmung zwischen F i g. 4 und F i g. I dürfte anhand der jeweils gleichen Bezugszeichen ersichtlich sein. Im folgenden ist diese Übereinstimmung jedoch noch weiter erläutert. Die Stromquelle 12 gemäß F i g. 1 ist in F i g. 4 durch einen einfachen Widerstand Ru ersetzt, der in der Praxis völlig ausreicht. Durch diesen Ersatz der Stromquelle 12 durch den Widerstand /?i4 ergeben sich die folgenden Vorteile: Ein durch Diffusion in einem integrierten Schaltkreis geformtes Widerstandselement ist bezüglich seines vorbestimmten Werts (Konstruktionswert) für Fehler bzw. Abweichungen anfällig. Diese Fehler liegen üblicherweise in einer Größenordnung von etwa ±20%. Die Absolutgröße eines relativen Fehlers im selben integrierten Schaltkreis kann jedoch auf einige Prozente beschränkt werden. Infolgedessen kann der relative Fehler beim Widerstand Rm, verglichen mit den Widerständen Rw und i?i2, auf eine ausreichend kleine Größe reduziert werden. Infolgedessen können Abweichungen der Kollektorspannung der Transistoren Qw und Q\2 vom konstruktiv vorgesehenen Wert auf eine Mindestgröße begrenzt werden. Hierdurch werden Abweichungen in den Arbeitspunkten der Differenzierschaltung 22 vermindert, die unmittelbar mit der Kollektorstrecke der Transistoren Qioiind Q_n verbunden ist.

Die Vorrichtung 18 entspricht dem Transistor Qm und der Diode D_]K. Die Summe aus der Basis-Emitter-Spannung Vm des Transistors Q_n und einem Durchlaßspannungsabfall Vi der Diode Di«, d. h. Vm: + V/, bestimmt die Pegelschiebespannung. Auf ähnliche Weise entspricht die Vorrichtung 20 dem Transistor Qw und der Diode Djo. Die Transistoren Qw und Qm wirken auch als Impedan/pufferkreis für die Basisstrecke der Transistoren (X(iund<piii.

ίο Die Stromquelle 16 entspricht dem Transistor Qv. Die Stromquelle 16 kann durch einen einfachen Widerstand ersetzt werden, doch ist dies nicht vorteilhaft. Da die Differenzierschaltung 22 digital arbeitet, bietet sie nicht den in Verbindung mit dem Widerstand Ru der Begrenzerschaltung 14 erwähnten Vorteil. Vielmehr ergibt sich, daß sich das Gieichtaktunterdrückungsverhältnis einer aus den Transistoren Qisund Qio bestehenden Differenzschaltung verschlechtert.

Die Vorspannungsanordnung 28 des Univibrators 32 entspricht der Basis-Emitter-Spannung Vbf. des Transistors Q₂₃. Eine Reihenschaltung aus den Vorspannungsanordnungen 28 und 30 entspricht einer Reihenschaltung aus den Vorspannungsdiodenblöcken D30 und D32.

Im vorliegenden Fall sei angenommen, daß der Vorwärts- bzw. Durchlaßspannungsabfall pro Diodenelement gleich V> ist. In den Vorspannungsdiodenblökken D30 und D32 sind dabei jeweils vier bzw. zwei Diodenelemente vorgesehen. Wenn der Transistor Q₂^ durchgeschaltet ist, entspricht das Basispotential des Transistors Q₂I₁ dabei 6 VV — Vbe- Dieses Potential entspricht dem von der Vorspannungsanordnung 30 gelieferten Potential £1. Das Potential E₂ des Univibrators 32 entspricht 6 V_F.

Die Stromquellen 24 und 26 entsprechen den Transistoren Q₂] und Q₂₇. Ein Speisestrom /24 von der Stromquelle 24 kann entsprechend dem Widerstandswert des Widerstands R₂7 auf einen beliebigen Pegel eingestellt werden, während der Speisestrom /26 der Stromquelle 26 entsprechend dem Widerstandswert des Widerstands R_2S geändert werden kann.

Im Zusammenhang mit dem Univibrator 32 wurde folgendes angenommen: R_v<Rt. Diese Voraussetzung kann dadurch realisiert werden, daß ein Emitterfolger aus dem Transistor Q₂-? zwischen den Kollektor des Transistors Q₂* und den Ladekondensator Ct eingeschaltet wird.

