DE2459986C2

DE2459986C2 - Umformer

Info

Publication number: DE2459986C2
Application number: DE2459986A
Authority: DE
Inventors: Masahiko Amagasaki Hyogo Akamatsu
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1973-12-28
Filing date: 1974-12-18
Publication date: 1982-05-19
Also published as: JPS5549509B2; DE2459986A1; JPS50100544A; US4002958A

Description

Die Erfindung betrifft einen Umformer gemäß dem Oberbegriff des Hauptanspruchs. Eine solche Einrichtung ist aus der DE-AS 10 65 080 bekannt. Die dafür erforderliche Steuereinrichtung erfordert jedoch einen erheblichen Schaltungsaufwand, und insbesondere im Falle eines Wechselrichters ist die Kommutations- oder Schaltfrequenz sehr hoch, so daß auch die Verluste erhöht sind und die erforderlichen Hilfseinrichtungen aufwendig und teuer sind. Im Falle eines mit Thyristoren bestückten Wechselrichters ist ein Löschsystem für hohe Frequenz, z. B. ein Kommutierungshilfsthyristor, erforderlich.

Die Kurvenzüge in F i g. 2 veranschaulichen eine wesentlich weniger aufwendige Einschaltsteuerung, z. B. für Schalteranordnungen gemäß den Fig. la bis Ic. Fig. la zeigt einen Dreiphasen-Halbwellenwechselrichter; Fig. Ib einen Dreiphasen-Brückenwechselrichterund F i g. leeinen Dreiphasen-Halbwellen-Frequenzumformer. Diese Umformer umfassen jeweils Schalter Iu bis 1 w bzw. I up bis 1 wn zwischen einer Last 100,

deren Wicklungen mit u, v, w bezeichnet sind und einer Gleichstromquelle 20Oi oder einer Wechselstromquelle 2OO2. Die Gleichstromeingangsleitungen sind mit F, N und die Drehstromeingangsleitungen mit R, S, T bezeichnet Bei Anwendung eines solchen herkömmlichen Umformers, z. B. in Verbindung mit einem Wechselstrommotor, erfolgt jedoch die Rotation des Magnetfeldes bei geringer Drehgeschwindigkeit und bei einer Niederfrequenzausgangsleistung ruckweise, so daß die Drehmomentpulsierung erheblich ist und eine glatte Drehbewegung nicht erzielt werden kann. Bei herkömmlicher Speisung mit einer Wechselstromausgangsleistung konstanter Frequenz ist der Anteil an den Harmonischen niederer Ordnung erheblich, und die erforderliche Auslegung eines verwendeten Filters oder Siebs groß. Ein Synchronmotor, z. B. ein Schrittmotor, dreht sich stufenweise, und es ist schwierig, den Motor in einer mittleren Stellung abzustoppen.

Es ist somit Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Umformer mit geringem schaltungstechnischen Aufwand zu schaffen, in dessen Ausgangsleistung die Harmonischen niederer Ordnung verringert sein können. Diese Einrichtung soll bei Wechselstrommotoren, einschließlich Schrittmotoren, einen gleichmäßigen Lauf auch bei niedrigen Drehgeschwindigkeiten ermöglichen und zudem bei Synchronmotoren, einschließlich Schrittmotoren, einen stufenlos wählbaren Drehwinkel ermöglichen.

Diese Aufgabe wird durch die in Anspruch la gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Im folgenden wird die Erfindung an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. la bis Ic Umformer, die für die Erfindung geeignet sind,

Fig.2 Diagramme zur Veranschaulichung der Arbeitsweise eines herkömmlichen Umformers,

Fig.3a und 3b Diagramme zur Veranschaulichung der Arbeitsweise des erfindungsgemäßen Umformers,

Fig.4a und 4b Diagramme zur Veranschaulichung der Arbeitsweise zweier abgewandelter Ausführungsformen des erfindungsgemäßen Umformers,

F i g. 5a bis 7 Grundschaltungen weiterer Ausführungsformen von Umformern, bei denen die vorliegende Erfindung anwendbar ist,

F i g. 8a bis 10a Beispiele von Steuereinrichtungen für die erfindungsgemäßen Umformer,

Fig. 10b eine graphische Darstellung der Impulsfrequenzen f\ und /2 in Abhängigkeit vom Geschwindigkeitsbefehl V₅,

Fig. 11a bis 1 Ic Diagramme zur Veranschaulichung der Arbeitsweise der Steuereinrichtung gemäß Fig. 10a,

Fig. 12a bis 13b Diagramme weiterer Ausführungsformen von Steuereinrichtungen für den erfindungsgemäßen Umformer,

Fig. 14 eine Steuereinrichtung zur Steuerung eines Wechselstrommotors mit dem erfindungsgemäßen Umformerund

Fig. 15 eine weitere Ausführungsform einer Steuereinrichtung für den erfindungsgemäßen Umformer.

