DE2849119A1

DE2849119A1 - Verfahren und schaltungsanordnung zur daempfungsmessung, insbesondere zur ermittlung der daempfungs- und/oder gruppenlaufzeitverzerrung eines messobjektes

Info

Publication number: DE2849119A1
Application number: DE19782849119
Authority: DE
Inventors: Gerhard Dipl Ing Blaess
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1978-11-13
Filing date: 1978-11-13
Publication date: 1980-05-14
Also published as: FR2441175A1; GB2042739A; US4275446A; FR2441175B1; DE2849119C2; IT7927166A0; IT1124948B; BE880001A; GB2042739B

Description

SIEMENS AKTIEIiGESELLSCHAFT Unser Zeichen Berlin und München 78 P 6 7 9 O BRO

Verfahren und Schaltungsanordnung zur Dämpfungsmessung, insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungs- und/oder

Gruppenlaufzeitverzerrung. eines Meßob.jektes.

(Zusatz zu Patent - Patentanmeldung

ρ 27 24 991.8)

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Dämpfungsmessung, insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungsverzerrung und/oder der Gruppenlaufzeitverzerrung eines Meßobjektes, dem ein Testpuls zugeführt und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort) ausgewertet wird, wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse die Pulsantwort in Harmonische zerlegt sowie die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlich ihrer Amplituden und .ggf. ihrer Phasenbeziehung zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der entsprechenden Werte des ursprünglich gesendeten Testpulses die Dämpfungsmessung und ggf. Gruppenlaufzeitmessung durchgeführt wird, und wobei der Testpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude und Anfangsphase vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und nach folgender Formel gebildet wird

Jb 1 Kom/24.10.1978

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— I/I '

U(t) = TL A_n · cos (2-Tr.n.f-t- <f_n) ,

Anfanss— wobei A_n die Amplitude und *f die/phase jeweils einer bestimmten Frequenz n«f bedeutet und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch Überlagerung zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent - (Patentanmeldung P 27 24 991.8).

Aus der Zeitschrift "Electronic Engineering" August 1966, Seiten 516 bis 519 ist ein Verfahren für die Messung der Übertragungsfunktion mit Hilfe von kurzen Impulsen bekannt. Ausgehend von der Erkenntnis, daß eine A-Funktion mit undendlich schmalen Impulsen in der Fourieranalyse eine Verteilung der Harmonischen mit konstanter Amplitude bei allen Frequenzen (bis unendlich) liefern würde, wird in der Praxis ein möglichst kurzer Impuls verwendet, der für seine Spektralkomponenten allerdings nur eine -~-- Funktion ergibt. Eine Folge derartiger schmaler Impulse wird auf das Meßobjekt gegeben und empfangsseitig wird die Kurvenform des durch die Übertragung veränderten Impulses nach Abtastung aufgezeichnet und einer Fourieranalyse unterworfen. In gleicher Weise ist auch vor der Übertragung eine Abtastung des Sendeimpulses durchzuführen und auch dieses Ergebnis wird gespeichert und ebenfalls einer Fourieranalyse unterworfen.

Dieses Verfahren hat den Nachteil, daß eine zweifache Aufzeichnung sowohl des Sendeimpulses als auch des verzerrten empfangenen Impulses durchgeführt werden muß. Außerdem ist erforderlich, daß beide Impulsformen der Fourieranalyse unterworfen werden. Bei der Messung an Übertragungsstrecken ergibt sich dabei das Problem, daß die Fourieranalyse für den Sendeimpuls an der Emp-

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\' 78 PB 7 90 ORD

fangstelle nicht direkt zur Verfügung steht. Es muß also entweder eine entsprechende zusätzliche Übertragung der sendeseitigen Spektralanalyse zur empfangsseitigen Meßstelle vorgenommen werden oder es wird umgekehrt die empfangsseitige Spektralanalyse zur Sendeseite zurückübertragen. Dabei ergibt sich neben dem großen Aufwand ein Nachteil dadurch, daß jeglicher Übertragungsfehler unmittelbar das Meßergebnis beeinflußt. In das Meßergebnis gehen weiterhin die Fehler sowohl bei der sendeseitigen als auch bei der empfangsseitigen Fourieranalyse mit ein.

Es ist auch zu beachten, daß die bei derartigen Impulsen auftretenden unendlich vielen Harmonischen (-—--Funktion) sehr breite Frequenzbänder belegen und zu Störungen führen können, wenn in bestimmten Kanälen gemessen werden soll, während in benachbarten Kanälen eine normale Nachrichtenübertragung stattfindet. Schließlich ist es noch für den praktischen Betrieb von Nach- teil, daß die Phasen der einzelnen Harmonischen und ebenso deren Amplituden durch die Form des verwendeten Sendeimpulses vorgegeben sind und somit nicht frei gewählt werden können.