Es ist darauf hinzuweisen, daß sich F i g. 4 von F i g. 1 bezüglich der Verbindung oder Schaltung des Lade-Widerstands Rt unterscheidet. Der Univibrator 32 gemäß F i g. 1 ist absichtlich mit vereinfachter Konstruktion ausgeführt, um seine grundsätzliche Arbeitsweise besser zu verdeutlichen. Gemäß Fig.4 ist das eine Ende des Ladewiderstands Rt an Masse gelegt Bezüglich der grundsätzlichen Arbeitsweise als Univibrator gelten für die Fälle von F i g. 1 und 4 jeweils dieselben Bedingungen. Der die Betriebszeit im Fall von F i g. 4 bestimmende Parameter weicht jedoch von demjenigen gemäß Gleichung (1) ab. Nachstehend folgt daher eine analytische Erläuterung des Univibrators gemäß F i g. 4.

Bevor der Triggerimpuls eu an den Schalttransistor Q22 angelegt wird, sind die Transistoren Q>_b und Q24 gesperrt bzw. durchgeschaltet Da der Transistor Q₂₁ ständig vom konstanten Strom /₂₄ durchflossen ist entsteht am Widerstand R₂* ein als R₂* ■ hi ausgedrückter Spannungsabfall. An diesem Punkt muß das Kollektorpotential des Transistors Q24 höher sein als

sein Eniitterpotential. Dies bedeutet, daß der im Durchschaltzustand befindliche Transistor Q» ungesättigt ist. Wenn der Transistor Q₂₄ zum Sperren mit dem Triggerimpuls eu beschickt wird, verringert sich der durch den Widerstand R₂₄ hervorgerufene Spannungsabfall Ä24 · /24 auf Null. Dies bedeutet, daß sich im Augenblick der Anlegung des Trigger-Impulses e_]4 die Potentiale an den Klemmen J und K um R₂₄ ■ /24 erhöhen. Sodann schaltet der Transistor Q& durch, während der Transistor Q₂₄ im Sperrzustand verbleibt Zu diesem Zeitpunkt ist die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q₂₃ in Gegen- bzw. Sperrichtung vorgespannt, so daß diese Strecke nicht leitet Daraufhin entspricht ein Dauerzustandspotentialunterschied an einem CR-Entladekreis aus dem Ladekondensator Ct und dem Ladewiderstand Rt dem Basispotential des Transistors Qx, unmittelbar vor der Anlegung des Triggerimpulses e\₄ zuzüglich des Spannungsabfalls R₂₄ · /24-

Wie erwähnt, beträgt das Basispotential des Transistors Q25 6 Vf — Vflf. In diesem Fall ist das Basispotential des Transistors Q₂₆ gleich 5 Vbe. Infolgedessen entspricht ein Potentialunterschied EVam Entladekreis aus dem Ladekondensator Ct und dem Ladewiderstand Rt folgender Gleichung:

EY = R₂₄ ■ I₂₄ + 5 V_BE(vgl.Fig.3)

Wenn hierbei die Basis-Emitterspannung V_BE des Transistors Q₂I für jedes Element des Vorspannungsdiodenblocks D₃₂ ebenfalls gleich Vf ist, entspricht der Kollektorstrom /24 des Transistors Qv folgender Gleichung:

/₂₄ = (2 Vf - V_BE)/R₂₇ = VkZR₂₇ (3)

Aus Gleichungen (2) und (3) ergibt sich folgendes:
EY = (R₂₄IR₂₇ + 5) V_BE (4)

Durch Einsetzen von Gleichung (4) in Gleichung (1) erhält man folgendes:

E(O - (R₇₄IR₂₁ + 5) K„-exp

\ Ct Rt)

Andererseits bestimmt sich das Potential E₂ des Transistors Q₂₄ wie folgt:

6 V_F = 6

Wie in Verbindung mit dem Univibrator 32 gemäß F i g. 1 beschrieben, bestimmt sich der Endzeitpunkt der Arbeitsweise des Univibrators gemäß Fig.4 ebenfalls durch E(t) = E₂. Aus diesem Grund kann die Betriebszeit des Univibrators auf der Grundlage von Gleichungen (5) und (6) mit gleichem Vorzeichen abgeleitet werden, d. h.