Fig. 3a zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung der erfindungsgemäßen Schaltfolge für einen Umformer gemäß Fig. la. Während der Teilperiode ©werden die Schaher Iu und 1 w alternierend eingeschaltet und ausgeschaltet, d.h., wenn der Schalter Iu sich im EIN-Zustand befindet, befindet sich der Schalter Xw im AUS-Zustand und umgekehrt. Demgemäß ist die Summe der beiden EIN-Perioden während der Teilperiode © konstant. Andererseits wird das EIN-Tastverhältnis in Abhängigkeit von der Zeit t bzw. vom elektrischen Winkel ii>_or gemäß nachstehenden Gleichungen geändert.

a\ u =

¹ElNX u

_aUv =

'f/Vl W⁺1.4 US I

a 1 u: EIN-Tastverhältnis der Schalters 1 u; a 1 w: EIN-Tastverhältnis der Schalters 1 w;
K: Konstante, vorzugsweise des Wertes 1;

Γ(ω_οι): Modulationsfunktion, d.h. Funktion zur Bestimmung der EIN/AUS-Schaltfolge der Schalter der Schalteinrichtung.
Für die Modulationsfunktion gilt z. B. die nachstehende Gleichung:

a\ η■ =

L TC

(2a)

Stufenabschnittszahl in einer Periode;

m = 3 oder 6 (Fig. la),
/« = 6 oder 12 (Fig. Ib),
m = 3 oder 6 (Fig. Ic),
Dauer eines vollständigen Schaltzyklus, d. h. Dauer der drei Teilperioden ©, © , ©.
Ferner kann die Modulationsfunktion der folgenden Gleichung gehorchen:

sin «ο f

cos -

2 sin-^
m

(2b)

In Fig. 3a bezeichnen X und X komplementäre Impulszüge.

Der Wert der Modulationsfunktion Fa(COoO und Ρ^ωοΟ 'St in Fig. 3b durch eine Gerade A bzw. eine Kurve B dargestellt, und zwar unter Bezug auf die zu Gleichung 2a angegebenen Definitionen der Stufenabschnittszahl m. Bei dem Umformer gemäß F i g. 5 hai m den gleichen Wert wie bei dem Umformer gemäß Fig. Ib. Für die F i g. 6a und 6b gilt der Wert m — 3 und für die F i g. 6c und 6d gilt m = 6. In bestimmten Fällen kann ein Vielfaches für m angegeben werden. Wenn jedoch das Einschalten bzw. das Ausschalten eines Schalters von dem Einschalten und Ausschalten eines anderen Schalters abhängt, so kann ein Vielfaches nicht angegeben werden, d. h. ein Vielfaches kann nur dann angegeben werden, wenn die Schalter unabhängig ein- und ausgeschaltet werden. In der Praxis kommen jedoch nur geradzahlige Vielfache vor, obwohl im Prinzip auch nicht geradzahlige Vielfache möglich sind.

Die Gerade Λ in F i g. 3b wird dadurch erhalten, daß man das EIN-Tastverhältnis linear zum fortschreitenden elektrischen Winkel α>οί der Ausgangsfrequenz ändert. Es bedeutet T₀ die Gesamtperiode eines Schaltzyklus. Die Absolutwerte von F sind auf den Relativwert 1 bezogen. Die Kurve öder F i g. 3b betrifft einen Fall, bei dem die Zuwachsrate des EIN-Tastverhältnisses sowohl im Anfangszeitabschnitt als auch im Endzeitabschnitt groß ibt, d. h., einen Fall, bei dem ein Drehfeld eines

Wechselstrommotors angeglichen wird. Die Kurve B nähert sich der Geraden A, je nach Größe des Wei tes m. Im praktischen Betrieb nähert sich die Kurve B einer Geraden. Der elektrische Winkel a>ot der Ausgangsfrequenz liegt als Befehlssignal an. Auf weitere Einzelheiten wird bei der Beschreibung von Beispielen der Steuereinrichtungen eingegangen.

Bisher wurde das EIN/AUS-Steuersystem für ein Schalterpaar in der Teilperiode ©der F i g. 3a erläutert. Desgleichen werden während der Teilperiode © die Schalter Iu und Iv alternierend ein- und ausgeschaltet und in der Teilperiode ©werden die Schalter 1 ν und 1 w alternierend ein- und ausgeschaltet. Diese Vorgänge wiederholen sich mit dem vollständigen Schallzyklus T.

In der Teilperiode © des Schalters Iu der Fig. 3a wird der Mittelwert j der ElN-AUS-Rcchleckwelle k durch die Kurve A oder B der F i g. 3b wiedergegeben. Andererseits wird in der Teilperiode ©des Schalters 1 w die Mittelwertskurve /der Fig. 3a entsprechend der Kurve A 'oder B' der Fig. 3b erhalten. Somit ändert sich der Mittelwert der Spannung bzw. des Speisestroms, mit der die Lasten lOOu und lOOw beaufschlagt werden, gemäß der Beziehung der Kurve A (oder B) oder der Kurve A '(oder ß'^der F i g. 3b. Das gleiche gilt für die Last 100 ν in zyklischer Vertauschung.

Erfindungsgemäß wird somit jeweils ein Schalterpaar aus einem Schalter im AUS-Zustand und einem Schalter im EIN-Zustand und umgekehrt gebildet. Der Übergangsvorgang wird über das Tastverhältnis gesteuert, wobei der effektive Laststrom glatt verläuft. Damit wird der Anteil an den Harmonischen geringer Ordnung in der Wechselstromausgangsleistung erheblich gesenkt.

Wenn dieses Steuersystem zum Betrieb eines Wechselstrommotors herangezogen wird, so wird das magnetische Drehfeld ausgeglichen.

Da ein Schalterpaar alternierend ein- und ausgeschaltet wird, ist es möglich, einen Schalter zu verwenden, der in Abhängigkeit von der Einstellung eines anderen Schalters ausgeschaltet bzw. gelöscht wird. Zum Beispiel können gemäß den F i g. 6a, 6b und 6c Thyristorschalter für die Kommutierung zwischen den Phasen verwendet werden.

