DE2757464C3 - Stromspiegelverstärker - Google Patents
StromspiegelverstärkerInfo
- Publication number
- DE2757464C3 DE2757464C3 DE2757464A DE2757464A DE2757464C3 DE 2757464 C3 DE2757464 C3 DE 2757464C3 DE 2757464 A DE2757464 A DE 2757464A DE 2757464 A DE2757464 A DE 2757464A DE 2757464 C3 DE2757464 C3 DE 2757464C3
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- current
- transistor
- input
- current mirror
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims description 17
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 6
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 2
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000010348 incorporation Methods 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/26—Current mirrors
- G05F3/262—Current mirrors using field-effect transistors only
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/34—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled
- H03F3/343—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only
- H03F3/345—DC amplifiers in which all stages are DC-coupled with semiconductor devices only with field-effect devices
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/353—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of field-effect transistors with internal or external positive feedback
- H03K3/356—Bistable circuits
- H03K3/3565—Bistables with hysteresis, e.g. Schmitt trigger
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Radar, Positioning & Navigation (AREA)
- Automation & Control Theory (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Description
40
45
50
Die Erfindung betrifft Stromspiegelverstärker, wie er
im Oberbegriff des Anspruchs 1 vorausgesetzt ist. Derartige Stromverstärker mit einstellbarer Stromverstärkung
werden beispielsweise in Vergleichsschaltungen verwendet, die Hystereseverhalten zeigen.
Aus der US-PS 38 57 047 ist eine Detektorschaltung bekannt, bei welcher ein Stromspiegelverstärker als
aktive Last für einen Differenzverstärker geschaltet ist. Der Stromspiegelverstärker besteht aus einem Bipolartransistor,
dessen Basis-Emitter-Strecke eine Diode parallelgeschaltet ist, wobei der Verbindungspunki der
Diode mit der Basis des Transistors als Eingang des Stromspiegelverstärkers mit dem Xollektor aes einen
der beiden Difierenzverstärkertransistoren verbunden
ist, während der Kollektor des Stromspiegeltransistors
als Ausgang mit dem Kollektor des anderen Differenzverstärkertransistors verbunden ist Damit diese Schaltung
funktioniert, ist der Stromspiegeltransistor vom entgegengesetzten Leitungstyp wie die beiden Differenzverstärkertransistoren.
Der Verbindungspunkt der Kollektoren des Stromspiegeltransistors und des Differenzverstärkertransistors ist über eine Diode mit
einem Ausgangsanschluß verbunden, von dem eine Last auf ein Bezugspotential geschaltet ist Bei dieser
bekannten Schaltung wird nun vermieden, daß die Krümmung der Diodenkennlinie zu Verzerrungen des
durch diese Detektorschaltung demodulierten Signals führt, weil die Diode hier strom- und nicht spannungsgesteuert
wird.
Ein Differenzverstärker mit einem Stromspiegel als aktive Last ist ferner in der DE-OS 24 52 445
beschrieben. Hierbei besteht der Stromspiegelverstärker aus zwei Teilverstärkern, deren einer einen festen
Verstärkungsgrad hat und deren anderer zur Symmetrierungseinstellung
eine geringfügige Korrektur seines Verstärkungsgrades erlaubt Zu diesem Zwecke sind die
Emitter des Transistoren dieses zweiter Teilstromspiegelvers'ärkers
nicht wie üblich unmittelbar zusammengeschaltet, sondern über ein Potentiometer miteinander
verbunden, dessen Abgriff am Bezugspotential liegt und somit das Verhältnis der beiden in den Emitterleitungen
liegenden Teilwiderstände zu verändern gestattet
Ein bekannter, mit Feldeffekttransistoren aufgebauter Stromspiegelverstärker mit elektrisch steuerbarer
Stromverstärkung ist in der US-PS 39 43 380 beschrieben. Sein Eingang ist an die Gate- und Drainelektroden
eines Eingangsfeldeffekttransistors und an die Gateelektrode eines Ausgangsfeldeffekttransistors angeschlossen.
Die Sourceelektroden beider Feldeffekttransistoren sind an einen Bezugsanschluß des Stromspiegelverstärkers
angeschlossen, und die Drainelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors liegt am Ausgang des
Stromspiegelverstärkers. Die Stromverstärkung dieses bekannten Stromspiegelverstärkers ist praktisch gleich
dem Verhältnis der Steilheit (Transkonduktanz = Drainstrom/Gatespannung) des Aasgangstransistors
zur Steilheit des Eingangstrans'stors, und diese Verstärkung oder das »Stromspiegelverhältnis« ist
konstant. Die effektive Stromverstärkung dieses bekannten Stromspiegelverstärkers kann elektrisch verändert
werden mit Hilfe eines einpoligen Schalters, der in einer ersten Stellung den Eingangsanschluß des
Stromspiegelverstärkers mit seinem Bezugsanschluß und in einer zweiten Stellung mit einer Eingangsstromquelle
verbindet. Der Schalter enthält hier ein Paar komplementärer Feldeffekttransistoren, und als Eingangsstromquelle
dient eine Spannungsquelle, wobei der Eingangsstrom begrenzt wird durch die Impedanz
des Leitungspfades des einen der beiden Feldeffekttransistoren. Befindet sich der Schalter in seiner ersten Lage,
dann ist die effektive Stromverstärkung der Gesamtschaltung Null, da der Eingangsstrom unterbrochen ist
und die am EingangsanschluD wirksame Kapazität über den Schalter zum Bezugsanschluß entladen wird.