6 V_BE =

Ct

wird. Wie in Verbindung mit dem Widerstand R_H beschrieben, kann das Widerstandsverhältnis R₂₄/R₂7 bei der Ausbildung der Vorrichtung als integrierte Schaltkreisversion genau bestimmt werden. Wenn die Schaltung als integrierter Schaltkreis ausgelegt wird, können die Temperaturkoeffizienten der Widerstände R₂₄ und R₂₇ praktisch gleich groß eingestellt werden, während ihr thermisches Kopplungsvermögen höchst zufriedenstellend ist Die Änderung oder Abweichung

to der Betriebszeit des Univibrators kann daher weitgehend verringert werden, indem lediglich die Änderung der Zeitkonstante Ct ■ Rt begrenzt wird. Wenn außerdem die durch Temperatur induzierte Änderung der Zeitkonstante Ct ■ Rt unterdrückt wird, kann die temperaturabhängige Änderung der Betriebszeit oder der Ausgangsimpulsbreite des Univibrators auf ein Mindestmaß verringert w erden.

Es gibt zwei Möglichkeiten zur Begrenzung von temperaturabhängigen Änderungen der Zeitkonstante Ct ■ Rt. Die eine Möglichkeit besteht in der Verwendung eines Ladekondensators Ct in Form eines Elements, das einen Temperaturkoeffizienten mit einem Vorzeichen besi'zt, welches demjenigen des Temperaturkoeffizienten des Ladewiderstands Rt entgegenge-

setzt ist. Wenn sich der Widerstandswert des Ladewiderstands Rt bei einem Temperaturanstieg von 10° C um beispielsweise 1% erhöht, kann die temperaturabhängige Änderung der Zeitkonstante Ct ■ Rt durch Verwendung eines Ladekondensators Ct aufgehoben werden, dessen Kapazität bei einer Temperaturerhöhung von 10°C um 1% abnimmt. Die zweite Möglichkeit besteht darin, für den Ladewiderstand Rt und den Ladekondensator Cf Elemente mit kleinen Temperaturkoeffizienten zu benutzen. Beispielsweise kann die

temperaturabhängige Änderung der Zeitkonstante Cf · Rt auf einen außerordentlich geringen Wert herabgesetzt werden, wenn für den Ladewiderstand Rt und den Ladekondensator Cf ein Metallfolienwiderstand bzw. ein Glimmerkondensator eingesetzt wird.

Ein demoduliertes Signal eib der Schaltung gemäß F i g. 4 entspricht einer Größe, die durch Mittelwertbildung des Spannungsabfalls am Widerstand R₂₆ anhand der Zeit erhalten wird. Dies bedeutet, daß das demodulierte Signal e\b dem Produkt aus der Betriebszeit f des Univibrators und der Ausgangsamplitude Ek, dieses Univibrators proportional ist. Dabei ergibt sich folgende Gleichung:

Wenn der Ausdruck V_BEaus dieser Gleichung entfernt wird, erhält man eine Zeit t wie folgt:

Gleichung (7) zeigt, daß die Betriebszeit des Univibrators gemäß F i g. 4 durch eine Zeitkonstante Ct ■ Rt und ein Widerstandsverhältnis R^IR₂? bestimmt e,_b = K ■ t · Εκ

In dieser Gleichung bedeutet K ein Proportionalitätskonstante. Eine bei sperrendem Transistor Q_2b an dessen Kollektorstrecke auftretende Stromänderung entspricht dem Kollektorstrom I₂₄ des Transistors Q₂₇. Infolgedessen wird die Ausgangsamplitude E\_b zu

E₁₆ = /?2b · /24 (9)

Bei Einsatz von Gleichung (3) in Gleichung (9) ergibt sich folgendes:

E₁₆ = (R₂JR₂₇)

Anhand von Gleichungen (8) und (10) erhält man folgende Gleichung:

e,„ = (R₂J R₂₁) k- t ■ V₁₁, (W)

Wie erwähnt, können somit bei der Auslegung der Schaltung als integrierter Schaltkreis die durch Temperatur induzierten bzw. temperaturabhängigen Änderungen des Widerstandsverhältnisses R_:JR?: und der

Betriebszeit t des Univibrators weitgehend unterdrückt werden. Die Größe V_Be besitzt jedoch einen Temperaturkoeffizienten von etwa -2mV/°C. Infolgedessen sollte das demodulierte Signal d einen Temperaturkoeffizienten in der Größenordnung von —3000 ppm/" C besitzen.