Bei der Beurteilung der Belastung eines Systems durch Testpulse wird der sogenannte Crest-Faktor c_f herangezogen. Dieser ist definiert durch

^f ü_eff(Effektivwert)

Bei Verwendung von sehr schmalen Rechteckimpulsen, wie sie beim vorstehend genannten Stand der Technik benötigt werden, ist der Crest-Faktor sehr hoch und kann nicht geändert werden.

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Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, den Crest-Faktor c_f für den Testpuls in einfacher Weise so zu verändern, daß beim Meßvorgang eine möglichst geringe Belastung des Systems erreicht wird. Gemäß der Erfindung, welche sich auf ein Meßverfahren der eingangs genannten Art bezieht, wird dies dadurch erreicht, daß der für den Testpuls sich ergebende Crest-Faktor

Ug ..(Spitzenwert}

^f U_eff (Effektivwert)

durch Auswahl unterschiedlicher Anfangsphasenwerte f η der jeweils für die Überlagerung benutzten harmonischen Einzelschwingungen auf einen für die Belastung des Systems zulässigen Wert verringert wird.

Durch die Erfindung ergibt sich vor allem der Vorteil, daß die Veränderung bzw. Einstellung der einzelnen Anfangsphasenwerte f1 bis ^n auf der Sendeseite sehr einfach erfolgen kann und keine nachteiligen Folgen auf die Qualität der Messung hat. Es lassen sich so besonders hohe Spannungsspitzen vermeiden₉ welche z.B. zur Übersteuerung oder zur Nichtlinearitäten bei der Übertragung Anlaß geben würden. Da die durch diese Spannungsspitzen verursachten Nichtlinearitäten und Übersteuerungen nur beim Meßvorgang auftreten, besteht ohne die Erfindung die Gefahr, daß bei der Messung selbst ein Fehler erzeugt wird, der in der Praxis bei der Übertragung von Nutzsignalen nicht vorhanden ist.

Die Erfindung betrifft weiterhin eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens, welche dadurch gekennzeichnet ist, daß sendeseitig ein Speicher vorgesehen ist, der ausreichend viele zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit den unterschiedliehen Anfangsphasenwerten der Einzelschwingungen ge-

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bildeten Testpuls enthält, die nacheinander ausgelesen werden, daß empfangsseitig ein Speicher vorgesehen ist, in dem die Ausgangswerte des sendeseitig mit den unterschiedlichen Anfangsphasenwerten gebildeten Testpulses ebenfalls gespeichert und zur Auswertung bereitgestellt sind, und daß eine Schaltung für die Abtastung des empfangenen Testpulses vorgesehen ist.

Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen wiedergegeben.

Die Erfindung und ihre Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 eine Schaltung für die Erzeugung des Testpulses Fig. 2 eine Schaltung für die empfangsseitige Auswertung des verzerrten Testpulses

Fig. 3 einen Testpuls mit ungünstigem Crest-Faktor Fig. 4 ein erstes Beispiel für eine verbesserte Verteilung der Anfangsphase

Fig. 5 den zur Phasenverteilung nach Fig. 4 gehörenden

Testpuls
Fig. 6 ein Zeigerdiagramm einzelner Harmonischer nach empfangsseitiger Aufbereitung durch die Fourieranalyse.

In Fig. 1 sind Einzelheiten einer Schaltungsanordnung dargestellt, mit der der aus der überlagerung einer Reihe harmonischer Schwingungen hergeleitete Testpuls hergestellt wird. Das angegebene Beispiel bezieht sich auf Messungen an einem Daten- oder Fernsprechkanal (Bandbreite 300 Hz bis 3kHz). Dabei ist ein Quarzgenerator QG vorgesehen, dem ein erster Frequenzteiler FDO nachgeschaltet ist, dessen Teilungsverhältnis m:1 beträgt. Am Ausgang dieses Frequenzteilers liegt beispielsweise eine rechteckformige Spannungsfolge mit der Frequenz 12,8 kHz vor. Diese Rechteckspannungsfolge wird einer Reihe von

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1 ΛΟ* 73 P 6 7 9 O BRD

. 6" Frequenzteilern FD1 bis FD6 zugeführt, die hinterein- ■ ander geschaltet sind und jeweils ein Teilverhältnis von 2:1 aufweisen.

Mit dem 6-stufigen Binärteiler (FD1...FD6) können 2 = 64- verschiedene Kombinationen aufeinanderfolgend auf den 6 Ausgangsleitungen erzeugt werden, welche als Adressleitungen einem programmierbaren Speicherwerk (z.B. PROM) zugeführt werden, das mit PR bezeichnet ist. Mit jeder der T = 64" Adressen wird ein Speicherwort im Speicher PR angesprochen und auf den Ausgang durchgeschaltet. Jedes Speicherwort hat z.B. eine Länge von 12 Bit und beinhaltet den digitalisierten Amplituden-Momentanwert der unverzerrten Zeitfunkt ion (n= ganzzahlig) _n, 16

U(t) =21 ^An * ^cos (2ir-n-f.t-u> ). CD η = 1 ■ ^{n 7n}

Durch Aneinanderreihen dieser aufeinanderfolgenden Momentanwerte wird der Testpuls als Treppenkurve erzeugt, wobei diese Testpulse zweckmäßig fortlaufend (d.h. ohne zeitliche Lücke aneinandergereihtJausgesandt werden. Eine Periode des Testpulses ist gegeben durch j- , wobei f^ die Frequenz der niedrigsten Harmonischen bedeutet (im vorliegenden Beispiel ist f^ = 200 Hz gewählt).