Befindet sich der Schalter dagegen in seiner zweiten Lage, dann wird die Stromverstärkung durch das
erwähnte Steilheitsverhältnis bestimmt.
Nachteilig ist bei dieser bekannten Schaltung, daß die Stromverstärkung der Gesamtschaltung nur zwischen
Null und einem einzigen vorbestimmten Wert umgeschaltet werden kann und daß außerdem cer Schalter
wegen der Reihenschaltung eines seiner Feldeffekttransistoren mit dem Eingangskreis des Stromspiegelverstärkers
dessen Eingangsimpedanz und Offsetspannung vergrößert, was bei manchen Anwendungsfällen unerwünscht
sein kann.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einem Stromspiegelverstärker die Stromverstärkung auf elektrischem
Wege (entweder schrittweise oder kontinuierlich) zwischen zwei vorbestimmten Werten, von denen
keiner Null zu sein braucht, zu verändern, ohne daß dabei die Eingangscharakteristik sich ändert
Diese Aufgabe wird durch die im kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 angeführten Merkmale gelöst
Hierdurch wird eine Beeinflussung des Stromverstärkungsverhältnisses möglich, ohne daß Cabei etwa
Änderungen der Eingangsimpendanz oder der Offsetspannung des Stromspiegelverstärkers in Kauf zu
nehmen wären.
Der erfindungsgemäßs Stromverstärker eignet sich u. a. zur Realisierung einer Spannungsvergleichsschaltung,
welche nur bei einer Änderungsrichtung der Eingangsspannung ein Hystereseverhalten zeigt, indem
für diese Änderungsrichtung sich der Zustand der Vergleichsschaltung nicht genau dann ändert, wenn die
Eingangsspannung den Bezugspegel erreicht, sondern etwas später, während bei der entgegengesetzten
Änderungsrichtung des Eingangssignals die Zustandsänderung genau beim Bezugspegel erfolgt Eine dies
Verhalten bewirkende zweckmäßige Steuerschaltung für die in den Sourceelektrodenkreis des Ausgangstransistors
eingefügten zusätzlichen Impedanzen ist in den Unteransprüchen 2 und 3 gekennzeichnet Der Unteranspruch
4 gibt eine zweckmäßige Bemessungsregel für die Steilheit gm des einen der beiden eingefügten
Impedanzelemente für die Bemessung des Bereichs des Verhältnisses von Ausgangsstrom zu Eingangsstrom,
welches sich in der erfindungsgemäßen Weise verändern läßt
Die Erfindung ist nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert Es zeigen
F i g. 1 und 2 jeweils die Schaltbilder eines erfindungsgemäßen Verstärkers mit regelbarer Verstärkung und
F i g. 3 das Schaltbild einer Vergleichsschaltung unter Verwendung eines erfindungsgemäßen regelbaren
Stromspiegelverstärkers.
Der in F i g. 1 dargestellte Stromspiegelverstärker tO
hat einen Eingangsanschluß 12, dem ein in einer Richtung fließender Eingangsstrom zugeführt wird,
ferner einen Ausgangsanschluß 14 und einen Bezugsanschlußlö, der hier an Masse liegt. Die Transistoren 18,
20, 22 und 24 sind Anreicherungs-lsolierschicht-Feldeffekttransistoren
mit N-Kanal in MOS-Technik.
Zwischen der mit dem Eingangsanschluß 12 verbundenen Drainelektrode des Transistors 18 und seiner mit
dem Bezugsanschluß 16 verbundenen Sourceelektrode hat dieser Transistor einen gesteuerten Leitungspfad
(Kanal), dessen Leitfähigkeit durch eine zwischen seiner Sourceelektrode und seiner Gateelektrode angelegte
Spannung gesteuert wird. Der Transistor 18 ist mit einer Gegenkopplung zwischen seiner Drain- und Gateelektrode
versehen, die gemäß F i g. 1 durch eine Überbrükkung dargestellt ist. Über diese Gegenkopplung wird
das Gatepotential des Transistors 18 bestimmt, so daß der dem Eingangsanschluß 12 zugeführte Strom durch
den Leitungspfad dieses Transistors fließt und somi. praktisch der gesamte Eingangsstrom über die Eingangsstromstrecke
des Stromspiegelverstärkers zum Bezugsanschluß i6 fließt
Das Gatepotential des Transistors 18 hängt nicht nur von der Größe des durch diesen Leitungspfad
fließenden Stromes ab, sondern auch von den Abmessungen des Kanals. Diese Abmessungen bestimmen
zum Teil die Steilheit (gm) des Transistors. Für
Transistoren mit gleicher Dotierungscharakteristik sind ihre Steilheiten proportional zu ihren relativen Verhältnissen
von Kanalbreite (W) zu Kanallänge (L) Ist beispielsweise das Verhältnis WIL für zwei solche
Transistoren gleich, dann sind es auch ihre Steilheiten.
