DE3834509B4

DE3834509B4 - Plusdauermodulationssteuersystem und -verfahren für einen Elektronikmotor

Info

Publication number: DE3834509B4
Application number: DE3834509A
Authority: DE
Inventors: Glen Chester Fort Wayne Young
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1987-10-19
Filing date: 1988-10-11
Publication date: 2007-04-26
Anticipated expiration: 2008-10-12
Also published as: US4757241A; CA1290392C; KR970003206B1; JPH01157287A; DE3834509A1; KR890007488A

Abstract

Pulsdauermodulations (PDM)-Steuereinrichtung für einen dreiphasigen Permanentmagnetmotor (M), der aus einer Gleichstromquelle (29) speisbar ist und einen Ständer (13), der mehrere Wicklungsphasen (S1, S2, S3) hat, welche in wenigstens einer vorgewählten Sequenz (CP) in Abhängigkeit eines Positionssignals (55) elektronisch kommutierbar sind, und einen Läufer (15, 17) aufweist, der den Wicklungsstufen (S1, S2, S3) in wahlweiser magnetischer Kopplungsbeziehung zugeordnet ist, wobei jeder Wicklungsstufe eine Anschlussklemme (T1, T2, T3) zugeordnet ist, mit denen eine Leistungsschalteinrichtung (31) verbunden ist, zum wahlweisen Verbinden jeder Anschlußklemme mit der Gleichstromquelle (29) zum Anlegen einer Gleichspannung an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S1, S2, S3) in der vorgewählten Sequenz (CP) und zum Erregen des Elektronikmotors (M) und Drehen des Läufers (15, 17), wobei eine Signalverarbeitungseinrichtung (33) vorgesehen ist, bestehend aus einer Kommutierungssteuerschaltung (57) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31) und Verbinden jeder Anschlußklemme (T1, T2, T3) mit der Gleichstromquelle (29) in Abhängigkeit des PDM-Freigabesignals, sowie...

