DE2648977C3 - Demodulator für differentiell phasencodierte Digitaldaten - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft einen Demodulator für differentiell phasencodierte Digitaldaten mit Speicherschaltungen zur Aufnahme einer Vielzahl von Abtastwerten empfangener Digitaldaten, die in η Phasen einer Tragerwelle gegebener Frequenz codiert sind, wobei η eine positive ganze Zahl und die Speicherschaltung ein vielstufiges Schieberegister zur Speicherung von Abtastwerten ist, die durch wenigstens ein Baud-lntervall ± 5Vn rad getrennt sind, mit einem ersten und einem zweiten Exklusiv-ODER-Gatter zur Korrelierung des Eingangssignals der Speicherschaltung mit Ausgangssignalen der Speicherschaltung, die um ein Baud-lntervall ±55/η rad der Trägerwelle getrennt sind, um ein

ίο erstes und ein zweites doppeiwertiges Korrelationssignal zu liefern, und mit einem ersten und einem zweiten rückstellbaren Zähler, die auf das erste bzw. zweite Korrelationssignal ansprechen und im voraus zugeordnete Ausgangszählschwellenwerte besitzen.

Digitaldaten-Übertragungsanlagen unter Verwendung einer differentiell codierten Phasenumtastung (PSK) sind bekannt Die heute üblichen PSK-Anlagen verwenden im allgemeinen Kombinationen von digitalen und analogen Schaltungskomponenten. Seit der Entwicklung verhältnismäßig billiger integrierter Schaltungsbauteile ist es möglich geworden, Modulationsund Demodulationsfunktionen in Datenübertragungseinrichtungen mit größerer Zuverlässigkeit und Genauigkeit als mit bekannten analogen Bauteilen zu

2^r> erreiciien.

In differentiell codierten PSK-Datenübertragungsanlagen werden, wie der Name sagt, Datenbits (jeweils eins, zwei oder mehrere gleichzeitig) durch diskrete Phaseiiunterschiede dargestellt, die zwischen aufeinan-

Jo derfolgenden Baud- oder Symbolintervallen gemessen werden. Die Decodierung wird dann im Prinzp dadurch erreicht, daß die absolute Phasenlage der empfangenen Signale zwischen Baud-Intcrvallen gespeichert oder verzögert und die jeweils verzögerte Phase von der

i^r> augenblicklichen Phase subtrahiert wird. Der Vergleich zwischen aufeinanderfolgenden diskreten Phasen kann auch dadurch erreicht werden, daß Polaritätsabtastwerte des empfangenen Signals mit den von einem Abbild des empfangenen Signals, das um einen einem Baud-In!ervall vergleichbaren Betrag verzögert ist, gewonnenen Polaritätsabtastwerten korreliert werden.

Es wurde gefunden, daß eine eine solche Anordnung besonders für eine digitale Verwirklichung geeignet ist.

Das Prinzip einer korrelativen digitalen Deinodula-

⁴^ tion von differentiell kohärenten PSK-Signalen wird auch bei einem bekannten Modulator gemäß DE-OS 22 31 992 benutzt. Dieser Modulator verwendet zwei Korrelatoren, die die Identität bzw. Nicht-Identität des PSK-Signals und zwei durch Speicherung in einem

^w Schieberegister verzögerten Abtastwerlen feststellt, die im vergangenen Baud-lntervall empfangen worden sind und einen bestimmten Abstand haben. Das Ergebnis der Korrelation bestimmt die Zählrichtung von zwei in ihrer Zählrichtung umsteuerbaren Zählern, deren Frequenz

^S5 wesentlich größer als die Baud-Frequenz ist. Ein logischer Vergleich der Zählstände der Zähler hinsichtlich ihrer Werte und Vorzeichen führt dann zur codierten Phasendifferenz zwischen aufeinanderfolgenden Baud-Intervallen und ggf. den übertragenen Datenbits.

Bei dem bekannten Demodulator ist der Aufwand für die umsteuerbaren Zähler und ihre Ansteuerung sowie die nachgeschaltete Anzeigelogik jedoch noch sehr hoch.

^ Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten digitalen Demodulator für PSK-Datensignale zu schaffen, der mit einem geringeren Aufwand und ohne umsteuerbare Zähler auskommt.