Wird die Spannung zwischen Gate- und Sourceelektroden
des Transistors 18, der hier als Haupttransistor betrachtet werden kann, an die Gate-Source-Strecke
eines zweiten Transistors gelegt, der hier als Folgetransistor betrachtet werden kann, dann wird dadurch der
durch den letztgenannten Transistor fließende Strom bestimmt: dieser ist praktisch gleich dem Strom durch
den Haupttransistor multipliziert mit dem Faktor — G, wobei G eine positive reelle Größe gleich gm des
Folgetransistors geteilt durch gm des Haupttransistors
ist Ist beispielsweise gm für beide Transistoren gleich,
dann ist die Größe des Ausgangsstroms praktisch gleich derjenigen des Eingangsstroms.
Wie die F i g. 1 erkennen läßt, sind die Gateelektroden der Transistoren 18,20 und 22 an den Eingangsanschluß
12 geschaltet: Damit sind auch die Gatepotentiale der Transistoren 18,20 und 22 gleich. Die gesteuerten
Stromleitungspfade der Transistoren 22 und 24 liegen jeweils zwischen dem Bezugsanschluß 16 und einem
Schaltungspunkt 26, welcher durch das sourceseitige Ende des gesteuerten Leitungspfades des Transistors 20
gebildet ist dessen an der anderen Seite befindliche Drainelektrode am Ausgangsanschluß 14 liegt Die
Gate- oder Steuerelektrode des Transistors 24 ist über den Anschluß 28 mit einer Steuerspannungsquelle 30
verbunden.
Nimmt man an, daß der Transistor 24 zunächst gesperrt ist beispielsweise durch Anlegen einer
Gatespannung von Massepotential, und nimmt man weiterhin an, daß die Kanalbreite der Transistoren 20
und 22 gleich derjenigen des Transistors 18 gewählt ist und den Wert W hat und daß die Kanallänge mit L/2
halb so groß wie die Kanallänge L des Transistors 18 gewählt ist dann verhalten sich — also bei gesperrtem
Transistor 24 — die Transistoren 20 und 22 zwischen den Anschlüssen 14 und 16 wegen der Reihenschaltung
ihrer Leitungspfade praktisch äquivalent zu einem einzigen Transistor der Kanalbreite IV und der
Kanallänge L Die Abmessungen der Einzeltransistoren stellen auf diese Weise sicher, daß die Steilheiten gm der
Eingangs- und der Ausgangsstrompfade gleich sind. Wenn also der Transistor 24 gesperrt ist, dann ist die
Verstärkung G des Stromspiegelverstärkers gleich — 1. Um nun die Verstärkung des Stromspiegelverstärkers
10 zu verändern, wird der Transistor 24 durch eine Steuerspannung von der Steuerspannungsquelle 30
eingeschaltet Ist das WL-Verhältnis des Transistors 24 beispielsweise groß gegenüber demjenigen des Transistors
22 gewählt und hat die Steuerspannung eine genügend große Amplitude, um den Transistor 24 voll in
den Leitungszustand zu steuern, dann kann der Transistor 24 als Schalter betrachtet werden, dessen
Impedanz im geschlossenen Zustand sehr viel kleiner als die Impedanz des Leitungspfades des Transistors 22 ist.
In diesem Fall kann der Transistor 22 bei eingeschaltetem Transistor 24 durch einen Kurzschluß ersetzt
werden. Da die Kanallänge des Transistors 20 halb so groß wie diejenige des Transistors 18 ist, ist die effektive
Steilheit gm des Ausgangsstrompfades des Stromspiegelverstärkers
nun zweimal so groß wie diejenige des Eingangsstrompfades, so daß die Verstärkung des
Stromspiegelverstärkers 10 gleich —2 ist Bei gesperrtem Transistor 24 ist also die Verstärkung des
Stromspiegelverstärkers — 1 und bei leitendem Transistor 24 ist sie —2. Wegen der endlichen Impedanz des
Transistors 24, die wegen der oben angegebenen relativen Abmessungen nicht zu Null werden kann, wird
die Verstärkung des Stromspiegelverstärkers nicht exakt —2 sein, wenn der Transistor 24 eingeschaltet ist
Jedoch sind Abmessungen der Transistoren 20, 22 und 24 so proportioniert daß man irgendein gewünschtes
Verhältnis von Stromverstärkungen für die Grenzbedingungen bei eingeschaltetem bzw. ausgeschaltetem
Transistor 24 erhalten kann. (Stromverstärkungen zwischen diesen Werten lassen sich erhalten durch
Vorspannen der Gateelektrode des Transistors 24 so, daß der Leitungspfad dieses Transistors nur teilweise
leitet).
Die hier angegebenen Verstärkungswerte für den Stromspiegelverstärker sollen lediglich als Beispiele
anzusehen sein. Der untere Wert für G des Stromspiegelverstärkers 10 kann eine Zahl größer oder kleiner als
1 sein, der obere Wert braucht auch nicht das Doppelte des unteren Wertes zu sein. Der Gateelektrode des
Transistors 24 kann eine Analogspannung zugeführt werden: Damit würde man die Impedanz des Leitungspfades kontinuierlich verändern anstatt schrittweise,
und man würde entsprechend eine ähnliche kontinuierliche Änderung der Stromspiegelverstärkung erhalten.
Weiterhin kann der Schalttransistor 24 durch andere Elemente ersetzt werden, welche die gewünschten
Schaltcharakteristiken zeigen. Die wirksame Leitungspfaddimension,
welche zur Veränderung von gm verändert wird, kann wie oben erwähnt, die Länge sein,
oder ebenfalls entsprechend der Lehre dieser Erfindung, die Breite oder auch sowohl Breite und Länge.
