DE19610994A1 - Entwicklung eines Motortreibers mit digital erzeugter SINUS-PWM - Google Patents

Description

1 Einleitung

Die Motoren, die im DVC Projekt zum Antrieb der Videokopftrommel verwendet werden, sind dreiphasige, fremdkommutierte Synchronmotoren. Es hat sich gezeigt, daß einfache Antriebskonzepte mit rechteckförmiger Ansteuerung der drei Motorstränge nicht ausreichend sind. Auf Grund der mechanischen Konstruktion dieser Motoren (Scheibenläufer mit "Flat-Coil" Stator) werden bei rechteckförmiger Ansteuerung starke Kommutierungsgeräusche induziert, die im Hörbereich liegen und daher nicht toleriert werden können. So ist z. B. die Kommutierungsfrequenz bei einer Motorausführung mit zwei Polpaaren und bei Nenndrehzahl gleich 1800 Hz.

Die naheliegende Abhilfe für dieses Problem ist bei dreiphasigen Motoren eine sinusförmige Ansteuerung, wie bereits in dem technischen Bericht "Sinusförmige Motorkommutierung für einen Miniaturscanner" ausgeführt wurde. Die Regelung der Drehzahl des Motors erfolgt dabei über eine Regelung der Amplituden der drei Phasenspannungen (Spannungssteuerung des Motors) in linear arbeitenden Endstufen. In Abhängigkeit der Betriebsparameter des Motors kann es dabei zu erheblichen Verlustleistungen in den Endstufen kommen. Insbesondere bei integrierten Treiberkonzepten ist daher die über das IC-Package abführbare Verlustleistung ein bestimmender Faktor für die Leistungsfähigkeit des Treibers.

Ein Ansatz zur Steigerung des Wirkungsgrades von integrierten Motortreibern ist das vor allem in Schaltnetzteilen vielfach angewandte Prinzip der Pulsweiten-Modulation (im folgenden kurz als PWM bezeichnet), d. h. die getaktete Ansteuerung der Endstufen. Wie noch gezeigt wird, sind damit erhebliche Vorteile gegenüber linear betriebenen Endstufen verbunden.

Die Verfügbarkeit von Technologien zur Integration schneller MOS-Schalter zusammen mit CMOS-Komponenten zur Realisierung komplexer Steuerlogik sowie Bipolar-Komponenten für Analogfunktionen auf ein und demselben Silizium (z. B. BCD-Technologie von SGS-Thomson) ermöglicht voll integrierte, verlustarme Lösungen von PWM Motortreiben.

Ziel dieser Studie ist das Aufzeigen eines Konzeptes für einen integrierbaren Motortreiber, der die Vorteile der Sinusansteuerung für den DVC Scannermotor mit den Vorteilen von PWM gesteuerten Endstufen verbindet.

2 PWM Ansteuerung eines Motors 2.1 Prinzip der PWM

Legt man eine Anordnung gemäß Bild 1 in stromlosem Zustand über einen Schalter an eine feste Spannung, so ergibt sich der in Bild 2 dargestellte, aufklingende Stromverlauf, der nach einer Zeit von 5 tau praktisch einen stationären Endwert I₀, bestimmt durch die Betriebsspannung V_cc und den Widerstand R, erreicht. Der umgekehrte, ebenfalls in Bild 2 dargestellte, Stromverlauf ergibt sich, wenn man, ausgehend von einem stationären Strom I₀, die Anordnung in Bild 1 nach Masse schaltet.

Bewegt man nun den Schalter in Bild 1 zwischen V_cc und Masse periodisch mit einer bestimmten Periodendauer T und einem bestimmten Tastverhältnis T_p, so stellt sich ein mittlerer Strom ein, der dem Produkt aus dem Strom I₀ und dem Tastverhältnis T_p entspricht. Oder anders gesagt ergibt sich ein neuer Wert für I₀, entsprechend einer um den Faktor T_p reduzierten Betriebsspannung V_cc.

Die Bilder 3 und 4 zeigen exemplarisch den resultierenden Strom für zwei verschiedene Tastverhätnisse. Die Periode T entspricht in den Bildern der Zeitkonstante "tau". Wählt man nun T«tau, so wird der Rippel des Stroms klein gegenüber seinem stationären Endwert.