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Motorsteuersysteme und betrifft insbesondere eine Pulsdauermodulationssteuerung eines elektronisch kommutierten Motors.
Leistungssteuersysteme für elektronisch kommutierte Motoren, sogenannte Elektronikmotoren, die manchmal auch als bürstenlose Gleichstrommotoren bezeichnet werden, können zum Steuern des Motorbetriebes vorteilhafterweise mit Pulsdauermodulation (PDM) arbeiten. Im allgemeinen werden bei solchen Systemen steuerbare Leistungsschaltvorrichtungen wie beispielsweise Leistungstransistoren, Thyristoren oder abschaltbare Thyristoren (GTO) benutzt, die in Reihe zwischen eine Stromquelle und passende Klemmen des Motors geschaltet sind. Bei einem Dreiphasenmotor kann das System eine dreiphasige Brückenanordnung aufweisen, wobei die drei Motorleistungsklemmen jeweils mit einem entsprechenden Zweig der dreiphasigen Brücke verbunden sind. Jeder Zweig der Brücke kann zwei in Reihe geschaltete Schaltvorrichtungen enthalten, wobei mittels einer der Vorrichtungen die Motorklemme mit einer positiven Spannungsquelle zur Zufuhr von Strom zu dem Motor und mittels der anderen Vorrichtung die Motorklemme mit einer negativen Spannungsquelle zum Gestatten des Abfließens von Strom aus dem Motor verbindbar ist. Jede Schaltvorrichtung spricht auf ein Ansteuersignal an, um leitend zu werden und dem Strom zu gestatten, in die zugeordnete Wicklungsphase des Motors zu fließen. Die Ansteuersignale werden bei einem Elektronikmotorsteuersystem an ausgewählte Schaltvorrichtungen derart angelegt, daß die Wicklungen des Motors in einer vorbestimmten Sequenz gespeist werden. In einem PDM-System erzeugt entweder eine Stromüberwachungsschaltung oder eine Spannungssteuerschaltung Ansteuerfreigabesignale, wenn der Motorstrom und/oder die Spannung niedriger als ein vorbestimmter Wert ist. Das Ansteuerfreigabesignal, welches das pulsdauermodulierte Signal ist und im folgenden als PDM-Freigabesignal bezeichnet wird, gestattet, die Ansteuersignale an die passenden Schaltvorrichtungen anzulegen. Durch Beseitigen des PDM-Freigabesignals wird das Anlegen der Ansteuersignale an die Leistungsschaltvorrichtungen blockiert.
Die Pulsdauermodulation des Ansteuerfreigabesignals kann zum Bilden einer mittleren Spannung oder eines gewünschten Motorstroms benutzt werden. Da das Motordrehmoment eine Funktion des Motorstroms ist, kann das Drehmoment gesteuert werden, indem der Strom eingestellt wird, solange eine ausreichende Spannung verfügbar ist. Da die Motordrehzahl eine Funktion der mittleren Motorspannung ist, kann die Drehzahl durch Einstellen der mittleren Spannung gesteuert werden, solange eine ausreichende Stromstärke in den Leistungsvorrichtungen verfügbar ist. In Systemen, in denen die Pulsdauermodulation zur Spannungssteuerung benutzt wird, wird die an eine Last angelegte Spannung durch das PDM-Tastverhältnis multipliziert mit der verfügbaren Versorgungsspannung definiert. Die Schaltfrequenz, d.h. die Taktzeit, ist im allgemeinen konstant, so daß die Spannungseinstellung nur eine Bestimmung des Verhältnisses der Zeit des leitenden Zustands zur Zeit des nichtleitenden Zustands während jedes Zyklus erfordert.
PDM-Systeme, bei denen der Strom eingestellt wird, erfordern das ständige Überwachen des Laststroms, um eine unkontrollierte Umschaltung mit hoher Frequenz zu vermeiden, oder haben eine Diskontinuität im Steuerausgangssignal, wenn sich der Laststrom dem eingestellten Wert nähert, oder ergeben keinen gleichmäßigen Übergang von einer Stromsteuerungsbetriebsart auf eine Spannungssteuerungsbetriebsart. Wenn der Laststrom nicht ständig überwacht werden kann, beispielsweise in einem Vollwellenbrückenschaltkreis für einen Elektronikmotor mit Gegen- EMK Läuferpositionsmessung, ist eine Einrichtung zum Steuern des Intervalls der Aus-Zeit oder der Zeit des nichtleitenden Zustands erforderlich, um ein Umschalten mit übermäßig hoher Frequenz zu verhindern. Bei zwei üblichen Verfahren wird entweder ein freilaufender Oszillator oder ein monostabiler Taktgeber benutzt. Der freilaufende Oszillator wird benutzt, um eine feste maximale Betriebsfrequenz festzulegen. Der monostabile Taktgeber wird benutzt, um eine feste Aus-Zeit festzulegen. In der Schaltung, welche eine feste maximale Betriebsfrequenz festlegt, wird ein Flipflop, benutzt, das durch den freilaufenden Oszillator getaktet wird. Der Oszillator erzeugt Taktsignale, welche den PDM-Zyklus festlegen. Diese erstgenannte Schaltung zeigt eine Diskontinuität, wenn der Laststrom nahe einem eingestellten Wert ist, da das PDM-Freigabesignal fast in Koinzidenz mit den Oszillatortaktsignalen auftreten und dazu führen wird, daß abwechselnde Zyklen im Aus-Zustand sind. Bei der zweitgenannten Schaltung wird ein monostabiler Taktgeber benutzt, um ein Flipflop zu verriegeln und eine Ansteuerfreigabeverzögerung zu bewirken. Diese zweitgenannte Schaltung erzeugt eine feste Aus-Zeit und ruft ein Problem bei dem Übergang von Strom- auf Spannungssteuerung hervor, da die Spannungssteuerung im allgemeinen ein festes Integrationsintervall zum Bilden eines Zeitintegrals der an eine Last, z.B. einen Elektronikmotor, angelegten Spannung erfordert.