Schließlich kann die Schaltung gemäß Fig. 1 auch mit Elementen entgegengesetzten Leitungstyps als dargestellt
und entsprechend der Wahl der Betriebspotentiale realisiert werden.
Der in F i g. 2 dargestellte Stromspiegelverstärker 10' mit steuerbarer Stromverstärkung entspricht demjenigen
gemäß F i g. 1 mit der Ausnahme, daß der sich selbst vorspannende Eingangstransistor 18 durch Transistoren
18a und 18f> ersetzt ist deren Leitungspfade in Reihe
zwischen den Eingangsanschiuß 12 und den Bezugsanschluß 16. also Masse, geschaltet sind. Die Steuerelektroden
der Transistoren 18a und 18£> sind am Eingangsanschluß 12 zusammengeschaltet
Der in F i g. 2 dargestellte Stromspiegelverstärker 10' eignet sich besonders zur Realisierung als integrierte
Schaltung, wo bestimmte Verstärkungsverhältnisse erwünscht sind. Wenn beispielsweise der niedrigere
Wert G gleich 1 sein soll (bei gesperrtem Transistor 24) und die Kanallängen der Transistoren 20 und 22 jeweils
gleich L sind, dann muß im Falle der F i g. 1 für den gewünschten Wert von G die Kanallänge des
Transistors 18 gleich 2L· sein. Im Falle der F i g. 2 ist dagegen die Länge jedes der Kanäle der Transistoren
18a und 186 gleich L Das bedeutet daß die Transistoren 18a, 186,20 und 22 gleiche Abmessungen haben können,
so daß der Entwurf der Schaltung des Stromspiegelverstärkers 10' in integrierter Schaltung einfacher ist Die
Betriebsweise des Stromspiegelverstärkers 10', dessen Eingangsstromstrecke über die Kanäle oder gesteuerten
Leitungspfade der Transistoren 18a und 186
verläuft ist die gleiche wie beim Stromspiegelverstärker 10, dessen Eingangsstromstrecke über den Kanal oder
die gesteuerte Stromstrecke nur des Transistors 18 verläuft
Die in den Fig. 1 oder 2 dargestellten Schaltungen
ίο lassen sich vorteilhafterweise dazu verwenden, einer Vergleichsschaltung Hystereseeigenschafien zu verleihen.
Eine Vergleichsschaltung kann als Verstärkerschaltung angesehen werden, welche Ausgangsspannungen
mit einem ersten und einen zweiten Pegel erzeugt je nachdem, ob die Amplitude des Eingangssignals größer
oder kleiner ais ein Bezugssignai ist Führt man in dte
Umschaltcharakteristik einer Vergleichsschaltung eine Hysterese ein, dann hängt der zum Umschalten der
Vergleichsschaltung erforderliche Amplitudenwert des
Eingangssignals davon ab, ob das Eingangssignal gegenüber der Bezugsamplitude ansteigt oder abfällt
Infolge der Hysterese wird die Wahrscheinlichkeit eines unerwünschten Umschaltens in der Vergleichsschaltung
verringert wenn ihrem Signal elektrische Störungen
relativ niedrigen Pegels überlagert sind.
Vergleichsschaltungen, welche mit Operationsverstärkern
aufgebaut sind und Hystereseeigenschaften haben, enthalten üblicherweise einen zwischen den
Ausgang des Verstärkers und ein Bezugspotential
geschalteten Widerstandsspannungsteiler, dessen Abgriff an einen der Eingänge des Verstärkers zurückgeführt
ist Eine solche Schaltung hat allerdings einige Nachteile. Beispielsweise ist die an der Bezugsspannungsquelle
wirksame Impedanz nicht mehr die nahezu
unendlich große Impedanz eines idealen Operationsverstärkers, sondern wird statt dessen zum Teil durch die
Impedanz der Elemente der Widerstandsschaltung bestimmt Baut man eine solche Vergleichsschaltung in
integrierter Form und darf die Bezugsspannungsquelle
nur durch eine sehr hohe Impedanz belastet werden, dann kommt man zu Widerstandswerten für den
Spannungsteiler, die zu groß für eine praktische Realisierung sind.
Häufig möchte man auch bei einer Vergleichsschal-
tung ein Hystereseverhalten nur für eine Signaländerungsrichtung
haben, wie dies nachfolgend erläutert sei. Beispielsweise kann bei einer Spannungsvergleichsschaltung
ein Überziehen des Bezugsspannungspegels gewünscht werden, wenn die Eingangsspannung gegen-
über der Bezugsspannung sich vergrößert also eine Schaltverzögerung nur für diese eine Signaländerungsrichiung
auftritt, nicht aber für die andere, also wenn die Spannung abnimmt Man kann dies als einseitiges
Hystereseverhalten bezeichnen. In einem solchen Falle
ist der Wert der Signalamplitmde, welche eine der
beiden Zustandsänderungen (nämlich die hysteresefreie) der Vergleichsschaltung bewirkt genau bekannt
Man kann zwar hysteresebehaftete Vergleichsschaltungen mit einem Operationsverstärker durch Zufügen
zusätzlicher Schaltungselemente so abwandeln, daß sie auch diese Eigenschaft haben, jedoch ist eine so
modifizierte Schaltung ziemlich kompliziert
F i g. 3 zeigt eine als Vergleichsschaltung verwendete Verstärkerschaltung, deren Umschaltpunkt für eine
Signaländerungsrichtung hysteresebehaftet ist für die
andere Signaländerungsrichtung dagegen genau bekannt ist und die nicht die erwähnten Nachteile hat. Sie
enthält einen Stromspiegelverstärker 10 gemäß Fig. 1
und zwei P-Kanal-MOS-Transistoren 100 und 104, die
als sourcegekoppelter Differenzeingangsverstärker 101 zusammengeschaltet sind. Die Spannungsquelle 108
führt der Gateelektrode des Transistors 100 eine erste Spannung über den Anschluß 102 zu und von einer
Spannungsquelle 110 gelangt eine zweite Spannung über den Anschluß 106 an das Gate des Transistors 104.
