DE2364777A1

DE2364777A1 - Elektronenstrahlablenkkreis

Info

Publication number: DE2364777A1
Application number: DE2364777A
Authority: DE
Inventors: Masato Izumisawa
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1972-12-28
Filing date: 1973-12-27
Publication date: 1974-07-18
Also published as: AU6399473A; DE2364777B2; JPS4990822A; BR7310284D0; IT1002414B; FR2212730B1; AT339974B; ES421882A1; US3917977A; NL7317812A; ATA1089773A; CA1007744A; GB1457547A; SE394353B; FR2212730A1

Description

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SONY CORPORATION Tokyo / Japan

Elektronenstrahlablenkkreis

Die Erfindung betrifft allgemein Elektronenstrahlablenkkreise zur vertikalen Abtastung und insbesondere solche, die eine Ausgangsstufe haben, die als Gegentakt-Verstärker mit Eintakt-Ausgang ausgebildet sind.

In Fernsehempfängern und anderen Geräten, die Kathodenstrahl-Bildwiedergabevorrichtungen verwenden, sind vertikale und horizontale Ablenkkreise für Halbbild- bzw. Zeilenabtastungen durch Elektronenstrahlen vorgesehen. Es wurden verschiedene Arten von Vertikalablenkkreisen vorgeschlagen. Ein solcher Vertikalablenkkreis, der wegen seiner erhöhten Wirksamkeit oft verwendet wird, ist ein transistorisierter Kreis mit einer Ausgangsstufe, die einer Vertikalablenkwicklung einen Strom in Form einer Sägezahnschwingung zuführt und die als Gegentakt-Verstärker mit Eintaktausgang ausgebildet ist. Die bekannten Vertikalablenkkreise mit einer Ausgangsstufe in Form eines Gegentakt-Verstärkers mit Eintaktausgang verbrauchen jedoch Verlustleistung, die hauptsächlich durch ihren Schaltungsaufbau hervorgerufen wird. Der Grund hierfür liegt darin, daß der Wirkungsgrad, d.h. das Verhältnis von -Ausgangsleistung an der Vertikalablenkwicklung zu der dem Kreis zugeführten Leistung nicht sehr hoch ist.

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Durch die Erfindung wird ein Ablenkkreis mit einer Ausgangsstufe in Form eines Gegentakt-Verstärkers mit Eintaktausgang geschaffen.

Der Vertikalablenkkreis gemäß der Erfindung hat eine Ausgangsstufe in Form eines Gegentakt-Verstärkers mit Eintaktausgang, die mit erhöhtem Wirkungsgrad arbeitet.

Außerdem wird durch die Erfindung ein Vertikalablenkkreis mit einer Ausgangsstufe in Form eines Gegentakt-Verstärkers mit Eintaktausgäng geschaffen, der während der Hin- und Rücklaufperioden Spannungen verschiedener Energiequellen zur Erhöhung des Wirkungsgrades verwendet.

Durch die Erfindung wird auch ein Vertikalablenkkreis mit einer Ausgangsstufe in Form eines Gegentakt-Verstärkers mit Eintaktausgäng geschaffen, der eine Sägezahnvorrichtung verwendet, um von einer Spannung einer ersten Energiequelle, die der Ausgangsstufe in einer Hinlaufperiode zugeführt wird, auf eine Spannung einer zweiten Energiequelle in einer Rücklaufperiode umzuschalten, die einen größeren absoluten Wert als die Spannung der ersten Energiequelle hat.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis 6 beispielsweise erläutert. Es zeigt:

Figur 1 ein Schaltbild eines bekannten Kreises zur Vertikalablenkung unter Verwendung einer Ausgangsstufe mit einem Gegentakt-Verstärker mit Eintäktausgang,

Figur 2A bis 2G Wellenformdiagrämme zur Erläuterung des bekannten Kreises der Fig. 1,

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Figur 3 ein Schaltbild einer Ausführungsform des Ablenkkreises gemäß der Erfindung,

Figur 4A bis 4F Wellenformdiagramme zur Erläuterung des Vertikalablenkkreises gemäß der Erfindung in Fig. 3, und

Figur 5 und 6 Schaltbilder weiterer Ausführungsformen des Vertikalablenkkreises gemäß der Erfindung.