Mit dem angenommenen Zahlenbeispiel von insgesamt 16 einzelnen Harmonischen von je -200 Hz Frequenzabstand kann ein Frequenzband von 200 Hz bis 3200 Hz ausgemessen werden. Für die Auslegung der Arbeitsweise der Schaltung nach Fig. 1 ist zu beachten, daß., nach dem Abtasttheorem die höchste Frequenz (3200 Hz) mehr als zweimal abgetastet werden muß, so daß die Abtastfrequenz über 6400 Hz liegen muß. Im vorliegenden Beispiel ist davon ausgegangen, daß die Abtastfrequenz mit 12,8 kHz gewählt ist, so daß die Abtastbedingung für die höchste Frequenz mit Sicherheit erfüllt ist.

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Im einzelnen wird für die Programmierung des Speichers PR folgendermaßen vorgegangen:

Zunächst wird mit den jeweiligen Amplitudenwerten A1 bis An und den Anfangsphasenwerten γ>^ bis ψ ein Testpuls der Periodendauer T = j- festgelegt. Die Periodendauer beträgt für das angegebene Beispiel somit T = 5 msec.

Von dem so zeichnerisch oder rechnerisch ermittelten, aus den einzelnen Harmonischen mit den Amplituden A1 bis A16 und mit den Anfangsphasen Ψ «j bis Ψ*£ zusammengesetzten Testpuls werden nun während einer Periodendauer T, also z.B. während 5 msec eine ausreichende Zahl z.B. von k= 64 aufeinanderfolgenden Abtastwerten

T
im zeitlichen Abstand von j- , im vorliegenden Beispiel also ,

Λ.-1-lQ = 78,125 /usec

64 " '

entnommen. Diese Werte der Zeitfunktion werden in digitaler Form im Speicher PR aufeinanderfolgend unter der jeweiligen Adresse d.h.z.B. unter Nr. 1 bis Nr. 64 · .abgelegt. Dadurch ist sichergestellt, daß durch Fortschalten der Adressen aufeinanderfolgend beim Auslesen k = 64 Abtastwerte in der richtigen Reihenfolge nacheinander ausgelesen werden und daß nach Digital-Analogumwandlung im Digital-Analogumsetzer DAC diese Abtastwerte eine Treppenkurve bilden, welche praktisch dem idealen für die Berechnung der Abtastwerte benutzten Testimpuls entspricht. Die Glättung, d.h. die Überführung der einzelnen Spannungsstufen in ein stetiges Analogsignal er|olgt mit dem nachgeschalteten Tiefpaßfilter LP.

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l %" 73 P 8 7 3 O BRD

Nach Ablauf einer vollen Periode, d.h. nach T = 5 msec beginnt ohne Zwischenraum das Programm von neuem, d.h. es folgen wieder 64 Abtastwerte aufeinander, welche die gleiche Treppenkurve ergeben ( = nächsten Periode der Zeitfunktion).

Es werden aufeinanderfolgend mindestens so vxele Testimpulse ausgesandt, wie das jeweilige Meßobjekt bis zum vollständigen Einschwingen benötigt. Im eingeschwungenen Zustand kann dann empfangsseitig mindestens eine Periode T abgetastet werden und zwar nach dem gleichen Schema, nach dem sendeseitig die Erzeugung der einzelnen Abtastproben durchgeführt wurde. Im vorliegenden Beispiel würden sich somit auf der Empfangsseite wieder 64 Abtastwerte ergeben, die dann in analoger oder digitalisierter Form der Fourieranalyse unterworfen werden können und dadurch insgesamt die einzelnen Amplitudenwerte A1* bis A16* sowie die Phasenwerte^f 1*bis fl6* liefern.

Sollten im Tiefpaßfilter LP irgendwelche bekannte Verfälschungen der Zeitfunktion (z.B„ durch Däqpfungswelligkeit im Durchlaßbereich oder durch eine Phasenverschiebung) eintreten, können diese durch eine entsprechende Vorkorrektur der Abtastwerte (Vorentzerrung) ausgeglichen werden.