2.2 Vorteile der PWM Motoransteuerung

PWM Motortreiber haben gegenüber Motortreibern mit analogen Endstufen eine Reihe von Vorteilen:

• - Die Steuerinformation zur Drehzahlregelung wird von digitalen Controllern in der Regel als PWM- oder PDM-Signal geliefert. Für anlog arbeitende Treiber muß der in diesem Signal enthaltene DC-Anteil von einem Filter rekonstruiert werden, was zu einer zusätzlichen Verzögerung im Regelkreis führt. Ein PWM-Motortreiber kann dagegen das vom Controller erzeugte digitale PWM-Signal direkt an den Motor weitergeben. Der Regelkreis wird dadurch schneller.
• - Die maximale Spannung, die ein analoger (bipolarer) Treiber einem Motor zur Verfügung stellen kann, ist die externe Betriebsspannung minus der Anzahl von U_BE Spannungen, die im Leistungsteil des Treibers notwendig sind. Bei PWM-Treibern vermindert sich die externe Betriebsspannung lediglich um die Spannung, die am RDS_ON der durchgeschalteten Power-MOS Brücke abfällt. Dieser Widerstand liegt in der Größenordnung von 1Ω, so daß bei Betriebsströmen im Bereich von 1A dem Motor bis zu 2 Volt mehr zur Verfügung stehen. Der Motor hat somit in der Anlaufphase ein höheres Drehmoment und kann schneller auf Nenndrehzahl gebracht werden.
• - Bei analogen Treibern ist der Strom, der im Motor fließt gleich dem Strom, den das Netzteil liefert. Bei PWM-Treibern fließt dagegen nur in der aktiven Phase eines PWM-Zyklus Strom aus dem Netzteil in den Motor. Der mittlere Strom aus dem Netzteil ist daher gleich dem Motorstrom multipliziert mit dem Tastverhältnis T_p der PWM. Der Zusammenhang zwischen Motorstrom und Strom vom Netzteil ist im Bild 5 an einem konkreten Beispiel dargestellt (U_drop entspricht der Summe der U_BE in der analogen Endstufe).
• - Besonders beim Leistungsverbrauch im Treiber-IC zeigt sich die Stärke des PWM Konzepts. Bild 6 zeigt dazu ein Beispiel mit dem gleichen Motor, der den Kurven im Bild 5 zu Grunde gelegt wurde. Während im analogen Treiber-IC die volle Differenz zwischen externer Betriebsspannung und der zur Aufrechterhaltung der aktuellen Drehzahl benötigten Motorspannung über der Endstufe abfällt, verbraucht im PWM Treiber-IC nur der kleine Durchschaltwiderstand der MOS-Brücken (RDS_ON) Leistung. Wenn dann der Motor nach Erreichen der Nenndrehzahl im unteren Bereich seiner Kennlinie betrieben wird, was meistens der Fall ist, sinkt der Leistungsverbrauch eines PWM-Treibers auf sehr niedrige Werte ab.

2.3 Sinusförmiges 3-Phasen System mit PWM

Wie bereits gezeigt, erhält man in der Anordnung nach Bild 1 mit getasteter Betriebsspannung eine wirksame Spannung, deren effektiver Wert gleich dem Produkt aus der Betriebsspannung mit dem Tastverhältnis der Chopperfrequenz ist. Wird nun dieses Tastverhältnis sinusförmig moduliert, so erhält man einen sinusförmigen Strom mit einem, dem Verhältnis ωL/R entsprechenden, Phasenwinkel des Stromes zur sinusförmigen Modulation des Tastverhältnisses.

Ein 3-phasiger DVC Scannermotor entspricht in erster Näherung der sternförmigen Verschaltung der Anordnung in Bild 1. Es ergibt sich eine Schaltung nach Bild 7 mit den Motoranschlüssen Phase_U Phase_V und Phase_W. Beaufschlagt man nun die drei Motoranschlüsse mit Spannungen, die sinusförmig gechoppert werden, und deren Modulation um jeweils 120° versetzten ist, so erhält man, wie in Bild 8 dargestellt, in den drei Motorsträngen sinusförmige Ströme, die ebenfalls um je 120° zueinander phasenversetzt sind. Es sei an dieser Stelle besonders darauf hingewiesen, daß es zur Erzeugung dieses Drehstromsystems mit positiven und negativen Strömen keiner negativen Betriebsspannung bedarf. Es entsteht also kein zusätzlicher Aufwand für das Netzteil.

