DE2308788A1

DE2308788A1 - Strommessgeraet

Info

Publication number: DE2308788A1
Application number: DE19732308788
Authority: DE
Inventors: Alan John Borer
Original assignee: Taylor Servomex Ltd
Current assignee: Taylor Servomex Ltd
Priority date: 1972-02-22
Filing date: 1973-02-22
Publication date: 1973-08-30
Also published as: GB1414985A; BE795784A; NL7302437A; JPS4897575A; FR2173207A1

Description

Die Erfindung betrifft ein Gerät zur Messung von elektrischem Strom und anderer Variabler, die auf einen Strom bezogen oder in Stromwerten ausgedrückt werden können. Das Strommeßgerät der vorliegenden Erfindung ist zwar allgemein anwendbar, ist jedoch zur Messung sehr kleiner Ströme besonders geeignet. Die Messung umfaßt die Erzeugung einer Ausgangsvariablen, die direkt proportional ist zu einem Eingangsstrom. Die Ausgangsvariable ist geeicht oder wird direkt in Stromeinheiten angezeigt. Das erfindungsgemäße Meßgerät kann ferner zur Anzeige, Messung oder Regelung von Variablen entsprechend Stromänderungen und zur Erzeugung von Strömen bekannter oder gewünschter Größe verwendet werden.

Nach einem Verfahren zur Messung elektrischer Ströme, das in einem weiten Bereich von Stromwerten anwendbar ist, erfclgt die Messung mittels eines Integrators. Der Strom wird dem Integrator zugeführt. Nach Ablauf einer Zeitspanne wird der

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Wert des integrierten Stroms geprüft und der Stromwert kann aus dem Ergebnis dieser Prüfung bestimmt werden. Beispielsweise läßt man den Integrationsstrom einen vorher bestimmten Wert erreichen. Dann ist der mittlere Strom eine Funktion der Zeit, die zum Erreichen dieses Wertes notwendig ist. Alternativ ist der mittlere Strom eine Punktion der Zeit, die zur Verringerung des integrierten Stroms auf null bei einem Bezugsstrom notwendig ist.

Mit dem erfindungsgemäßen Meßgerät können insbesondere sehr kleine Ströme, beispielsweise in der Größenordnung von einigen pA durch Integration des Stroms angezeigt werden, wobei der integrierte Strom einem Differentiator zugeführt wird. Die gewünschte Anzeige wird vorzugsweise vorn Ausgangssignal des Differentiators erzeugt, und zwar mittels Einrichtungen zur periodischen Verringerung des Ausgangssignals des Integrators auf null. Das Ausgangssignal kann jedoch auch vom Integrator erzeugt werden, wobei das Ausgangssignal des Differentiators rückgekoppelt ist, um das Eingangssignal auszugleichen und am Eingang ein im wesentlichen konstantes Eingangssignal aufrechtzuerhalten.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Strommeßgerät zu schaffen, mit dem sehr niedrige Ströme sehr genau angezeigt werden können.

Das erfindungsgemäße Strommeßgerät zur Messung oder Anzeige des Werts eines kleinen Eingangsstroms enthält einen Integrator, Einrichtungen zur Zufuhr des Stroms zum Integrator, auf das Ausgangssignal des Integrators ansprechende Neigungs-Meßeinrichtungen zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das den Wert des Eingangssignals darstellt, und Einrichtungen zur periodischen Rückstellung des Ausgangssignals des Integrators.

Anhand der in der beigefügten Zeichnung dargestellten AusfUhrungsbeispiele wird die Erfindung im folgenden näher erläutert. Ee zeigen:

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Fig.	1, 2,
	und 4
Fig.	5
Fig.	6
Fig.	7
Fig.	8
Fig.	9
Fig.	10
Fig.	11
Fig.	12
Fig.	13

Teilschaltbilder der auf den Strom ansprechenden

Einrichtung;

das Schaltbild einer Differentiationseinrichtung;

das Schaltbild einer Integrator-Differentiator-

Anordnung;

ein Schwingungsverlauf sdiagramm;

das Schaltbild einer Schaltanordnung;

den Schwingungsverlauf bei der Schaltung der Fig. 8;

ein detaillierteres Schaltbild;

das Blockschaltbild einer Schaltung zur Vervollständigung der Schaltung der Fig. 10;

ein Schwingungsverlaufsdiagramm;

ein detaillierteres Schaltbild einer Einheit

eines auf eine Differenz ansprechenden Systems; Fig. 14 das Blockschaltbild eines auf eine Stromdifferenz

ansprechenden Systems; und
Fig. 15 das Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels

des Differentiators.