Diese Zeit-Spannungsfunktion, welche den Testpuls bildet, gelangt über einen einstellbaren Verstärker AM1 zu einer Anpaßschaltung TR1, z.B„ in Form eines Leitungsüberagers und von dort aus zu einem eine Filtercharakteristik aufweisenden Meßobjekt TE, bevorzugt eine Übertragungsstrecke, deren Dämpfung^und/oder Gruppenlaufzeit bzw. Dämpfungsverzerrung und/oder Gruppenlauf zeitverzerrung gemessen werden soll.

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2843119 ^{73 p579}° ^BRD

In Fig. 2 ist die Schaltung zur Auswertung der durch das Meßobjekt veränderten Testpulse dargestellt. Von dem Meßobjekt TE gelangt der verzerrte Testpuls zunächst zu einer AnpaßschaltungTR2,an deren Ausgang ein Dämpfungsglied AT angeschlossen ist, dem ein einstellbarer Verstärker AM2 nachfolgt. Von hier aus zweigt eine Regelschleife ab, die über einen Gleichrichter GR und eine Schwellenschaltung SW geführt ist und die Dämpfung des Dampfungsgliedes AT sowie die Verstärkung des Verstärkers AM2 so beeinflußt, daß eine in engen Grenzen tolerierte Maximalamplitude des empfangenen Testpulses vorhanden ist. Nachgeschaltet ist ein eine Abtast- und Halteschaltung aufweisender Analog-Digital-Umsetzer ADC, welcher gesteuert mit einer Taktfrequenz von 12,8 kHz die Momentanwerte des empfangenen Testpulses digitalisiert. Diese 12,8 kHz entsprechen mit hinreichender Genauigkeit dem am Ausgang des ersten Frequenzumsetzers FDO in Fig. 1 an der mit A bezeichneten Klemme auftretenden Takt.

Die Taktfrequenz von 12,8 kHz wird einem Frequenzteiler FD 7 zugeführt, der für das gewählte Beispiel ein Teilungsverhältnis von 64' : 1 hat. Dieser Frequenzteiler FD7 hat im wesentlichen den gleichen Aufbau wie der Teiler FD1 bis FD6 in Fig. 1. Sr kann sogar z.B. bei Schleifenmessung mit diesem identisch sein und bildet auf seinen 6 Ausgangsleitungen die Adressen, unter denen die vom Analog-Digital-Umsetzer aufeinanderfolgend gelieferten und dem jeweiligen Momentanwert des empfangenen Testpulses entsprechenden Binärwerte in dem Speicher STO abgespeichert werden. Nach einem Durchlauf des Teiler FD7, d.h. nach dem Abspeichern von z.B. 64 - Momentanwerten des empfangenen Testpulses, wird dieser Vorgang beendet. Mit den 64 Werten wird somit genau eine Periode des Testpulses in digitalisierter Form abgespeichert.

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Dieser Speicher STO arbeitet mit einem Computer CO im Dialogverkehr zusammen, wobei zunächst die abgespeicherten 64 Abtastwerte nach einem Fast-Fourier-Programm (FFT-Prοgramm) verrechnet werden. Das Programm hierfür ist in einem Programmspeicher PST enthalten, der auch die sendeseitig für die Erzeugung des Testpulses maßgebenden einzelnen Amplitudenwerte A1, Δ2.. .An und die Phasenwerte o?^, f o* *' Yn ^en'^fcilä-¹-'^fc·

Ein Beispiel für ein derartiges FFT-Programm zur Berechnung der schnellen Fourier-Transform ist in dem Buch "The Fast Fourier Transform" von G. Oran Brigham auf den Seiten 163 bis 171 beschrieben.

Mit diesem FFT-Rechenvorgang wird der Übergang von dem Zeitbereich in den Frequenzbereich ausgeführt. Als Ergebnis wird für jede der z.B. η = 1β Harmonischen der Real- (Ra*) und der Imaginärteil (In*) erhalten. Hiervon wird anschließend für jede Harmonische der Betrag der Amplitude An* nach der Gleichung

An* = "WRa*)^Z+ (3h*) ^z (2)

errechnet sowie die Phase u> _ nach der Gleichung I ⁿ

[f_n = arctg ||* . (3)

Die hierfür erforderlichen Programme sind ebenfalls in

dem Programmspeicher PST enthalten. 30

Hat das Meßobjekt TE z.B. durch eine Filtercharakteristik eine frequenzabhängige Dämpfung, so sind die auf der Empfangsseite errechneten Einzelamplituden A1*. ..An* der Harmonischen nicht mehr identisch mit den Einzelamplituden A1 ... An, aus denen sich der gesendete Testpuls zusammensetzte (siehe Gleichung 1). Die

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Amplitudenänderung St_n* durch das Meßobjekt und somit die Dämpfung bzw. Dämpfungsverzerrung bei den verschiedenen Frequenzwerten f1 bis fn wird für jede Harmonische berechnet (a^* = 5- ) und als Ergebnis auf einer geeigneten Anzeigeeinrichtung (Display) dargestellt, die hier mit DSP bezeichnet ist. Das erforderliche Programm ist ebenfalls im Programmspeicher PST enthalten, d.h. auch die Information über die sendeseitig gewählte Amplitudenverteilung Al bis An. "