Im folgenden soll die Schaltfolge für die Drei-Phasen-Brückenschaltung der Fig. Ib erläutert werden. Der Verlauf der Einschaltung und Ausschaltung der Schalter 1 up bis 1 vn ist in F i g. 4 dargestellt. In F i g. 4a liegt eine feste EIN-Periode, d. h. eine nicht modulierte Periode vor, und zwar während des Zeitabschnitts ß. Dieser entspricht V₆ der Periode eines vollständigen Schaltzyklus. In Fig.4b ist ebenfalls eine feste EIN-Periode β vorgesehen, welche V₆ der Periode des vollständigen Scha'.tzyklus entspricht Bei der Schaltfolge gemäß Fig.4a werden jeweils die Schalter eines Paares, nämlich des Paares Xup und \wp in der Teilperiode ©; des Paares 1 wn und 1 vn in der Teilperiode ©; des Paares 1 vp und 1 up der Teilperiode ®; des Paares 1 un und 1 wn der Teilperiode ©; des Paares iwp und \vp der Teilperiode © und des Paares \vn und tun der Teilperiode ©alternierend ein- und ausgeschaltet Diese Schaltfolge unterscheidet sich von der herkömmlichen Schaltfolge gemäß Fig.2 in gleicher Weise wie die Schaltfolge gemäß F i g. 3. Die alternierende EIN/AUS-Schaltung wird in bezug auf ein Schalterpaar vorgesehen, und jedes Schalterpaar mit alternierender Ein- und Ausschaltung wird in Form einer positiven Gruppe (mit dem Symbol p) und einer negativen Gruppe (mit dem Symbol n) klassifiziert

Somit kann das Kommutierungssystem zwischen den

Phasen gemäß F i g. 6c verwirklicht werden, welches mit herkömmlicher Modulation oder Hochfrequenz-Impulsbreiten nicht dargestellt werden konnte.

Bei dem Steuersystem der Fig. 4b werden die Schalter eines jeden Schalterpaares, d. h. des Paares 1 up und iun in der Teilperiode ©; des Paares 1 wn und iwp in der Teilperiode © ; des Paares 1 vp und 1 vn in der Teilperiode ® ... alternierend ein- und ausgeschaltet. Das Charakteristische dieses Systems ist die alternierende EIN-AUS-Schaltung eines positiven Schalters (mit dem Symbol p) und eines negativen Schalters (mit dem Symbol n), welche der gleichen Phase angehören. Da die Einschaltperiode sehr lang ist, wird diese wirksam ausgenutzt. Wie Fig.6d zeigt, kann die alternierende EIN-AUS-Schaltung in einer Phase verwendet werden.

Wie F i g. 5a, 5b und F i g. 7 zeigen, ist es möglich, jedes Schaltersystem anzuwenden, dessen Schalter unabhängig ein- und ausgeschaltet werden können.

Die Vorteile und Eigenarten des erfindungsgemäßen Schaltsystems treten insbesondere im Falle der mehrphasigen Brücke gemäß F i g. 4 zutage. Es liegt dabei eine feste EIN-Periode, nicht modulierte Periode, j3 vor. Das Charakteristische dieser Ausführungsform besteht darin, die alternierende EIN-AUS-Schaltung zwischen zwei Schaltern eines Schalterpaares zu verwirklichen, welche miteinander kommutieren. Die Aufgabe einer herkömmlichen Impuisbreitensteuerung besteht in der Beeinflussung der Gesamtwechselstromausgangsleistung. Demgegenüber besteht die Aufgabe der erfindungsgemäßen Einrichtung darin, daß bei der Steuerung der Kommutation die Harmonischen unterdrückt oder verringert werden und ein glatter Lauf eines Wechselstrommotors erreicht wird. Bei der erfindungsgemäßen Einrichtung sollte die Steuerung der Gesamtausgangsleistung mit Hilfe eines anderen Systems durchgeführt werden, z. B. mit Hilfe eines Systems der variablen Spannung oder des variablen Stroms, bezogen auf eine benötigte Leistung.

Das Prinzip der Erfindung wurde vorstehend an Hand der F i g. 1 bis 4 erläutert. Im folgenden sollen die Details der verschiedenen Ausführungsformen erläutert werden. Die F i g. 5 bis 7 zeigen Ausführungsformen von Schalteinrichtungen, welche nach dem erfindungsgemäßen Schaltsystem betätigt werden können. F i g. 5a zeigt ein Schaltbild einer Dreiphasen-Brückenschaltung mit einem Gleichrichter 2 und Transistoren als Halbleiterbauelementen 1. Die Fig.5b zeigt ein Schaltbild einer Transistorschaltung mit einer Zerhackereinrichtung 3, bestehend aus Halbleiterbauelementen 31a, 31 ft, die beiden Transistoren sind, sowie einer Diode 32 zur Steuerung des Gesamtausgangsstroms oder der Gesamtauseangsspannung. Die Schaltung enthält die Gleichstromdrosseln 4a. 4b. F i g. 6a zeigt ein Schaltbild einer Dreiphasen-Halbwellenschaltung mit Thyristoren, wobei das Bezugszeichen 81 einen Löschkondensator bezeichnet und wobei das Bezugszeichen 82 in Reihe geschaltete Dioden zur Verbesserung des Löschvorgangs bezeichnet Fig.6b zeigt eine Dreiphasen-Halbwellenschaltung mit einer Zerhackereinrichtung 3 bestehend aus Halbleiterbauelementen 31a, 316, von denen eines ein Thyristor und das andere eine Diode zur Steuerung des Gesamtausgangsstroms ist Ferner umfaßt diese Schaltung Thyristoren als Halbleiterbauelemente 1, Gleichrichter 2 und eine Gleichstromdrossel 4. F i g. 6c zeigt einen Wechselrichter für einen Strom mit Rechteckwellenform, wobei eine Gleichstromdrossel 4 (gepunktete Linie) oder ein Rückkoppelungs-Gleichrichter 2' (gepunktete Linie) vorgesehen sein