Eine thermische Drift des demodulierten Signals ei₆ resultiert in einer Verschiebung des Abstimmpunkts am Abstimm-MeSgeräL Wenn außerdem die Gleichspannungskomponente des demodulierten Signals ei 6 für das A FC-Steuersignal <?μ benutzt wird, geht die thermische Drift soweit, daß die Abstimmfrequenz eines Tuners verändert wird. Die Schaltung gemäß Fig.4 enthält eine Anordnung zum Kompensieren der thermischen Drift. Das demodulierte Signal e\t wird über den Transistor Q₃₀ zur Klemme G geleitet. Andererseits ist die Klemme H über den Transistor Qi\ mit dem Kollektor des Transistors Qs verbunden. Ein Kollektorpotential £29 des Transistors Q» bestimmt sich durch das Produkt aus dem Widerstandswert des Widerstands Ä25 und des Kollektorstroms /29 des Transistors Qn. Der Kollektorstrom /29 kann auf dieselbe Weise wie in Gleichung (3) abgeleitet werden. Dementsprechend ergibt sich folgendes:

£29 -

· /2

und

29

10

Aus Gleichungen (12) und (13) ergibt sich folgendes:

(14)

15

Bei Einsatz von Gleichung (7) in Gleichung (11) und anschließende Subtraktion (14) von der so erhaltenen Gleichung ergibt sich folgendes:

e₁₆ - E₂₉ = (Ä₂₆/Ä₂₇) kCtRt In

V_BE - (Ä25/Ä29) V_BE

l«J7

In

C₂₉

(15)

Wenn gemäß Gleichung (15) die Bedingung
§* kCRt i„ ₌ A₂₁

«27 \ O / A₂₉

erfüllt ist, wird der Potentialunterschied e_]f> - E₂₉ zu Null.

Wenn unter teilweiser Differenzierung von Gleichung (16) mit einer Temperatur Tdie Bedingung

₂I

erfüllt ist, wird auch die temperaturabhängige Änderung des Potentialunterschieds eit — E₂₉ZuNuII.

Wenn die jeweiligen Temperaturkoeffizienten von foe//?:·?, Cf · Rl. R₂JR₂₇ und R25/R29 in Gleichung (17) sämtlich Null betragen, ist Gleichung (17) erfüllt. Wenn für die Elemente Cf und Rf ein Glimmerkondensator bzw. ein Metallfolienwiderstand verwendet und Widerstände mit gleichen Temperaturkoeffizienten als Elemente R₂* bis R27 und R2₉ benutzt werden, läßt sich die Bedingung nach Gleichung (17) praktisch realisieren. Genauer gesagt: Durch Auslegung und Justierung der Schaltung gemäß F i g. 4 in der Weise, daß Gleichungen (16) und (17) erfüllt sind, kann der Potentialunterschied zwischen den Klemmen G und H zu Null reduziert werden, während auch die thermische Drift bzw. Abweichung des AFC-Steuersignals e₂c das zwischen den Klemmen G und H abgenommen wird, praktisch zu Null reduziert werden kann. Die Unterdrückungswirkung bezüglich der thermischen Drift ist besonders dann zufriedenstellend, wenn die in Fig. 4 durch die gestrichelte Linie umschlossene Schaltung auf einem einzigen Chip als integrierter Schaltkreis ausgebildet wird.

Fig. 5 ist ein dem Schaltbild von Fig. 4 ähnelndes, jedoch teilweise modifiziertes Schaltbild. Im folgenden ist die Schaltung unter besonderer Hervorhebung dieser modifizierten Teile im einzelnen erläutert. Ein npn-Transistor Q₂bl· bildet eine sogenannte Komplementär-Darlington-Schaltung, durch welche eine Eingangsim-Dedanz nahe dem Schwellenwert, von der Basis des Transistors Q₂^ abgenommen, um eine große Spanne erhöht wird. Dies bedeutet, daß der Ladewiderstand Rf mit einem großen Wert gewählt werden kann. Wenn dabei die Zeitkonstantc Cf · Rf festgelegt ist, kann der Ladekondensator Ct verkleinert werden. Für den Ladekondensator Cf wird üblicherweise ein aufwendiger Glimmerkondensator benutzt. Der Preis für den Glimmerkondensator verringert sich jedoch im allgemeinen mit einer Verkleinerung seiner Kapazität. Bei der Umsetzung der Schaltung gemäß F i g. 5 in einen integrierten Schaltkreis ist andererseits die durch die Hinzufügung des Transistors Q_2bh zum Transistor Q_2bll eingeführte Kostenerhöhung praktisch vernachlässig-(17) bar. Die Fertigungskosten eines integrierten Schaltkreises bestimmen sich hauptsächlich durch die Chipgröße, so daß eine mäßige Vergrößerung der Anzahl von

■io Schaltungselementen kaum einen Einfluß auf die Fertigungskosten haben kann.