3 Realisierung 3.1 Geforderte Funktionen des Sinus-PWM Motortreibers

Da in der Entwicklungsphase des DVC-Projekts noch Optionen für unterschiedlich konfigurierte 3-phasige Scannermotoren bestehen, soll auch der zu entwickelnde PWM Motortreiber an unterschiedliche Motoren flexibel adaptierbar gehalten werden. Im einzelnen wurden daher folgende Festlegungen zur Funktionalität des Treibers getroffen:

• - Nenndrehzahl des Motors ist 9000 RPM.
• - Die Anzahl der elektrischen Perioden, die ein Motorstrang pro mechanischer Umdrehung durchläuft, entspricht der Anzahl seiner Polpaare. Es sind Scanner Motoren mit 2, 3, 4 oder 6 elektrischen Perioden pro mechanischer Umdrehung möglich.
• - Die Fremdkommutierung des Motors erfolgt durch einen optischen Abtaster. Dieser liefert pro 60° einer elektrischen Periode einen FG-Puls zur Kommutierung, sowie zur Synchronisation der Kommutierung auf die mechanische Position des Rotors einen Puls pro mechanischer Umdrehung. Aus der Festlegung der möglichen Anzahl von Polpaaren ergeben sich daraus 12, 18, 24 oder 36 FG-Pulse pro mechanischer Umdrehung.
• - Der Servo-µP erzeugt in der aktuellen DVC-Applikation eine niederfrequente PWM mit einer Frequenz im Bereich von 1.6 . . . 2.0 Khz und einer Auflösung von 10 Bit. Dieses Signal soll ohne Modifikation auf der Applikationsseite als Eingangssignal vom Treiber genutzt werden.
• - Die hochfrequente Sinus-PWM, die vom Treiber für die Endstufen erzeugt wird, hat ebenfalls eine Auflösung von 10 Bit und ist auf folgende Frequenzen programmierbar
  (ca. Werte): 50 Khz ×1, ×2, ×4.
• - Zur Drehzahlregelung und Umschaltung der Videoköpfe braucht der Servo-µP eine Rückmeldung vom Motor über Drehzahl und Drehwinkel des Rotors. Dazu wird ein Feedback Signal ("Pick-Up Signal") vom Motortreiber zum Servo definiert, das die unten abgebildete Form hat. Dabei gilt: 5 µs < T1 < 10 µs sowie T2 < 100 µs.
• - Die Anzahl der Stützpunkte für den Sinus bezogen auf 360° el. ist auf folgende Werte programmierbar: 24, 36, 48, 60, 72.
• - Für den optimalen Wirkungsgrad des Motors ist die richtige Phasenbeziehung zwischen der mechanischen Position des Rotors und den Phasenspannungen entscheidend. Der Phasenbezug zwischen dem Synchronisationspuls des optischen Abtasters und den Motorspannungen soll daher mit einer Auflösung von 10 el. / LSB programmierbar sein.

3.2 Blockdiagramm des Sinus-PWM Motortreibers

Bild 9 zeigt ein Blockdiagramm des Sinus-PWM Motortreibers. Die einzelnen Funktionsblöcke werden im Anschluß besprochen.

3.3 Beschreibung der Funktionsblöcke des Sinus-PWM Motortreibers 3.3.1 OPTO-Signal Aufbereitung

Ein mit der Rotorachse fest verbundenes Rad mit einer Anzahl von schmalen Stegen sowie einem breiten Steg (optischer Abtaster) erzeugt in Verbindung mit einer Lichtschranke das analoge Signal FG_A. In Bild 10 ist ein Abtaster für einen Motor mit zwei Polpaaren dargestellt. Zwei Komparatoren mit den Schaltschwellen L1 bzw. L2 erzeugen daraus das digitale Kommutierungssignal FG_D und das Synchronsignal SYNC.