können. Fig.6d zeigt einen Dreiphasen-Brückenwechselrichter mit rechteckiger Spannungswelle, bei dem Spulen 83 mit Mittelabgriff vorgesehen sind. F i g. 7 zeigt einen Frequenzwandler, wobei eine Gruppe von drei Thyristoren für eine Richtungskomponente zwi- ^r> sehen jeweils einer Phase der Wechselstromquelle und einer Phase des Ausgangs (gestrichelte Linie) jeweils einem Schalter in einem Brückenwechselrichter entspricht. Ein EIN-AUS-Signal der Fig.4 für eine Ausgangsfrequenz liegt jeweils an einer Gruppe an, und das EIN-Signal wird jedem Thyristor in einer Gruppe gemäß dem logischen Produkt des EIN-AUS-Signals und des zweiten Signals entsprechend jeder Phase der Stromquelle zugewiesen.

Im folgenden wird die Steuerschaltung zur Erzeugung des EIN-AUS-Signals für jeden Schalter in der Hauptschalteranordnung erläutert. Das Beispiel entspricht einer Dreiphasen-Brückenverknüpfung mit sechs Stufen in einer Periode (m = 6). Fi g. 8a zeigt ein Schaltbild einer Steuereinrichtung entsprechend dem Steuersystem der F i g. 4a mit einem Einschaltsignalzuweiser 10, welcher einen Ringzähler umfaßt und einen Zuweisungsbefehl in Form des Hauptstufenimpulszuges Pam Impulseingang empfängt. Bei dieser Ausführungsform wird das Einschaltsignal mit einer EIN-Befehlspe- r> riode entsprechend einer '/(,-Teilperiode und mit einer Phasendifferenz einer Vb-Teilperiode der Reihe nach an jedem Ausgangsanschluß © bis © bereitgestellt. Man kann natürlich auch andere Zuweiser verwenden. Ferner ist ein Impulsbreitenmodulator 11 vorgesehen, welcher das Übergangs-Überlappungs-Steuersignal als Eingangssignal S für die EIN-AUS-Tastverhältnissteuerung empfängt. Das Eingangssignal S entspricht dem Befehl ωοί der F i g. 3b und die Signale X, X mit einem EIN-Tastverhälinis a. entsprechend F(wot) der Ordinate j-> der F i g. 3b werden ausgegeben. Wenn das Ausgangssignal X den Kurven A und B der F i g. 3b entspricht, so entspricht das Ausgangssignal λ" den Kurven Λ'und B' der F i g. 3b. Im folgenden soll die periodische Verschiebung einer genauen Betrachtung unterzogen werden. Die Verschiebung des EIN-AUS-Zustandes des Schalters lup in der Teilperiode ©ist in F i g. 4a gezeigt und entspricht dem Ausgangssignal X, und die Verschiebung des EIN-AUS-Zustandes des Schalters 1 wpjp der Teilperiode ©entspricht dem Ausgangssignal X. Dieser Vorgang wiederholt sich sechsmal für die Teilperioden © bis ©. Im allgemeinen wird die Bildung des Signals, welches durch Impulsbreitenmodulation gemäß dem Kurvenmuster der Fig.3b für jeden elektrischen Winkel 2itlm mit fortschreitendem elektrisehen Winkel ωοί der Ausgangsfrequenz entsprechend den Stufen m erhalten wird, wiederholt. Ferner sind logische ProdukteiciTicntc 12s bis 12/vorgesehen, sowie logische Additionselemente 13a bis 13/J deren Ausgangssignale jeweils die EIN-AUS-Signale der Schalter 1 vn bis iwp bilden. Dabei wird die Wellenform gemäß F i g. 4s enthalten. Im folgenden soll die Arbeitsweise im Hinblick auf die Teilperiode © erläutert werden. In diesem FaUe steht nur am Ausgangsanschluß © des Einschaltsignalzuweisers 10 ein EIN-Befehl an und an bo den anderen Anschlüssen stehen AUS-Befehle an. Demgemäß wird durch das Logik-Additionselement 13a der EIN-Befehl ausgegeben, unabhängig von dem Impulsbreiten-Modulationssignalen X X Andererseits geben die Logik-Produktelemente 12a, 126 die Impulsbreiten-Modulationssignale X X aus. Das Logik-Additionselement 13f> gibt somit das Impulsbreiten-Modulationssignal A"aus, während das Logik-Additionselement 13/ das Impulsbreiten-Modulationssignal X ausgibt. Somit erhält man die Verhältnisse der Teilperiode© der F i g. 4a. in ähnlicher Weise werden in allen Teilperioden © bis © die festen EIN-Signale β und die Impulsbreiten-Modulationssignale X, X der Reihe nach den Schaltern zugewiesen, so daß sich das Muster der F i g. 4a wiederholt.