Fig. 1 zeigt einen sogenannten Operationsverstärker A1 mit hoher Verstärkung beginnend bei der Frequenz 0, mit einem invertierenden und direkten Eingang - bzw. +. Der an . einer Klemme 10 auftretende, zu messende Eingangsstrom i wird dem invertierenden Eingang des Verstärkers A1 über einen Widerstand R zugeführt. Zwischen den Ausgang und den invertierenden Eingang des Verstärkers ist ein Kondensator C1 geschaltet, so daß der Verstärker integrierend wirkt. Der Kondensator C1 kann mittels eines Schalters S1 entladen werden.

Die Ausgangsspannung V1 des Verstärkers A1 wird einem weiteren und ähnlichen Verstärker A2 zugeführt, der mit einem Eingangskondensator C2 und einem Rückkopplungswiderstand R1, der variabel ist, als Differentiator arbeitet. Der Kondensator" C2 ist mittels eines Schalters S2 geshuntet, der mit dem Schalter S1 gekuppelt ist.

_ 4 ~ 309835/0542

-Μ-

Die Ausgangsspannung V1 des Verstärkers A1 ergibt sich aus der Gleichung _

V1 = j^/i.dt. (1) Die Spannung V2 ergibt sich aus der Gleichung

V2 = R1 C2 (2)

damit ist _d(1 f_idt)

V2 = -R1 C2 C1 7

dt

= - (C2R1/C1) (3)

Auf diese Weise kann ein Strom gemessen werden, dessen Größe durch die Spannung V2 bestimmbar ist.

Die Integration kann nicht unendlich fortgesetzt werden. Daher werden die Schalter S1 und S2 periodisch betätigt, so daß die Arbeitszyklen immer wieder von neuem beginnen. In der Praxis können beispielsweise die Schalter mit einer Schaltfrequenz von 10 Hz arbeiten. Bei geöffneten Schaltern fiieut ein kontinuierlicher Strom. Wenn die durch das Schließen der Schalter bewirkte Diskontinuität vernachlässigt werden kann, brauchen die Schalter nur für eine sehr kurze Zeit während jedes Zyklus geschlossen zu werden. Dies ist unter bestimmten Bedingungen günstig.

Eine alternative Anordnung ist in Fig. 2 dargestellt, bei der die Spannung V1 über einen Kondensator C2 einem Schalter S3 zugeführt wird, der mit dem Schalter S1 gekuppelt ist. Der Schalter S3 führt das Signal entweder zum Ausgang oder nach Masse. Bei dieser Anordnung ergibt sich ein kontinuierliches Ausgangssignal, während der Schalter S1 offen ist, und ein Signal null, wenn der Schalter geschlossen ist.

Bei einer Rückstellfrequenz von 10 Hz kann die Schließzeit der Schalter S1 und S3 1 ms betragen, d.h., es ergibt sich für die Integration ein Signal: Lückenverhältnis von 99:1.

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Es können jedoch auch andere Verhältnisse angewendet werden. Fig. 3 zeigt eine Schaltung zur Erzeugung eines kontinuierlichen Stroms mit einem Signal: LUckenverhältnis von 1:1.

Bei der Schaltung der Fig. 3 wird an der Klemme 11 eine Eingangs-Gleichspannung einer Stufe zugeführt, die einen Verstärker A2 mit einer Rückkopplung zum invertierenden Eingang enthält. Der invertierende Eingang - ist je an einen Widerstand R3 und R4 angeschlossen, so daß zwei Ausgangssignale +ν und -v erzeugt werden. Diese Ausgangssignale sind mittels eines Schalters S5 wählbar und werden dem aus einem Widerstand R5, einem Verstärker A3 und einem Kondensator C3 bestehenden Integrator zugeführt, dessen Ausgangssignal einen dreieckigen Verlauf hat. Dieses Signal wird über den Kondensator C4 direkt einem Schalter S6 und über den Inverter R6, R7, A4 und einen Kondensator Cf> dem Schalter S6 zugeführt. Durch Kombination der Ausgangssignale kann ein kontinuierlicher Ausgangsstrom erzielt werden.

Die Schaltung der Fig. 1 kann verschiedenerweise abgewandelt werden. Beispielsweise kann es zweckmäßig sein, eine regelbare Zwischen-Dämpfungsstufe (Fig.4) vorzusehen. Die Ausgangsspannung V1 des Verstärkers A1 wird einer Stufe zugeführt, die einen Eingangswiderstand R8, einen Verstärker A5 und einen variablen Rückkopplungswiderstand R9 enthält. Bei dieser Anordnung ist die Verstärkung der Zwischenstufe gleich dem Verhältnis von R9/R8. V2 ergibt sich zu

V2 = (i R1 C2 R9) / (C1 R8) (4)

Zur Vermeidung von Fehlfunktionen infolge Störungen oder Interferenzen kann die in Fig. 5 gezeigte, in der Praxis bessere AusfUhrungsforra des Differentiators verwendet werden, bei der der RUckkopplungswiderstand R1 durch einen kleinen Kondensator C6 geshuntet ist. Ein Eingangskondensator C2 liegt in Reihe mit einem Widerstand R1O.