Hat das Meßobjekt TE auch eine frequenzabhängige Phasenverschiebung, so ist die Differenz der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer ein Maß für die Gruppenlaufzeit nach der Gleichung

Diese Näherung gilt hinreichend genau bei ausreichend vielen Harmonischen innerhalb der zu untersuchenden Bandbreite, wobei zusätzlich vereinfachend gilt

ACc = 2 7T-Af = 2 7T· f., = konst. (5)

Um die Differenz der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer bestimmen zu können, wird zunächst die Phasenänderung Δ fn* jeder Harmonischen bestimmt nach der Gleichung

A</>n* -JTa* - γ η,

wobei die Werte von ^n (die sendeseitig gewählten Phasen der Harmonischen) ebenfalls im Programmspeicher PST gespeichert sind. Die Differenz der Phasenänderung zweier benachbarter Harmonischer als Maß für die Gruppenlaufzeit T ergibt sich somit zu

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*_η = ( ψ*η +1 - fn+ϊ) - ( ψ*η - γ η) (6)

= ( u?*n+1 - γ*η) - ( ^η+1 -

Somit kann aus den Gleichungen (4) mit (5) und (6) die Gruppenlaufzeit T berec

tung dargestellt werden.

Gruppenlaufzeit T berechnet und auf der Anzeigeeinrich

Bei Schleifenmessung kann die Gruppenlaufzeit V absolut gemessen werden. Bei Streckenmessung kann der Absolutwert wegen Fehlens eines Referenzzeitpunktes nicht bestimmt werden. Hier ergibt sich nur die Gruppenlaufzeitverzerrung bezogen auf den Wert bei einer willkürlich gewählten Frequenz.

Die in den Fig. 1 und 2 dargestellten Speicheranordnungen und Auswerteeinrichtungen sind als digital arbeitend beschrieben worden. Es ist aber auch möglich, dort analoge Speicher und/oder Auswerteeinrichtungen einzusetzen.

Während auf der Sendeseite nach Figo 1 im Speicher PR zweckmäßig die Zeitfunktion des Testpulses gespeichert ist, sind auf der Empfangsseite (Fig. 2) vorteilhaft die Werte der Frequenzfunktion gespeichert, weil die dort mit dem Empfangssignal durchzuführende Fourieranalyse ebenfalls die Werte der Frequenzfunktion liefert und somit der Vergleich besonders einfach durchzuführen ist.

In Fig. 3 ist in Abhängigkeit von der Zeit t mit einer ausgezogenen Linie der "Verlauf des Testimpulses TU für eine Periode T = 5ms dargestellt, wie er in der Anordnung nach Fig. 1 erzeugt wird und am Ausgang des Tiefpasses LP bzw. der Anpaßschaltung TR1 vorliegt.

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Dieser Testpuls "besteht aus η = 16 verschiedenen Harmonischen der Grundfrequenz 200 Hz. Diese reichen von 200 Hz (n=i) bis 3200 Hz (η=1β). Dabei ist angenommen, daß die Amplituden aller dieser Harmonischen 3e_ weils gleich groß gewählt sind und die Anfangsphase *f_n jeweils 0°beträgt (Vgl. Gleichung 1).

Während für die gleichphasige Überlagerung (¹Pn=O) aller Einzelschwingungen entsprechend Fig. 3 sich ein Crest-Faktor 0^=5,66 , der eine entsprechende Systembelastung und die Möglichkeit von Verzerrungen im Rahmen der Messung durch Übersteuerung oder Nichtlinearitäten mit sich bringt, kann durch eine besondere Auswahl der Aufeinanderfolge der Anfangsphasen ψ ^ bis f_n der verschiedenen Einzelschwingungen ein Testimpuls von wesentlich günstigerem Verlauf erzielt werden. Ein Beispiel dafür ist in Fig. 4 angegeben, wo für einen Frequenzbereich von etwa 200 bis 3200 Hz, also einen normalen Sprachfrequenskanal, die Anfangsphase ψ als eine durchgehende Kurve eingezeichnet ist. Diese Phase <f weist im unteren Bereich, d.h. von etwa 200 bis 1000 Hz den Verlauf einer Parabel dritter Ordnung auf, während zwischen 1000 und 2600 Hz ein Verlauf etwa einer Parabel zweiter Ordnung vorgesehen ist und über 2600 Hz ein Anstieg nach einer Parabel dritter Ordnung stattfindet. Für den angenommenen Zahlenwert von 16 Einzelfrequenzen ergeben sich dementsprechend 16 Phasenwerte f ^ bis *f <]£_f die als Ordinatenwerte aus der Fig. 4 ablesbar sind. Die Phasenwerte ψ ^ bis ψ i6* ^mi^ denen die Erzeugung der Einzelfrequenzen auf der Sendeseite erfolgt, müssen für die Messung der Gruppenlaufzeitverzerrung in der Programmsteuereinrichtung PST nach Fig. 2 enthalten sein, was dort durch die jeweiligen Kästchen eingetragenen Phasenwerte Ψ ^ bis ψ_η angedeutet ist. Das in Fig. 4 ge-

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zeigte Beispiel einer Phasenverteilung dient in erster Linie der Erläuterung der grundsätzlichen Zusammenhänge und stellt noch keine optimale Lösung dar.