Üblicherweise ist eine dieser beiden Spannungen eine Feste Bezugsspannung und die andere eine sich
verändernde Signalspannung, die mit der Bezugsspannung verglichen werden soll. Die Sourceelektroden der
Transistoren 100 und 104 sind am Knotenpunkt 112 zusammengeschaltet, welchem eine Stromquelle 114
einen Strom I\ zuführt. Die Drainelektroden der Transistoren 100 und 104 sind an den Eingangsanschluß
12 bzw. den Ausgangsanschluß 14 des Stromspiegelverstärkers 10 angeschlossen. Der Anschluß 14 ist mit der
Gateelektrode eines N-MOS-Transistors 116 verbunden, dessen Leitungspfad zwischen einen Knotenpunkt
118 und den Bezugsanschluß 16 geschaltet ist. Eine zwischen eine Klemme 140 und den Knotenpunkt 118
geschaltete Stromquelle 120 liefert einen Strom k und bildet eine hochohmige Last für den Transistor 116. Die
am Knotenpunkt 118 erscheinende Spannung wird dem Steuerspannungseingang 28 des Stromspiegelverstärkers
10 an der Gateelektrode des Transistors 24 zugeführt. Beide Stromquellen 114 und 120 können in
Form eines hochohmigen Widerstandes oder der Source-Drain-Strecke eines Transistors mit fester
Source-Gate-Vorspannung oder einer Transistorkaskadenschaltung vorgesehen sein.
Zwischen den Knotenpunkt 118 und einen Ausgangsanschluß 124 der Schaltung ist ein Verstärker 122 als
Puffer geschaltet, welcher den Knotenpunkt 118 von
einer an den Ausgangsanschluß 124 angeschlossenen Last isoliert. Der Verstärker 122 kann beispielsweise ein
mit komplementären MOS-Transistoren aufgebauter Inverter sein. Ist eine Lastisolierung nicht erforderlich,
dann kann er auch entfallen, wobei dann der Knotenpunkt 118 der Ausgangspunkt der Schaltung ist
Es sei zunächst angenommen, daß dem Anschluß 102 eine Signalspannung zugeführt ist und daß die
Amplitude der am Anschluß 102 liegenden Signalspannung wesentlich positiver als eine am Anschluß 106
liegende Bezugsspannung ist Dadurch wird der Transistor 104 so vorgespannt, daß er einen größeren
Anteil des von der Stromquelle 114 gelieferten Stromes /i führt als der Transistor 100. Da der Wert des
Ausgangsstroms des Stromspiegelverstärkers 10 im linearen Betrieb auf den Wert seines Eingangsstroms
begrenzt ist, steigt die Amplitude der Spannung am Knotenpunkt 14, um sich dem ansteigenden Strom
anzupassen. Das Gatepotential des Transistors 116 wächst genügend an, so daß der verstärkt leitende
Transistor 116 die Spannung am Knotenpunkt 118 auf einen Wert dicht beim Massepotential klemmt und die
Vergleichsschaltung ihren ersten Zustand einnimmt Hierbei ist der Transistor 24 gesperrt Ein weiterer
Signalanstieg hat nun keine Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung.
Die Dimensionen der Transistoren 18,20 und 22 sind
so gewählt, daß bei gesperrtem Transistor 24 die Reihenschaltung ihrer Leitungspfade dem Transistor
104 dieselbe Impedanz darbietet, wie der Leitungspfad des Transistors 18 dem Transistor 100, damit bei
gleichem Stromfluß durch die Transistoren 100 und 104, wie dies beim Anliegen von Spannungen gleicher
AmDlitude an den Anschlüssen 102 und 105 der Fall wäre, die Spannungen an den Knotenpunkten 12 und 14
ebenfalls praktisch gleich sind.