Zur Lösung der Aufgabe geht die Erfindung aus von einem Demodulator der eingangs genannten Art und ist dadurch gekennzeichnet, daß der erste und zweite Zähler Vorwärlszähler sind, daß erste und zweite bistabile Schaltungen sowie Schaltungen vorgesehen s,ind, die den Zählstand des ersten und zweiten Zählers in Baud-lntervallen der ersten bzw. zweiten bistabilen Schaltung zuführen, um anzugeben, ob die im voraus zugeordneten Schwellenwerte der Zähler durchlaufen worden sind oder nicht und danach die Zähler auf einen Bezugsstand zurückstellen, und daß die sich ergebenden Zustände der bistabilen Schaltungen die decodierten Digitaldaten darstellen.

Die Korrelationssignale bestimmen dann in jedem Baud-Intervall d-e Zählperiode der beiden Vorwärtszähler und es braucht nur noch festgestellt zu werden, ob die Schwellenwerte der Zähler überschritten worden sind oder nicht. Die Anzeigelogik reduziert sich auf eine einfache Parallel-Serienwandlung.

Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Bei einem digitalen Demodulator für eine vierphasige differentiell codierte PSK-Datenübertragungsanlage als Beispiel, bei der serielle Daten in Dibit-Paaren bei jeweils den diskreten Phasenänderungen von elektrisch 90m° mit m = 0, 1,2 und 3 codiert werden, d. h., 0 Grad, + 90 Grad, 180 Grad und 270 Grad (-90 Grad) für die Dibits 00, 01, 11 und 10, wird eine Abtastfrequenz so gewählt, daß jede Halbperiode der Trägerwelle wenigstens viermal und vorzugsweise um ein Vielfaches hiervon abgetastet wird, um Quantisierfehler zu verringern und damit eine befriedigende Rauschgüte sicherzustellen. Korrelationen werden zwischen dem augenblicklichen Eingangsabtastwert und Abtastwerten vorgenommen, die um ein Baud-Intervall ± π/4 rad oder 45° verzögert sind. Demgemäß werden Korrelationen zwischen dem augenblicklichen Eingangsabtastwert und Abtastwerten vorgenommen, die mit Bezug auf die Trägerwelle um 90 Grad verzögert sind. Als Korrelatoren dienen zweckmäßig Exklusiv-ODER-Gatter.

Bei dem betrachteten Ausführungsbeispiel erfolgt die Datenübertragung innerhalb des Fernsprechbandes, (etwa 300 bis 3000 FIz) mit einer Baud-Rate von 600 auf einer Trägerwelle mit der Frequenz 1200 Hz für eine effektive Binärdatenrate von 1200 Bits je Sekunde (ein Dibit je Baud-Intervall). Die Zählerschwellenwerte werden bei oder etwas oberhalb des halben Abtastzählwertes entsprechend einem Baud-Intervall festgelegt. Ein Dibit-Codierschema wird so gewählt, daß ein Zählwert oberhalb des Zählerschwellenwertes angibt, daß ein 1 — oder Markierbit übertragen worden ist, und ein Zählwert unterhalb des Schwellenwertes innerhalb eines Baud-Intervalls besagt, daß ein 0— oder Abstandsbit übertragen worden ist. Der Stand jedes Zählers, d. h., seine Stellung oberhalb oder unterhalb des Schwellwertes, wird am Ende jedes Baud-intervalls zu einem Flipflop übertragen und die Zähler werden dann zurückgestellt. Schließlich wird der Zustand des einen Flipflops zum anderen übertragen, wodurch die beiden Flipflops als Parallel-Serienwandler arbeiten. Ein Taktgeber mit der Baud-Rate steuert die Übertragung von den Zählern zu den Flipflops sowie die Rückstellung der Zähler.

Der Grundgedanke der Erfindung läßt sich leicht auf PSK-Anlagen höherer Stufe ausdehnen. Die Erzeugung zusätzlicher Zählerschwellcnwerte und die Bereitstellung entsprechender Logikschaltungen, die durch die zusätzlichen Schwellenwerte gesteuert werden, liegen im Bereich fachmännischen Handelns.

Nachfolgend soll die Erfindung anhand der Zeichnung näher beschrieben werden. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels für die digitale Demodulation eines differentiell codierten vierphasigen PSK-Datensignals nach der Erfindung;

F i g. 2 ein Vektordiagramm zur Erläuterung der

ίο Grundgedanken der Erfindung.