Gemäß Fig. 5 ist anstelle des Vorspannungsdiodenblocks Di₂ nach F i g. 4 ein npn-Transistor Qi₂ vorgesehen. Kollektor und Basis des Transistors Q₃₂ sind mit Basis bzw. Emitter des Transistors Qn verbunden. Der Emitter des Transistors Qn liegt an Masse. Ein Kollektorstrom /24 des Transistors Q₂₁ ist gleich einem Wert, der durch Dividieren einer Basis-Emitter-Spannung Vet des Transistors Qn durch die Größe des Widerstands R27 erhalten wird. Dies bedeutet, daß Gleichung (3) auch für die Schaltungsanordnung nach Fig.5 gilt. Die Kollektorspannung des Transistors Qn ist gleich der Summe aus den jeweiligen Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q₂₁ und Qn, d. h. sie beträgt 2 V_B&

Das Basispotential E₂ des Transistors Qn ist gleich der Summe aus 2 Vm; und einer Zener-Spannung Vz, die durch einen npn-Transistor Qn geliefert wird. Somit ergibt sich:

⁶⁰

E₂= Vz+ 2 Vnr

Da seine Emitter-Basis-Strecke in Gegen- bzw. Sperrichtung vorgespannt ist, wird der Transistor Qu in einem Lawinendurchbruchzustand eingesetzt. Dies bedeutet, daß der Transistor Qn einer Zenerdiode äquivalent ist. Wenn die Zenerspannung Vz etwa 5 V oder mehr beträgt, ist ihr Temperaturkoeffizient c Vz/dT positiv. Andererseits ist der Temperaturkoeffizient

3(2 V_BE)idT der Basisemitterspannung 2 V_fl£ negativ. Infolgedessen kann die temperaturabhängige Änderung des Potentials E₂ praktisch zu Null reduziert werden, indem die Ladungsträgerkonzentration des Emitterbereichs des Transistors Qu zweckmäßig gewählt wird.

Der Transistor Q₂X ist durch die Emitter-Basis-Strecke eines in Diodenschaltung vorliegenden pnp-Transistors Qk vorgespannt welcher der Vorspannungsdiode D35 gemäß F i g. 4 entspricht Die Transistoren Q₂] und Q35 bilden einen Stromspiegelkreis. Dabei ist der Kollektorstrom /26 des Transistors Q₂X dem Kollektorstrom /35 des Transistors Qn gleich. Der Kollektor des Transistors Qa ist mit den Kollektoren von pnp-Transistoren Qa und Qk verbunden. Der Emitter des Transistors Qa ist über den Widerstand Λ28 an Masse angeschlossen, während dtr Emitter des Transistors Qx, unmittelbar mit Masse verbunden ist Der Strom /35 wird in die Kollektorströme I_2S und /36 der Transistoren Qn und Qx aufgeteilt:

/2b - /35 = /28 + /3b (19)

Der Strom /3b, der einer schwankenden Gleichspannung (DC, NF) entspricht, ist wesentlich kleiner gewählt als der Strom /₂₈. Aus Gleichung (19) ergibt sich daher:
26 = '35 = '2S W""/

Die thermischen Eigenschaften bzw. Kennlinien der Ströme /2b und /35 sind daher im wesentlichen dieselben wie beim Strom /2«. Der Kollektorstrom hu entspricht einer durch Division von V«/. durch den Widerstand Λ28 erhaltenen Größe, wobei die bzw. diese Größe von Vhf. durch Subtraktion des Basis-E.-nitter-Potentials Ve* des Transistors Q₂% vom Kollektorpotential 2 V₀/ des Transistors Q» erhalten wird, nämlich

/2« = V_B,:/R_2n (20)

Da der Basiskreis bzw. die Basisstrecke des Transistors Qm. wie noch näher erläutert wird, durch eine Konstantstromquelle angesteuert wird, ist der Ausdruck Vbe praktisch im Kollektorstrom Ab nicht vorhanden. Anhand der Gleichungen (19A) und (20) erhält man somit:

10

15

20

25

30

35

= VnrJ

(21)