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Bei konstantem Eingangssignal besteht die Ausgangsspännung V1 der Schaltung der Fig. 1 aus einer Reihe von schrägen oder sägezahnförmigen Impulsen, deren Neigung eine Funktion des Eingangsstroms ist. Die Spannungsänderung,die innerhalb eines gegebenen Zeitintervalls während der Periode des Anstiegs oder Abfalls stattfindet, kann auch als Anzeige für den Eingangsstrom verwendet werden.

Wenn sehr kleine Ströme gemessen werden sollen, enthält unter Umständen der Eingangsstrom zwei Komponenten, deren eine konstant ist oder verhältnismäßig langzeitigen Änderungen unterworfen ist, während die andere, bedeutendere Komponente schnelleren Änderungen unterworfen ist. Unter diesen Umständen ist es möglich, eine Anordnung zur Verringerung oder Unterdrückung der ersten Komponente mittels eines hohen Widerstandes zwischen dem Ausgang und dem Eingang dieser Schaltung zu verwenden, obwohl dies bestimmte Nachteile hat.

Fig. 6 zeigt eine mögliche Anordnung der Integrator-Differ ent iatorschaltung. Bei dieser Schaltung ist der Eingang 12 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers A6 verbunden, der einen Kondensator C7 zur negativen Rückkopplung aufweist. Der Ausgang des Verstärkers ist an eine Verstärkerstufe angeschlossen, die aus Widerständen R11 und R12, einem Kondensator C8 und einem Verstärker A7 besteht.

Der Ausgang 13 dieser Verstärkungsstufe ist auf den Eingang 12 rückgekoppelt und zwar über eine Rückkopplungsstrecke, die einen Integrator R13, C9, A8 aufweist, der, in die Rückkopplungsstrecke geschaltet,als Differentiator arbeitet. In der einen Stellung eines Schalters S6, der wirksamen Stellung, wird die Rückkopplung durch einen Kondensator C1O vervollständigt, während in der anderen Stellung des Schalters, der Rücksetzstellung, der Integrator abgeschaltet und der Kondensator C10 mit Masse verbunden ist. Die Schaltung Fig. 6 kann auch so ausgebildet sein, daß anstelle des Stromgenerators der Fig. 2 ein Stromgenerator der in Fig. 3 gezeigten Art verwendet wird.

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Anstelle der üblichen hohen Widerstände können die Stromgeneratoren der in den Fig. 2 und 3 gezeigten Art zur Zufuhr eines Steueranschluß-Leck-Vorstroms herkömmlicher Feldeffekttransistor-Elektrometer verwendet werden.

Auch können andere Verfahren in Verbindung mit einem Eingangsstrom-Integrator zur Bestimmung der Änderungsgeschwindigkeit des Ausgangssignals des Integrators und damit des Werts des Eingangsstroms verwendet werden. Beispielsweise gibt es viele Methoden, nach denen das Ausgangssignal zu bestimmten Zeiten abgefragt werden kann, wobei die Neigung der Kurve direkt oder indirekt bestimmt wird.

Fig. 7 zeigt im Diagramm ein Beispiel eines Ausgangs-Spannungsverlaufs, wie er vom Integrator gewonnen werden kann. Bei einem über die Integrationszeit konstanten Eingangsstrom - die Integrationszeit kann beispielsweise einige ms oder einige 10 ms betragen - hat beispielsweise das Signal zwischen den Zeiten tQ und t,. eine Spannungshöhe e,.. Zwischen der Zeiten t* und tp liegt eine Spannungsstufe von e* nach e . Von tp über t-, und tr bis t,- steigt die Spannung linear über die Werte βρ, e,, e^ und er an. Zwischen den Zeiten te bis t/- liegt ein Spannungsabfall e,- nach eg (die gleich e* sein kann) und der Zyklus wiederholt sich mit den Werten e„, e₈, e~ zu den Zeiten t₇, to und tg usw. Die Zeiten t^ bis tp und te bis tg sind sehr kurz.