In F i g. 2 sind rechtwinklige x- und y-Koordinaten mit einem überlagerten Polardiagramm gezeigt. Wenn angenommen wird, daß ein Vektor 6, der die relative Phase einer Trägerwelle darstellt, von einem Punkt 5 mit den Koordinaten ('/2, '/2) ausgeht,dann kann sich der Vektor während des mittleren Teils eines gegebenen Signalgabe-Baud-Intervalls an einem der vier Punkte, beispielsweise 7, befinden, die in der Mitte der vier Quadranten um den Punkt 5 liegen. Die vier Punkte sind darüberhinaus identifiziert durch die repräsentierten Phasenänderungen 0, ±90 Grad und 180 Grad. Die Koordinaten (V₂, V₂) des Punktes 5 geben die normalisierten Werte des halben Gesamtzählwertes für ein Baud-Intervall an. Wenn demgemäß eine Abtastrate von 256 je Baud-Intervall gewählt wird, dann ergeben sich 156 Zählwerte je Baud-Intervall und deren Hälfte entspricht einem Zählwert 128. Diese Koordinaten sind dann die Zählschwellenwerte für die Korrelationszähler.

Wenn die Trägerwellen für aufeinanderfolgende Baud-Intervalle in Phase sind und diese Wellen relativ um ein Baud-lniervall verzögert werden, ergibt sich eine vollständige Korrelation und ein Zähler speichert den Wert 0, wenn man ein rauschfreies System und eine übliche Exklusiv-ODER-Operation ohne Korrelator-Ausgangssignal bei übereinstimmenden Abtastwerten annimmt. Wenn dann diese in Phase liegenden Trägerwellen um 45 Grad vorwärts geschoben oder verzögert werden, dann zeigt sich, daß eine Korrelation für dreiviertel der jedem Baud-Intervall zugeordneten Zählwerte erreicht wird und beide Korrelationszähler den Schwellenwert mit dem halben Zählwert (128) nicht erreichen. Die decodierten Daten sind dann das Dibit-Paar 00 entsprechend der Angabe im dritten Quadranten in F i g. 2.

Wenn die Trägerwellen für aufeinanderfolgende Baud-Intervalle entgegengesetzte Phase haben und Korrelationen stattfinden mit Bezug auf 45 Grad Voreilungen und Verzögerungen, so wird eine Korrelation in beiden Fällen nur für ein Viertel der zugeordneten Zählwerte erreicht und beide zugeordneten Zähler überschreiten den Schwellenwert. Demgemäß sind die decodierten Daten das Dibit-Paar 11 (erster Quadrant in F i g. 2).

Wenn die Trägerwellen sich in aufeinanderfolgenden Baud-lntervallen in der Phase um ±90 Grad unterscheiden und Korrelationen mit der vorhergehenden, wie vorher um 45 Grad voreilenden und verzögerten Welle vorgenommen werden, so läßt sich zeigen, daß die

bO Korrelationen während entv.eder einem oder drei Vierteln des Baud-Intervalls auftreten. Im Falle der Phasenänderung um +90 Grad ist die X-Korrelation unterhalb des Zählerschwellenwertes und die V-Korrela*'on oberhalb des Zählerschwellenwertes. Im Falle der

h5 Phasenänderung von —90 Grad ist die X-Korrelation oberhalb und die V-Korrelation unterhalb des Zählerschwellenwertes. Demgemäß decodieren die +90 Grad- und —90 Grad-Korrelationen die Dibit-Paare 01

bzw. 10 entsprechend dem zweiten und vierten Quadranten in F i g. 2.

Mit den oben angegebenen Bedingungen lassen sich die vier Dibit-Phasencodierungen mit nur zwei Vorwärtszählern im Gegensatz zum Stand der Technik feststellen, bei dem für jedes der vier Dibit-Paare ein reversibler Zähler zur Mittelwertbildung erforderlich war.

Es zeigt sich, daß dieses Prinzip auf eine achtphasige PSK-Codierung (3 Bits je Baud-Intervall) ausgedehnt werden kann (und sogar auf Systeme höherer Ordnung, wenn dies mit Rücksicht auf das Signal-Rauschverhältnis des Übertragungsmediums zulässig ist). In achtphasigen PSK-Anlagen werden acht zulässige Phasenänderungen zugeordnet. Davon sind vier Phasen identisch mit dem in F i g. 2 dargestellten vierphasigen Fall.