Wie aus einem Vergleich zwischen Gleichung (21) und Gleichung (3) hervorgeht, enthalten beide Ströme /24 und /2b die Größe Vm: als Parameter, so daß die Temperaturkoeffizienten der Ströme /24 und /2b auf praktisch dieselbe Größe eingestellt werden können.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 5 ist eine Gleichspannung-Gegenkopplungsschleife zur Stabilisierung der Arbeitspunkte der Gleichspannungsschaltkreise und zur Reduzierung von thermischer Abweichung bzw. Drift vorgesehen. Die Emitter der Transistoren Qm und Qjt sind dabei über Widerstände Ry₁ bzw. /?3b mit den Basiselektroden von pnp-Transistoren Qm und Qw verbunden, deren Basiselektroden an Klemmen Ound Pangeschlossen sind. Die Klemmen O und P werden durch einen Kondensator C\s wechselstrommäßig kurzgeschlossen. Die Emitter von Transistoren ζ))9 und Qio sind über einen Widerstand Rn mit der positiven Spannungsquelle verbunden. Der Widerstand /?j7 kann durch eine Konstantstromquelle ersetzt werden. Die Kollektoren der Transistoren Q^ und Qm sind mit den Kollektoren von npn-Transistoren Qa bzw. Qa2 verbunden, deren Emitter an Masse angeschlossen sind. Der Kollektor des Transistors Qa₂ angeschlossen,

50

60 während der Kollektor des Transistors Q_A\ mit der Basiselektrode des Transistors Q* verbunden ist Die Basis des Transistors Qy₁ wird durch die Kollektoren der Transistoren Qn und Qax konstantstrommäßig angesteuert Der Ausdruck Z₃₆ nach Gleichung (21) hat also keine Gültigkeit für den Ausdruck bzw. die Spannung Vbe des Transistors Qx₁.

Die Gleichspannungskomponente des an der Basis des Transistors Q₃O erscheinenden demodulierten Si- gnals ei6 wird über Transistoren Q₃₀, Q39 bis Qa₂, Q36, Q35 und Q₂X negativ zum Kollektorkreis des Transistors Q₂X rückgekoppelt In dieser Gegenkopplungsschleife wird die Wechselspannungskomponente des demodulierten Signals eie durch den Kondensator Qs unterdrückt Dies bedeutet, daß die Übertragungsfunktion der Gegen kopplungsschleife nur innerhalb eines Frequenzbereichs nahe an Gleichspannung groß genug ist, während sie oberhalb des Audio- bzw. Hörfrequenzbands (ab etwa 20 Hz) sehr klein ist. Wenn diese Gegenkopplung die Wechselspannungskomponente wirksam beeinflußt, wird eine normale Arbeitsweise des Univibrators 32 verhindert

Als Vergleichspotential, welches den Arbeitsbezugspunkt der Gegenkopplungsschleife bilden soll, wird das Potential am Emitter des Transistors Qn oder an der Klemme H benutzt. Wenn das Gleichspannungspotential an der Klemme H variiert, kann das Potential am Emitter des Transistors Qm oder an der Klemme C stets auf demselben Pegel wie das Potential an der Klemme H gehalten werden. Der Basiskreis des Transistors Q₃₁ braucht daher nicht speziell thermisch kompensiert zu sein. Andererseits kann das Potential an der Klemme H gegen Masse konstant gehalten werden, indem ein Vorspannungskreis vorgesehen wird, so daß das Emitterpotential des Transistors C?ji konstant wird. Zwischen dem Widerstand R₂-, sowie die Basis des Transistors Q^ und Masse eingeschaltete npn-Transistoren <?2s.i und Q₂Vb bilden diesen Vorspannungskreis. Der in Diodenschaltung vorliegende Transistor Qn₁, dient zur Temperaturkompensation der Spannung Vs/ des Transistors Q_it. Die Emitterzonen-Ladungsträgerkonzentration des als Zenerdiode geschalteten Transistors Q₂Vt ist so eingestellt, daß sein Temperaturkoeffizient praktisch zu Null reduziert wird.