Jede dieser Schaltungen hat ihre Vorteile und Nachteile. Der Oszillator mit fester Frequenz ist die beste Einrichtung zur Steuerung der mittleren Spannung; wenn jedoch keine anderen Einrichtungen vorhanden sind, erzeugt diese Art der Steuerung eine Diskontinuität im Steuerausgangssignal wie ein Stromregler, wenn sich der Strom dem geregelten Wert auf nahezu 100% Ein-Zeit der festen Periode nähert. Selbst wenn andere Einrichtungen benutzt werden, um die Diskontinuität bei nahezu 100% Ein-Zeit zu vermeiden, ist das Aus-Intervall nicht festgelegt, sondern ist das verbleibende Intervall der festen Periode des Oszillators, was häufig dazu führen wird, daß keine ausreichende Zeit für das Abklingen des induktiven gespeicherten Stroms in der Last verfügbar ist, um ein Dauereinschalten am Beginn der nächsten Oszillatorperiode zu gestatten. Der monostabile Multivibrator mit fester Aus-Zeit ist die beste Einrichtung zur Stromsteuerung; sie ergibt aber keinen gleichmäßigen Übergang auf die Spannungssteuerung und kann bei geringer Belastung zu einer Schaltfrequenz führen, die höher als erwünscht ist.
Die Lösung mit dem freilaufenden Oszillator kann verbessert werden, indem ein Intervall mit fester Aus-Zeit am Ende jedes Oszillatorzyklus eingefügt wird. Durch diese Aus-Zeit wird vermieden, daß das Oszillatortaktsignal und das Ansteuerfreigabesignal nahezu koinzident sind. Das Ergebnis ist jedoch eine Beschränkung der Systemausgangsleistung auf einen Prozentsatz des Zyklus, der durch den Wert der Aus-Zeit eingestellt ist. Da die Zykluszeit fest ist, wird daher das maximale PDM-Verhältnis durch die feste Aus-Zeit festgesetzt.
Es scheint zwar so, daß die oben erwähnten Nachteile beseitigt werden können, indem die Oszillatorfrequenz geändert wird, solche Änderungen können jedoch zu erhöhten Umschaltverlusten (Verlustwärme) in den Leistungsschaltvorrichtungen führen, die durch das PDM-System angesteuert werden, d.h zu höheren Wärmeverlusten verbunden mit höherer Schaltfrequenz. PDM-Systeme mit fester Taktfrequenz werden deshalb bevorzugt, um die Umschaltverluste auf vorbestimmte Maximalwerte zu begrenzen. Schaltungen mit fester Taktfrequenz ergeben jedoch auch ein ungünstiges Verhältnis von Spitzenstrom zu mittlerem Strom in Elektronikmotorsteuersystemen, da die Taktfrequenz nur für einen Betrieb entweder mit niedriger Drehzahl oder mit hoher Drehzahl aber nicht für beides optimiert werden kann.
In einigen Fällen kann die Schaltfrequenz eines PDM-Systems durch die Anstiegs- und Abfallzeit des Laststroms begrenzt werden. In einem Elektronikmotorsystem verändert sich aber die Anstiegs- und die Abfallzeit des Laststroms in einem breiten Bereich als Funktion der Motordrehzahl und ist deshalb zum Begrenzen der Schaltfrequenzen nicht zuverlässig. Selbst wenn die Schaltfrequenzen vorhersagbar wären, würde ein Kurzschluß niedriger Induktanz zu unakzeptablen hohen Umschaltfrequenzen führen.
Ein weiterer Nachteil in Elektronikmotorsystemen ist, daß der Motorkreisstrom zur direkten Beobachtung nicht verfügbar ist, wenn einige der Leistungsschaltvorrichtungen, z.B. die Vorrichtungen an der unteren Schiene in einer Vollwellen-Brückenschaltung, unter PDM-Steuerung umgeschaltet werden. Dieser Nachteil erfordert, daß entweder auf eine PDM-Schaltung mit fester Taktfrequenz oder auf eine Schaltung mit fester Aus-Zeit zurückgegriffen wird, um den leitenden Zustand wiederherzustellen, nachdem ein voreingestellter Maximalstrom das Abschalten der Schaltvorrichtungen bewirkt hat, weil die Größe des Stromabbaus in den Motorwicklungen nicht überwacht werden kann. Eine Schaltung mit fester Aus-Zeit ermöglicht ein zeitgesteuertes Aus-Intervall, das einen optimalen Stromabbau bei einem Betrieb des Motors mit hoher Drehzahl ermöglicht, aber eine zu hohe Umschaltfrequenz bei einem Betrieb des Motors mit niedriger Drehzahl gestattet und daher Schalter mit höherer Wärmekapazität verlangt. Im Vergleich dazu begrenzt eine PDM-Schaltung mit fester Taktfrequenz die Umschaltgeschwindigkeit der Leistungssteuervorrichtungen bei sämtlichen Motordrehzahlen. Bei hohen Drehzahlen erfolgt der Stromabbau in den Motorwicklungen jedoch schnell. Bei einer festen Taktfrequenz wird der Strom auf einen ungeeigneten niedrigen Wert abgesunken sein, bevor ein Schalter wieder leitend gemacht wird.