Die zusätzlichen vier Phasen liegen parallel zu der x- und y-Achse. Demgemäß erstrecken sich die Vektoren für die zusätzlichen Phasen über die Spitzen der Vektoren für die vier Phasen hinaus und lassen sich durch Zählschwellenwerte unterscheiden, die bei etwa einem Achtel und sieben Achtel des maximalen Zählwertes liegen, um die Art eines dritten Bit in jedem Baud-Intervall zu bestimmen. Ein drittes Flipflop kann vorgesehen werden, um das Durchlaufen der zusätzlichen Schwellenwerte zu überwachen.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels für einen vierphasigen PSK-Demodulator nach der Erfindung. Der Demodulator weist einen Amplitudenbegrenzer II, ein vielstufiges Schieberegister 13, einen schnellen Schiebegenerator 14, der außerdem die Abtastfunktion durchführt, Exklusiv-ODER-Gatter 19 und 20, die den augenblicklichen Signalabtastwert mit dem um ein Baud-Intervall zuzüglich 45 Grad der Trägerphase und dem um ein Baud-Intervall abzüglich 45 Grad der Trägerphase verzögerten Abtastwert korrelieren, rückstellbare Vorwärtszähler 21, 22 UND-Gatter 23,24, Flipflops 25,26 und einen Baud-Taktgeber 27 auf. Ein Oszillator 12 schwingt als Beispiel auf einer Frequenz von 614,4 kHz, die sich auf die Schieberate 153,6 kHz (4. Subharmonische) und die Baud-Rate 600 Hz (1024. Subharmonische) herunterteilen läßt.

Die genaue Art und Weise, wie der Baud-Taktgeber 27 synchronisiert wird, ist für die vorliegende Erfindung nicht von Bedeutung. Es sei lediglich gesagt, daß übliche Synchronisationsverfahren verfügbar sind, die auf einer Überwachung der Nullkreuzungen oder der Hüllkurve der ankommenden Signale beruhen.

Entsprechend F i g. 2 ist das Empfangssignal auf der Eingangsleitung 10 eine Welle konstanter Frequenz, die durch diskrete Phasenänderungen in aufeinanderfolgenden Baud-Intervallen gekennzeichnet ist, außer wenn aufeinanderfolgende Dibits OO übertragen werden. Dieses Signal wird im Begrenzer 11, der zweckmäßig einen Verstärker und positive und negative Beschneidungseinrichtungen enthält, so stark begrenzt, daß als beobachtbare Parameter nur Polaritäten und Zeitpunkte für Nullkreuzungen übrig bleiben. Das auf diese Weise begradigte Ausgangssignal des Begrenzers 11 wird dem vielstufigen Schieberegister 13 und dem Verbindungspunkt 18 am Eingang der Exklusiv-ODER-Gatter 19 und 20 zugeführt Der Schiebegenerator 14 wird zweckmäßig vom Oszillator 12 angesteuert, der phasenstarr mit den Übergängen des ankommenden Signals läuft Die als Beispiel gewählte Schiebefrequenz von 153,6 kHz, die durch entsprechende Frequenzteilung vom Oszillator 12 abgeleitet wird, ist so gewählt, daß sich 256 Abtastwerte für die empfangene Signalwelle während jedes Baud-lntervalls ergeben. Dies entspricht der Entnahme von 64 Abtastwerlen während jeder Halbperiode der Trägerwelle mit 1200Hz oder sechzehn Abtastwerten für jeweils 45 Grad der Trägerphase, vorausgesetzt, daß keine Frequenzversetzung auftritt.

Das Schieberegister 13 ist ein vielstufiges Schieberegister mit zweckmäßig 272 Stufen. Bei der Schieberate von 153,6 kHz sind dann von jedem Baud-Intervall 256

ίο Abtastwerte gleichzeitig verfügbar. Da 45 Grad Phasenverschiebung für die Trägerwelle von 1200 Hz sechzehn Abtastwerten entspricht, wird das Schieberegister 13 für 272 Stufen bemessen, so daß der Zeitunterschied zwischen dem Eingang der Stufe 13/4 und dem Ausgang der Stufe 137"einem Baud-Intervall + JtIA rad oder 45 Grad der Trägerphase entspricht. Die Stufe 13M liefert ein Ausgangssignal beim 240. Abtastwert, der zeitlich einem Baud-Intervall —π/4 rad bezogen auf das Eingangssignal der Stufe 13/4 entspricht. Anders betrachtet liegen die Stufen 13Mund 13 Γ um 90 Grad der Trägerphase auseinander. Dementsprechend sind die Leitungen 16 und 17 mit den Stufen 13 Γ und 13M verbunden. Der Inhalt der jeweiligen Stufen wird jeweils um eine Stufe unter Steuerung der Impulse mit 153,6 kHz auf der Schiebeleitung 15 weitergeschoben, die parallele Anschlüsse, beispielsweise 15/4 und 15 Γ an jede Stufe des Schieberegisters 13 besitzt, um gleichzeitig alle Stufen zu schieben.

