DE2503850A1

DE2503850A1 - Hohlleiterantenne mit aperturschalter

Info

Publication number: DE2503850A1
Application number: DE19752503850
Authority: DE
Inventors: George Frederick Craven
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1974-02-07
Filing date: 1975-01-30
Publication date: 1975-08-14
Also published as: US3979703A; FR2260879A1; CH585469A5; DE2503850C2; GB1426534A; FR2260879B1

Description

Patentanwalt ·

Dipl.-Phys.Leo Thul

7 Stuttgart 30 2503850

Kurze Straße 8 fcv.vv.vy.v

G.F.Craven-29

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Hohlleiterantenne mit Aperturschalter.

Die Erfindung betrifft eine aus mehreren Einzelstrahlern bestehende Sende— oder Empfanosantenne, bei der die Einzelstrahler nacheinander angeschaltet und die nichtbenutzten ' Einzelstrahler bezüglich des Funkfeldes unwirksam geschaltet werden.

Derartige Antennen werden benötigt, z.B. für Doppler-Lande-^ systeme, wie sie in der DT-PS 1 249 361 beschrieben sind oder für Landesysteme gemäß der DT-AS 2 230 630, die mit sogenannten virtuellen Diagrammen arbeiten.

Kg/Scho
16.1.1975

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Bei diesen Antennen, deren Einzelelemente nacheinander benutzt v/erden, ist dafür zu sorgen, daß die nicht angeschalteten Elemente nicht mit dem anaeschalteten ' Element verkoppelt sind, damit keine unerwünsehte Sekundärstrahlung entsteht. Dieses Problem tritt besonders bei den Antennen auf, deren Einzelstrahler eng benachbart liegen, z.B. im Abstand von weniger als der Wellenlänge λ. Versuche, die gegenseitige Entkopplung benachbarter Strahler durch Maßnahmen, die die Einspeisung betreffen, zu gewährleisten, waren nicht zufriedenstellend. Vor allem bei Antennen, deren Einzelstrahler Hohlleiter sind, war die Entkopplung nicht ausreichend, insbesondere nicht breitbandig genua.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung für Hohlleiterantennen anzugeben, die die nicht anaeschalteten Hohlleiterstrahler unwirksam steuert und die für hohe Schaltgeschwindigkeiten aeeignet ist.

Die Aufgabe wird mit den in den Ansprüchen anqeaebenen Mitteln gelöst.

Da als Schaltelemente PIN-Dioden verwendet werden, sei nun zunächst auf deren Eigenschaften eingegangen.

Das Aufkommen der PIN-Dioden etwa in den letzten zehn Jahren hat eine wichtige neue Möglichkeit gezeigt, bei Mikrowellenfrequenzen schnell und verlustarm schalten zu können.

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So kann die Hochfrequenzimpedanz einer Diode liber einen Bereich von mehr als 10 000 : 1 (10 000 Ω - 0,5 Ω) geschaltet werden, indem man von einer Sperrverspannung von einem oder zwei Volt auf eine Durchlaß-Vorspannuncr mit einem Flußstrom von 0,1 A übergeht.

Diese Charakteristik ist bereits mit Vorteil für Mikro-V7ellen auf Koaxialleitungen und "Microstrip-Leitungen" verwendet worden, bei denen es wegen der relativ kleinen Querabmessungen dieser Leitungssysteme möglich ist, die eigentlichen Klemmen-Impedanzx'/erte der PIN-Dioden auszunutzen. In Hohlleitern ist das Problem grundsätzlich weitaus schwieriger und verlangt eine cranz andere Behandlung.

Dies zeigt der nachstehende Beschreibungsteil, in dem die Erfindung anhand der Figuren beispielsweise näher erläutert wird.

Es zeigen:

Fig.1 einen Hohlleiter mit einer PIN-Diode; . -

Fig.2 eine leitende PIN-Diode in einem Hohlleiter;

Fig.3 das Ersatzschaltbild zu Fig.2;

Fig.4 eine nichtleitende PIN-Diode in einem Hohlleiter;

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Fig.5 das Ersatzschaltbild zu Fig.4;

Fig.6 einen Hohlleiter-Antennenstrahler, der unterhalb seiner Grenzfrequenz betrieben wird und einen Aperturschalter hat.