Eine Regelschaltung stabilisiert den Signalpegel von FG_A bei Durchlicht (d. h. der Lichtweg wird nicht durch einen Steg unterbrochen) auf einen Referenzwert. Dadurch werden Exemplarstreuungen sowie Alterungs- und Temperatureffekte der Lichtschranke kompensiert. Zu diesem Zweck konnte ein von unserer Gruppe entwickelter PWM Treiber-IC für VCR Anwendungen eingesetzt werden.

3.3.2 Oszillator

Die Mindestfrequenz des Oszillators wird bestimmt durch die PWM-Frequenz und die Auflösung der PWM. Bei einer PWM-Frequenz von 50 Khz bei einer Auflösung von 10 Bit ergibt sich eine Mindestfrequenz des Oszillators von <50 Mhz. Auch ist die notwendige Taktfrequenz für die PWM Meß-PLL in der gleichen Größenordnung. Ein drittes Kriterium für die Taktfrequenz des Oszillators ist die Genauigkeit der Positionen der Sinusstützpunkte, die besser sein sollte als die Toleranzen in der Mechanik des optischen Abtasters.

Auf Grund dieser Überlegungen wurde eine Oszillatorfrequenz von 60 MHz gewählt.

3.3.3 Stützstellen Generator

Zur Erzeugung der sinusförmigen Modulation der PWM wird eine Sinusfunktion mit einer Anzahl von Stützstellen in einem festen Zeitraster abgetastet. Der Stützstellen Generator erzeugt dazu aus den vom optischen Abtaster einlaufenden FG_D Impulsen die Fortschaltimpulse für den in 3.3.4 beschriebenen SINUS Adressgenerator.

Da die PWM ohne Filter direkt auf den Motor gegeben wird, hängt die Qualität der Kurvenform der PWM direkt von der Anzahl der verwendeten Stützstellen ab. Um den Einfluß der Kurvenform auf das Laufverhalten des Motors untersuchen zu können, wurden fünf Möglichkeiten, über Schalter programmierbar, vorgesehen. Eine Übersicht ist in Bild 11 dargestellt.

Das Prinzip der digitalen Frequenzvervielfachung zur Erzeugung der Stützstellen ist schematisch in Bild 12 dargestellt. Dazu wird fortlaufend die Periodendauer T der FG_D Impulse gemessen. Die anschließende Division des Meßwertes durch das Vielfache k der gewünschten Stützstellen­ frequenz und der darauffolgende Vergleich des Ergebnisses mit dem Wert eines synchron zur Periodenmessung mit­ laufenden Zählers liefert die Zeitpunkte für die Stützstellen. Der mitlaufende Zähler wird mit jeder Stützstelle zurückgesetzt.

3.3.4 SINUS Adressgenerator

Für jeden Zeitpunkt wird die PWM der drei Motorstränge, dem 3-phasigen System entsprechend, mit je einem unterschiedlichen Koeffizienten bewertet. Der SINUS Adressgenerator muß also für jede Stützstelle drei Zeiger liefern, die mit einem Versatz von jeweils 120° auf die in einer EPROM-Tabelle abgelegten Sinus-Koeffizienten zeigen. Zur optimalen Einstellung des Motorwirkungsgrades ist der Winkel zwischen Rotor und Motorphasen (Nullphase ϕ₀) über Schalter mit 8 Bit in Schritten von 1° einstellbar. Bild 13 zeigt die Struktur des Adressgenerators, der aus drei gleichartigen Blöcken aufgebaut ist.

Mit dem Synchronisationssignal (SYNC) vom optischen Abtaster, welches der ersten Stützstelle einer Sinusperiode entspricht, lädt der Controller die über Schalter einstellbare Nullphase ϕ₀ in den Accu. Bezogen auf sin(0°) des Motorstrangs U wurde der Einstellbereich von ϕ₀ auf ±128° festgelegt.

Der Fortschaltimpuls (INC) vom Stützstellengenerator veranlaßt den Controller die Berechnung der nächsten Adressen zu starten. Diese Berechnung erfolgt in zwei Schritten. Zunächst wird die zuletzt gültige Adresse, die im Accu gespeichert ist, um eine Konstante Δϕ, entsprechend der Winkeldifferenz der Stützstellen, incrementiert. Im zweiten Schritt wird geprüft, ob die neu berechnete Adresse <360° ist. Wenn dies der Fall ist, erfolgt eine Korrektur durch Subtraktion von 360°.