Die Neigung der Integrationskurve kann durch Messung und Ableitungen der Differenzspannungen bestimmt werden:

e₅ ~ e₇

^e4 ^e8

^e5 ~ ^e8
e₄ ~e₇

oder weniger genau:

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^e5~ ^e6

^e5~ ^eO e₅ ~ e₂

e_K ^ e,

e₅ - _βι e₄ ~e₆

e₄ - e₃ e₄ ~ e₂ β/. ^ e^

Eine Schwierigkeit bei praktischen Ausführungsformen der beschriebenen Schaltung hat ihren Grund in der Tatsache, daß die Einrichtung zur Prüfung oder zum anderweitigen Ansprechen an die Integratorspannung oder andere bedeutsame Spannungen Schaltungen mit hoher oder extrem hoher Impedanz aufweist, durch die unerwünschte Änderungen der Meßspannung eintreten. Bei Verwendung einer Schalteinrichtung, beispielsweise eines Feldeffekttransistors mit isoliertem Gate, bildet der Transistor selbst eine Eingangskapazität, die, obwohl extrem gering, von Einfluß sein kann.

Diese Schwierigkeit sei anhand des in Fig. 8 und gezeigten Beispiels erläutert. Fig. 8 zeigt eine Schaltung mit einem Integrator A1, C1 und einem daran angeschlossenen Transistor Q1, der dem Schalter S1 entspricht. Dem Gate dieses Transistors Q1 wird ein Steuersignal zugeführt, wie es in dem Schwingungsverlauf W1 gezeigt ist. Das Schaltimpulssignal kann in der Praxis eine Amplitude von -10 V aufweisen.

Wenn der Impuls auftritt, schließt der Schalter Q1 und der Kondensator C1 wird entladen. Die Ausgangsspannung fäljt auf

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einen Wert in der Nähe von null. Der Schalter öffnet dann und startet einen neuen Integrations-Meßzyklus. Hat C1 eine Kapazität von 1pF und der geschlossene Schalter eine Kapazität von beispielsweise 0,7 pF, so wird ein Impuls von -7 V am Integratorausgang erzeugt (Fig.9). Die eingestellte Periode des Integrationszyklus beträgt beispielsweise 100 ms. Darauf wird der Zyklus wiederholt.

Dieser Effekt kann überwunden oder vermieden werden, indem einer bestimmten Stelle der Schaltung ein Kompensationsimpuls der entgegengesetzten Polarität zugeführt wird, und zwar über eine entsprechende Kapazität C11. Die Kapazität des Kondensators kann, gleich der Kapazität des Schalters sein, also beispielsweise 0,7 pF. Diesem Kondensator wird eine geeignete Steuersignalspannung entgegengesetzter Polarität zugeführt.

Vorzugsweise wird die Kompensationsimpulsamplitude automatisch gesteuert, so daß die unerwünschte Spannungsstufe genau eliminiert wird.

Eine andere Möglichkeit, die Schwierigkeit zu vermeiden, besteht darin, zur Vermeidung der Stufe während der Integrationsperiode ein geeignetes Vorsignal vorzusehen. Hierdurch wird während der RUcksetzperiode ein Ausgangssignal mit sehr hoher Spannung erzeugt, dessen Auswirkung Jedoch durch gleichzeitige Schaltung des Widerstands R2 der Figur 8 vermindert werden kann. Die Schwierigkeit wird auch durch Verwendung einer Schalteinrichtung überwunden, beispielsweise mittels eines Reed-Relaisschalters, der die Ladung nicht überträgt, oder mittels eines lichtempfindlichen Unterbrechers.

Ein Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Meßgeräts ist in Fig. 10 gezeigt, wobei der Wert der einzelnen Elemente jeweils neben denselben vermerkt ist. Der Verstärker im oberen Teil der Figur, der die Transistoren Q1 bis Q9 enthält und einen invertierenden Eingang A und einen nichtinvertierenden Eingang B aufweist, erzeugt an einer Klemme C ein Ausgangssignal. Dieses Ausgangssignal C speist den Hauptrück-

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kopplungskondensator C12, der zurück zum Eingang A geschaltet ist. Das Ausgangssignal wird von der Ausgangsklemme C zu Einrichtungen zur weiteren Verstärkung und Differentiation geleitet. Der Ausgang C ist ferner an einen insgesamt rait A9 bezeichneten Verstärker angeschlossen, der die Transistoren Q10, Q11 und Q 12 enthält und an der Klemme D einen konstanten Strom erzeugt. Ferner sind vier aus Feldeffekttransistoren mit isoliertem Gate "bestehende Schalter S7, S8, S9 und S1O vorgesehen. Während der Rücksetzperiode verbindet der Schalter S7 den Eingang A mit Masse und der Schalter S8 ist geschlossen, so daß er die Klemme D mit dem direkten Eingang B des Verstärkers verbindet. Die geeigneten Steuerspannungen werden bei CA, CB und CC zugeführt.