Fig.7 einen Hohlleiter mit einem Hindernis und einer zusätzlichen Kapazität;

Fig.8 im Smith-Diagramm den Scheinleitwert eines strahlenden Elements mit der Anordnung nach Fig.7 in der Apertur;

Fig.9 einen Hohlleiterschalter nit zwei Dioden;

Fig.10 und Fig.11

das Ersatzschaltbild des Schalters aus Fig.Q im eingeschalteten bzw. ausgeschalteten Zustand;

Fig.12 im Smith-Diagramm den Scheinleitwert des Schalters nach Fig.9;

Fig.13 eine abgeänderte Form des Hohlleiterschalters mit zwei Dioden;

Fig.14 das vollständige Ersatzschaltbild des Diodenschalters;

Fig.15 und 16

die aus Fig.14 abgeleiteten Ersatzschaltbilder bei geschlossenem und bei geöffnetem Schalter;

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Fig.17 und 18

die Funktion eines Transformators;

Fig.19 einen mehrstufigen Schalter in einem Hohlleiter, der oberhalb seiner Grenzfrequenz betrieben wird;

Fig.20 eine Kettenglied-Darstellung eines mehrstufigen Schalters;

Fig.21 einen mehrstufigen Schalter in einem Hohlleiter, der unterhalb seiner Grenzfreauenz betrieben wird.

Das Grundproblem beim Einsatz von PIN-Dioden in Hohlleitern läßt sich anhand des folgenden· Beispiels aufzeigen.

Wenn eine PIN-Diode der genannten Art in den Längszweig einer Übertragungsleitung eingefügt wird, die beispielsweise einen Wellenwiderstand Z von 100 Ω hat, so bewirkt ihr Scheinwiderstand im leitenden Zustand (0,5 Ω j einen sehr geringen Übertragungsverlust, ihr Scheinwiderstand im nichtleitenden Zustand (10 000 Ω) dagegen fast eine Totalreflexion. Wenn man jedoch eine PIN-Diode 1 (Fig.1) in einem Hohlleiter 2 im Zentrum des Hohlleiters anordnet, indem man sie zwischen die breiten Seitenflächen schaltet, (die Parallelschaltung ist bei Hohlleitern oeeigneter als die Reihenschaltung) so bildet sie im leitenden Zustand ein Hindernis, das einem induktiven Stab sehr nahe komnt (3, Fig.2). Dieser Stab entspricht in seinen Abmessungen den die gegenüberliegenden Seitenflächen verbindenden Anschlußdrahten der PIN-Diode und repräsentiert eine Induktivität L_c(Fia.3).

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Für einen Draht mit dem Durchmesser von 0,5 mm und eine Hohlleiterweite von 7,5 cm erhält man also einen normierten Blindwiderstand X/Z von Χ/Ζ τ& 1.

Im Nebenschluß mit einem angepaßten Hohlleiter würde dies ein Stehwellenverhältnis von nur etwa 3:1 ergeben. Dies muß gegenüber dem Wert von 200:1 gesehen werden, den man beim erwähnten Beispiel einer fiber tr agungs leitung erhalten würde. Die große Diskrepanz zwischen diesen Ergebnissen hat ihren Grund in der bekannten Tatsache, daß einfache Widerstandsbetrachtungen nicht gültig sind für die Berechnung des Scheinwiderstandes von Leiteranordnungen in einem Hohlleiter. Der normierte Blindwiderstand des betrachteten Hindernisses ist in erster linie durch das Verhältnis d/a (d=Durchmesser, a=Hohlleiterweite) bestimmt. Ein crrößerer Hohlleiter, der für tiefere Frequenzen geeignet ist, ergibt mit der gleichen Diode einen größeren Wert von X/Z und infolaedessen ein noch kleineres Stehv/ellenverhältnis (d.h. schlechteres Schaltverhältnis) . Diese Erscheinung ist also eine Fraae der relativen Abmessungen und nicht der Betriebsfreauenzen des Hohlleiters.