Zum besseren Verständnis der Erfindung wird zunächst ein Beispiel des Standes der Technik anhand der Fig. 1 und 2A bis 2C beschrieben.

Fig. 1 zeigt einen bekannten Vertikalablenkkreis mit einer Gegentakt-Ausgangsstufe mit Eintaktausgang. In der Figur ist mit 1 ein Gegentakt-Verstärker mit Eintaktausgang eines Vertikalablenkkreises bezeichnet. Zwei Transistoren Q₁ und Q₂ bilden die Ausgangsstufe. Ein gemeinsamer Eingangsanschluß 2 der beiden Transistoren Q und Q erhält ein Steuersignal S₁ in Form einer Sägezahnschwingung, das mit der Vertikalperiode synchron ist, um die Transistoren Q₁ und Q₂ zu schalten. Dadurch wird in bekannter Weise ein Sägezahnsignal (Strom) erzeugt und einer Ablenkspule L zugeführt, die über einen Kondensator C mit dem gemeinsamen Verbindung-spunkt L der Transistoren Q₁ und Q₀ verbunden ist.

Bei einem solchen bekannten Schaltungsaufbau des Vertikalablenkkreises und unter Berücksichtigung der Emitterspannung an dem Verbindungspunkt 1 erhält man einen Spannungsverlauf S₂ in jedem einzelnen Halbbildintervall, der während der Rücklaufperiode T impulsförmig ist, sich jedoch während der "Hinlaufperiode T linear ändert, wie Fig. 2A zeigt. Hierbei ist die maximale Ausgangssignalspannung E, die man

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an dem Emitter des Transistors Q erhält z.B. infolge des Schaltungsaufbaus, des Sättigungsspannungsabfalls des Transistors Q und dergleichen niedriger als die Energiequellenspannung E . Da die Basis des Transistors Q₁ das Sägezahnsteuersignal S erhält, das Fig. 2C zeigt, wird der Transistor Q Während des Zeitintervalls zwischen den Zeitpunkten t.. und t_ geöffnet. Wenn man daher den Energieverbrauch in dem Transistors Q berücksichtigt, ist seine Spannungskomponente ein trapezförmiger Teil, der in Fig. 2A schraffiert gezeigt ist. Der Stromfluß durch den Transistor Q ist zu diesem Zeitpunkt etwa das β -fache des Steuersignals S₁, wobei β der Stromverstärkungsfaktor bzw. die Verstärkung des Transistors Q₁ ist, so daß die Stromkomponente der in dem Transistor Q verbrauchten Energie ein Strom S_ mit einem Verlauf ist, der etwa dem des Steuersignals S gleich ist, wie in Fig. 2B der schraffierte Bereich zeigt. Daher ist die Leistung P, die in dem Transistor Q₁ verbraucht wird, das Produkt des Spannungswertes mit'der Schraffierung in Fig. 2A und des Stromwertes mit der Schraffierung in Fig. 2B.

Vom betrieblichen Standpunkt aus wird der Transistor Q während des Zeitintervalls zwischen den Zeitpunkten t und t₃ geöffnet, wie die Fig. 2A bis 2C zeigen. Insbesondere der in Fig. 2A schraffierte Spannungsteil jedoch, der zwischen den Spannungen E und E¹ in Fig. 2A von gestrichelten Linien umgeben ist, wird dem Emitter des Transistors Q₁ nicht zugeführt, sondern wird über dessen Kollektor-. Emitter-Strecke angelegt und ist daher eine nutzlose Spannung. Der .durch diese Spannung in dem Transistor Q₁ hervorgerufene Energieverbrauch ist daher nutzlos und verringert den Ausgangswirkungsgrad des Vertikalablenkkreises.

Wie oben beschrieben wurde, hat der bekannte Vertikalablenkkreis den Nachteil, daß sein Ausgangswirkungsgrad relativ gering ist.

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Wie zuvor erwähnt wurde, liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, den Nachteil des Standes der Technik zu vermeiden und einen Vertikalablenkkreis zu schaffen, der einen hohen Ausgangswirkungsgrad und einen geringen Verbrauch an nutzloser Energie hat.