F i g. 5 verdeutlicht die Möglichkeit der Umwandlung des integrierenden Kondensators C„„ in ein integriertes Schaltkreiselement. Die Basis des Transistors Qm wird durch den Kollektorkreis des Transistors Q₂\ und Q₂₂ oder (?2b.y angesteuert. Der Transistor Qm wird ersieht licherweise durch den Emitter des Transistors Q_2hb angesteuert. In der Praxis ist jedoch der Emitter des Transistors Q_2bb dem Kollektor des als Komplementär-Dailington-Schaltung vorliegenden Transistors (?2b.i + C?2bfc äquivalent. Die Basisemitterimpedanz des Transistors Qm ist daher außerordentlich hoch. Infolgedessen kann die Kapazität des integrierenden Kondensators Qm selbst beträchtlich verringert werden. Zur Verringerung der Eingangsimpedanz des Transistors Q30 wird auch für den Transistor Qm eine Art Komplementär-Darlington-Schaliung vorgesehen. Der Kollektor des Transistors Qv, is\ mit den Basis-Elektroden von npn-Transistoren Qu und Q^ verbunden, deren Kollektoren mit Emitter bzw. Kollektor des Transistors Qw verbunden ist. Die Emitter der Transistoren Q,- und Qm sind an der positiven Spannungsquelle angeschlossen. Die Transistoren Qn und Q^ bilden eine Stromspiegelschaltung, während die Transistoren C₁., und Qi: in Komplementär-Darlington-Schaltungsform geschaltet

sind. Für den Transistor Q₃₀ kann eine gewöhnliche Darlington-Schaltung bzw. ein FET verwendet werden. Bezüglich des Speisespannung-Nutzfaktors gewährleistet jedoch die Komplementär-Darüngton-Schaltung das günstigste Ergebnis.

Der Kondensator Qm ist mit der Basis des Transistors Qso und der positiven Spannungsqueile verbunden. Die eine Seite des Kondensators Cm kann an eine andere Schaltung als die genannte Spannungsquelle angeschlossen sein. Beispielsweise kann der Kondensator G_n, zwischen Basis und Kollektor des Transistors Q₃₀ geschaltet sein, in diesem Fall kann eine Übergangsbzw. Sperrschichtkapazität Cob zwischen Kollektor und Basis des Transistors Q₃₀ anstelle des Kondensators C_n, benutzt werden.

Gemäß F i g. 5 liegen die Transistoren Q₂₆* und Q₂₆O sowie die Transistoren Q30 und Q₃₇ in Darlingtonschaltung vor. Dies stellt lediglich eine Möglichkeit dar, weil eine solche Darlington-Schaltung normalerweise weggelassen werden kann, wenn die Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren Qx und Q₃₂ groß genug sind. Diese Darlington-Schaltung ist jedoch nützlich, wenn eine größere Zeitkonstante benötigt wird.

Das Schaltbild von Fig.5A ähnelt dem Schaltbild gemäß F i g. 5, ist jedoch teilweise modifiziert. In F i g. 5A ist die Gleichspannung-Gegenkopplung für die erwähnte Verringerung der thermischen Drift zur

Stromquelle 24 oder zum Kollektorkreis des Transistors Q₂₇ zurückgeführt. Im Fall der Gleichspannung-Gegenkopplung gemäß Fig.5 wird der Transistor Q₂^ so betätigt, daß sich sein Kollektorstrom T₂₆ verringert, wenn das Potential der Klemme G im Vergleich zu dem der Klemme //auf einen höheren Wert ansteigt Im FaI! der Gleichspannung-Gegenkopplung gemäß Fig.5A wird jedoch der Speisestrom I₂₄ der Stromquelle 24 offensichtlich erhöht, wenn das Potential der Klemme G über dasjenige der Klemme H ansteigt Dies bedeutet, daß der Kollektorstrom /36 des Transistors Q_x durch den Potentialanstieg an der Klemme C erhöht wird. Der Speisestrom /₂4 der Stromquelle 24 entspricht der Summe aus den jeweiligen Kollektorströmen der Transistoren Qn und Qx.

Gemäß Fig.5A entspricht ein Konstantstromkreis aus einem Diodenblock Oj₇O, einem Widerstand R₃₇₀ und einem pnp-Transistor Q₃₇₀ dem Widerstand R₃₇ gemäß Fig.5. Ebenso entsprechen Vorspannungsdiodenblökke Ü3o und D29 den Transistoren Q₃₄ bzw. Q₂^ und Qnh-

Die Demodulatorschaltung gemäß der Erfindung kann auch als D/A- bzw. Digital/Analog-Wandlerschaltung verwendet werden.

Obgleich bei den Schaltungen gemäß Fig. 1, 4 und 5 bipolare Transistoren als aktive Elemente vorgesehen sind, können diese Elemente durch andere Elemente, etwa Feldeffekttransistoren, ersetzt werden.