Fig.4 zeigt eine erste Näherung für den Fall einer nichtleitenden Diode. Obwohl dies als kapazitiver Stab bekannt ist, ist die Darstellung nur richtig, wenn die Stabteile nicht tief in den Hohlleiter eindrinoen. Für größere Eindringtiefen kann das Hindernis eine Serienresonanz

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bewirken und bedeutet dann effektiv einer Kurzschluß des Hohlleiters. Das Ersatzschaltbild eines solchen Hindernisses ist daher das in Fig.5 gezeigte. Es ist klar, daß der Scheinwiderstand dieses Kreises sehr niedrig werden kann, er könnte sogar niedriger sein als die Werte, die bei leitender Diode, erreichbar sind. Dies veranschaulicht die grundlegenden Probleme von Dioden-Hohlleiterschaltern und liefert zugleich aber auch einen wesentlichen Hinweis zur Lösung des Problems.

Es sei betont, daß die vorliegende Lösuna ganz allgemein für Hohlleiterschalter gilt, auch wenn das Problem des Schaltens mittels einer PIN-Diode hauptsächlich im Hinblick auf eine Anwenduna als Antennen-Hohlleiterschalter erläutert wird.

Ein einzelner Hohlleiterstrahler einer Hohlleiterantenne, der im allgemeinen in dieser Beschreibung betrachtet wird, ist in Fig.6 gezeigt. Er enthält ein Stück 10 eines Hohlleiters, der unterhalb seiner Grenzfrecmenz betrieben wird, mit einem Koaxialeinaanct 11 und einer dielektrischen Platte 12 (kapazitive Belastung) in der Apertur, welche sich in einer leitenden Platte 13 be- " findet. Ein derartiger Hohlleiterstrahler ist z.B. aus der DT-OS 2 328 632 bekannt. Der Schalter 14 ist ebenfalls in der Aperturebene angeordnet.

Wie bereits dargestellt, sind die Bauelementeigenschaften der PIN-Diode selbst (d.h. bei mechanisch kürzestmöglicher Länge der 7Vnschlußdrahte) nahezu ideal, besonders bei

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niedrigen Mikrowellenfreauenzen. Daher lassen sich die Grundprinzipien des Schalters anhand der vereinfachten Ersatzschaltbilder (Fig.3, Fig.5) der Diode im Hohlleiter beschreiben. Das diesen beiden Ersatzschaltbildern gemeinsame Element ist die Induktivität L .

In "Lewin, L., Advanced Theory of Waveguides", Iliffe, 1951" ist ganz grob gezeigt, daß bei gleichen .Abmessungen des HirLdernisses in beiden Fällen auch der Wert L- der

Induktivität in beiden Ersatzschaltbildern gleich ist, wobei die Elemente dieser Schaltbilder als konzentrierte Elemente zu betrachten sind. Dies wird später beim genaueren Verständnis wichtig. Zunächst wird aus Fig.5 klar, daß durch Wahl des geeigneten Wertes von C die Resonanzbedingung für den aus L · und C gebildeten Kreis bei jeder Frequenz hergestellt werden kann. Dies erfordert im allgemeinen einen Kondensator, der zur natürlichen Kapazität parallelgeschaltet wird, die sich auf dem in der Leitungslücke in Fig.4 entstehenden elektrischen Feld eraibt. Die Ergebnisse, die man für zwei Werte der ZusatzkaDazität C

erhält, nämlich für 0,5 pF und 1,OpF und mit einem Hindernis, wie es in Fig.7 gezeigt ist, sind in der Fig.8 dargestellt. Diese zeigt im Smith-Diagramm die Kurven des Eingangsscheinleitwertes eines normalen strahlenden Elements mit diesem zusätzlichen Schaltkreis in seiner Apertur. Zur Vollständigkeit ist eine genauere Erklärung der Meßbedingungen notwendig, die später auch gegeben wird, aber zunächst mag der hohe Betrarr des Reflexionsfaktors über ein breites Freauenzband als Zeichen für den

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Breitbandcharakter des Kurzschlusses gelten. Dieses Ergebnis ist auf die Wahl eines dicken kapazitiven Stabes 4 (als Stufenleiter realisiert) als Anschluß für die PIN-Diode im Hohlleiter zurückzuführen. Dadurch ergibt sich ein kleiner Wert von L und es ist also ein relativ großer Wert von C erforderlich, um die Pvesonanzbedingung zu erfüllen, so daß.der ganze Kreis die gewünschte Eigenschaft eines kleinen I/C-Verhältnisses hat. .