Am Ende der Rücksetzperiode werden die Schalter S7 und S8vgeöffnet, wobei der Verstärker im ausgeglichenen Zustand verbleibt. Die Klemme D ist dann über den Schalter S9 mit einem weiteren Integrator verbunden. Hat die dem Schalter S7 zugeführte Steuerapannung den Ausgleich des Verstärkers kapazitiv gestört, so ändert sich das Ausgangssignal, so daß an der Klemme D ein Strom entsteht. Dieser Strom fließt über den Schalter S9 zum Integrator und ändert die Ausgangsspannung am Ausgang F. Während der Rücksetzperiode ist der mit der positiven Schiene (+12 V) verbundene Schalter S1O geschlossen. Am Ende der Rücksetzperiode, wenn der Schalter S7 öffnet, wird auch der Schalter S10 geöffnet. Die Spannungsänderung über den Kondensator C1A neutralisiert die Spannungsänderung aufgrund des Gates S7. Ist die Neutralisation unvollständig, so ergibt sich eine weitere Verbesserung vom Ausgang der Konstantstroraquelle A9 und durch den Schalter S9 in den Integrator.

Angesichts der in Fig. 10 im einzelnen aufgeführten Werte der Bauteile dürfte sich eine weitere Beschreibung erübrigen.

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Fig. 11 zeigt die Schaltung eines Differentiators. Der Klemme 14 wird ein sägezahnförmiges Eingangssignal zugeführt. Es gelangt über einen Schalter S11 zum direkten Eingang des Verstärkers A1O, der eine einstellbare Rückkopplung mit Widerständen R15, R16, R17 und R18 aufweist. Der gleiche Verstärkereingang kann über einen Schalter S12 mit Masse verbunden werden. Der Ausgang des Verstärkers ist an eine variable Dämpfungsstufe mit einem Verstärker A11, V/iderständen R19, R20, R21 und R22 und Schaltern S13_t S14 und S15 angeschlossen.

Der Differentiator enthält einen Eingangskondensator C16, einen Verstärker A 12 mit einem Eingangswiderstand R23 und wählbaren Rückkopplungswiderständen R24 bis R28, sowie einen Wählschalter¹ S16. Das Eingangssignal wird ferner einem Verstärker A13 zugeführt. Ein Kondensator C17 kann mittels eines Schalters S17 geschaltet werden, der während eines Sägezahn-Eingangssignals als Eingangskondensator und während der Rückstellung P¹S Rückkopplungskondensator dient.

Ein anderes Ausführungsbeispiel des Integrators ist in Fig. 13 dargestellt. Die Schaltung enthält Eingänge M und N, das zu integrierende Signal wird dem Eingang M zugeführt. Eine Stufenkorrekturspannung kann über einen Kondensator C18 einem Eingang P zugeführt werden.

Das Eingangssignal wird vom Eingang M dem direkten Eingang des Verstärkers A 13 zugeführt. Der invertierende Eingang ist über einen Kondensator C21 und einen Widerstand R30 an Masse angeschlossen. Der Verstärkereingang wird mittels eines Schalters S 21 geschaltet. Das durch Schalter S22 und S23 geschaltete Ausgangssignal wird einem Verstärker A14 zugeführt, der über einen Kondensator C22 und einen Widerstand R31 invertierend rückgekoppelt ist. Der Kondensator C22 ist mittels eines Schalters S24 überbrückbar. Als Rückkopplungskondensator · dient ein Kondensator C23.

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Der Eingang M ist ferner an einen Verninderungsregler angeschlossen. Die Spannung von einem Verminderungs- oder Dämpfungspotentiometer R32 wird einem Sägezahngenerator R23, C24, A15 zugeführt, der durch einen Schalter S25 geschaltet wird. Die Sägezahnspannung wird über einen Kondensator C25 zugeführt. Der Meßzyklus des Meßgeräts ist folgender:

Betriebsweise Dauer S21 S22 S2£ S24 S25

Rücksetzen 0,001 s EIN EIN AUS EIN EIN

Anstieg 0,099 s AUS AUS EIN AUS AUS

Rücksetzen 0,001 s EIN EIN AUS EIN EIN

Anstieg 0,099 s AUS AUS EIN AUS AUS

und so weiter.

Entsprechend dem dem Eingang M zugeführten, zu messenden Signalstrom wird am Ausgang N eine Sägezahnspannung erzeugt, die nachfolgend verstärkt und differenziert wird, beispielsweise mittels der in Fig. 11 gezeigten Schaltiing bei der der Differentiationskondensator mittels eines Schaltsystems synchron zur Rücksetzung des Systems der Fig. 13 periodisch rückgesetzt wird.