Aus US 4 642 537 ist ein Steuerungssystem für einen elektronisch kommutierten Motor bekannt. Ein System zur Steuerung der durchschnittlichen Spannung, die zyklisch an die Wicklungen des Motors angelegt wird, enthält eine Schaltung zum Vergleichen einer Funktion der angelegten Spannung mit einem Bezugswert, um das Anliegen der Spannung zu beenden, wenn die Funktion den Bezugswert erreicht.

DE 31 19 161 A1 offenbart einen Vierquadrantensteller zur Ansteuerung einer Motorwicklung mit dem Ziel, die Schalthäufigkeit und damit die Schaltverluste zu verringern.

US 4 544 868 offenbart einen elektronisch kommutierten Gleichstrommotor, bei dem die Beaufschlagungsfrequenz der Statorwicklungen und das Einschaltverhältnis drehzahlabhängig verändert werden, um einen sanfteren Drehmomentverlauf zu erreichen.

DE 35 29 591 A1 offenbart einen Pulswechselrichter, bei dem das Pulsdauerverhältnis aus Meßwerten bestimmt wird, die zu Zeitpunkten mit einer vorgegebenen Phasenlage bezogen auf die Modulationsfrequenz erfasst werden. Um eine möglichst hohe Regelgenauigkeit zu erreichen, ist dabei eine feste Synchronisation von Pulsweitenmodulationsintervall, Regelungstakt und Stromerfassung erforderlich.

Aufgabe der Erfindung ist es, ein pulsdauermoduliertes Leistungssteuersystem für einen Elektronikmotor oder einen anderen Permanentmagnetmotor sowie ein Verfahren zur pulsdauermodulierten Steuerung derselben zu schaffen, welche die oben erläuterten Nachteile und Merkmale sowie weitere Nachteile des Standes der Technik beseitigen.

Diese Aufgabe wird durch eine Pulsdauermodulations-Steuereinrichtung mit den Merkmalen des Patentanspruchs 1 sowie ein Verfahren zur Steuerung einer solchen Einrichtung nach Patentanspruch 6 gelöst, wobei von der aus US 4 642 537 bekannten Merkmalskombination ausgegangen wird, die den Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bildet.

Merkmalen der Erfindung gehören eine verbesserte Einraststeuerschaltung und ein Verfahren zum Verhindern einer EIN-AUS-Diskontinuität in abwechselnden Zyklen, die erzeugt wird, wenn eine PDM-Rückstellung fast in Koinzidenz mit einem PDM-Taktsignal erfolgt; eine verbesserte Schaltung und ein Verfahren zum Begrenzen des Schwingens von PDM-Signalen während eines einzelnen Taktintervalls; eine verbesserte Schaltung und ein Verfahren zum Vergrößern des Verhältnisses von mittlerem Strom zu Spitzenstrom in einem PDM-Elektronikmotor, ohne mit hoher Frequenz zu arbeiten; eine verbesserte Schaltung und ein Verfahren zum Festlegen eines Mindest-AUS-Intervalls in einem PDM-Zyklus; und eine verbesserte Schaltung und ein Verfahren zum Bewirken eines optimalen Stromabbaus bei hoher Motordrehzahl bei gleichzeitiger Blockierung von hohen PDM-Schaltfrequenzen bei niedrigen Motordrehzahlen.