Fig.9 zeigt eine Realisierung dieses Schaltungsprinzips bei einem Hohlleiter-Aperturschalter für ein einstufiges Antennenelement, das unterhalb seiner Grenzfreauenz im Frequenzbereich von 0,962 - 1,213 GHz betrieben wird. Der Schalter enthält zwei PIN-Dioden 1a und 1b, die jeweils zwischen konzentrierte Kondensatoren 15 aeschaltet sind, deren Kapazität 1,4 r>F beträct. Die Verwendung von zwei Dioden hat keine besondere Bedeutuncr, jedoch den· Vorteil, daß die Symmetrie der Apertur erhalten bleibt. Die Kondensatoren 15 sind in Streifenleituncrstechnik durch Kupferbeschichtung einerPolytetrafluoräthylen-Glasfaserplatte hergestellt. Die unteren Beläcre 16 dieser Streifenleiterkondensatoren liegen auf der dielektrischen Platte 12 auf und haben mit den Hohlleiterwänden direkten Kontakt. Die PIN-Dioden 1a und 1b liegen zwischen den oberen leitenden Belägen 17 der einzelnen Streifenleiter-Kondensatoren. Die HF-Drosseln L dienen zur Zuführung des Steuer-Gleichstromes für die Dioden 1a und 1b.

Die Ersatzschaltbilder, die man bei leitenden Dioden und bei nichtleitenden Dioden erhält, sind in Fig.10 bzw.

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• Fig.11 gezeigt. Die Darstellung der Diode im leitenden Zustand als Kurzschluß ist eine gewisse Idealisieruno, ebenso die Darstellung der nichtleitenden Diode als vollständige Unterbrechung des Kreises. Jedoch zeigt die Betrachtung der bei diesen beiden Zuständen gemessenen Ergebnisse {Fig.12, Kurve A bei leitenden und Kurve B bei nichtleitenden Dioden), daß diese Annahmen zulässio waren. Außerdem zeigt dies die ausgezeichneten Eigenschaften von PIN-Dioden bei diesen Anwendungen. Die Scheinleitwertmessungen erfolaten am koaxialen Eingangsanschluß des Antennenelements. Diese Ebene ist zur Messung der Eingangsspannung gut creeianet, verursacht aber eine große Phasenänderung in der Scheinleitwertscharakteristik des Aperturschalters. Es ist realistischer, die Bezuasebene der Scheinleitwertscharakteristik in die Apertur zu legen. Dies erfordert eine Scheinleitwertsdarstelluna mit einem echten Kurzschluß (Metallplatte oder Metallstreifen) in der Apertur. Die dazugehörigen Meßpunkte sind in der Fig.12-mit S.C. bezeichnet. Durch.Veraleich von Punkten der Scheinleitwertskurve in Fig.12 mit entsprechenden Punkten SC des Kurzschlusses läßt sich die wahre Phasenverschiebung bestimmen. In Fig.12 fallen die beiden Punkte bei 1040 HHz zusammen. Dies ist daher die Pesonanzfreauenz (L C) des Aperturschalters.

Die Phasenverschiebung bei anderen Freauenzen ist qerina. -

Fig.13 zeigt die Draufsicht auf die Anertur eines Hohlleiterstrahlers mit Aperturschalter. Wie in Fig.9 enthält

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der Aperturschalter zwei PIN-Dioden. Diese befinden sich auf der Oberseite zweier Platten 20a, 20b aus Polytetrafluoräthylen-Glasfaser, die wiederum als Träger von Streifenleitern dienen. Jede PIN-Diode 1a, 1b ist zwischen die oberen Beläge der Kondensatoren 15 geschaltet. Die entsprechenden unteren Beläge sind Teile der metallischen Unterschicht der Glasfaserplatten 20a, 20b. unmittelbar dahinter sitzt in einer Aussparung des Hohlleiterrandes die dielektrische Platte 12. Der Rand dieser Platte 12, die auch als kapazitives Diaphragma bezeichnet werden kann, ist durch strichpunktierte Linien angedeutet und entspricht dem Rand in Fig.9. Die Glasfaserplatten sind mit dem oberen und unteren metallischen Rand 21 des Hohlleiters verschraubt. Damit.wird sowohl die leitende Verbindung der unteren Platten der Kondensatoren mit den Hohlleiterwänden als auch die feste Kalteruna des dahinterliegenden Diaphraomas 12 erreicht. Die Unterseiten der Glasfaserplatten 20a, 20b sind nur im gestrichelt gezeichneten Bereich metallisch beschichtet. Die in Fig.9 gezeigten Hochfrequenzdrosseln L sind durch hochohmige Viertelv/ellenleitungen 18 und Abblockkondensatoren 19 in Streifenleitungstechnik ersetzt. Die Steuereingänge 22 liegen an den oberen Platten der Abblockkondensatoren 19.