Es nehme nun die Amplitude der Signalspannung am Anschluß 102 ab. Wenn diese Spannung den Wert der
Bezugsspannung am Anschluß 16 erreicht, dann erreicht auch die Spannung am Knotenpunkt 14 wegen der
symmetrischen Belastung der Transistoren 100 und 104 den Wert der Spannung am Knotenpunkt 12, wobei sich
ein Zustand einzustellen sucht, wo sich die Leitungszustände der Transistoren 116 undl8 im selben Verhältnis
wie ihre W/L·Verhältnisse verhalten. Wird die Signalspannung
weniger positiv als die Bezugsspannung, dann sucht der Stromspiegelverstärker-Ausgangsstrom infolge
des höheren Drainstromes des Transistors 100, den verringerten Drainstrom des Transistors 104 zu
übersteigen, so daß die Spannung am Knotenpunkt 14 absinkt und demzufolge auch die Source-Gate-Spannung
des Transistors 116 sich verringert und dieser daher auch aufhört zu leiten. Die Stromquelle /2 liefert
Strom an den Knotenpunkt 118, so daß dessen Potential bis nahe zum Wert der am Anschluß 140 liegenden
Spannung ansteigt und die Vergleichsschaltung ihren zweiten Zustand einnimmt. Durch den Anstieg der
Spannung am Knotenpunkt 113 wird der Transistor 24
eingeschaltet, und dabei wird sein Leitungspfad parallel zu demjenigen des Transistors 22 geschaltet. Dadurch
sucht die Stromverstärkung des Stromspiegelverstärkers 10 anzusteigen, so daß der Wechsel des
Ausgangssignals der Vergleichsschaltung in den zweiten Zustand beschleunigt wird und irgendein Zwischenzustand
verhindert wird, in welchem sich das Ausgangssignal zwischen den zum ersten und zum zweiten Zustand
gehörigen Werten befindet. Der Umschaltpunkt für die Vergleichsschaltung gemäß F i g. 3 ist festgelegt auf den
Punkt, bei dem die Signalspannungsamplitude gleich der Bezugsspannung ist
Ein weiteres Absinken der Amplitude der Signalspannung hat keine Wirkung mehr auf den Zustand der
Vergleichsschaltung. Vergrößert man nun die Amplitude der Signalspannung auf einen Wert gleich der
Bezugsspannung, dann ist die Spannung am Knotenpunkt 14 kleiner als der Wert der Spannung am Punkt
12, weil die Impedanz der zusammengeschalteten Leitungspfade der Transistoren 20,22 und 24 kleiner als
diejenige des Transistors 18 ist Wegen dieses Impedanzunterschiedes wird die Spannung am Knotenpunkt
14 nicht gleich derjenigen am Knotenpunkt 12, obwohl sogar die Hälfte des von der Stromquelle 114
gelieferten Stromes durch jeden der Transistoren 100 und 104 fließen kann. Dieser Impedanzunterschied ist
durch das Leiten des Transistors 24 bedingt. Wird die Amplitude der Signalspannung weiter vergrößert dann
kann ein Wert oberhalb der Bezugsspannung erreicht werden, wo der Zustand der Vergleichsschaltung sich
nochmals ändert Bei dieser Zustandsänderung wird der Transistor 116 eingeschaltet, und dadurch wird der
Transistor 24 gesperrt Ein weiterer Anstieg der Amplitude der Spannung am Anschluß 102 hat keine
Wirkung mehr auf den Zustand der Vergleichsschaltung.
Wenn die Amplitude dieser Signalspannung abnimmt, erfolgt die Zustandsänderung der Vergleichsschaltung,
wenn die Werte von Signal und Bezugsspannung gleich sind.
Zusammengefaßt läßt sich sagen, daß im Fall, wo die Amplitude der Signalspannung von einem Wert
oberhalb der Bezugsspannung auf einen Wert unterhalb der Bezugsspannung abnimmt, der Übergangspunkt der
Vergleichsschaltung beim Wert der Bezugsspannung
teigt dagegen die Amplitude der Signalspannung von einem Wert unterhalb auf einen Wert
oberhalb der Bezugsspannung Vref, dann ist der
Übergangspunkt Vref plus Vh, wobei V)/einMaßfürdie
Impedanzunsymmetrie ist, die durch das Leiten des Transistors 24 erzeugt wird. Die Spannung Vh ist die
Hysteresespannung der Schaltung gemäß F i g. 3. Sie ist zum Teil eine Funktion des Verhältnisses der Leitungspfadimpedanzen
der Transistoren 20,22 und 24.
Es kann auch die Schaltung gemäß Fig.2 bei der
gemäß F i g. 3 Verwendung finden. Es sei betont, daß die gewünschte Hystereseeigenschaft in das Schaltverhalten
der Vergleichsschaltung gemäß Fig.3 eingeführt ist, ohne daß damit irgendwelche der erwähnten
Nachteile der bekannten Schaltungen in Kauf genommen werden müßten. Beispielsweise sind die Eingangs-
impedanzen an den Anschlüssen 102 und 106 gleich der Eingangsimpedanz eines MOS-Transistors. Es ergibt
sich keine Verschlechterung dieser Impedanz durch den Einbau eines Hystereseverhaltens, und außerdem bleibt
der Wert der Bezugsspannung am Anschluß 106 durch die Hysterese unbeeinflußt
Die Spannungsvergleichsschaltung gemäß Fig.3
beinhaltet auch eine Stromvergleichsschaltung, welche den Stromspiegelverstärker 10, den Transistor 116 und
die Stromquelle 120 enthält und die Drainströme der Transistoren 100 und 104 in Fig.3 vergleicht. Diese
Stromvergleichsschaltung kann jedoch auch benutzt werden, um die Werte zweier in gleicher Richtung
fließender Ströme zu vergleichen, die von anderer Seite
geliefert werden.