F i g. 8b zeigt eine Ausführungsform, bei der die feste EIN-Signal-Teilperiode β eine ²/6-Teilperiode ist (mit Bezugnahme auf Fig.4b). Die Verknüpfung des Logik-Additionselementes 136 mit den Eingängen IN 1 bis IN 4 und nur einem Schalter 1 up ist für den Fall einer Verknüpfung des Impulsbreitenmodulators 11 und des Einschaltsignalzuweisers 10 gemäß F i g. 8a dargestellt. Die anderen Schalter sind derart verknüpft, daß dieser Vorgang der Reihe nach wiederholt wird. Man kann auch verschiedene andere Typen als Einschaitsignalzuweiser 10 der F i g. 8a verwenden, z. B. einen solchen, bei dem die EIN-Teilperiode eine ²/6-Teilperiode ist oder bei dem die EIN-Teilperiode eine ⁵/i2-Teilperiode ist.

In den F i g. 3, 4 und 8 bedeutet der Übergang des Signals X in den EIN-Zustand eine fortschreitende Phase im_Ausgangswechselstrom und der Übergang des Signals X in den AUS-Zustand eine rückschreitende Phase desselben. Fig.9 zeigt eine Schaltung, bei der gemäß diesem Prinzip eine Steuerung auf der Eingangsseite des Einschaltsignalzuweisers 10 erfolgt. Die Signale X, X werden durch Differenzierschaltungen 14a, 146 in die Signale X, X umgewandelt. Das Signal X bedeutet Fortschreitung und es wird über ein ODER-Glied 15 dem Eingangsanschluß F des Einschaltsignalzuweisers 10 zugeführt. X bedeutet Rückschreitung und es wird dem Eingangsanschluß R des Einschaltsignalzuweisers 10 zugeführt. X und Xhaben jewejls die gleiche Zahl, und der integrierte Wert von ATund A"ist Null. Das Tastverhältnis wird im Falle der Fortschreitung erhöht. Sobald die Fortschreitungs-Teilperiode, d. h. die EIN-Periode des Impulsbreiten-Modulationssignals X ihr Maximum erreicht hat, wird der Hauptstufenimpuls in den Fortschreitungseingang F eingegeben, und das EIN-Tastverhältnis des Impulsbreiten-Modulationssignals X kehrt zum Minimumwert zurück. Daher wird der elektrische Winkel B_s gemäß Fig. lib verändert, und zwar gemäß einer stetigen Änderung des Mittelwertes des elektrischen Winkels.

Bei der Ausführungsform gemäß F i g. 9 bezeichnet P] einen Impulszug für die Fortschreitung, und dieser Impulszug kommt zustande durch Addition des Hauptstufenimpulszugs P und der Impulsbreitenmodulations-Impulse^A". Pi bezeichnet die Rückschreitungsimpulse, welche X entsprechen. Es bezeichnen /i und /j die Impulsfrequenzen. Der Einschaltsignalzuweiser 10 wird nach Maßgabe der Frequenz (f, - /j) geschoben. Die Ausführungsform gemäß Fig. 10 beruht auf dem gleichen Prinzip. Dabei ist jedoch ein Impulsgenerator 16] vorgesehen, welcher einen ersten Impulszug Pt mit der Impulsfrequenz f\ erzeugt Ferner ist ein Impulsgenerator I62 vorgesehen, welcher einen zweiten Impulszug P2 mit der Impulsfrequenz k erzeugt Die Ausgangsfrequenz entspricht den Stufen m des Einschaltsignalzuweisers 10, so daß sich fa = (f\—f-i)lm ergibt Fig. 11a zeigt den ersten Impulszug P\(f\) und den zweiten Impulszug Ptffft. Fig. 11b zeigt die Fortschreitung des Zuweisers und Fig. 10b zeigt die Zwischenphasenverschiebung von f\ und h in Abhängigkeit vom Geschwindigkeitsbefehl V₅. Der EIN-AUS-Betrieb der Schalter ist dabei gleich demjenigen der Fig.4a oder 4b. Bei den Ausführungen gemäß den

F i g. 9 und 10 ergibt sich der EIN-AUS-Betrieb gemäß F i g. 4a, falls jeweils zwei Ausgänge des Einschaltsignalzuweisers 10 einen EIN-Befehl aufweisen. Der Betrieb gemäß Fig.4b liegt vor, falls an drei Ausgängen ein EIN-Befehl ansteht. Somit befinden sich bei der > Arbeitsweise gemäß Fig.4a jeweils zwei Schalter im EIN-Zustand, während sich bei der Arbeitsweise gemäß F i g. 4b jeweils drei Schalter im EIN-Zustand befinden. Wenn nun mit der Steuereinrichtung gemäß den Fig.8 bis 10 ein Wechselstrommotor mit Hilfe des i< > Steuersystems der F i g. 7 betrieben wird, so ergibt sich die Vektorspur des magnetischen Drehfeldes gemäß Fig. lic. Erfindungsgemäß findet eine kontinuierliche Drehung der Spur auf der ausgezogenen Linie statt. Es soll nun angenommen werden, daß die Verschiebung is auf der Spurzone D in der Periode © unter Impulsbreitenmodulation erfolgt. Das bedeutet, daß der Mittelpunkt d kontinuierlich innerhalb der Z>-Zone verschoben wird, und zwar durch Steuerung des Tastverhältnisses, d. h. des Verhältnisses der EIN-Teilperiode des Signals -Yim Punkt cfe zur AUS-Periode des Signals X

Die Verschiebung des magnetischen Feldes folgt in der praktischen Anwendung nicht sofort der momenianen Spannungsänderung. Daher ergibt sich jeweils ein Mittelwert ^zwischen dem Fortschreitungspunkt di und dem Rückschreitungspunkt d\.