Wie in Fig.9 erfolgt der Anschluß so, daß die PIN-Dioden und die oberen Beläge der Kondensatoren 15 hintereinandergeschaltet sind. Diese Anschlußleitungen sind jedoch in Fig.13 nicht gezeigt.

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Die in Fig.12j Kurve B gezeigte Impedanzkurve kann durch weiterführende Methoden der Anpassuna breitbandiger aemacht werden, jedoch kann dies an anderer Stelle im Antennenelement erfolgen und ist daher für die Erfindung nicht wesentlich.

Wenn die bisher betrachteten Ersatzschaltbilder auch etwas idealisiert sind, so sind sie doch gut genua, die Wirkungsweise des Schalters zu erklären. Man kann jedoch zu einem genaueren Ersatzschaltbild kommen, wenn man das Ersatzschaltbild des Herstellers für. die PIN-Diode in den vollständigen Schalter einführt, v/ie durch das gestrichelte Rechteck in Fig. 14' aezeigt.

Darin ist L die Induktivität der PIN-Diode, R ihr P ' ■ s

Serienwiderstand, C ihre Gehäusekapazität und C_

po I

und R* ihre Arbeitskapazität bzw. Arbeitswiderstand.

Diese Schaltung kann dann auf zwei Formen, gebracht werden, die für den leitenden bzw. den nichtleitenden Zustand gelten. Wenn man den maximalen Vorstrom in Flußrichtung (»0,1 A) annimmt, so beträgt der Diodenscheinwiderstand weniger als ein Ohm, d.h.

^VLS| ' - PLP ^{+ R}s ^{+ P}1 I
X_T„ ist der Blindwiderstand eines leitenden Stabes im Hohl-

leiter, der so groß ist, daß er die Wirkuna eines einfachen Diodenschalters aufhebt. Wenn dies der Fall ist, so vereinfacht sich das Ersatzschaltbild, auf die in Fig.15 gezeigte Form.

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Unter Sperrspannung der Diode ist R..MO 000 'Q, X _ ist auch relativ groß, sodaß X _ und R vernachlässigt werden können. Das Ersatzschaltbild reduziert sich dann auf das in Fig.16 gezeigte.

Wenn man die Bilder 15 und 16, die die Diode in ihren zvrei Zuständen repräsentieren, vergleicht, handelt es sich jeweils um Serienresonanzkreise, einmal mit einer Reihen- und einmal mit einer Nebenschlußdämpfunn. Der Unterschied liegt in den relativen Größen von C und C ; C ist so gewählt, daß mit L die Resonanzbedingung erfüllt ist und so der gewünschte Kurzschluß entsteht. C ist eine parasitäre Kapazität, die im Idealfall gleich null wäre. Daher wird einer der Gründe, L klein zu

machen (breite Leiterbahn anstelle eines dünnen Stabes), deutlich: Bei kleinem I» ist ein großer Wert von C notwendig, um ein gegebenes Produkt L C zu bilden. Die Serienresonanzfrequenz der in Fig.16 gezeigten Schaltung ist durch das Produkt L C oeaeben. Dadurch nimmt das

SD

Verhältnis der Serienresonanzfreauenzen von Fig.15 und Fig.16, die die Wirksamkeit des Schalters bestimmen, einen aroßen Wert an.

Die Funktion des in Fig.17 gezeigten Übertraqers ist auf diese Eigenschaften abgestimmt. Er wird physikalisch repräsentiert durch die Positionierung der Diode in der Apertur. Der Scheinleitwert des in Fig.16 gezeigten Kreises stellt bei der Betriebsfrequenz (nichtleitende Diode) einen kapazitiven Blindleitwert dar (geht bei endlicher Freauenz aeaen unendlich.