Herzu 1 Blatt Zeichnungen
Claims (4)
1. Stromspiegelverstärker mit einem Eingangsfeldeffekttransistor, dessen Leitungspfad zwischen
einen Eingangs- und einen Bezugsanschluß geschaltet ist, über die ein Eingangsstrom I\ geführt ist und
von dessen Drainelektrode eine Gegenkopplungsverbindung auf seine Gateelektrode zurückgeführt
ist, welche so bemessen ist, daß der Eingangsfeldeffekttransistor
den zugeführten Eingangsstrom leitet, ferner mit einem Ausgangsfeldeffekttransistor, dessen
Gateelektrode die Gegenkopplungsspannung zur Bestimmung des von seiner mit einem
Ausgangsanschluß des Stromspiegelverstärkers verbundenen Drainelektrode gelieferten Ausgangsstromes
k zugeführt ist, der zwischen Ausgangsanschluß
und Bezugsanschluß fließt und in direktem Verhältnis zum Eingangsstrom steht, und dessen Sourceelektrode
mit dem Bezugsanschluß verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß in die
Verbindung der Sourceelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors (20) zum Bezugsanschluß (16) die
parallelgeschalteten Leitungspfade eines ersten und eines zweiten Impedanzelementes (22,24) eingefügt
sind und einer Steuerelektrode des ersten Impedanzelementes (22) die Gegenkopplungsspannung zur
Steuerung der Impedanz seines Leitungspfades zugeführt ist, während einer Steuerelektrode des
zweiten Impedanzelementes (24) von einer Steuerschaltung (30; 116) eine Verstärkungsregelspannung
zur Veränderung des Stromverhältnisses hll\ zugeführt ist.
2. Stromspiegelverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die die Verstärkungsregelspannung
erzeugende Steuerschaltung (30; 116) einen Mitkopplungszweig (116,118,28) enthält,
der zwischen den Ausgangsanschluß (14) des Stromspiegelverstärkers und die Steuerelektrode
des zweiten steuerbaren Impedanzelementes (24) geschaltet ist.
3. Stromspiegelverstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Mitkopplungszweig
einen Umkehrverstärker(116,120) enthält.
4. Stromspiegelverstärker nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
das erste steuerbare Impedanzelement (22) ein Feldeffekttransistor ist, der mit seiner Drainelektrode
an die Sourceelektrode des Ausgangsfeldeffekttransistors (20), mit seiner Gateelektrode an den
Eingangsanschluß (12) und mit seiner Sourceelektrode an den Bezugsanschluß (16) angeschlossen ist, und
dessen Steilheit gm bezüglich der Steilheiten des
Eingangsfeldeffekttransistors und des Ausgangsfeldeffekttransistors im Sinne der Bestimmung des
Minimalwertes des Verhältnisses hll\ bemessen ist.
35
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/753,500 US4069431A (en) | 1976-12-22 | 1976-12-22 | Amplifier circuit |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2757464A1 DE2757464A1 (de) | 1978-06-29 |
DE2757464B2 DE2757464B2 (de) | 1980-07-31 |
DE2757464C3 true DE2757464C3 (de) | 1985-11-21 |
Family
ID=25030895
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2757464A Expired DE2757464C3 (de) | 1976-12-22 | 1977-12-22 | Stromspiegelverstärker |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4069431A (de) |
JP (1) | JPS5386549A (de) |
DE (1) | DE2757464C3 (de) |
FR (1) | FR2375763A1 (de) |
GB (1) | GB1591918A (de) |
IT (1) | IT1088429B (de) |
SE (1) | SE420880B (de) |
Families Citing this family (20)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4110641A (en) * | 1977-06-27 | 1978-08-29 | Honeywell Inc. | CMOS voltage comparator with internal hysteresis |
GB1592800A (en) * | 1977-12-30 | 1981-07-08 | Philips Electronic Associated | Linear amplifier |
US4216393A (en) * | 1978-09-25 | 1980-08-05 | Rca Corporation | Drive circuit for controlling current output rise and fall times |
US4274014A (en) * | 1978-12-01 | 1981-06-16 | Rca Corporation | Switched current source for current limiting complementary symmetry inverter |
US4333057A (en) * | 1980-03-24 | 1982-06-01 | Rca Corporation | Differential-input complementary field-effect transistor amplifier |
US4394587A (en) * | 1981-05-27 | 1983-07-19 | Motorola, Inc. | CMOS Differential comparator with hysteresis |
US4488065A (en) * | 1982-08-16 | 1984-12-11 | Ncr Corporation | Sensing and logic for multiple bit per cell ROM |
US4490627A (en) * | 1982-11-17 | 1984-12-25 | Motorola, Inc. | Schmitt trigger circuit |
US4518926A (en) * | 1982-12-20 | 1985-05-21 | At&T Bell Laboratories | Gate-coupled field-effect transistor pair amplifier |
DE3565351D1 (en) * | 1985-06-28 | 1988-11-03 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Inverter circuit realized by using cmos transistor technique |
DE3681107D1 (de) * | 1985-09-30 | 1991-10-02 | Siemens Ag | Trimmbare schaltungsanordnung zur erzeugung einer temperaturunabhaengigen referenzspannung. |