Die gestrichelte Linie betrifft das herkömmliche System. Es hält sich während der Periode ©am Punkt d\ auf und während der Periode © Punkt tft und es durchläuft während kürzester Zeit den Zwischenraum zwischen diesen beiden Punkten. Erfindungsgemäß erfolgt demgegenüber die Drehung des Magnetfeldes kontinuierlich, und dieses kann in jeder gewünschten Position gestoppt werden. Man kann somit eine glatte Drehbewegung des Motors verwirklichen, sowie auch eine stufenlose Steuerung und schließlich jede gewünschte Stufensteuerung. Dies gilt für Synchronmotoren einschließlich Schrittmotoren.

Im folgenden sollen die Impulsgeneratoren zur Erzeugung des Hauptstufenimpulszugs P und des Eingangssignals 5 als Ubergangs-Überlappungs-Steuersignal an Hand der Fig. 12a erläutert werden. Beide Impulsgeneratoren bilden gemeinsam ein Steuerbefehlsteil 19. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 12a handelt es sich um ein digitales Befehlssystem, und F i g. 12b zeigt die zugehörigen Wellenformen. Gemäß Fig. 12a wird ein Befehlsimpulszug np in einen Ringzähler 17 eingegeben und am Ausgang erscheinen als Zahlenfortschreitungsimpulse die Hauptstufenimpulszüge P. Es kann sich bei diesem Ringzähler um einen Impulszug-Frequenzteiler handeln. Ferner ist ein Digital-Analogwandler vorgesehen, welcher ein analoges Signal als Eingangssignal 5 bildet. Das Eingangssignal S wird durch jeden Impuls des Hauptimpulsstufenzuges P zurückgestellt

Fig. 13a zeigt ein analoges Befehlssystem mit einer Schaltung als Integrator 20 zum Integrieren eines die Geschwindigkeit festlegenden Eingangsbefehlssignals als Geschwindigkeitsbefehlssignals V_s; sowie mit einem Komparator 21, welcher einen Hauptstufenimpulszug P liefert, wenn das Ausgangssignal des Integrators 20 einen vorbestimmten Pegel erreicht; sowie schließlich mit einem Impulsgenerator 22, welcher z.B. als monostabiler Multivibrator ausgeführt sein kann. Der Integrator 20 wird durch die Ausgangsimpulse des Impulsgenerators 22 zurückgestellt

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65 Das Steuerbefehlsteil 19 hat somit die Funktion eines Spannungs-Frequenz-Wandlers, wobei der Hauptstufenimpulszug P und das Eingangssignal 5 als Steuersignal eine dem Eingangsbefehlssignal V₅ proportionale Frequenz haben (Fig. 13b). Die Steuersysteme gemäß den Fig. 8 bis 10 können ebenfalls als Analogschaltung oder als Digitalschaltung verwirklicht werden, und zwar durch Spannungsfrequenz-Wandler, Kombination eines Frequenzteilers und eines Zählers und Kombination eines Frequenzteilers und eines Flip-Flops.

Fig. 14 zeigt eine Anwendung des erfindungsgemäßen Steuersystems zur Steuerung eines Wechselstrommotors. Die in Fig. 14 dargestellte Gesamtschaltung umfaßt eine Schalteranordnung 1, eine Stromquelle 200, einen Wechselstrommotor 100, welcher als Induktionsmotor, Synchronmotor oder Schrittmotor ausgeführt sein kann, und eine Last 400. Der Geschwindigkeitsbefehl wird als Digitalsignal np oder als Analogsignal in Form des Eingangssignals V₅ eingegeben. Für den Fall einer Positionierungssteuerung sind die durch gestrichelte Linien dargestellten Bauteile vorgesehen oder es wird ein Synchronmotor als Wechselstrommotor verwendet. Wenn ein Induktionsmotor verwendet wird, bevorzugt man, einen Referenzfunktionsverstärker 24 zu verwenden, welcher durch Vergleich des Ausgangssignals eines Drehwinkel- oder Posilionsdetektors 23 mit einer vorgegebenen Bezugsposition θ.-ein verstärktes Fehlersignal erzeugt. In diesem Falle kann das Ausgangssignal ein Analogsignal oder ein Digitalimpulszug np sein. Als Steuerbefehlsteil 19 kann die Schaltung gemäß Fig. 12 dienen. Die gleichen Überlegungen gelten auch für einen Synchronmotor mit hoher Auflösung des Drehwinkels im Vergleich zur Anzahl der Pole.

Wenn die Zahl der Pole des Synchronmotors der Auflösung des Drehwinkels entspricht, so ist es nicht erforderlich, die durch gestrichelte Linien dargestellten Bauteile zu verwenden. Die Schaltung gemäß Fig. 14 eignet sich zur Positionierungssteuerung mit höchster Genauigkeit, z. B. für numerisch gesteuerte Werkzeugmaschinen oder Roboter. Für den gleichen Zweck kann man auch einen Schrittmotor oder einen Gleichstrommotor verwenden.

In vielen Fällen ist es erforderlich, eine Maschine direkt ohne Untersetzungsgetriebe anzutreiben. Zu diesem Zweck bedarf man eines Motors mit geringer Drehzahl und hohem Drehmoment. Wenn man dabei nun einen herkömmlichen Schrittmotor oder einen Gleichstrommotor mit geringem Trägheitsmoment verwendet, so muß dieser Motor groß und relativ teuer sein. Ein Schrittmotor liefert im Prinzip ein geringes Drehmoment da der gleiche Rotor wie in einem Induktor verwendet wird. Ein Gleichstrommotor mit geringem Trägheitsmoment hat einen glatten Ankerkörper, so daß die magnetische Erregerflußdichte (Effektivfeld) gering ist Daher ist das mit dem gleichen Rotor erzielte Drehmoment gering. Dies bedeutet daß man einen groß dimensionierten teuren Motor verwenden muß.