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Dies beeinträchtigt die Bandbreite. Durch creeianete des Übertragungsverhältnisses kann dieser Effekt auf' Kosten einer geringeren Wirksamkeit des Kurzschlusses^ vermindert werden. Der transformierte Scheinleitwert ändert sich nach dem Ausdruck:

„ .. . 2 πα

γ _ γ _sxn

D a

Dabei ist Y_: der Scheinleitwert der Diode in jedem Zustand

d: der Abstand von der Seitenwand a: die Hohlleiterbreite

Diese Abmessungen sind in Fig.18 gezeiat.

Der "Kurzschluß" ist also am wirksamsten, wenn die Diode in der Mitte des Hohlleiters ist, aber die Bandbreite ist dann am geringsten. Bei der Fia.9a war jedoch eine aroße Bandbreite notwendig, und ein qerinaer Kompromiß bezüalich der Wirksamkeit des Kurzschlusses war annehmbar.

Wenn zwei PIN-Dioden verwendet werden, kann die Bandbreite dadurch vergrößert werden, daß man die Serienresonanzfrequenzen des linken und des rechten Kreises leicht voneinander abweichen läßt.

Mehrstufige PIN-Diodenschalter sind an sich bekannt, und auf ähnliche Weise läßt sich auch der hier beschriebene

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Schäter für diesen Zweck verwenden. Die Bilder 19 und 21 zeigen Versionen, die fü_r aewöhnliche Hohlleiter bzw. Hohlleiter/ welche unterhalb ihrer Grenzfrecmenz betrieben werden, verwendbar sind.

Beim normalen Hohlleiter, dessen Grenzfrequenz unterhalb der Betriebsfrequenz liegt (Fig.19), sind die einzelnen Stufen S1, S2 und S3 durch eine Viertelwellenlänge cretrennt. Mit Hilfe des bekannten Prinzips der Impedanzinversion kann dieses Netzwerk dann als ein Kettenglied (Fig.20) dargestellt werden, wobei R der Reihenwiderstand und G , der NebenschlußIeitwert ist. Die Dämpfung des ganzen Schalters ist dann

α = nx (dB) ·

wobei η die Zahl der Stufen und χ die Dämofung jeder Stufe in dB ist.

Bei geschlossenem Schalter sind R ■ und G , jeweils klein.

se sn

Bei geöffnetem Schalter sind P und G _u beide groß.

se sh

Ähnliche Überlegungen gelten für einen Fohlleiter-Schalter, bei dem der Hohlleiter unterhalb seiner Grenzfrequenz betrieben wird (Fig.21). Dieser enthält drei dielektrische Kondensatoren 30, welche die für die Anpassung erforderlichen konjugiert komplexen Blindwiderstände erzeugen und jeweils mit einer Diodenschaltstufe S versehen sind.

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Das Grundprinzip der Arbeitsweise eines Hohlleiters, der unterhalb seiner Grenzfrequenz betrieben wird, ist z.B. in "Waveguide Bandpass Filters Using Evanescent Modes" von G.F.Craven in Electronics Letters, Vol.2, No.7 (1966) S.25-26 ausführlich beschrieben. Von G.F.Craven und C.K.Mok wurde in "The Design of Evanescent Mode Waveguide Bandpass Filters for a Prescribed Insertion Loss Charakteristic", I.E.E.E. MTT-19 März 1971, S.295 gezeigt, daß gekoppelte Resonatoren dieser Art auf ein Kettenglied zurückgeführt werden kennen, so daß die in Fig.20 gegebene Darstellung auch für dieses Beispiel gilt.

Obwohl das Grundprinzip des Schalters unter der Annahme von statischen Gleich-Vorspannungen geeigneter Größe und Polarität beschrieben wurde, so wird die Vorspannuna bei den meisten praktischen Anwendunaen schnell von einem Zustand in den anderen geschaltet werden. Der Schalter wurde bereits in Systemen verwendet, in denen die !Schaltzeiten im Mikrosekundenbereich liegen, aber auch dies ist noch weit von der Grenze der Technik entfernt. Die absolute Grenze der Schaltgeschwindiake.it des Schalters ist die Abschaltzeit der Diode, die mit ihrer möglichen Betriebsfrequenz zusammenhängt. Bei niedricren Freauenzen wird eine PIN-Diode normal gleichrichten. Wenn daher eine vergleichsweise niedrige Mikrowellenfreauenz geschaltet werden soll, so muß die Ladungsträaer-Lebensdauer groß, d.h. die Gleichrichtfreauenz relativ niedria sein. Dies

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ergibt eine entsprechend niedrige Schaltgeschvindigkeit. Im vorliegenden Beispiel (1GHz) hat die erforderliche Diode eine Abschaltzeit von 15Ö nanosec., bei 12 GHz läge die Abschaltzeit einer geeigneten Diode etwa bei 10 nanosec. Im allgemeinen wird der Schalter also sehr schnell sein.