Während der Rücksetzung liegt das Ausgangssignal auf null (einem Bezugspotential entsprechend null) und der Schalter S21 ist mit Masse verbunden. Das Ausgangssignal des Verstärkers A13 ist gleich null oder gleich einem Bezugspotential.

Am Ende der Rücksetzung wird der aus einem Feldeffekttransistor mit isoliertem Gate bestehende Schalter S21 durch das Gatepotential abgeschaltet, das von -15 V auf 0 V ansteigt. Die kapazitive Kopplung im Feldeffekttransistor führt zu einer Übertragung der Ladung in die Meßschaltung. Ein ähnlicher Spannungßverlauf entgegengesetzter Polarität wird dem Kondensator C16 zugeführt. Ist die Amplitude genau eingestellt, so wird durch die nächste Ladungsübertragung in die Meßschaltung die in-

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folge der Kapazität des Feldeffekttransistors genau ausgeglichen. Ist die Einstellung unvollkommen, so wird über den Kondensator C23 eine Restladung zugeführt, was zu einer Stufe führt. Hierdurch ergeben sich Signalverläufe, wie sie in den Fig. 12a oder 12b gezeigt sind, und nicht der gewünschte Signalverlauf der Fig. 12c.

Während der Anstiegsperiode führt der Verminderungs-Sägezahngenerator A15 dem Kondensator C25 ein sägezahnförmiges Signal zu, so daß eine Absenkung des durch den Kondensator C25 in die Meßschaltung fließenden Stroms erfolgt. Dieser Strom wird dem Eingangssignalstrom hinzuaddiert. Der Gesamtstroin fließt durch den Kondensator C23, geregelt durch die Verstärker A13 und A 14. Das Ausgangssignal ist damit ein schräg ansteigendes (Sägezahn-) Signal, dessen Steigung proportional ist dem Eingangsstrom und dem Verminderungs- oder Zusatzstrom. Die Verminderungs- oder Ausgleichsregelung kann ferner zur Neutralisation eines ständigen Detektorstroms verwendet werden, der beispielsweise infolge eines überlagerten Gleichstromsignals ergibt.

Nach der Anstiegsperiode folgt eine weitere Periode, während der die verschiedenen Kondensatoren auf die vorher beschriebenen Spannungen zurückgebracht werden. Die Spannungsänderungen an den Kondensatoren führen zu Änderungen der gespeicherten Ladung Jedes Kondensators. Durch die gesamte Änderung der Ladung der Kondensatoren C23, C18, C25 und C19 ergibt sich eine Ladungsbewegung durch den Schalter S21.

Der Schalter S22 und der Kondensator C21 dienen zur Rückstellung des Verstärkers A 13 auf null, während die Integratorkondensatoren rückgesetzt werden. Zur Ersparnis des Schalters S22 und des Kondensators C21 kann ein Idealverstärker verwendet werden, der keine automatische Null-Regelung benötigt, um Eingangsstrom und Eingangsspannung auf null zu bringen. Geeignete Einrichtungen, beispielsweise vibrierende Kondensator-Elektrometer, sind jedoch teurer.

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Soll die Differenz zwischen zwei Eingangssignalen Ax und Ay gemessen werden, so werden zwei ähnliche oder gleiche Einheiten 16 und 18 gemäß Fig. 14 verwendet. Das Signal Ax wird dem Eingang M der Einheit 16 zugeführt, die ein entsprechendes Sägezahn-Ausgangssignal abgibt. Der zweite Eingang N kann mit Masse verbunden werden.

Das zweite Signal Ay wird dem ersten Eingang M. der Einheit 18 zugeführt, dessen zweiter Eingang N^ an den Ausgang der Einheit 16 angeschlossen ist. Das gewünschte Ausgangssignal wird vom Ausgang der Einheit 18 abgegriffen.

Beträgt beispielsweise das Eingangssignal Ax der Einheit 16 64 pA, so kann sich das Ausgangssignal der Einheit 16 in 0,1 s um 5 V ändern. Dieses Signal wird dem Eingang N^ der Einheit 18 zugeführt, so daß 64 pA durch den Kondensator C19 in den Eingang des Verstärkers A13 fließen. Beträgt beispielsweise das Eingangssignal Ay der Einheit 18 80 pA, so ergibt sich eine Differenz von 80 - 64 = 16 pA und am Ausgang der Einheit 18 wird ein Ausgangssignal abgegriffen, das sich in 0,1 s um 1,25 V ändert. ,

Das Ausgangssignal wird verstärkt, je nach Wahl invertiert oder direkt weitergeleitet, differenziert/rückgesetzt, verstärkt oder auf einem Aufzeichnungsgerät aufgezeichnet. Die beiden Verstärkungsstufen werden so gesteuert, daß die Verstärkung genau gewählt werden kann. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel sind Binärschritte von 1 bis 28 vorgesehen, d.h., 1, 2, 4, 8, 16, 32, 64, 128.

Bei diesem Ausführungsbeispiel war die Kapazität des Kondensators C19 gleich 1,28 pF, der Endausschlag des Instruments wurde in Binärschritten zwischen 128 und 1 pA gewählt, d.h.

Endausschlag (pA) 1 Verstärkung (G) 128

Für größere Stromwerte kann der Kondensator umgeschaltet werden, beispielsweise auf 163,84 pF (256 pA auf X64 und 16384 pA auf XI) oder 20971,52 pF (32768 pA auf X64 und

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2	4	8	16	32	64	128
64	32	16	8	4	2	1

2 097 152 pA auf XI).

Auf ähnliche Weise kann der Kondensator C25 von 0,6 pF auf 10 pF, 150 pF oder 2400 pF für größere Verminderungs- oder Überlagerungströme geschaltet werden.

Zur Einspeisung des Stroms kann anstelle des den Verstärkungsteil A15 und die zugehörigen Bauteile enthaltenden Schaltungsteils die Schaltung von Fig. 2 oder Fig. 3 verwendet, werden. Für den Kondensator mit der Kapazität von 20 971,52 pF ist es zweckmäßig, einen Kondensator von etwa 0,022 μF und zur Dämpfung der Spannungsrückkopplung zum Kondensator ein voreingestelltes Abstimmpotentiometer zu verwenden, so daß die wirksame Kapazität etwa 20 971,52 pF beträgt. Sämtliche wichtigen Kondensatoren können auf diese Weise eingestellt werden.

Der Verstärker A13 hat einen Ausgang mit hoher Impedanz, so daß er als Konstantstromquelle arbeitet. Je 1 mV Eingangsspannung gibt er eine Ladung von 40 μΑ über einen Frequenzbereich von 0 bis 5 kHz ab, worauf bei 2 MHz während der Rücksetzung eine Verminderung um 20 dB je Dekade auf 0,1 μΑ pro mV bei 2 MHz und einer Verstärkung von 1 eintritt.

Der direkte Eingang des Verstärkers A13 war bei diesem Ausführungsbeispiel bei sämtlichen Frequenzen 25mal empfindlicher. Da die Verstärkungseigenschaften des Verstärkers A14 durch den Widerstand R31 und den Kondensator C22 gesteuert werden, betrug während der Anstiegs- und der Sägezahnperiode die Frequenz, bei der eine Verstärkung von 1 eintritt, ebenfalls 2 MHz.

Bei den beschriebenen Instrumenten wurde ein Frequenz-Ansprechverhalten von 0 bis 1 Hz bei einer Schaltfrequenz von 10 Hz gewählt. Es können jedoch auch andere Frequenzen ange- · wendet werden. Es wurde festgestellt, daß bei einem sinus-

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f öirmigen Eingangssignal von 1 Hz das Ausgangs signal des Differentiators sinusförmig und das Ausgangssignal des Integrators kosinusförmig ist.

In der beschriebenen Weise können sehr kleine Ströme erzeugt und durch Integration und Differentiation sehr kleine Ströme gemessen werden, gewünschtenfalls unter automatischer zyklischer Wiederholung. Die integrierte Sägezahnspannung kann hinsichtlich der Änderungsgeschwindigkeit nach anderen Methoden gemessen werden als beschrieben, beispielsweise durch eine Analog/Digital-Umwandlung bei Digitalmessung, oder durch Abtastung und Speicherung.

Es ist auch möglich, in der beschriebenen Weise eine automatische Null-Stellung des Systemeingangs vorzusehen, so daß auch bei einer Drift des Vergleichsverstärkereingangs die Potentialdifferenz zwischen dem den Signaleingangsstrom führenden Leiter und der Masseverbindung auf einem niedrigen Wert und konstant gehalten werden kann. Das gleiche gilt für das Potential an den Rücksetzschaltern.

Die Einrichtung zur Neutralisation der Auswirkung der Kondensatorladungen auf die Schaltung ist ebenfalls vorteilhaft.