Demgegenüber ist es erfindungsgemäß möglich, ein kontinuierliches und glattes Drehmoment selbst im Bereich niedriger Geschwindigkeit zu erzielen, wenn man einen Käfig-Induktionsmotor verwendet Dabei wird ein glatter Lauf ähnlich wie bei einem Gleichstrommotor erzielt Andererseits ist die Motorkonstruktion jedoch einfach, und man erzielt ein hohes Drehmoment bei kompakter Bauweise Somit wird ein Servo-Mechanismus verwirklicht, welcher eine hohe Genauigkeit

ähnlich wie bei einem Gleichstrommotor hat. Ein solcher Servo-Mechanismus ist einfach, kompakt und wirtschaftlich. Insbesondere eignet sich die Erfindung zur Verwirklichung eines Antriebs-Servo-Mechanismus mit direkter Kraftübertragung. Man kann die Erfindung auch bei Industriemotoren variabler Geschwindigkeit anwenden, welche hierdurch mit sehr geringen Geschwindigkeiten betrieben werden können. Der Geschwindigkeitsbereich wird daher in bisher undenkbarer Weise erweitert. Bei einem herkömmlichen Antrieb mit variabler Frequenz mußte man gewöhnlich bei 5 bis 200 Hz und insbesondere bei 5 bis 10 Hz arbeiten, um einen glatten Lauf zu erhalten. Erfindungsgemäß erhält man einen glatten Lauf des Motors bei jeder beliebigen Frequenz. Darüber hinaus kann man einen Betrieb mit höchster Geschwindigkeit auch bei hohen Frequenzen von z. B. 3 kHz erzielen, wenn man ein einfaches Wechselrichtersystem gemäß F i g. 6c verwendet. Es können somit Motoren mit einem Hochgeschwindigkeitsbereich von 10⁴ bis 10⁶ verwirklicht werden. Die Beschränkung des Geschwindigkeitsbereichs beruht im wesentlichen auf der Schalteranordnung, dem Motor und der Trägheit der Last. Diese Beschränkungen werden mit vorliegender Erfindung überwunden, und der Geschwindigkeitsbereich wird äußerst erweitert. Er wird nur noch begrenzt durch die Steuerbefehlseinheit.

Fig. 15 zeigt eine weitere Ausführungsform der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung, wobei während der festen EIN-Periode β eine separate EIN-AUS-Steuerung vorliegt, so daß der Gesamtausgangswechselstrom gesteuert wird. Hierzu sind logische Produktelemente 26a bis 26/ in den EIN-Signalleitungen vorgesehen, und jeweils ein Eingang derselben ist mit dem Ausgang eines Generators 25 für die Impulsbreitenmodulation verbunden. Im übrigen entspricht die Schaltung derjenigen gemäß F i g. 8a.

Das Ausgangssignal Y des Generators 25 kann ein beliebiges EIN-AUS-Signal sein, und es kann mit dem Hauptstufenimpulszug P für die Frequenzsteuerung synchronisiert sein. Ferner ist es möglich, ein logisches Produktelement 26 in mindestens einer der Eingangsleitungen IN2 und INi der logischen Additions-Elemente 13 der F i g. 8b vorzusehen. Zur Unterdrückung von

-, modulierten Harmonischen wird das logische Produktelement 2b gemäß F i g. 8b nur in einer Eingangsleitung vorgesehen (gepunktete Linie). Dabei erzielt man die Steuerung der Gesamtausgangsleistung während der festen EIN-Periode β gemäß Fig.4b. Bei der Ausfüh-

Ki rungsform gemäß Fig. 15 findet die Steuerung der Gesamtausgangsleistung während der festen EIN-Periode β gemäß F i g. 4a statt. Bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsformen findet die EIN-AUS-Steuerung zur Beeinflussung der Gesamtausi gangsleistung während allen Perioden statt.

Durch die erfindungsgemäßen Maßnahmen erfolgt die Steuerung der Gesamtausgangsleistung parallel zu und unabhängig von der Steuerung des Übergangs zur Verminderung der Harmonischen. Es ist daher nicht erforderlich, eine komplizierte Modulation vorzunehmen, z. B. eine Modulation gemäß einer der Sinuswelle angenäherten Stufenwelle. Daher ist die erfindungsgemäße Steuereinrichtung relativ einfach und insbesondere kann die aufwendige Erzeugung einer Bezugs-Sinus-

2Ί welle unterbleiben. Bei der herkömmlichen Stufennäherung an die Sinuswelle sind die 11. Harmonische und die 13. Harmonische die Harmonischen niedrigster Ordnung. Somit ist es unmöglich, einen Betrieb bei einer gleich niedrigen Geschwindigkeit zu erzielen wie mit

«1 dem erfindungsgemäßen Steuersystem. Die herkömmliche angenäherte Stufenmodulation erlaubt nur einen Zwölf-Stufen-Betrieb; demgegenüber kann erfindungsgemäß leicht ein dreißig-stufiger bis sechzig-stufiger Betrieb erreicht werden, oder aber auch ein stufenloser

Γι Betrieb, wenn man ein analoges Steuersystem verwendet. Hierdurch wird die Genauigkeit wesentlich erhöht. Die Vorteile der erfindungsgemäßen Steuereinrichtung treten insbesondere bei einem Synchronmotor- und speziell bei einem Schrittmotorantrieb zutage.