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Claims

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Patentansnrüche

Aus mehreren Einzelstrahlern bestehende Sende- oder Fm.Ofangsantenne, bei der die Einzelstrahler nacheinander angeschaltet und die nichtbenutzten Einzelstrahler bezüglich des Funkfeldes unwirksam geschaltet werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Einzelstrahler einseitig offene Fohlleiterstücke (10, Fig.6) sind, daß das jeweils angeschaltete Hohlleiterstück beim Betrieb als Sendeantenne auf der einen Feite vom Sender gespeist wird und auf der anderen offenen Seite strahlt oder beim Betrieb als Fmnfanasantenne auf der offenen Seite empfängt und auf der anderen Seite die Empfangssignale an den Empfänger weitergibt und daß an der offenen Seite des Hohlleiters in der Apertur mindestens eine PIN-Diode (1a, 1b) derart anaeordnet ist, daß sie in ihrem leitenden Zustand den Hohlleiter unwirksam schaltet.
2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlleiter (10) ein Rechteckhohlleiter ist, daß jede PIN-Diode (1a, 1b) über eine HF-Verbindung, die neben einer Induktivität (L ) auch eine Kapazität (C) aufweist, zwischen gegenüberliegende Breitseitenwände geschaltet ist, und daß die HF-Verbinduncr bei leitender PIN-Diode (1a,1b) einen Reihenresonanzkreis bildet, der

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innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches der Antenne einen . HF-Kurzschluß in der Aperturebene erzeugt. -
3. Antenne nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jede eine PIN-Diode (1a, 1b) enthaltende HP-Verbindung auf verschiedenen Seiten der PIN-Diode liegende Kondensatoren in Streifenleitungstechnik (15) enthält, deren obere Platten (17) mit der PIN-Diode (1a,1b) und deren untere Platten (16) mit den Hohlleiterwänden verbunden sind, daß zur Vorspannung der PIN-Dioden (1a,1b) die oberen Platten (17) der Kondensatoren (15 ) in Reihenschaltung über Hochfrequenzdrosseln (L,18) verbunden sind, an deren Enden in Streifenleitungstechnik ausgeführte Abblockkondensatoren (19) anaeschlossen sind.
4. Antenne nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Kondensatoren (15) der HP-Verbindung, die PIN-Dioden (1a,1b), die Hochfreauenzdrosseln (18) und die Abblockkondensatoren (19) auf derselben dielektrischen Trägerplatte (20a, .2Ob) angeordnet sind und daß die Hochfrequenzdrosseln (18) Leiterstücke hoher Impedanz mit der Länge λ/4 sind. ·
5. Antenne nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Induktivität der· HP-Verbinduna klein und die Kapazität groß ist.
6. Antenne nach Ansoruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß nur eine PIN-Diode vorgesehen ist und diese zeitlich gegenüber der Längsachse des Hohlleiters versetzt ist.

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7. Antenne na'ch Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß nur eine PIN-Diode vorgesehen ist und diese in der Mitte des Hohlleiters angeordnet ist.
8. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß zwei PIN-Dioden (1a,1b) vorgesehen sind, die symmetrisch von der Längsachse versetzt im' Hohlleiter angeordnet sind (Fig.9, Fig.13).
9. Antenne nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Resonanzfrequenzen der die PIN-Dioden enthaltenden HF-Verbindungen zur Vergrößerung der Bandbreite unterschiedlich sind.
10. Antenne nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlleiter unterhalb seiner Grenzfrequenz betrieben wird (Fig.21).
11. Antenne nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Hohlleiter oberhalb seiner Grenzfreauenz betrieben wird (Fig.19).

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