In Fig. 5 ist auf der Abszisse die Zeit in Millisekunden und auf der Ordinate der Spannungsverlauf U(t) eines Testimpulses TI2 dargestellt. Dabei ist angenommen, daß die Amplitudenwerte A1 bis An der Einzelschwingungen alle gleich groß gewählt sind, während die zugehörigen Phasenwerte ψ.. bis ψ*β die in Fig. 4 gezeichneten Werte aufweisen. Dieser Testimpuls TI2, welcher aus der Überlagerung dieser 16 amplitudengleichen, jedoch phasenverschiedenen Einzelschwingungen entsteht, weist wesentlich geringere Spannungsspitzen auf als der Testimpuls TU nach Fig. 3, welcher allein aus amplitudengleichen Schwingungen mit der Anfangsphase γ ^ bis ψ_η = 0 gebildet ist und ebenfalls 5 ms dauert. Der Crest-Faktor für den mit unterschiedlichen Phasenwerten ψ.. bis Ψ λa. gebildeten Testimpuls TI2 weist einen Wert c_f = 4,03 auf gegenüber dem Wert c_f = 5,66 beim Testimpuls TU nach Fig. 3.

Fig. 6 zeigt in einer Zeigerdiagrammdarstellung die Beziehungen für die sendeseitigen Amplitudenwerte A1 und A2 samt den zugehörigen Phasenwerten y>^ und ψ~ und· für die am Ausgang der Schaltung nach Fig. 2 erhaltenen Werte f* bis γ* und A*1 bis A*2. Die Phasenwerte ψ* und Ψ* sind aus Fig. 4 entnommen. Die Zeiger A1 und A*1 entsprechen einer Frequenz f1 = 200 Hz, die Zeiger A2 und A*2 einer Frequenz von f2 = 400 Hz. Der Zeiger A1 hat eine Anfangsphase von Ψ λ --106°, der Zeiger A2 eine Anfangsphase ψ₀ = +133°.

Am Ausgang eines Meßobjektes wird z.B. für den Zeiger A*1 die Phase ψ*^ = -80° und für den Zeiger jp*₂ die Phase +210° gemessen. Nach Gleichung (6) ergibt sich für dieses angenommene Beispiel

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λ/

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ΑΑψ*_Λ = [210° - (-8O)J- [133^P - (-106°)] = +51°.

Ein vollständiges Zeigerdiagramm nach Fig. 6 würde somit das Gesamtergebnis am Ausgang des Computers nach Fig. 2 wiedergeben. Nach Gleichung (4) kann aus den Werten von A^y* die Gruppenlaufzeit <f bestimmt werden.

Bei der Auswertung der Dämpfung ist zu beachten, daß jeweils A*1 auf A1, A*2 auf A2 ... A*n auf An bezogen werden muß, um zu dem gewünschten Dämpfungswert a*n jeweils bei der Frequenz n*f zu gelangen.

Zur Verringerung des Crest-Faktors besteht ergänzend zur Wahl unterschiedlicher Anfangsphasenwerte <f ₁ bis ψ eine zusätzliche Möglichkeit darin, die Amplitudenwerte A1 bis An der Einzelschwingungen unterschiedlich zu wählen. Dies hat seine Ursache darin, daß im Zähler die lineare Summe der Amplitudenwerte auftritt, während im Nenner die Wurzel aus der Summe der Quadrate steht Beispielsweise kann es vorteilhaft sein, bei Meßobjekten mit einer Filtercharakteristik die Amplitudenwerte A im Bereich der Filterflanken wesentlich größer zu wählen, dagegen im Durchlaßbereich mit kleineren Amplitudenwerten zu arbeiten. Beispielsweise können im Bereich der Filterflanken die Amplitudenwerte A1 bis A5 den normierten Wert 1 aufweisen, und ebenso im Bereich der oberen Filterflanke die Amplitudenwerte A12 bis A16. Dagegen werden die bei einem Bandpaßfilter im Durchlaßbereich liegenden Amplitudenwerte A6 bis A11 wesentlich geringer gewählt, weil sie infolge der geringeren Dämpfung durch das Meßobjekt auf der Empfangsseite immer noch mit einem für eine genaue Messung ausreichend große Pegel eintreffen.