Hierzu -' Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. FM-Zähldiskriminator mit einer Begrenzerschaltung (14) zur Lieferung erster und zweiter Signale (en), welche gleich- und gegenphasig zu einem Eingangssignal (e\o) liegen, einer ÄC-Glieder enthaltenden Differenzierschaltung (22) zur Lieferung eines durch die ersten und zweiten Signale (eu) synchronisierten Triggerimpulses (e^), einem durch den Triggerimpuls fe_M) triggerbaren Univibrator (32), zur Lieferung eines weiteren Signals (e^), mit einem Ladekondensator (C,) und einem Ladewiderstand (R₁), wobei der Ladekondensator (C) zwischen dem Kollektor eines ersten Transistors (Qn) und der Basis eines zweiten Transistors (Qx) des Univibrators gescheitet ist und dessen Tastverhältnis entsprechend der Frequenz des Triggerimpulses (eu) variabel ist, und einer Integrationsschaltung (34) zur Lieferung eines niederfrequenten Ausgangssignals ('eis), dadurch gekennzeichnet, daß der Univibrator (32) einen Schalttransistor (Q₂₂) aufweist, dessen Basis mit dem Triggerimpuls feu) gespeist wird, daß der Emitter des ersten Transistors (Qn) mit dem Emitter des Schalttransistors (Q₂₂) verbunden ist, während seine Basis mit einem ersten Potential (E₂) speisbar und sein Kollektor mit einer ersten Spannungsquelle (+Vor) über einen ersten Widerstand (Rv) verbunden ist, der Emitter des zweiten Transistors (Q₂b) mit dem Emitter des Schalttransistors (Q₂₂) verbunden ist, während seine Basis über den Ladewiderstand (R₁) ein Potential (E\) erhält, so daß der zweite Transistor (Q₂^ bei durchgeschaltetem ersten Transistor (Q₂*) sperrt, wobei der Kollektor des zweiten Transistors mit dem Kollektor des Schalttransistors (Q₂₂) verbunden ist, und wobei das weitere Signal (e\b) vom Kollektor des zweiten Transistors (Qt_b) geliefert wird, und daß eine erste Stromquelle (26) zwischen die erste Spannungsquelle (+Vcr) und den Kollektor des zweiten Transistors (Qn) eingeschaltet ist und einen ersten Strom (I_2b) liefert, sowie eine zweite Stromquelle (24) vorgesehen ist, die zwischen den Emitter des zweiten Transistors (Q_2b) und eine zweite Spannungsquelle (— Vu) eingeschaltet ist und einen zweiten Strom (I₂*) liefert.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Stromquelle (26) durch einen dritten Transistor (Q₂\) eines dem zweiten Transistor (Q2b) entgegengesetzten Leitfähigkeitstyps gebildet ist, dessen Kollektor mit dem Kollektor des zweiten Transistors (Q₂t) verbunden ist, während sein Emitter an die erste Spannungsquelle (+ V<-c) angeschlossen und seine Basis mit einem ersten Vorspannungspotential speisbar ist, um den ersten Strom (l₂b) über den Kollektor des dritten Transistors (Q₂\) fließen zu lassen, wobei ein dritter Widerstand (R₂t) zwischen Kollektor und Emitter des dritten Transistors (Q₂\) geschaltet ist, daß die zweite Stromquelle (24) aus einem vierten Transistor CQ27), dessen Kollektor mit dem Emitter des zweiten Transistors (Qib) und dessen Emitter mit der zweiten Spannungsquelle (— V_n) über einen vierten Widerstand (R₂:) verbunden ist, während seine Basis mit einem zweiten Vorspannungspotential speisbar ist, um den zweiten Strom (/24) über den Kollektor des vierten Transistors (Q27) fließen zu lassen, und einem fünften Transistor (Q₂^) besteht, dessen Kollektor über einen fünften Widerstand (R₂^) mit der ersten Spannungsquelle (+ Vor) verbunden ist, während sein Emitter über einen sechsten Widerstand (Rn) mit der zweiten Spannungsquelle (— Vee) verbunden un<i seine Basis mit dem zweiten Vorspannungspotential speisbar ist

3. Schaltung nach Anspruch 1 oder Z dadurch gekennzeichnet, daß in dem Univibrator (32) nur eine Gleichstromkomponente des weiteren Signals (e\e) zur ersten Stromquelle (26) gegengekoppelt ist, um eine thermische Drift des Ausgangssignals (eis) zu reduzieren.

4. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß in dem Univibrator (32) nur eine Gleichstromkomponente des weiteren Signals (e\_b) zur zweiten Stromquelle (24) gegengekoppelt ist, um eine thermische Drift des Ausgangssignals (eis) zu reduzieren.