Die Freigabe der Übernahme der neuen Adresse in das Ausgangsregister durch den Controller hängt davon ab, ob das Signal "Adresse halten" aktiv ist, d. h. ob die alte Adresse momentan noch für die Berechnung eines PWM Wertes gebraucht wird.

Die Wortbreite des Adressgenerators wird bestimmt durch die Beträge der möglichen Winkeldifferenzen zwischen den Stützstellen in Verbindung mit dem Einstellbereich der Nullphase bzw. dessen Winkelauflösung in Grad. So ist z. B. die Winkeldifferenz Δϕ bei 48 Stützstellen pro 360° gleich 7,5°. Da der Verschiebebereich für die Nullphase eine Auflösung von 1° hat, muß der Adressgenerator über den gesamten Winkelbereich von 360° mit einer Auflösung von 0,5° arbeiten. Es sind mithin 720 Adressen, entsprechend einer Wortbreite des Adressgenerators von 10 Bit, notwendig.

3.3.5 PWM Mess-PLL

Mit der Mess-PLL wird die vom Servo-µP erzeugte niederfrequente PWM mit einer Auflösung von 10 Bit ausgemessen. Da die Frequenz der PWM vom µP im Bereich von 1.5 . . . 2.0 KHz liegen kann, wurde eine digitale PLL nach Bild 14 implementiert.

Ein programmierbarer Teiler teilt die 60 MHz Systemfrequenz auf einen Wert, der etwa dem 1000fachen der PWM-Frequenz des µP entspricht. Während der Dauer einer PWM Periode zählt ein Zähler die Anzahl der Impulse f_SC. Mit der steigenden Flanke der nächsten PWM Periode wird verglichen, ob die Anzahl der gezählten Impulse N außerhalb des Fensters 1008<N<1042 liegt. Ist dies der Fall, so zieht der Controller den Teilerfaktor so lange nach, bis N innerhalb des Fensters liegt. Mit den Impulsen f_SC wird nun das Tastverhältnis (duty-cycle) der PWM ausgemessen.

Die Grenzen des Fensters ergeben sich aus Betrachtungen zur Stabilität des Systems. Man erkennt auch, daß die Auflösung der ausgemessenen PWM nicht immer exakt 10 Bit beträgt, sondern in Abhängigkeit von der Eingangsfrequenz an einer bestimmten Stelle innerhalb der Fenstergrenzen liegt. Der Limiter am Ausgang der PLL hat daher die Aufgabe, die gemessenen Werte nach oben auf 10 Bit zu begrenzen. Außerdem fängt er die Fälle von 0% bzw. 100% duty-cycle ab.

3.3.6 Serieller Multiplizierer und EPROM Tabelle

Die mit einer Genauigkeit von 16 Bit in einem EPROM gespeicherte Sinustabelle entspricht einem Modulationshub der PWM von 100%. Da für die Endstufen nur eine Betriebsspannung zur Verfügung steht, muß der Sinus in den positiven Bereich verschoben und auf "1" normiert werden. Die EPROM Tabelle repräsentiert daher die Funktion.

Die Anpassung des Modulationshubs an die vom Servo erzeugte PWM erfolgt durch Multiplikation des in der PWM Mess-PLL ausgemessenen Wertes für das Tastverhältnis (PWM-µP) mit dem gerade aktuellen Abtastwert des Sinus. Da die Sinuswerte der drei Motorstränge um je 120° phasenverschoben sind, müssen bei jeder Berechnung drei Multiplikationen durchgeführt werden.

Die maximale PWM Frequenz der Endstufen ist ca. 230 Khz, entsprechend einer Periodendauer von 4.3 µs. Dies ist zugleich auch die maximale Rate, mit der jeweils drei Multiplikationen zur Aktualisierung der PWM der drei Motorstränge auszuführen sind. Es ist daher in der Realisierung kein aufwendiger paralleler Multiplizierer notwendig. Die in Bild 15 dargestellte Struktur eines seriellen Multiplizierers benötigt bei 60 MHz Systemfrequenz ca. 1.6 µs für die Ausführung aller drei Multiplikationen einschließlich der erforderlichen EPROM Zugriffe und Speicherung der Ergebnisse in den drei Schieberegistern. Es wird dazu ein EPROM mit einer Zugriffszeit von 80 ns eingesetzt.