Hierzu 11 Blatt Zcichnuniien

Claims

Patentansprüche:

1. Umformer mit mindestens drei Schaltern oder mindestens drei Schaltergruppen, deren jeweils zwei intermittierend mit gegenseitiger Änderung des Tastverhältnisses zyklisch im Sinne eines elektrischen Drehfeldes ein- und ausschalten, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Schalter oder Schaltergruppen (1 u, 1 v, 1 w; i up, 1 un, 1 vp, 1 vn, 1 wp, ι u 1 wnjkomplementär ein- und ausschalten.

2. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Tastverhältnis sich iinear ändert (Gerade A, /4',Fi g. 4b).

3. Umformer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Änderungsrate des Tastverhältnisses sowohl in einem Anfangszeitabschnitt als auch in einem Endzeitabschnitt größer ist als bei linearer Änderung (Kurve B, B'; F i g. 4b).

4. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß während des intermittierenden Ein- und Ausschaltens ein oder mehrere Schalter oder Schaltergruppen fest eingeschaltet sind oder mit einem gesonderten Tastverhältnis ein- und ausschalten.

5. Umformer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden intermittierend und komplementär ein- und ausschaltenden Schalter oder Schaltergruppen verschiedenen Phasen, aber dem gleichen Pol zugeordnet sind und jeweils noch so ein(e) dem anderen Pol und einer anderen Phase zugeordneter bzw. zugeordnete Schalter(gruppe) fest eingeschaltet ist bzw. sind oder mit einem gesonderten Tastverhältnis ein- und ausschaltet bzw. ausschalten (F i g. 4a). ü

6. Umformer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden intermittierend und komplementär ein- und ausschaltenden Schalter oder Schaltergruppen der gleichen Phase, aber verschiedenen Polen zugeordnet sind, während zwei Schalter oder Schaltergruppen, welche den anderen beiden Phasen und zwei verschiedenen Polen zugeordnet sind, permanent eingeschaltet sind oder mit einem gesonderten Tastverhältnis ein- und ausschalten (F i g. 4b). 4->

7. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch einen Impulsbreitenmodulator (11)zur Erzeugungeines impulsbreitenmodulierten Signals mit zunehmendem Tastverhältnis und eines hierzu komplementären Signals sowie einen ■'<> hiermit synchron arbeitenden Einschaltsignalzuweiser (10) mit einer der Zahl der Schalter oder Schaltergruppen entsprechenden Anzahl von zyklisch durch einen Hauptstufenimpulszug (P) angesteuerten Ausgängen, dessen Ausgangssignal jeweils >"> über zwei UND-Glieder, deren eines das impulsbreitenmodulierte Signal und deren anderes das komplementäre Signal empfängt, und über jeweils ein ODER-Glied (13) den beiden intermittierend und komplementär ein- und ausschaltenden Schaltern *><> bzw. Schaltergruppen zugeführt wird (F i g. 8a).

8. Umformer nach den Ansprüchen 7 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Einschaltsignalzuweisers (10) jeweils über das zugeordnete ODER-Glied (13) dem oder den ^b~' weiteren Schalter(n) bzw. der oder den weiteren Schaltergruppe(n) zugeführt wird (F i g. 8a, 8b).

9. Umformer nach Anspruch 8, dadurch gekenn-

zeichnet, daß das Ausgangssignal des Einschaltsignalzuweisers (10) jeweils über ein UND-Glied (26) und das ODER-Glied (13) dem oder den weiteren Schaltern) bzw. der und den weiteren Schaltergruppe(n) zugeführt wird, wobei dem UND-Glied (26) ferner ein impulsbreitenmoduliertes Signal (Y) zugeführt wird (F i g. 8b).

10. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch einen Impulsbreitenmodulator (11) zur Erzeugung eines impulsbreitenmodulierten Signals (X) mit zunehmendem Tastverhältnis und eines hierzu komplementären Signals (X); durch Differenzierschaltungen_(14a, 14ÖJ zur Bildung differenzierter Signale (X, X), die am Vorschreitungseingang (F) zusammen mit einem Hauptstufenimpulszug (P) über ein ODER-Glied (15) bzw. am Rückschreitungse.'ngang feines Einschaltsignalzuweisers (10) mit einer der Zahl der Schalter bzw. Schaltergruppen entsprechenden Anzahl von Ausgängen anstehen (F i g. 9).

11. Umformer nach einem der Ansprüche 7 bis 10, gekennzeichnet durch ein digitales Steuerbefehlsteil (19) zur Umwandlung eines Befehlsimpulszuges (np) über einen Ringzähler (17) in den Hauptstufenimpulszug (P) und über den Ringzähler (17) und einen Digital/Analog-Wandler (18) in ein Eingangssignal fölfürden Impulsbreitenmodulator(iI)(Fig. 12).

12. Umformer nach einem der Ansprüche 7 bis 10, gekennzeichnet durch einen analogen Steuerbefehlsteil (19) zur Bildung eines Eingangssignals (S) für den Impulsbreitenmodulator (11) durch Integration eines Geschwindigkeitsbefehlssignals (VJ in einem Integrator (20), welcher jeweils zurückgestellt wird, wenn das Eingangssignal (S) einen vorbestimmten Wert erreicht, wobei bei jeder Rückstellung des Integrators (20) ein Hauptstufenimpulszug (^gebildet wird (Fi. 13).

13. Umformer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch einen Einschaltsignalzuweiser (10) mit einer der Zahl der Schalter bzw. Schaltergruppen entsprechenden Anzahl von Ausgängen, an dessen Vorschreitungseingang und Rückschreitungseingang Impulszüge (P\, /*>) unterschiedlicher Frequenz anstehen.