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2849119 73 P O 7 3 G BRD Eine weitere besonders vorteilhafte Lösung zur zusätzlichen Verringerung des Crest-Faktors c~ besteht darin, daß die Amplituden Ax einzelner der η Harmonischen zu Null gesetzt werden. Beispielsweise läßt sich, wenn mit einem Frequenzabstand von 100 Hz gearbeitet werden soll und dementsprechend f1 = 100 Hz, f2 = 200 Hz usw. beträgt, der Amplitudenwert A1 (d.h. bei f1 = 100 Hz) zu Null setzen. Das bedeutet, daß als erste Harmonische A2 mit f2 = 200 Hz, dann A3 mit f3 = 300 Hz usw. auftritt, bis z.B. A33 mit f33 = 3300 Hz. Der Amplitudenwert A1 = 0 geht bei der Berechnung des Crest-Faktors c_f nicht mehr ein und dieser erhält somit einen günstigeren Wert.

Eine vorteilhafte Möglichkeit zur Verringerung des Crest-Faktors c_f besteht darin, daß die Anfangsphase *f für jede der η Einzelscimingungen zu 90° gewählt, also praktisch die Überlagerung von η Sinusschwingungen zur Bildung des Testimpulses benutzt wird. Damit ist die bei Fig. 3 am Beginn und am Ende des Testimpulses TU auftretende übergroße Spannungsspitze vermieden, weil die Maxima der Einzelschwingungen nicht mehr zusammenfallen.

Beispielsweise läßt sich bei der Überlagerung von η = Sinusschwingungen ( ψ = 90 ) unter der Voraussetzung, daß A1 = 0 (bei f1 = 100 Hz) gesetzt und die nachfolgenden 32 Amplitudenwerte A2 bis A33 gleich groß sind, ein Crest-Faktor c_f = 6,75 erzielen. Die Beziehung für U(t) lautet in diesem Fall

33 Tr

U(t) =^" Leos (Z-TT'n'f't - -J.)
n^2

^JJ Dagegen ergibt sich ein c~ = 8,0, wenn 32 Cosinusschwingungen gleicher Amplitude A2 bis A33 und glei-

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- yf - 73 P 6 7 2 O BRO

eher Anfangsphase ¹P_n=O⁰ überlagert werden, wobei A1 = und f1 = 100 Hz gewählt ist, also gilt

32
U(t) = Σ1 1*cos ( 2iT*n'f-t) ⁿ=²

Noch niedrigere Werte von c~ lassen sich verwirklichen, wenn die Werte von γ alternierend zu Null und zu gewählt werden, also z.B. die ungeradzahligen Einzelschwingungen (n=1,3>5,7...) mit der Anfangsphase f = 0° und die geradzahligen Einzelschwingungen (n=2,4,6,...) mit ψ = 90° Anfangsphase angesetzt werden. In diesem Fall liegt bei At = 0 (f1 = 10OHz) und gleichen Amplitudenwerten A2 bis A33 der Crest-

Faktor bei c_f = 5,75.

Für U(t) gilt in diesem Fall

n=33
U(t) = ^2 ^1#cos ⁿ=²

wobei für ψ

Ό für n=2m )

/ mit m=1,2,.. .16. j für n2m+1j

für n=2m+1j

Wählt man bei A1=0 (f1 = 100Hz) und der Gesetzmäßigkeit

n=32

1'cos (27)~*n*f-t - φ)

eine Verteilung der Anfangsphase ^_n nach folgendem Gesetz:

0 3 0 0 2 0 / 0 A

Ίϊ ·

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- 18 ^11'/Ί6'^29'Ρ32 = ⁹⁰°

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= 135°

fzV f'22' ^28'f30 = ¹⁸°^C

= 225°

/24' ^27 ^{= 270}°

so liegt der Crest-Faktor sehr niedrig υηά. beträgt nur noch c,p = 2,68.

17 Ansprüche

6 Figuren

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Claims

- /- 7-3 P S 7 9 O BRD

Patentansprüche

1J Verfahren zur Dämpfungsmessung, insbesondere zur Ermittlung der Dämpfungsverzerrung und/oder der Gruppenlaufzeitverzerrung eines Meßobjektes, dem ein Testpuls zugeführt und seine durch das Meßobjekt verursachte Verformung (Pulsantwort) ausgewertet wird, wobei mit Hilfe der Fourier-Analyse die Pulsantwort in Harmonische zerlegt sowie die einzelnen Frequenzkomponenten hinsichtlieh ihrer Amplituden und ggf. ihrer Phasenbeziehung zueinander bestimmt werden und durch Einarbeiten der entsprechenden Werte des ursprünglich gesendeten Testpulses die Dämpfungsmessung und ggf. Gruppenlaufzeitmessung durchgeführt wird, und wobei der Testpuls aus einer Reihe bezüglich ihrer Amplitude und Anfangsphase vorgegebener Schwingungen unterschiedlicher Frequenz besteht und nach folgender Formel gebildet wird

η
U^-Ct) = SL A_n-COs (2 7r-n-f-t-y>_n)