Die steigende Flanke einer PWM Periode (Start) initialisiert einen neuen Berechnungszyklus. Danach wird das Signal "Adresse halten" aktiviert, damit die Adressen der Sinusstützpunkt, die ja asynchron zur PWM der Endstufen weitergeschaltet werden, solange stabil bleiben, bis die gerade laufenden Multiplikationen abgeschlossen sind. Gleichzeitig wird der aktuelle Meßwert "PWM-µP" im Multiplizierer gelatched.

Zur Berechnung eines neuen PWM Wertes werden zwei Byte, beginnend mit dem niederwertigen Byte für den Motorstrang U, aus der Tabelle gelesen und nach Multiplikation mit dem Wert "PWM-µP" in das entsprechend Schieberegister geschrieben. Ist das höherwertige Byte aus dem EPROM gelesen und in das Parallel/seriell Register geschrieben, wird die Adresse im Adressgenerator über die Steuerleitungen "Adress-MUX" umgeschaltet und während der noch laufenden Berechnung des Wertes PWM_U der Lesezugriff für die Sinuswerte des nächsten Motorstrangs begonnen werden. Entsprechend wird bei der dritten Multiplikation verfahren.

Wie in Kapitel 3.3.4 beschrieben, sind 720 tabellierte Sinuswerte notwendig. Die EPROM Sinus Tabelle hat daher bei einer Auflösung der Tabellenwerte von 16 Bit insgesamt 1440 Einträge, die sequentiell angeordnet sind. Der Wechsel vom niederwertigen auf das höherwertige Byte erfolgt über das LSB der Adresse, die von der Steuerleitung "High/Low Byte" des Controllers bedient wird.

3.3.7 PWM Generator

Der PWM Generator besteht im Prinzip aus einem programmierbaren Teiler, der die drei möglichen PWM Frequenzen aus dem 60 MHz Systemtakt erzeugt, sowie drei Rückwärtszählern, die mit den berechneten PWM Werten aus dem seriellen Multiplizierer geladen werden. Folgende PWM Frequenzen sind programmierbar:

Die steigende Flanke einer PWM Periode übernimmt die Daten aus dem Multiplizierer in die Zähler und geht zugleich als Startsignal an den Multiplizierer für die nächste Berechnung von PWM Werten. Die drei Zähler dekrementieren die geladenen Werte mit dem Systemtakt auf Null herunter und warten dann auf das nächste Ladesignal.

Wie man sieht, ist die volle Auflösung der PWM von 10 Bit zunächst nur bei einer PWM Frequenz von 58.6 KHz möglich. Bei doppelter bzw. vierfacher PWM Frequenz hat man entsprechend nur die Hälfte bzw. ein Viertel der Auflösung zur Verfügung.

Das Problem läßt sich dadurch lösen, daß man z. B. bei vielfacher PWM Frequenz die Rückwärtszähler nur mit den acht MSBs der berechneten PWM Werte lädt und in Abhängigkeit von den Werten der beiden LSBs in den darauffolgenden PWM Zyklen Takte zusätzlich zu den von den acht MSBs vorgegebenen Werten anfügt. In ähnlicher Weise wird bei der doppelten PWM Frequenz verfahren.

3.3.8 Motor-Anlauf Kommutierung und Drehzahlmessung

Zur Erzeugung der Stützstellen und damit für die Funktion der Sinuserzeugung sind FG Pulse vom optischen Abtaster mit einer bestimmten Mindestrate erforderlich. Das bedeutet, daß der Motor aus dem Stillstand auf eine Drehzahl gebracht werden muß, bei der die internen Zähler nicht mehr überlaufen. Der Motorstart erfolgt daher mit rechteckförmiger Kommutierung, die von einem Zähler abgeleitet wird.