Insgesamt beinhaltet die Erfindung eine exemplarische Ausführungsform eines PDM-Steuersystems für einen Elektronikmotor, d.h. einen elektronisch kommutierten Motor, der aus einer Gleichstromquelle speisbar ist und eine stationäre Baugruppe aufweist, die mehrere Wicklungsstufen hat, welche in wenigstens einer vorgewählten Sequenz elektronisch kommutiert werden können, und eine drehbare Baugruppe, die in gewählter magnetischer Kopplungsbeziehung den Wicklungsstufen zugeordnet ist, wobei jeder Wicklungsstufe eine Klemme zugeordnet ist. In dem Steuersystem wird eine elektronische Schalteinrichtung, die an jede Wicklungsstufenklemme angeschlossen ist, benutzt, um jede Klemme wahlweise mit der Gleichstromquelle zu verbinden, um an wenigstens einige der Wicklungsstufen eine Gleichspannung in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz anzulegen und den Wicklungsstufen den Strom zu liefern, der den Elektronikmotor erregt und die Drehung der drehbaren Baugruppe bewirkt. Das System enthält weiter eine Takteinrichtung zum Liefern von periodischen Taktsignalen zum Festlegen eines Pulsdauermodulationszyklus und eine Signalverarbeitungseinrichtung zum Erzeugen von Umschaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten elektronischen Leistungsschalteinrichtungen zur Erregung, um jede Klemme mit der Gleichstromquelle in der vorgewählten Sequenz zu verbinden. Eine Pulsdauermodulationseinrichtung ist vorgesehen zum Erzeugen eines PDM-Freigabesignals zum Speisen der ausgewählten elektronischen Leistungsschalteinrichtungen in den Pulsdauermodulationszyklen. Eine Stromüberwachungseinrichtung liefert ein erstes Signal, wenn der dem Elektronikmotor zugeführte Strom niedriger als ein vorbestimmter Wert ist, und ein zweites Signal, wenn der dem Elektronikmotor zugeführte Strom größer als der vorbestimmte Wert ist. Eine Logikeinrichtung, die auf das zweite Signal anspricht, beendigt das PDM-Freigabesignal, um dadurch die Ansteuersignale an den elektronischen Leistungsschalteinrichtungen zu beseitigen. In einer Ausführungsform initiiert die Logikeinrichtung die PDM-Freigabesignale bei dem Empfang eines der Taktsignale, die während des Vorhandenseins des ersten Signals aus der Stromüberwachungseinrichtung auftreten. Wenn das Taktsignal während des Vorhandenseins des zweiten Signals empfangen wird, wird das Taktsignal gespeichert, bis das erste Signal erscheint, und wird dann zum Erzeugen der PDM-Freigabesignale benutzt. Bei einer weiteren Ausführungsform spricht die Logikeinrichtung auf die Beendigung eines PDM-Freigabesignals während eines PDM-Zyklus an, um die Takteinrichtung zum Festlegen eines weiteren PDM-Zyklus zurückzustellen, wenn wenigstens ein Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar vorhergehenden PDM-Zyklus-Beendigung verstrichen ist. Bei noch einer weiteren Ausführungsform begrenzt die Logikeinrichtung das Schwingen des PDM-Freigabesignals auf einmal pro Taktintervall. Bei Bedarf enthält die Logikeinrichtung Vorkehrungen zum wahlweisen Festlegen einer Mindestzeitspanne während jedes Taktintervalls, in welcher das PDM-Freigabesignal blockiert werden kann, um ein Mindest-AUS-Intervall für den Stromabbau in jedem Zyklus bereitzustellen.