Das begrenzte Empfangssignal erscheint am Knotenpunkt 18 und wird an einen Eingang jedes der Exklusiv-ODER-Gatter 19 und 20 angelegt. Die Exklusiv-ODER-Gatter erzeugen in bekannter Weise komplementäre Ausgangssignale abhängig davon, ob ihre binären Eingangssignale gleich oder verschieden sind. Für die vorliegende Beschreibung wird angenommen, daß der Ausgang auf H liegt, wenn beide Eingangssignale verschieden sind. Im anderen Falle liegt der Ausgang auf L Die verbleibenden Eingänge der Gatter 19 und 20 sind mit den Leitungen 16 und 17 verbunden. Demgemäß ist der Ausgang des Gatters 19 auf H, wenn der Abtastwert des Empfangssignals am Eingang der Schieberegisterstufe 13/4 komplementär zu dem am Ausgang der 272. Stufe 13 Fist, d. h, wenn keine Korrelation zwischen dem augenblicklichen Abtastwert des Empfangssignals und dem ein Baud-Intervall +45 Grad der Trägerphase vorher empfangenen Signal auftritt. Entsprechend geht der Ausgang des Gatters 20 auf H, wenn keine Korrelation zwischen dem Abtastwert des augenblicklich empfangenen Signals und dem ein Baud-Intervall —45 Grad der Trägerphase vorher empfangenen Signal vorhanden ist. Bei einer Korrelation bleibt der Ausgang der Gatter 19 und 20 auf L
Die Ausgangssignale der Gatter 19 und 20 werden den Zählern 21 bzw. 22 zugeführt Jedesmal dann, wenn eines dieser Ausgangssignale auf H geht wird ein weiterer Zählwert im jeweiligen X- bzw. Y-Zähler 21 bzw. 22 registriert Wenigstens ein im voraus zugeordneter Zählschwellenwert ist in den Zählern eingestellt, so daß bei Erreichen des jeweiligen Schwellenwertes der Zähler seinen Ausgangszustand ändert Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ist zur Erreichung eines Sicherheitsspielraums gegen Rauschen dieser Schwellenwert auf nicht weniger als den vollen Zählwert eingestellt nämlich auf 128. Ein Durchlaufen des Schwellenwertes wird von den Koinzidenz-UND-Gattern 23 und 24 festgestellt deren weitere Eingänge mit dem Ausgangssignal des Baud-Taktgebers 27 auf

der Leitung 28 angesteuert werden. Eine Erregung der Leitung 28 stellt außerdem die Zähler 21 und 22 zurück, um den Beginn eines weiteren Baud-Intervalls anzugeben.

Der Baud-Taktgeber 27 liefert unter Steuerung des Oszillators 12 über die Leitung 31 zwei Ausgangssignale im Abstand des 600-Hz-Baud-lntervalls. Die Ausgangssignale auf den Leitungen 28 und 29 sind gegeneinander so verschoben, daß das Ausgangssignal auf der Leitung 28 den Beginn des Baud-Intervalls und das Ausgangssignal auf der Leitung 29 die Mitte des Baud-Intervalls markieren.

Die Ausgangssignale der UND-Gatter 23 und 24 steuern den Zustand der Flipflops 25 und 26. Es sind D-Fiipflops dargestellt. Diese Art von Flipflops weist wenigstens einen Ausgang Q auf, der bei Erregung des Einstelleingangs (S) auf H geht und bei Erregung des Rückstelleingangs (R) komplementär auf L geschaltet wird. Das D-Flipflop weist außerdem einen Takteingang (C) und einen Dateneingang (D) auf. Der Ausgang Q folgt dem Zustand des D-Eingangs nur, wenn das Takteingangssignai gleichzeitig angelegt ist. Im vorliegenden Aüsführungsbeispiel werden die C- und D-Eingänge nur beim Flipflop 26 benutzt. Die S-Eingänge werden direkt von den Ausgängen der UND-Gatter 23 und 24 gesteuert. Die ß-Eingänge werden von den Ausgängen der UND-Gatter 23 und 24

i5

20

25 nach Durchlaufen der Inverter 31 und 32 gesteuert. Wenn demgemäß der Ausgang des UND-Gatters 23 auf H geht, so wird das Flipflop 25 eingestellt und sein Ausgang Q geht auf H. Wenn der Ausgang des UND-Gatters 23 auf L geht, so wird dieses Ausgangssignal im Inverter 31 invertiert und das Flipflop 25 zurückgestellt, so daß dessen Ausgang Qauf L geht.