Im Motorstillstand erzeugt der Zähler, gesteuert von einem niederfrequenten Startoszillator (ca. 20 Hz), ein langsames Drehfeld, dem der Rotor zu folgen beginnt. Sobald der optische Abtaster ein FG Signal liefert, dessen Frequenz größer als die Frequenz des Startoszillators ist, übernimmt dieses die Fortschaltung der Kommutierung. Mit dem Eintreffen eines SYNC Signals wird die Kommutierung schließlich auf die Rotorposition synchronisiert und der Motor beginnt mit vollem Drehmoment zu beschleunigen.

Ein kompletter Kommutierungszyklus über 360° el. benötigt sechs Takte. Während eines Taktes sind nur jeweils zwei Motorstränge im Eingriff. Die Endstufe für den dritten Strang ist hochohmig geschaltet. Die Spannungen an den Motorsträngen für den Motoranlauf sind in Bild 16 dargestellt. Man erkennt, daß der Motor auch in diesem Fall mit PWM gesteuert wird. In jedem Takt wird einer der Motorstränge an die Betriebsspannung gelegt, während der zweite aktive Strang mit PWM beaufschlagt wird. Es wird hier jedoch die niederfrequente PWM direkt vom µP verwendet, da die hochfrequente PWM erst nach der Umschaltung auf SINUS Betrieb zur Verfügung steht.

Erreicht der Motor eine vorgegebene Drehzahl, die im Block "Drehzahlmessung" festgestellt wird, so wird von Rechteck- auf Sinusbetrieb umgeschaltet. Die Drehzahl, die zur Betriebsumschaltung erreicht werden muß, hängt vom verwendeten Motortyp bzw. von der Anzahl der FG Pulse pro mechanischer Umdrehung ab. Sie liegt bei einem Motor mit zwei Polpaaren bei ca. 6000 RPM, bei Motoren mit höherer Anzahl von Polpaaren entsprechend niedriger. Falls ein Motor zu Testzwecken einmal bei einer Drehzahl betrieben werden sollte, die genau am Umschaltpunkt liegt, könnte dies zu unkontrolliertem Schwingen zwischen den Betriebsarten führen. Um dies zu vermeiden wurde in die Drehzahlmessung eine Schalthysterese von einigen 100 RPM implementiert.

3.3.9 Endstufen und Endstufen-Steuerlogik

Die Leistungsendstufen für die Ansteuerung der drei Motorstränge U,V,W sind zusammen mit der Endstufen Steuerlogik schematisch in Bild 17 dargestellt. Die Steuerlogik hat die Aufgabe, die Signalquellen für die Ansteuerung der Endstufen umzuschalten. In der Anlaufphase des Motors steuern die Kommutierungssignale COM_xx zusammen mit der PWM vom µP die Endstufen. Das PWM Signal ist in diesem Fall auf alle drei Endstufe gleichzeitig geschaltet.

Die Anwahl des Schaltzustandes der MOS-Brücken in den Endstufen geschieht über die Kommutierungssignale COM_xx. Betrachtet man z. B. den Takt mit der Nr. 1 in Bild 16, so erkennt man folgende Schaltzustände der MOS Transistoren. In der Endstufe U ist der obere Transistor durchgeschaltet und versorgt den entsprechenden Motorstrang mit Betriebsspannung. In der Endstufe V ist der untere MOS Transistor aktiv, d. h. er wird mit dem am PWM Eingang der Endstufe anliegenden Signal gechoppert. In der Endstufe W sind beide Transistoren ausgeschaltet und in dem zugehörigen Motorstrang W fließt kein Strom. Die Spannung, die sich an diesem Motoranschluß über den gemeinsamen Sternpunkt der drei Stränge einstellt, ist ein Teil der gechopperten Betriebsspannung, überlagert mit der BEMF.

Im SINUS Betrieb werden die Leitungen der Kommutierungssignale aller drei Endstufen auf feste Pegel geschaltet. Diese Pegel entsprechen den Zuständen der Kommutierungs­ signale COM_V1 und COM_V2 im Takt Nr. 1 nach Bild 16. Die PWM Eingänge werden nun separat von den Signalen "SINUS-PWM U(V;W)" des PWM Generators gesteuert. Die Spannungen an den drei Motorsträngen werden nun sinusförmig moduliert gechoppert (siehe Bild 8).