In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird das Stromüberwachungssystem durch das Hinzufügen eines Spannungssteuersystems zum Einstellen der an den Elektronikmotor angelegten mittleren Spannung verbessert. Das Spannungssteuersystem ist in das Stromsteuersystem integriert und enthält eine Einrichtung zum Beendigen des PDM-Freigabesignals, wenn ein Zeitintegral der an den Elektronikmotor angelegten Spannung einen vorbestimmten Wert erreicht. In einer Spannungssteuerbetriebsart bewirkt die Logikeinrichtung, daß die Mindestzeitspanne oder das Mindest-AUS-Intervall während jedes PDM-Zyklus blockiert wird, wenn das Spannungssteuersystem benutzt wird, um ein PDM-Freigabesignal zu beendigen. In einem System, bei dem sowohl die Stromüberwachungs- als auch die Spannungssteueranordnung benutzt werden, ist auch eine Ereigniszeitsteuereinrichtung vorgesehen zum Rückstellen der Taktoszillatoreinrichtung bei Beendigung eines PDM-Freigabesignals über die Stromüberwachungsvorrichtung, wenn wenigstens ein Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar vorangehenden Beendigung eines PDM-Freigabesignals verstrichen ist. Diese zusätzliche Ausführungsform bietet ein Mindest-AUS-Intervall für optimalen Stromabbau bei hoher Motordrehzahl, blockiert aber eine zu hohe Schaltfrequenz bei niedriger Motordrehzahl.