Das Flipflop 26 liefert ein Q-Ausgangssignal Hoder L in Abhängigkeit vom Ausgangssignal des UND-Gatters

24 in der ersten Hälfte des Baud-Intervalls. In der zweiten Hälfte des Baud-Intervalls ist der Q-Ausgang auf H oder L entsprechend dem Ausgang des Flipflops

25 in Koinzidenz mit dem Taktimpuls am Eingang Cvon der Leitung 29. Der (^-Ausgang des Flipflops 25 ist direkt mit dem D-Eingang des Flipflops 26 verbunden. Demgemäß decodiert das Flipflop 26 den Zählwert im K-Zähler 22 und arbeitet außerdem als Parallel-Serienwandler für den Zählwert im X-Zähler 23. Das (P-Ausgangssignal des Flipflops 26 auf der Leitung 30 stellt demgemäß die decodierten seriellen Binärdaten ohne eine weitere logische Verarbeitung dar.

Vorstehend ist die Erfindung zwar anhand eines bestimmten Ausführungsbeispiels mit einer angegebenen Baud-Rate und Trägerfrequenz beschrieben worden, aber es können auch andere Baud-Raten und Trägerfrequenzen benutzt werden.

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Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (5)

Patentansprüche:

1. Demodulator für differenziell phasencodierte Digitaldaten mit Speicherschaltungen zur Aufnahme einer Vielzahl von Abtastwerten empfangener Digitaldaten, die in η Phasen einer Trägerwelle gegebener Frequenz codiert sind, wobei π eine positive ganze Zahl und die Speicherschaltung ein vielstufiges Schieberegister zur Speicherung von Abtastwerten ist, die durch wenigstens ein Baud-Intervall ± 55^n rad getrennt sind,

mit einem ersten und einem zweiten Exklusiv-ODER-Gatter zur Korrelierung des Eingangssignals der Speicherschaltung mit Ausgangssignalen der Speicherschaltung, die um ein Baud-lntervall ± 55/n rad der Trägerwelle getrennt sind, um ein erstes und ein zweites doppelwertiges Korrelationssignal zu liefern,

und mit einem ersten und einem zweiten rückste'llbaren Zähler, die auf das erste bzw. zweite Korrelationssignal ansprechen und im voraus zugeordnete Ausgangszählschwellenwerte besitzen, dadurch gekennzeichnet,
daß der erste und zweite Zähler (21, 22) Vorwartszähler sind,

daß erste und zweite bistabile Schaltungen (25, 26) sowie Schaltungen (23, 24) vorgesehen sind, die den Zählstand des ersten und zweiten Zählers (21, 22) in Baud-Intervallen der ersten bzw. zweiten bistabilen Schaltung (25,26) zuführen, um anzugeben, ob die im voraus zugeordneten Schwellenwerte der Zähler durchlaufen worden sind oder nicht und danach die Zähler auf einen Bezugszustand zurückstellen,

und daß die sich ergebenden Zustände der bistabilen Schaltungen die decodierten Digitaldaten darstellen.

2. Demodulator nach Anspruch !, dadurch gekennzeichnet, daß die Exkiusiv-ODER-Gatter (19, 20) einen ersten Ausgangszustand habun, wenn die Eingangssignale gleich sind, und einen zweiten, komplementären Ausgangszustand, wenn die Eingangssignale zueinander komplementär sind.

3. Demodulator nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die Zähler (21,22) in Abhängigkeit von einem binären Eingangszustand in einer Richtung zählen und in Abhängigkeit von einem anderen binären Eingangszustand auf einen Bezugszustand rückstellbar sind.

4. Demodulator nach Anspruch 1, bei dem die Anzahl der für jedes Signalgabeintervall entnommenen periodischen Abtastwerte gleich m ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Zählschwellenwert für jeden Zähler (21.22) nicht kleiner ist als m/2.

5. Demodulator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Demodulator einen Begrenzer (11) für die empfangenen Datensignal aufweist, derart, daß deren Polarität und Nulünienkreuzungen angezeigt werden und daß das Schieberegister periodische Abtastwerte des Begrenzerausgangssignals speichert.