US4677315A (en) * | 1986-07-28 | 1987-06-30 | Signetics Corporation | Switching circuit with hysteresis |
US4874969A (en) * | 1988-06-08 | 1989-10-17 | National Semiconductor Corporation | High speed CMOS comparator with hysteresis |
US4940907A (en) * | 1989-01-19 | 1990-07-10 | Ford Motor Company | Precision CMOS comparator with hysteresis |
AT393576B (de) * | 1989-09-28 | 1991-11-11 | Philips Nv | Schaltungsanordnung zur elektronischen pegelsteuerung eines tonsignals |
US5587688A (en) * | 1994-10-31 | 1996-12-24 | Rockwell International Corp. | Differential automatic gain-control amplifier having an enhanced range |
JP2792475B2 (ja) * | 1995-07-25 | 1998-09-03 | 日本電気株式会社 | 入力バッファ |
US6294959B1 (en) * | 1999-11-12 | 2001-09-25 | Macmillan Bruce E. | Circuit that operates in a manner substantially complementary to an amplifying device included therein and apparatus incorporating same |
CN104953988B (zh) * | 2015-06-19 | 2019-05-17 | 西安紫光国芯半导体有限公司 | 高精度抗干扰比较器及方法和应用该比较器的存储器结构 |
CN105049007B (zh) * | 2015-06-19 | 2019-05-14 | 西安紫光国芯半导体有限公司 | 高精度抗干扰比较器及方法和应用该比较器的存储结构 |
Family Cites Families (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3612908A (en) * | 1969-11-20 | 1971-10-12 | North American Rockwell | Metal oxide semiconductor (mos) hysteresis circuits |
US3659121A (en) * | 1970-11-16 | 1972-04-25 | Motorola Inc | Constant current source |
US3702943A (en) * | 1971-11-05 | 1972-11-14 | Rca Corp | Field-effect transistor circuit for detecting changes in voltage level |
US3806742A (en) * | 1972-11-01 | 1974-04-23 | Motorola Inc | Mos voltage reference circuit |
US3840829A (en) * | 1973-02-02 | 1974-10-08 | E Hochmair | Integrated p-channel mos gyrator |
US3832645A (en) * | 1973-05-11 | 1974-08-27 | Itt | Wide band gain control circuit |
US3857047A (en) * | 1973-06-08 | 1974-12-24 | Rca Corp | Detector employing a current mirror |
US3873933A (en) * | 1973-11-08 | 1975-03-25 | Rca Corp | Circuit with adjustable gain current mirror amplifier |
US3863169A (en) * | 1974-01-18 | 1975-01-28 | Rca Corp | Composite transistor circuit |
US3943380A (en) * | 1974-07-26 | 1976-03-09 | Rca Corporation | Keyed comparator |
DE2542403A1 (de) * | 1974-11-26 | 1976-08-12 | Rca Corp | Komparatorschaltung |
-
1976
- 1976-12-22 US US05/753,500 patent/US4069431A/en not_active Expired - Lifetime
-
1977
- 1977-12-09 IT IT30548/77A patent/IT1088429B/it active
- 1977-12-15 SE SE7714293A patent/SE420880B/xx not_active IP Right Cessation
- 1977-12-16 GB GB52451/77A patent/GB1591918A/en not_active Expired
- 1977-12-21 JP JP15504077A patent/JPS5386549A/ja active Granted
- 1977-12-22 DE DE2757464A patent/DE2757464C3/de not_active Expired
- 1977-12-22 FR FR7738875A patent/FR2375763A1/fr active Granted
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPS5524286B2 (de) | 1980-06-27 |
DE2757464B2 (de) | 1980-07-31 |
FR2375763A1 (fr) | 1978-07-21 |
US4069431A (en) | 1978-01-17 |
GB1591918A (en) | 1981-07-01 |
JPS5386549A (en) | 1978-07-31 |
IT1088429B (it) | 1985-06-10 |
SE7714293L (sv) | 1978-06-23 |
SE420880B (sv) | 1981-11-02 |
DE2757464A1 (de) | 1978-06-29 |
FR2375763B1 (de) | 1982-11-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2757464C3 (de) | Stromspiegelverstärker | |
DE3108515C2 (de) | ||
DE69411217T2 (de) | Verzögerungsschaltung zum Verzögern von differentiellen Signalen | |
DE2641860A1 (de) | Integrierte stromversorgungsschaltung | |
DE3120979A1 (de) | Spannungsvergleicher | |
DE2446315B2 (de) | Transistorverstärker | |
DE2601572C3 (de) | Hysterese-Schaltung | |
DE2639790C3 (de) | Schaltungsanordnung zur Lieferung konstanten Stroms | |
DE2425937A1 (de) | Differenzverstaerkerschaltung | |
DE2643677C3 (de) | Stromspiegelverstärker mit Feldeffekttransistoren | |
DE2425918A1 (de) | Komplementaertransistorverstaerker mit automatischer vorspannung | |
DE69517706T2 (de) | Verstärker | |
DE1905993A1 (de) | Regeleinrichtung | |
DE3035304C2 (de) | Triggerschaltung | |
DE3231829C2 (de) | ||
DE2748575C2 (de) | ||
DE69315553T2 (de) | Differenzverstärkeranordnung | |
DE2705578B2 (de) | Leistungsverstärkerschaltung | |
DE2516319C3 (de) | Stromverstärker | |
DE2554615C2 (de) | ||
DE2800200B2 (de) | Gegentakt-Transistorverstärker | |
DE1537656B2 (de) | ||
DE3043951A1 (de) | Komplementaer-symmetrischer verstaerker | |
DE3007715A1 (de) | Verstaerkerschaltung mit durch eine steuerspannung steuerbarer gesamtverstaerkung | |
DE69320776T2 (de) | Transkonduktanzverstärker |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OAP | Request for examination filed | ||
OD | Request for examination | ||
8281 | Inventor (new situation) |
Free format text: KUCHAREWSKI, NICHOLAS, LEBANON, N.J., US |
|
C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |