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Spannungsgesteuerter Oszillator.
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Für diese Anmeldung wird die Priorität aus der entsprechenden U.S.
Anmeldung Ser. No. 105 538 vom 11. Januar 1971 in Anspruch genommen.
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Die Erfindung bezieht sich auf einen spannungsgesteuerten Oszillator
von insbesondere integrierter Ausführung, der in einer phasenstarren Schleife verwendbar
und temperaturstabil ist und einen elektronisch gesteuerten Nachführbereich aufweist.
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Bei bekannten spannungsgesteuerten Oszillatoren läßt sich Ausgangssignalfrequenz
des Oszillators von einem mittleren Frequenzwert aus nach unten auf den Wert null
oder auf die diesem Mittelwert gegenüber doppelte Frequenz verändern. Bei Verwendung
in einer phasenstarren Schleife ergibt sich daher für die Schleifeneigenschaft ein
sehr breiter Nachführbereich. Bei manchen Anwendungen ist es wünschenswert, diesen
Bereich zu begrenzen und elektronisch zu steuern.
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Starke Temperaturschwankungen können jedoch auch bei begrenztem Nachführbereich
zu sehr starker Trift führen.
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Daher ist ein Ausgleich für Temperaturtrift erforderlich, insbesondere
wenn die ganze Schaltung integriert ist.
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Der Erfindung liegt daher ganz allgemein die Aufgabe zugrunde, einen
verbesserten spannungsgesteuerten Oszillator zu schaffen, der sich insbesondere
zur Integration und Verwendung in einer phasenstarren Schleife mit einem begrenzten
und elektronisch gesteuerten Nachführbereich eignet und temperaturstabil ist.
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Der zu diesem Zweck vorgeschlagene spannungsgesteuerte Oszillator,
der auf die Größe eines Eingangssteuersignals ansprechbar ist und zum Erzeugen eines
Ausgangssignals mit einer zu dieser Größe in Beziehung stehenden Frequenz dient,
ist erfindungsgemäß gekennzeichnet durch eine Halbleiterunterlage, einen Multivibrator
mit einem zeitbestimmenden Kondensator und eine zur Veränderung der Ausgangssignalfrequenz
in Abhängigkeit von dem Eingangssteuersignal dienende Vorrichtung mit einer in die
Ünterlage integrierten, mit dem Kondensator gekoppelten, auf das Steuersignal ansprechbaren
und zur Veränderung der Größe des in den Kondensator eingekoppelten Stroms dienenden
veränderlichen Stromquelle, sowie einer in die Unterlage integrierten und mit dem
Kondensator gekoppelten Konstantstromquelle.
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Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung kann ein in die Unterlage
integriertes und zur Vorspannung der Konstantstromquelle dienenden temperaturabhängiges
Netzwerk vorgesehen sein.
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Die Erfindung wird im nachfolgenden anhand des in den Zeichnungen
dargestellten Ausführungsbeispiels näher
erläutert.
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Fig. 1 ist ein schematisches Blockschaltbild einer phasenstarren
Schleife nach der Erfindung.
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Fig. 2 ist eine vereinfachte schematische Schaltung eines spannungsgesteuerten
Oszillators, der einen Teil der Fig. 1 darstellt.
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Fig. 3 ist eine vereinfachte schematische Schaltung eines Teils der
Fig. 1.
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Fig. 4 zeigt schematisch Einzelheiten der Schaltung von Fig. 1.
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Fig. 5 ist ein typischer Querschnitt durch die Schaltung der Fig.
4 in integrierter Bauweise.
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Das in Fig. 1 dargestellte Blockschaltbild zeigt eine phasenstarre
oder -verriegelte Schleife. Eine derartige Vorrichtung in integrierter Ausführung
ist in einer weiteren Patentanmeldung derselben Anmelderin mit dem Akt.Z.
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P 19 37 421.1 und dem Titel "Integrierte frequenzselektive Schaltung
und Demodulator" in größeren Einzelheiten beschrieben.
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Die Schleife besteht aus drei Hauptbestandteilen.
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Ein Phasendetektor oder -vergleicher 10 ist in Reihe mit einem Tiefpaßfilter
11 geschaltet, das ein tonfrequentes Ausgangssignal liefert, welches als FM-Ausgang
bezeichnet ist. Dieses Ausgangssignal wird vermittels eines innerhalb der Schleife
liegenden Verstärkers 12 und eines zweiten Verstärkers 13 verstärkt. Der tonfrequente
Ausgang des Verstärkers 12 wird in einen Begrenzer 14 eingekoppelt,
dessen
Ausgang wiederum einem spannungsgesteuerten Oszillator 16 zugeführt wird. Die Frequenz
des spannungsgesteuerten Oszillators steht in Beziehung zur Größe der Eingangssteuerspannung
des Filters 11. der spannungsgesteuerte Oszillator 16 weist eine Ausgangsklemme
für seine Schwingfrequenz auf, die als Ausgang V (t) des spannungsgesteuerten Oszillators
bezeichnet und mit dem Phasenvergleicher 10 verbunden ist.
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Der Phasenvergleicher 10 vergleicht die Phase des Eingangssignals
am Eingang 10 mit der Phase des Ausgangssignals V (t) des spannungsgesteuerten Oszillators.
Die Ausgangsspannung des Phasenvergleichers in der Leitung 17 ist ein Maß für die
Phasendifferenz zwischen den beiden an den Vergleicher angelegten Eingangssignalen.
Wenn beide Signale gleiche Frequenz aufweisen, ist die Fehlerspannung proportional
der Phasendifferenz. Auf diese Weise wird das demodulierte FM-Ausgangssignal erhalten.
Der Begrenzer 14 dient in der nachstehend beschriebenen Weise zur Begrenzung des
Nachführbereichs des spannungsgesteuerten Oszillators in der phasenstarren Schleife
und stellt einen integrierten Bestandteil des phasengesteuerten Oszillators dar.
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Die in Fig. 1 dargestellte Schaltung eignet sich auch zur Demodulation
von AM-Signalen durch Hinzufügung eines Phasenverschiebungskreises wie in einer
weiteren Patentanmeldung derselben Anmelderin mit dem Titel "Amplitude Demodulator
Using A Phase Locked Loop"
(Amplitudendemodulator mit phasenstarrer
Schleife) Akt.Z.
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Ser. No. 800 998 vom 20. 7. 1969 beschrieben ist.-Der spannungsgeregelte
Oszillatorteil der phasenstarren Schleife ist in größeren Einzelheiten in Fig. 2
dargestellt und als nichtsättigender, emittergekoppelter Multivibrator ausgelegt.
Diese Schaltungstopologie wird aufgrund ihres guten Frequenzverhaltens und der linearen
Spannungs-Frequenz-Umwandlungseigenschaften gewählt. Fig.2 stellt natürlich einen
vereinfachten Schaltungsplan dar.
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Die Rückkopplungsverstärkungsstufe des Oszillators wird von den Transistoren
Q11 und Q12 gebildet, die kreuzweise mit den Puffer-Emitterverstärkerstufen Q10
und Q13 gekoppelt sind. Die Schwingfrequenz wird durch die Aufladung und Entladung
eines zeitbestimmenden Kondensators Co durch zwei Sätze symmetrischer Stromquellen
12, I5 und I 16 bestimmt. Der Ausgang des spannungsgeregelten Oszillators wird an
den Kollektoren der Transistoren Q11 und Q12 in der Form einer symmetrischen Rechteckwelle
mit einem Spitzenamplitudenhub Vbe erhalten, welcher der Basis-Emitter-Spannungsabfall
der Schaltungstransistoren ist. In Fig. 2 sind diese Ausgangsklemmen mit B und D
bezeichnet und liefern die Spannung Vo(t), welche dem Phasenvergleicher 10 der Fig.
1 zugeführt wird.
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Die diodengeschalteten Transistoren Q8 und Q9 dienen als Kollektorlasten
für Q11 und Q12 und machen daher die Ausgangsamplitude -unabhängig von den Absolutwerten
der Ströme 12 und 1 Die Fehlerspannung Vd der phasenverriegelten
Schleife
wird differential an die Steuerklemmen E und F angelegt. Diese Steuerspannung steuert
die Schwingfrequenz durch Aufteilung des mit IT bezeichneten Gesamtsteuerstroms
auf die spannungsgesteuerten Quellen I1, I2 und 1 Der Gesamtstrom IT stellt daher
seinem Wesen nach eine gemeinsame Konstantstromquelle dar, die von einem Stromteilernetzwerk
mit den drei Zweigen I1, 12 und 13 gespeist wird. Wie durch die Vorzeichen angezeigt
ist, wird Vd an die Stromquelle I1 in entgegengesetzter Richtung zu 12 und 13 angelegt
und verändert daher den Strom differential im entgegengesetzten Sinn. Wie durch
die in Klammern angegebenen Ströme (I) angedeutet ist, wird der Gesamtstrom IT im
wesentlichen stets auf dem Wert (4I) gehalten, wobei 11 gleich (21) und 12 und I3
jeweils gleich (I) entsprechen.
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Dadurch wird die Temperaturstabilität der Schaltung erhalten. Diese
Differentialtechnik ist in einer weiteren Patentanmeldung derselben Anmelderin mit
dem Titel ~Phasenverriegelte Schleife mit spannungsgeregeltem Oszillator", Akt Z.
P 19 44 138.4 offenbart.
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Die Stromquellen I4 und 17 liefern Vorspannungsströme für die in
Kaskadenschaltung geschalteten Transistoren Q11 und Q12 der Multivibratorschaltung
Q10 - Q13.
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Eine zwischen den Klemmen H und J liegende temperaturabhängige Gleichstrom-Vorspannungsquelle
ist mit VX(T) be zeichnet und ist mit den Konstantstromquellen I5 und 16 gekoppelt,
die ihrerseits mit dem Kondensator Co gekoppelt sind. Die Vorspannungsquelle V (T)
bewirkt, daß die
Quellen I-5 und I6 die gleiche Temperaturabhängigkeit
wie Vbe haben. In erster Näherung wird daher die Schwingfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators unabhängig von der Temperatur, da
Die nachstehende Analyse zeigt insbesondere, daß aufgrund der Tatsache, daß die
Fehlerspannung Vd der Schleife nur einen Teil der frequenzbestimmenden Stromquelle
(d.h. Ii, 12 und 13) und nicht die Vorspannungsquellen I5 und I6 steuert, die größte
auf V zurückzuführen-16 die d de Frequenzabweichung des spannungsgesteuerten Oszillators
begrenzt ist auf
In dieser Gleichung ist Af die versuchte Abweichung aufgrund einer Veränderung von
Vd, fO ist die ungefähre Änderung der Eigenschwingfrequenz des spannungsgesteuerten
Oszillators und stellt V (t) dar und 12 und 15 sind natürlich jeweils die veränderliche
Stromquelle und die konstante Vorspannungsstromquelle. Aufgrund der symmetrischen
Eigenschaften der Schaltung, I I, und 12 und 16 brauchen die anderen Stromquellen
in der Gleichung (2) nicht berücksichtigt zu werden. Aus der vorstehenden Gleichung
geht außerdem hervor, daß die Naximalabweichung und damit der maximale Nachführbereich
der Schaltung durch Steuerung der Maximalgröße von 12 verändert werden kann.
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Insbesondere läßt sich durch Veränderung des Werts von 12
Af/fo
von 1 bis zu 30 % von f verändern. Das erfolgt vermittels eines äußeren Potentiometers,
das in Fig. 4 dargestellt und weiter unten beschrieben ist.
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Zur Verringerung innerer Trift des spannungsgesteuerten Oszillators
sind die Stromquellen 15 und I6, welche in der vorstehend beschriebenen Weise den
Nachführbereich des spannungsgesteuerten Oszillators begrenzen, durch die temperaturabgeglichene
Vorspannungsquelle V (T) vorgespannt. Ein vereinfachter Schaltungsplan der temperaturabhängigen
Schaltung ist in Fig. 3 dargestellt. Die Halbleiterdioden weisen ganz allgemein
eine festgelegte und genau bekannte Temperaturtrift der Diodenanschaltspannung auf,
die dicht bei - 2 mV/°C liegt. Die mit dieser genau bekannten Trift arbeitende Schaltung
der Fig. 3 bildet eine abgeglichene Brücke, so daß die Widerstände Rx2> Rx3 und
Rx4 gleich sind. Außerdem wird der Abgleich der Brücke durch Einstellung des Zweigstroms
IA durch RX2 und die diodengeschalteten Transistoren QA und QB gleich dem Zweigstrom
1B durch die Widerstände Rx3 und Rx4 geteilt, und diese Ströme werden gleich der
Funktion der Diodenanschaltspannung 2# gemacht entsprechend der Formel 1A = 1B =
2# = 2# (3) Rx2 Rx4 Mit den beiden diodengeschalteten Transistoren QA und QB ist
daher der Strom durch die beiden Spannungsabfälle 2# an den Transistoren bestimmt.
Die in Fig. 3 dargestellte abgeglichene Brücke weist außerdem einen mittigen Zweig
auf,
der aus den in Reihe geschalteten Widerständen Rx5 und RX6 besteht, die an einem
mittigen Abgriff die Vorspannung V (T) liefern. Wenngleich in dieser Schaltungsdarstellung
nur der Zweig IA der Brücke in Reihe geschaltete Dioden QA und QB aufweist, kann
auch der Widerstand Rx3 entsprechend der in gestrichelten Linien dargestellten Schaltung
21 durch zwei gleichartige Dioden ersetzt werden.
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Dadurch würde im Gegensatz zu dem Temperaturkoeffizienten null, der
sich mit den beiden Widerständen RX3 und Rx4 ergibt, ein positiver Temperaturkoeffizient
an den Punkt 22 angelegt werden. An dem anderen Verbindungspunkt 23 des #mittleren
Zweiges zwischen Rx2 und den diodengeschalteten Transistoren QA und QB beträgt der
Temperaturkoeffizient - 4 mV/OC. Das ergibt sich aus der vorstehend erwähnten bekannten
Temperaturtrift der beiden Dioden.
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Da die Ströme 1A und IB gleich sind, sind auch# die Potentiale an
den Punkten 22 und 23 einander gleich. Somit fließt im wesentlichen kein Strom durch
den mittigen Zweig RXE, RX6. Die Spannung an Punkt 24 hat den gleichen Wert wie
die an den Punkten 22 und 23> wobei jedoch durch geeignete Wahl der Widerstände
Rx# und RX6 der Temperaturkoeffizient von - 4 mV/°C zu null verändert werden kann.
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Anders ausgedrückt, wenn RX5 einen Widerstandswert null aufweist,
beträgt der Temperaturkoeffizient - 4, und wenn Rx5 vorgegeben ist und RX6 einen
Widerstandswert null aufweist, liefert ein Spannungsabgriff an dem Verbindungspunkt
22 einen Temperaturkoeffizienten null. Bei Verwendung
der Schaltung
21 hat natürlich der Punkt 22 einen positiven Temperaturkoeffizienten von + 4 mV/0C.
Dieses Temperaturnetzwerk gestattet daher einen vollen Ausgleich für jede mit diesem
gekoppelte Vorrichtung 16.
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Die Schaltung der Fig. 3 weist außerdem eine Lawinen- oder Avalanche-Diode
ZO und die zwischen Masse und +Vcc in Reihe geschaltete Diode D auf, durch welche
0 eine temperaturabgeglichene Bezugsspannung erhalten wird die den Konstantstrom
10 unabhängig von Schwankungen von +Vcc liefert. Der Schaltplan der in Fig. 1 dargestellten
phasenstarren Schleife in Verbindung mit dem spannungsgesteuerten Oszillator und
der Temperaturabgleichsschaltung ist in Fig. 4 dargestellt. Die den Blöcken der
Fig. 1 entsprechenden grundlegenden Funktionsblöcke sind in diesem Schaltplan durch
gestrichelte Linien angedeutet. Die mit Ziffern versehenen rechteckigen Kästchen
entsprechen Kontaktanschlüssen auf der integrierten Schaltungsunterlage.
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Fig. 4 stellt daher die praktische Ausführungsform der integrierten
Schaltung dar, die außerdem in Fig. 5 in einem repräsentativen Querschnitt gezeigt
ist.
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Fig. 5 zeigt einen Transistor mit dielektrischer Isolation, der in
eine p-Unterlage eindiffundiert ist.
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Basis, Emitter und Kollektor des Transistors sind angegeben und die
dielektrische Isolation ist durch die Siliziumdioxid-Sperrschicht angedeutet. Außerdem
zweigt der Querschnitt einen typischen Widerstand aus einer einzigen p-Diffusion
in der n-Schicht und ebenfalls in der Nähe
einer dielektrischen
Sperrschicht.
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Sämtliche in Fig. 4 dargestellte Schaltungselemente sind mit Ausnahme
der an die Kontaktkissen angeschlossenen Elemente integriert. Insbesondere ist ein
veränderlicher Kondensator C mit den Kontakten 1 und 2, der Filter 11 0 mit den
Kontakten 18 und 19, die Spannungsquelle +Vcc mit dem Kontakt 20 und das Steuerpotentiometer
mit dem Kontakt 11 verbunden. Der übrige Teil der Schaltung ist auf einer einzigen
Unterlage integriert; welche die Abmessungen 1,701 x 1,905 mm (67 x 75 mils) aufweist.
In der Praxis werden dieelektrische Isolationstechniken entsprechend Fig. 5 angewandt.
Außerdem kann Diffus ions isolation unter Verwendung einer Epitaxialschicht ebenfalls
zur Anwendung kommen.
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Der Vergleicher 10 und der Verstärker 12 (Fig.1) sind in einem Block
zusammengefaßt. Der Transistor Q30 bildet eine Stromquelle, welche die Eingangstransistoren
Q25 und Q26 speist. Das Eingangssignal wird netweder differential oder einpolig
(single endedly) an die mit den Basen der Transistoren gekoppelten und als Kontakte
16 und 17 bezeichneten Eingangsklemmen angelegt. Dieses Signal steuert die Aufteilung
des Stroms von Q30 auf die Transistoren Q25 und Q26. Die Eingänge 16 und 17 des
Vergleichers 10 werden intern durch einen geregelten Vorspann-Bezugswerttransistor
Q27 über die Widerstände R20 und R21 vorgespannt. Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators
16 erscheint an den Leitungen B und D, die jeweils mit den Basen der Transistorpaare
Q21> Q24 und Q22, Q23 gekoppelt sind. Der Eingang in den Leitungen B und D weist
eine ausreichende Größe auf, um diese Transistorpaare abwechselnd an- und abzuschalten.
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Das Filter 11 besteht aus Widerständen und Kondensatoren R1 bzw. C1
von gleichen Werten, die jeweils mit dem Kontakt 18 bzw. 19 und über diese mit den
Transistorpaaren verbunden sind. Im Betrieb als Phasendetektor erzeugt der Vergleicher
10 eine Differentialfehlerspannung an den Ausgangsklemmen L1 und L2, die proportional
ist dem Kosinus der Phasenwinkeldifferenz zwischen dem Eingangssignal an der Klemme
10 und der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators. Die jeweils aus
Kondensator C1 und Widerstand R1 gebildeten Tiefpaßfilter befinden sich außerhalb
der integrierten Schaltung und sind mit den Kontakten 18 bzw. 19 verbunden. Da die
Schaltung einen Differentialausgang liefert, wird für jeden Ausgang ein derartiges
Tiefpaßfilter benötigt.
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Der spannungsgesteuerte Oszillator 16 umfaßt aus praktischen Gründen
das Temperaturabgleichsnetzwerk und die verschiedenen Vorspannungs-Stromquellen
des spannungsgesteuerten Oszillators, nämlich 14, I5, I6 und I7, welche jeweils
von den Transistoren Q14> QIS, Q38 bzw. Q18 gebildet werden. Die gesteuerten
Stromquellen I1, I2 und I welche die Frequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
als Funktion der an die Klemmen E und F angelegten Steuerspannung
steuern,
bestehen jeweils aus den Transistoren Q35 und Q36 für I1, dem Transistor Q16 für
I2 und dem Transistor Q17 für 13.
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Die phasenstarre Schleife wird dadurch vervollständigt, daß die Ausgänge
L1 und L2 des Vergleichers 10 zu den Eingängen des spannungsgesteuerten Oszillators
in den Leitungen E und F durch Kopplungs-Emitterverstärker (level shifting emitter
followers) Q31 und Q32 und Lawinendioden Q33 und Q34 und die mit diesen jeweils
in Reihe geschalteten Widerstände R27 bzw. R28 rückgekoppelt sind.
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Bei der Pegelwertverschiebung wird der Fehlersignalausgang des Vergleichers
10 durch die von den Widerständen R27, R29 und R28, R30 des Koppelnetzwerks gebildeten
Widerstandsteiler gedämpft.
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Der demodulierte Ausgang für frequenzmodulierte Signale wird an dem
Kontakt 14 durch den Ausgangswiderstand R32 abgegriffen.
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Der Phasenvergleicher 10 und der spannungsgesteuerte Oszillator 16
sind durch einen internen Spannungsregler vorgespannt, der durch den Transistor
QO gebildet ist, welcher durch eine aus den sämtlich als Dioden geschalteten Transistoren
Q1 bis Q4 bestehende Spannungsbezugswertstrecke vorgespannt ist. Somit ist die Spannung
an den Widerständen R22 und R23 des Vergleichers 10 auf beispielsweise 14 Volt festgelegt
und an unabhängig von der Spesespannung. In entsprechender Weise werden die positiven
Spannungen des spannungsgesteuerten Oszillators 16
an den Basen
der Transistoren Q8 und Q9 durch die vorgenannte Bezugswertstrecke vermittels des
als Zenerdiode geschalteten Transistors Q7 erhalten.
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Das in Fig. 3 in vereinfachter Form dargestellte Temperaturabgleichsnetzwerk
weist außer dem mittigen Abgriff, der aus dem Kontakt 9 zwischen RX5 und RX6 besteht,
einen mit der linken Seite des Widerstandes Rx5 verbundenen Kontakt 8 und einen
mit der rechten Seite des Widerstandes Rx6 verbundenen Kontakt 10 auf. Somit wird
der Temperaturkoeffizient der Vorspannung an den Kontakten 8, 9 und 10 mit höheren
Kontaktnummern fortschreitend stärker positiv.
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Bei der hier dargestellten Schaltung ist der mit H1 bezeichnete Kontakt
8 mit dem mit H2 bezeichneten Kontakt 7 im mittigen Teil des spannungsgesteuerten
Oszillators verbunden. Somit wird bei dieser Ausführungsform ein stärker negativer
Temperaturkoeffizient erhalten. In Abhängigkeit von der jeweiligen Schaltung, dem
Integrationstyp und anderen Faktoren kann es jedoch erforderlich sein, die Kontakte
9 oder 10 zu verwenden. Das läßt sich jedoch erst nach Herstellung der Schaltung
ermitteln. Entsprechend der Erfindung kann die Umschaltung von einem Temperaturabgleichskoeffizienten
zu einem anderen Koeffizienten erfolgen, ohne daß sich dadurch eine Änderung des
Spannungswerts ergibt.
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Die diodengeschalteten Transistoren Q19 und Q20 sind äquivalent der
Diode Do der Fig. 3. Der zenerleitende
Diodentransistor QO ist
äquivalent der Zenerdiode ZO der Fig. 3.
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Wie im vorstehenden anhand Gleichung (2) ausgeführt, ist der maximale
Nachführbereich des spannungsgesteuerten Oszillators selbstverständlich durch das
Verhältnis von 12 und 15 begrenzt. Dieser Maximalbereich läßt sich jedoch durch
eine mit dem Kontakt 11 verbundene äußere Sperrbereichssteuerung elektronisch steuern.
Diese ist hier in der Form eines Potentiometers 31 dargestellt, das ziwshen Masse
und +V geschaltet und mit seinem becc weglichen Abgreifer mit dem Emitter des Transistors
Q28 verbunden ist, welcher die Stromquelle 1T für d#en spannungsgesteuerten Oszillator
16 bildet. Ein auf diese Stromquelle aufgedrückter Strom verringert den Begrenzerschwellwert
und damit auch den Nachführbereich des spannungsgesteuerten Oszillators, während
durch eine Stromentnahme der Begrenzerschwellwert gesteigert wird.
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Durch die Erfindung ist somit ein spannungsgesteuerter Oszillator
geschaffen worden, der sich insbesondere für eine phasenstarre Schleife eignet und
einen elektronisch gesteuerten Nachführbereich und Temperaturabgleich aufweist.
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- Patentansprüche: -