Fig. 15 zeigt eine Differentiatorschaltung, die anstelle des rechten Teils der Fig. 11 verwendet werden kann. Der Widerstand R4O ergibt ähnlich wie der Widerstand R23 in Fig. 11 das gewünschte Frequenzverhalten. Die Einheiten oder Bauteile innerhalb der gestrichelt dargestellten Kästchen sind einander gleich. Mit der Anordnung der Fig. 15 kann bei einem Eingangssignal von bis zu 10 V pro 100 ms eine vollständige Ladung von etwa 10 μΑ erreicht werden. Mit einem Rückkopplungswiderstand von 1 ΜΩ ergibt sich an der Klemme F ein Ausgangssignal von 10 V.

Bei der Schaltung der Fig. 11 wird über den Kondensator C16 dem Verstärker ein Strom von 100 μA bei einem Rückkopplungε-widerstand von 100 kn bei einem Ausgangssignal von 10 V zuge-

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führt.

Eine mögliche Ungenauigkeitsquelle in den beschriebenen Schaltungen kann darin bestehen, daß infolge dielektrischer Absorption, beispielsweise im Feldeffekttransistor-Schalter mit isoliertem Gate, Verzerrungen auftreten. Zur Vermeidung dieser Ungenauigkeit kann in der Korrekturspannung und/oder der Speisespannung eine kompensierende Verzerrungsänderung herbeigeführt werden. Eine geeignete Kompensationsverzerrung kann dadurch herbeigeführt werden, daß dem Schalter eine Rechteck-Steuerspannung zugeführt wird, wobei die Rechteck-Spannung zur Korrektur eine Absenkung aufweist. Auch kann zur Korrektur eine Rechteckwelle mit einer Übersteuerung als Steuerspannung für den Schalter verwendet werden. Ebenso sind Kombinationen dieser Korrekturen möglich.

Patentansprüche

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Claims

PATENTANSPRtJ CHE

1.yStrommeßgerät , insbesondere zur Anzeige kleiner Eingangsströme, gekennzeichnet durch einen Integrator, durch eine Einrichtung zur Zufuhr des Stroms zum Integrator, durch eine auf das Ausgangssignal des Integrators ansprechenden Neigungsmeßeinrichtung zur Erzeugung eines Ausgangssignals, das den Wert des Eingangsstroms darstellt, und durch eine Einrichtung zur periodischen Rückstellung des Integrator- Ausgangssignals.

2. Meßgerät nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Differentiationseinrichtung, deren Eingang das Ausgangssignal des Integrators zugeführt wird, und durch Einrichtungen zur Abgabe eines Ausgangssignals vom Differentiator.

3. Meßgerät nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch mit dem Eingang des Integrators verbundene Schalteinrichtungen, die ein ungewolltes Eingangssignal zum Integrator erzeugen, und durch Einrichtungen zur Erzeugung eines Korrektursignals, dessen Auswirkung gleich und entgegengesetzt dem des unerwünschten Signals ist und die im Betrieb der Schalteinrichtung das Korrektursignal dem Eingang zuführt.

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-Vi-

4. Meßgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung aus einem Feldeffekttransistor besteht, wobei das unerwünschte Signal aufgrund der Kapazität des Transistors entsteht,und daß die Einrichtung zur Erzeugung des Korrektursignals einen Kondensator und eine weitere Schalteinrichtung enthält, durch die dem Integratoreingang ein aus der Ladungsänderung des Kondensators herrührender Strom zugeführt wird.

5. Keßgerät nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Integrator mit einer Einrichtung zur Zufuhr des zu messenden Stroms, wobei vom Ausgang des Integrators ein Ausgangssignal erzeugt wird, durch eine Rückkopplung von einem Ausgang des Integrators zum Eingang des Integrators, wobei die Rückkopplung einen zweiten Integrator enthält, der am Eingang des ersten Integrators eine Signalkomponente erzeugt, die entgegengesetzt dem zu messenden Eingangsstrom zugeführt wird, wobei der die beiden Integratoren enthaltende Schaltungsweg eine solche Verstärkung aufweist, daß das Eingangssignal zum ersten Verstärker im wesentlichen konstant bleibt, und wobei das Ausgangssignal des Geräts vom Ausgang des ersten Integrators abgegriffen wird.

6. Meßgerät nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur ständigen Zufuhr eines Vorstroms

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zum Eingang des Integrators.

7. Meßgerät nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung zur Erzeugung eines invertierten Stroms gleicher Amplitude und entgegengesetzter Polarität aus dem Eingangsstrom, wobei der Eingangs- und der invertierte Strom alternativ dem Integrator zugeführt werden, durch eine Phasenumkehrverbindung zum Ausgang des Integrators, und durch eine Wähleinrichtung zur Wahl des Signals am Eingang oder Ausgang der Phasenumkehrstufe.

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L e e r s e i t e