Wenn eine Energie- bzw. Spannungsquelle entsprechend der anhand der Fig. 1 beschriebenen bekannten Spannungsquelle als erste Spannungsquelle verwendet wird, beruht das wesentliche Merkmal der Erfindung in der Anordnung einer zweiten Spannungsquelle mit einer Spannungsgröße, die einen größeren absoluten Wert als die erste Spannungsquelle hat, um den Vertikalablenkkreis mit der ersten Spannungsquelle während der Hinlaufperiode T , jedoch während der Rücklaufperiode T mit der .zweiten Spannungsquelle zu betreiben. Hierbei wird die Umschaltung zwischen den Spannungsquellen durch eine Halbleiterschaltvorrichtung wie einen siliziumgesteuerten Gleichrichter (SCR), eine Vierschichtdiode (GCS) oder dergleichen erreicht.

Eine Ausfuhrungsform des Vertikalablenkkreises gemäß der Erfindung wird nun anhand der Fig. 3 beschrieben,. Bei der Ausführungsform der Fig. 3 wird als Halbleiterschaltvorrichtung eine Vierschichtdiode verwendet. Die Ausgangsstufe des Kreises ist mit zwei Transistoren Q.. und Q₁₂ aufgebaut, die als Gegentakt-Verstärker mit Eintaktausgang geschaltet sind. Ein Eingangsanschluß 12, der für die Basen der Transistoren Q . und Q₂ gemeinsam ist, erhält ein Sägeζahnsteuersignal S₁. Eine Ablenkspule L ist über einen Kondensator C an einen Verbindungspunkt 1 "zwischen den Emittern der beiden Transistoren Q., und Q₂ angeschlossen. Eine Vierschichtdiode 18 ist derart vorgesehen, daß ihre Anode mit der zweiten Spannungsquelle mit der Spannung E₂ verbunden ist, die höher als die einer ersten Spannungsquelle mit der Spannung E ist. Ihre Kathode ist über eine Diode 14 mit der ersten Spannungsquelle E verbunden. Eine Diode 15 ist zwischen die erste Spannungsquelle

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E und die Diode 14 geschaltet. Beide Dioden sind in Durchlaßrichtung gepolt. Die Steuerelektrode der Vierschichtdiode 18 ist über einen Differenzierkreis 16 mit dem Verbindungspunkt I₁₁ verbunden, an den eine Elektrode eines Kondensators C angeschlossen ist, dessen andere Elektrode geerdet ist. Ein Kondensator C_ ist zwischen Erde und einem Verbindungspunkt 1 „ der Dioden 14 und 15 geschaltet.

Es wird nun die Arbeitsweise der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform anhand der Fig. 4A bis 4F beschrieben. Der Eingangsanschluß 12 erhält das Steuersignal S , das plötzlich ansteigt, wie Fig. 4A zeigt und zuvor beschrieben wurde. Aus Zweckmäßigkeitsgründen ist ein Zustand zum Zeitpunkt t in Fig. 4 als der Zeitpunkt gezeigt, zu dem die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist. Dieser Zustand wird für den Beginn der Beschreibung der Arbeitsweise gewählt. Da der Transistor Q . durch das Steuersignal S₁ zum Zeitpunkt t~ geöffnet wird, fließt ein Ablenkstrom S₄, der in Fig. 4B gezeigt ist, über die Ablenkspule L. Dabei nimmt jedoch das Steuersignal S₁, das auf den Transistor Q₁ gegeben wird, mit der Zeit ab, so daß der Ablenkstrom S₄ ebenfalls mit der Zeit abnimmt. Dabei wird der Kondensator C von dem Ablenkstrom S₄ geladen, um eine Spannungsdifferenz über dem Kondensator C zu erzeugen. Zu einem Zeitpunkt t_, wenn der Transistor Q gesperrt wird, wird der Ablenkstrom S₄ Null und der Transistor Q₁« wird von dem Steuersignal S₁ wieder geöffnet. Daher wird die in dem Kondensator C gespeicherte Ladung über den Transistor Q-, 2 entladen und damit fließt über die Ablenkspule L ein Strom in der negativen Richtung derart, daß er mit der Zeit groß wird. Zum Zeitpunkt t₄ wird der Transistor Q _ gesperrt und der Transistor Q , wiederum durch das Steuersignal S geöffnet, das das Bestreben hat, seinen Emitterstrom zum Fließen zu bringen. Zu diesem Zeitpunkt fließt jedoch über die Ablenkspule L ein negativer Strom (bezugnehmend auf einen Pfeil b in Fig. 3), so daß der Transistor Q in Sperrichtung vorgespannt wird. Somit fließt der Strom von

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dem Ablenkjoch L aus und lädt den Kondensator C . Hierbei wird der Koppelkondensator C vernachläßigt, da seine Kapazität groß genug ist. Die Spannung e über dem Kondensator C₁ nimmt daher momentan zu, um eine Impulsspannung zu erzeugen, die der Rücklaufimpuls ist. Die Impulsbreite des RücklaufImpulses wird durch einen Resonanzkreis bestimmt, der aus dem Kondensator C , dem Kondensator C₂, der zu ersterem im wesentlichen parallel sein kann, und der Ablenkspule L besteht und dadurch wird die Rücklauf periode T bestimmt. Die Spannung e wird über den Differenzierkreis 16 auf die Steuerelektrode der Vierschichtdiode 18 als Einschaltsignal zum Zeitpunkt t. gegeben und die Vierschichtdiode wird zum Zeitpunkt t. geöffnet, da die Spannung e mehrfach größer als die Spannung e¹ über dem Kondensator C„ ist, der über die Diode 15 geladen wird, und damit wird das Potential der Steuerelektrode größer als das Potential der Kathode. Der Anodenstrom S der Vierschichtdiode 18 hat den in Fig. 4C gezeigten Stromverlauf. Der Kondensator C_ wird mit der durch seine Kapazität und den Widerstandswert eines Widerstands 17 bestimmten Zeitkonstante_/ der an die Kathode der Vierschichtdiode 18 angeschlossen ist, geladen, und die Spannung e¹ über dem Kondensator C₂ steigt auf die Spannung E„ der zweiten Spannungs quelle, wie Fig. 4D zeigt. Ihr Verlauf wird hierbei durch die Kurve S-. in Fig. 4D gezeigt.

Nach einem etwas späteren Zeitpunkt als der Zeitpunkt t. wird der Transistor Q₁₁ von dem Steuersignal S₁ in einen gesättigten Zustand versetzt, so daß seine Emitterspannung, nämlich der Rücklaufimpuls, abrupt auf die Spannung E der zweiten Spannungsquelle ansteigen kann, die als die Spannung der Rücklaufperiode zwischen den Zeitpunkten t.. und t₂ in Fig. 2F gezeigt ist. Da hierbei der Anodenstrom S₅ der Vierschichtdiode 18 durch den Transistor Q als ein Teil des Stroms während der Rücklaufperiode T infolge des Einschaltens des Transistors Q₁ fließt, hat der Anoden-

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strom S der Vierschichtdiode 18 den in Fig. 4C gezeigten Verlauf. Unmittelbar vor dem Zeitpunkt t^, wo die Rücklauf periode T beendet wird, wird der Transistor Q ₁ im gesättigten Zustand gehalten und seine Emitterspannung ist hoch. Etwas nach dem Zeitpunkt t- jedoch, wird die Emitterspannung des Transistors Q., verringert und sein Emitterstrom nimmt allmählich ab, so daß die Spannung an seinem Kollektor hoch im Vergleich zu derjenigen an seinem Emitter wird. Dadurch wird die Steuerelektroden-Kathoden-Strecke der Vierschichtdiode 18 in Sperrichtung vorgespannt und die Vierschichtdiode wird gesperrt. Zu diesem Zeitpunkt wird die Spannung e¹ des Kondensators C„ auf die Spannung E₀ der ersten Spannungsquelle verringert. Dies bedeutet, daß die Vierschichtdiode 18 durch die Spannung e über der Spule L nur während der Rücklaufperiode T geöffnet wird, jedoch gesperrt wird, wenn die Rücklaufperiode T kommt.

Wenn die Vierschichtdiode 18gesperrt ist, erhält der Transistor Q₁₁ die Spannung E der ersten Spannungsquelle und seine Emitterspannung wird gleich dem Spannungsabfall, der durch den in Fig. 4F gezeigten Spannungsverlauf hervorgerufen wird, der infolge des Stromflußes durch die Ablenkspule L und durch den Widerstand der Ablenkspule L während der Hinlaufperiode zwischen den Zeitpunkten t„ und t^ allmählich verringert wird. Dies bedeutet, daß eine Ausgangsspannung an dem Emitter des Transistors Q₁₁ auftritt, die gleich der Spannung S_ wird, die in Fig. 4F gezeigt ist. In Fig. 4E zeigt eine Kurve S_g den Verlauf eines Stroms, der durch die Diode 15 fließt, wenn die Vierschichtdiode 18 gesperrt ist, und wenn die Vierschichtdiode 18 geöffnet ist, fließt kein Strom durch die Diode 15, da sie zu diesem Zeitpunkt in Sperrichtung vorgespannt ist.

Wie sich aus der oben beschriebenen Arbeitsweise ergibt, erhält die Ausgangsstufe, die aus den Transistoren Q und Q₂ besteht, die Spannung E der zweiten Spannungs-

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quelle während der Rücklaufperiode T , jedoch die Spannung E der ersten Spannungsquelle als Steuerspannung während der Hinlaufperiode T als Betriebsspannung.

Es wird nun der Ausgangswirkungsgrad des Kreises gemäß der Erfindung in Betracht gezogen. Unter Berücksichtigung des Energieverbrauchs in dem Transistor Q , ist die Spannungskomponente der verbrauchten Energie in dem Transistor Q₁ während der Hinlaufperiode T nur der dreieckige Teil,

der durch die Schraffur in Fig. 4F gezeigt ist, d.h., ein Teil, der von den Spannungskurven S_ und E zwischen den Zeitpunkten t2 und t, umgeben ist. Dieser Teil entspricht dem dreieckigen Teil, der von den Spannungskurven S₂ und E ' in Fig. 2A des Standes, der Technik umgeben ist.

Es ist daher leicht verständlich, daß die in dem Transistor Q₁₁ verbrauchte Leistung,die das Produkt der Stromkomponente ist, die durch den dreieckigen, in Fig. 4B schraffierten Teil gezeigt ist, der dem dreieckigen, in Fig. 2B schraffiert gezeigten Teil und dem dreieckigen in Fig. 4F schraffiert gezeigten Teil entspricht, im Vergleich zum Stand der Technik erheblich verringert wird. Durch die Erfindung wird also der nutzlose Energieverbrauch, der durch die nutzlose Spannung entsprechend dem von den gestrichelten Linien in Fig. 2A des Standes der Technik umgebenen Teil hervorgerufen wird, vermieden. Da bei der Erfindung die Leistungszufuhr von der zweiten Spannungsquelle mit der Spannung E„ vernachläßigt werden kann, ist die dem Kreis von der Spannungsquelle zugeführte Leistung im wesentlichen die gleiche wie die des Standes der Technik und daher wird der Ausgangswirkungsgrad erheblich erhöht.

Wie sich aus der obigen Beschreibung ergibt, wird bei der Erfindung die Vierschichtdiode 18 verwendet und gesteuert, um die zweite Spannung E₂ an die Ausgangsstufe nur während der Rücklaufperiode T anzulegen, so daß der Ausgangswir-

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kungsgrad erhöht wird und damit ist eine Eingangsleistung von 1/2 bis 1/4 derjenigen des Standes der Technik ausreichend. Außerdem wird der Leistungsverbrauch verringert und

die Rücklaufperiode T = IL —EZE— , wobei ep die Spannung an der Ablenkspule L, I _ der Spitzenwert des Ablenkstroms durch die Spule und IL die Induktivität der Spule L ist, kann verkürzt werden, so daß die Leistungsfähigkeit des Kreises gemäß der Erfindung sehr hoch ist. In Verbindung hiermit wird der Kollektorverlust der Transistoren Q- und Q„ des Gegentaktkreises 11 mit Eintaktausgang ebenfalls verringert und damit ist der Kreis gemäß der Erfindung frei von der Notwendigkeit teuerer Transistoren oder anderer zusätzlicher Bauteile.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung wird nun anhand der Fig. 5 beschrieben, die derjenigen der Fig. 3 mit der Ausnahme gleich ist, daß die Diode 14 und der Kondensator C₁, die in Fig. 3 verwendet sind, weggelassen sind. Bei der Ausführungsform der Fig. 5 lädt der Strom, der durch die Ablenkspule L fließt, einen Streukondensator, der im wesentlichen parallel dazu vorhanden ist, um die Spannung an der Ablenkspule L während der Rück lauf per iode T zu erhöhen und die Vierschichtdiode 18 zu öffnen, so daß die gleiche Wirkung wie diejenige der ersten Ausführungsform erhalten werden kann.

Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform der Erfindung, hei der anstelle der Verwendpng des über der Ablenkspule L erzeugten Impulses zu Steuerung des Ein-Aus-Zustandes der Vierschichtdiode 18 ein Transistor Q₁₃ ein Schaltsignal S erhält, das zu den Hin-und Rücklaufperioden in Beziehung steht, und das Ausgangssignal der Transistoren Q₁₃ wird über einen Transformator 19 auf die Steuerelektrode der Vierschichtdiode' 18 gegeben« Bei dieser Ausbildung wird die Leitfähigkeit der Vierschichtdiode durch Steuerung der Ein- und Aus-Zustan.de des Transistors Q₃ gesteuert.

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Anstelle der in Fig. 3 verwendeten Vierschichtdiode'18 kann ein siliziumgesteuerter Gleichrichter verwendet werden. Wenn hierbei die Zeitkonstante, die durch den Kondensator C₂ und den Widerstand 17 bestimmt wird, zu etwa 1/2 der Hinlaufperiode T gewählt wird, wird der siliziumgesteuerte Gleichrichter gesperrt, wenn der Ladestrom des Kondensators C₂, der durch den siliziumgesteuerten Gleichrichter fließt, niedriger als der Strom ist, der den siliziumgesteuerten Gleichrichter in dem Ein-Zustand hält, und bei einer solchen Arbeitsweise kann der siliziumgesteuerte Gleichrichter anstelle der Vierschichtdiode 18 in Fig. 3 verwendet werden.

Die erste und zweite Spannungsquelle der beschriebenen Ausführungsformen liefern die Spannungen E bzw. E₂ mit positivem Wert, sie können jedoch durch negative Spannungsquellen ersetzt werden. Hierbei würde der Absolutwert der zweiten Spannung E„ größer als derjenige der ersten Spannung E_n gewählt werden und die Transistoren, die die Ausgangsstufe bilden, die Schaltvorrichtungen usw. würden derart gepolt werden, daß die Ströme durch sie in der umgekehrten Richtung wie bei den vorherigen Ausführungsformen fließen würden.

Wichtig ist auf jeden Fall, daß der Absolutwert der.zweiten Spannung größer als derjenige der ersten Spannung gewählt wird, und daß die Ausgangsstufe nur während der Rücklaufperioden an die zweite Spannungsquelle angeschlossen ist.

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Claims

Ansprüche

. Ablenkkreis mit einem ersten Spannungs ans ch luß zum Anschluß an eine erste Spannungsquelle und einem Ausgangskreis mit zwei Transistoren, die als Gegentakt-Verstärker mit Eintaktausgang geschaltet sind, und einer Ablenkspule, die an das Ausgangsende der beiden Transistoren angeschlossen ist und in den Hin- und Rücklaufperioden einen Ablenkstrom erhält, dadurch gekennzeichnet, daß ein Einrichtungs-Element zwischen den ersten Spannungsanschluß und ein Ende des Ausgangskreises geschaltet ist, daß ein zweiter Spannungsanschluß zur Verbindung mit einer zweiten Spannungsquelle vorgesehen ist, daß eine Schalteinrichtung zwischen den zweiten Spannungsanschluß und ein. Ende des Ausgangskreises geschaltet ist, und daß eine Steuereinrichtung zur Steuerung der Leitfähigkeit der Schalteinrichtung in Abhängigkeit von dem Periodenwechsel zwischen den Hin- und Rücklaufperioden vorgesehen ist.
2. Ablenkkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Spannungsanschluß eine Spannung erhält, deren Absolutwert größer als der Absolutwert der Spannung ist, die dem ersten Spannungsanschluß zugeführt wird.
3. Ablenkkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung eine Einrichtung aufweist, um ein Steuersignal, das sich in Abhängigkeit von dem Periodenwechsel zwischen den Hin- und Rücklaufperioden ändert, der Schalteinrichtung zugeführt wird, um das Schaltelement in der Hinlaufperiode zu sperren und in der Rücklaufperiode zu öffnen.
4. Ablenkkreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung, außerdem eine Einrichtung zur Erzeugung eines Steuersignals in Abhängigkeit von einem

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Impuls aufweist, der an dem Ausgangsende der beiden Transistoren erhalten wird.
5. Ablenkkreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteinrichtung einen Halbleiterthyristor mit einer Steuerelektrode aufweist, und daß die Steuereinrichtung an die Steuerelektrode angeschlossen ist.
6. Ablenkkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung einen Differenzierkreis aufweist, der zwischen die Steuerelektrode des Halbleiterthyristors und das Ausgangsende der beiden Transistoren geschaltet ist.
7. Ablenkkreis nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch ein zusätzliches Einrichtungs-Element, das zwischen den Halbleiterthyristor und das.eine Ende des Ausgangskreises geschaltet ist.
8. Ablenkkreis nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch einen Kondensator, der an das eine Ende des Ausgangskreises angeschlossen ist.
9. Ablenkkreis nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Kondensator, der zu der Ablenkspule in Reihe geschaltet ist.
10. Ablenkkreis nach Anspruch 9, gekennzeichnet durch einen zweiten zusätzlichen Kondensator, der an das Ausgangsende der beiden Transistoren angeschlossen ist.
11. Ablenkkreis mit.einem ersten Spannungsanschluß zur Verbindung mit einer ersten Spannungsquelle und einem Ausgangskreis mit zwei Transistoren, die in Form eines Gegentakt-Verstärkers mit Eintaktausgang geschaltet sind, und mit einer Serienschaltung einer Ablenkspule

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und eines an die Transistoren angeschlossenen Kondensators/ die in den Hin- und RücklaufPerioden einen Ablenkstrom erhält, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode zwischen den ersten Spannungsanschluß und ein Ende des Ausgangskreises geschaltet, ist, daß ein zweiter Spannun,gsanschluß zur Verbindung mit einer zweiten Spannungsquelle vorgesehen ist_f die eine Spannung liefert, deren Absolutwert größer als der Absolutwert der Spannung der ersten Spannungsquelle ist, daß eine Vierschichtdiode zwischen den zweiten Spannungsanschluß und ein Ende des Äusgangskreises geschaltet XSt₈- und daß eine Steuereinrichtung an die Steuerelektrode der Vierschichtdiode zu deren Steuerung angeschlossen ist, um sie in der Hinlaufperiode zu sperren und in der Rücklaufperiode zu öffnen.
12. Ab lenkkreis nach Anspruch ll_p gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Kondensator, der an das eine Ende des Ausgangskreises angeschlossen ist.
13. Vertikalablenkkreis, gekennzeichnet durch einen Gegentakt-Ausgangsverstärker mit Eintaktausgang, zwei Spannungsquellen, wobei die zweite eine Spannung mit einem höheren Absolutwert als die erste hat, eine Schalteinrichtung, um die erste Spannungsquelle, die während der Hinlaufperiode die Vorspannungsquelle der Ausgangsstufe ist, während der Rücklaufperiode auf die zweite Vorspannungsquelle umzuschalten.
14. Vertikalablenkkreis, gekennzeichnet durch eine Gegentakt-Ausgangsstufe mit Eintaktausgang, die an die Vertikalablenkspule einer Elektronenstrahlabtastvorrichtung angeschlossen ist, eine Eingangssignalquelle, die der Ausgangsstufe ein Sägezahnsignal zuführt, eine erste Spannungsquelle, eine zweite Spannungsquelle, deren

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Spannung einen höheren Absolutwert als die der ersten Spannungsquelle hat, eine Einrichtung, um die Ausgangsstufe während der Hinlaufperiode von der ersten Spannungsquelle und während der Rücklaufperiode von der zweiten Spannungsquelle aus vorzuspannen, und eine Schalteinrichtung, um von der- einen auf die andere \ Vorspannungsquelle umzuschalten.

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