¹

wobei A die Amplitude und ψ_η die Anfangsphase jeweils einer bestimmten Frequenz n*f bedeutet und die so gebildeten einzelnen Harmonischen bekannter Amplitude durch Überlagerung zum Testpuls zusammengesetzt sind, insbesondere nach Patent (Anmeldung P27 24 991.8), dadurch gekennzeichnet, da3 der für den Testpuls sich ergebende Crest-Faktor

ο. = 2g_if2ii5,S52?©E£L_ durch Auswahl unterschiedlicher

^f eff(Effektivwert)
Anfangspnasenwerte u> _n der jeweils für die Überlagerung benutzten harmonischen Einzelschwingungen auf einen für die Belastung des Systems zulässigen Wert verringert wird.

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ORIGINAL INSPECTED

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2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die unterschiedlichen sendeseitigen Anfangsphasenwerte ψ^ bis f _n bei der Bestimmung der Phasenverzerrung für die durch das Meß-

5 objekt veränderten empfangsseitigen Phasenwerte ψ -j bis ψ*_η durch Differenzbildung bei der Auswertung dadurch herangezogen werden, daß für die Ermittlung der Phasenverzerrung empfangsseitig die einzelnen sendeseitig benutzten Anfangsphasenwerte ψ* bis f_n in einer Speichereinrichtung (PST) für die Berechnung der Phasenverzerrung festgehalten werden.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch

.daß gekennzeichnet , /für die Anfangsphase ψ_η im unteren und oberen Frequenzbereich ein Verlauf nach einer Parabel dritter Ordnung und im mittleren Frequenzbereich ein Verlauf nach einer Parabel zweiter Ordnung angesetzt wird.
4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Anfangsphase für alle Harmonischen zu f_n = 90° angesetzt wird.
5. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch

gekennzeichnet , daß die Anfangsphasen <f _n alternierend zu 0° oder 90° angesetzt werden.
6. Verfahren nach einem der vorerwähnten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenwerte A1 bis An der einzelnen Harmonischen unterschiedlich angesetzt werden.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet , daß die Amplitudenwerte A1 bis An bei Meßobjekten mit einer Filtßrcharakteristik im Bereich der Filterflanken größer angesetzt werden als im Durchlaßbereich.

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8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Testpuls mindestens die Länge einer vollen Periodendauer der in ihm enthaltenen niederfrequentesten Einzelschwingung aufweist.
9. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die einzelnen Testpulse lückenlos aneinandergereiht ausgesandt werden.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß Abtastwerte eines vollständigen Testpulses in einem Speicher (PR) festgehalten werden, wobei die Abtastfrequenz mehr als doppelt so hoch gewählt ist wie die höchstfrequente im Testpuls enthaltene Einzelschwingung.
11. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplituden (Ax) einzelner der η Harmonischen bei der Bildung des Testpulses zu Null gesetzt werden.
12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet , daß die Amplituden (Ax) derjenigen Harmonischen zu Null gesetzt werden, bei denen η kleine Werte aufweist.
13. Schaltungsanordnung zur Durchführung .des Verfahrens, nach einem der vorliegenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet , daß sendeseitig ein Speicher (PR) vorgesehen ist, der ausreichend viele zeitlich aufeinanderfolgende Abtastwerte aus einem mit den unterschiedlichen Anfangsphasenwerten ( y.. bis ^_n) der Einzelschwingungen und den Amplitudenwerten (A1

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bis An) gebildeten Testpuls enthält, die nacheinander ausgelesen -werden, daß empfangsseitig ein Speicher (PST) vorgesehen ist, in dem die Ausgangswerte des sendeseitig mit den unterschiedlichen Anfangsphasenwerten ( γ* bis ψ ) und den Amplitudenwerten (A1 bis An) gebildeten Testpulses ebenfalls gespeichert und zur Auswertung bereitgestellt sind, und daß eine Schaltung (ADC) für die Abtastung des empfangenen Testpulses vorgesehen ist.
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14. Schaltungsanordnung nach Anspruch 13, dadurch g-ekennz e ichnet , daß der sendeseitige Speicher (PR) als Digitalspeicher ausgebildet ist und einen nachgeschalteten Digital-Analog-Wandler (DAC) aufweist, dem ein Tiefpaßfilter (LP) nachgeschaltet ist.
15. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß empfangsseitig eine Regelschaltung (GR, SW, AM2, AT) vorgesehen ist, welche die Maximalamplitude der Empfangssignale auf einem einheitlichen Pegel hält.
16. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 13 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß sendeseitig (Fig. 1) die Zeitfunktion des Testpulses und empfangsseitig (Fig. 2) die Werte der Frequenzfunktion gespeichert sind.
17. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 12, d a durch gekennzeichnet,, daß die Anfangsphasen Ψ als ganzzahlige Vielfache von 45° angesetzt werden.

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