Für die Endstufen war kein Entwicklungsaufwand zu leisten. Es konnten die bereits in Abschnitt 3.3.1 erwähnten PWM Treiber-ICs eingesetzt werden. Diese Treiber enthalten bereits komplette Ausgangsstufen mit allen dazu erforderlichen Funktionen. Insbesondere sind dies eine Charge-Pump zur Erzeugung der Gate-Spannung für den oberen Brückentransistor sowie eine Treiberstufe zur Steuerung der DMOS Transistoren. Die integrierte Treiberstufe enthält neben der Logik zur Dekodierung der Kommutierungssignale und des PWM Steuereingangs die analogen Gate-Treiber.

3.3.10 Pick-Up Signal Generator

Dieser Block erzeugt das Feedback Signal vom Treiber zum µP zur Drehzahlregelung und Umschaltung der Videoköpfe. Es wird von den Signalen FG_D und SYNC abgeleitet und hat die in Abschnitt 3.1 beschriebene Form. Wichtig ist dabei, daß die Signalform unabhängig vom verwendeten Motor bzw. von der Anzahl der Stege des optischen Abtasters ist. Die vier möglichen Motorvarianten sind daher über zwei Schalter programmierbar.

4 Anmerkungen zur Hardware

Mit Ausnahme der Endstufen und der OPTO-Signal Aufbereitung wurde der Motortreiber als vollsynchrones digitales System realisiert. Auf Grund der hohen Systemfrequenz von 60 Mhz war ein kompaktes, aus wenigen Komponenten bestehendes, Design für eine einwandfreie Funktion unabdingbar.

Sehr gut geeignet für das Design schneller CMOS-Logik sind die mit den entsprechenden Synthesewerkzeugen am Standort verfügbaren EPLDs der Serie MAX®7000 von ALTERA, die für dieses Projekt verwendet wurden. Hierarchisches Design und eine zuverlässige Simulation des Timings der synthetisierten Blöcke werden von diesem CAE System unterstützt. Auf Grund bestimmter Vorzüge wurde als weiteres CAE-Tool die Synthesesoftware LOG/iC® von ISDATA eingesetzt.

Um die Zeitbedingungen (Setup, Hold, etc.) bei 60 MHz einhalten zu können, war es entscheidend, die einzelnen Funktionen so zu strukturieren, daß die Schaltungssynthese keine Kaskadierung von Zellen in den ALTERA Bausteinen erzeugte. Dies hätte bei den zur Verfügung stehenden Laufzeiten von 10 ns (worst case) die Systemfrequenz auf 50 MHz begrenzt. Wo dies nicht möglich war (Addiererfunktionen im Adressgenerator) wurde das größere Delay durch eine diesem Umstand angepaßte Funktion des zugehörigen Controllers kompensiert.

Das gesamte Design konnte in drei Bausteinen vom Typ EPM7160ELC84-10 sowie einem Baustein vom Typ EPM7064LC68-10 untergebracht werden. Für die EPROM Sinus-Tabelle wurde ein 27C256 mit einer Zugriffszeit von 70 ns verwendet.

Der gesamte Aufwand an digitaler Hardware entspricht ca. 7 k Gates. Dieser Aufwand liegt jedoch weit über dem, der bei einer Weiterführung des Projektes zu einem Produkt notwendig wäre. So kann z. B. die Mess-PLL komplett entfallen, wenn der µP die PWM direkt als digitales Signal an den Motortreiber liefert. Weiter Vereinfachungen ergeben sich durch den Wegfall der verschiedenen Optionen bei der Anzahl der Stützstellen usw. Auch der Übergang von der ALTERA Zellenstruktur auf ein Custom-Design wird zu weiteren Einsparungen führen. In erster Näherung kann man wohl mindestens von einer Halbierung des Gesamtaufwandes ausgehen. Eine genaue Abschätzung der benötigten Chipfläche ist zum jetzigen Zeitpunkt jedoch nicht möglich.

Claims (1)

1. Elektronisch kommutierter Elektromotor mit sinusförmigen Erregerstromverlauf dadurch gekennzeichnet, daß für die Drehmomenterzeugung die Motoransteuerung mittels PWM-Signal erfolgt, wobei zur Energieversorgung des Motors eine Gleichstromquelle verwendet wird.