In einer illustrativen Ausführungsform ist eine Form einer Taktoszillatoreinrichtung dargestellt, die das Rücksetzen der Taktoszillatoreinrichtung aufgrund der Beendigung des PDM-Freigabesignals während eines PDM-Zyklus gestattet. Die Taktoszillatoreinrichtung ist als ein RC-Spannungs integrator dargestellt, der die an den Motor angelegte tatsächliche Spannung verarbeitet, wodurch die Zeitintegralspannung, die an dem Ausgang des Integrators gebildet wird, sowohl als Referenzwert zur Spannungssteuerung als auch als Zeitsteuerwellenform benutzt werden kann. Ein steuerbarer elektronischer Schalter ist mit dem RC-Oszillator verbunden, damit der Oszillator bei der Beendigung des PDM-Freigabesignals rückgesetzt wird. Ein Ereigniszeitgeber liefert eine Darstellung eines Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-Freigabesignals, die mit einem vorbestimmten Referenzwert, welcher ein Mindestzeitintervall angibt, immer dann verglichen wird, wenn das PDM-Freigabesignal durch die Stromüberwachungseinrichtung beendigt wird. Wenn die Zeitintervalldarstellung ein Intervall angibt, das länger als das Mindestzeitintervall ist, wird ein Signal an die elektronische Schalteinrichtung abgegeben, welche mit der RC-Taktoszillatoreinrichtung verbunden ist, um ein Rücksetzen des Taktoszillators zu bewirken. Der Ereigniszeitgeber ist in dem System so angeschlossen, daß ein Rücksetzen aufgrund der Spannungssteuerung nicht ein Rücksetzen der Taktoszillatoreinrichtung bewirkt.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigt
1 ein Blockschaltbild, welches die Hauptkomponenten eines Steuersystems in Kombination mit einem Elektronikmotor zeigt,
2 eine auseinandergezogene perspektivische Darstellung der Hauptelemente eines elektronisch kommutierten Permanentmagnetgleichstrommotors, der durch ein Steuersystem nach der Erfindung steuerbar ist,
3 ein Schaltbild, das die Wicklungsstufen und Klemmen des Motors nach 2 zeigt,
4 ein Blockschaltbild, welches ausführlicher als 1 die Hauptkomponenten eines Steuersystems nach der Erfindung zeigt,
5 ein Diagramm der Ausgangsklemmenspannung über der Zeit zum Veranschaulichen von Spannungswellenformen in einem PDM-Elektronikmotorsystem,
6 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung zum Steuern der mittleren Spannung für ein PDM-Elektronikmotorsystem,
7 ein Blockschaltbild einer PDM-Einraststeuerschaltung in einer Ausführungsform der Erfindung zum Verhindern einer EIN-AUS-Diskontinuität in abwechselnden Zyklen aufgrund von Beinahekoinzidenz der Takt- und der Stromstellsignale,
8 ein Wellenformtaktdiagramm der Einraststeuerschaltung nach 7,
9 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der PDM-Einraststeuerschaltungsanordnung nach der Erfindung,
10 ein Wellenformtaktdiagramm der Einraststeuerschaltungsanordnung nach 9,
11 eine PDM-Oszillatorschaltung, die zur Verwendung bei dem Erzeugen der erforderlichen Taktsignale sowohl in 7 als auch in 9 geeignet ist,
12 ein Wellenformtaktdiagramm der PDM-Oszillatorschaltung nach 11,
13 ein Blockschaltbild eines gesamten PDM-Steuersystems nach der Erfindung, wobei der Hauptteil der 9 und 11 in einer integrierten Schaltung vereinigt worden ist,
14 ein Wellenformtaktdiagramm der Schaltung nach 13,
15 ein Blockschaltbild einer Schaltung in einer Ausführungsform der Erfindung zum Erzwingen eines Rücksetzens des PDM-Oszillators außerhalb der integrierten PDM-Regelschaltung nach 13,
16 ein Wellenformtaktdiagramm für die Schaltung nach 15,
17 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der erfindungsgemäßen PDM-Steuerung zum Festlegen einer Mindestperiode und einer festen Aus-Zeit, und
18 ein Wellenformtaktdiagramm für die Schaltung nach 17.
In den Zeichnungen tragen gleiche Teile gleiche Bezugszeichen.
Die hier angegebenen Beispiele veranschaulichen bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung in einer Ausgestaltung derselben und beschränken den Schutzumfang der Erfindung in keinster Weise.
1 der Zeichnungen zeigt schematisch ein Motorsteuersystem, bei dem die hier beschriebene Erfindung benutzt werden kann. Das System enthält einen elektronisch kommutierten Motor (EKM oder Elektronikmotor) M, der aus einer Gleichstromquelle gespeist wird und gemäß 2 eine stationäre Baugruppe mit einem Ständer oder Blechpaket 13 und eine drehbare Baugruppe mit einem Permanentmagnetläufer 15 und einer Welle 17 aufweist. Der Ständer 13 enthält mehrere (z.B. drei) Wicklungsstufen S1, S2 und S3 (3), die in wenigstens einer vorgewählten Sequenz elektronisch kommutiert werden können, obgleich die Erfindung sich nicht auf diese besondere Anzahl von Wicklungsstufen beschränkt. Ein Satz Klemmen T1, T2, T3 ist gezeigt, wobei wenigstens eine Klemme jeder Wicklungssufe zugeordnet ist.
Wenn die Wicklungsstufen S1, S2, S3 in einer zeitlichen Sequenz gespeist werden, werden Sätze von acht Magnetpolen gebildet, die ein radiales Magnetfeld ergeben, welches sich im Uhrzeigersinn oder im Gegenuhrzeigersinn um die Ständerbohrung bewegt, je nach der gewählten Sequenz oder Reihenfolge, in der die Stufen erregt werden. Dieses sich bewegende Feld schneidet das Flußfeld des Permanentmagnetläufers, was bewirkt, daß sich der Läufer 15 relativ zu dem Ständer 13 in der gewünschten Richtung dreht, um ein Drehmoment zu entwickeln, das eine direkte Funktion der Intensitäten oder Stärken der Magnetfelder ist. Bei Bedarf findet sich eine ausführlichere Beschreibung des Aufbaus des Elektronikmotors M in der US-PS 4 528 485 vom 9. Juli 1985, auf die bezüglich weiterer Einzelheiten verwiesen wird.
Weiter ist hier zwar der Elektronikmotor M zu Erläuterungszwecken dargestellt, es können jedoch andere derartige Motoren mit anderem Aufbau und/oder anderer Wicklungsanordnung in der einen oder anderen Ausgestaltung der Erfindung benutzt werden.
Die Wicklungsstufen des Motors M werden gemäß der Erläuterung in der US-PS 4 654 566 vom 31. März 1987 ohne Bürsten kommutiert, indem die Drehposition der drehbaren Baugruppe oder des Läufers 15 gemessen wird, wenn dieser sich in der Bohrung des Ständers 13 dreht, und elektrische Signale, die als Funktion der Drehposition des Läufers erzeugt werden, benutzt werden, um sequentiell eine Gleichspannung an jede der Wicklungsstufen in unterschiedlichen vorgewählten Folgen oder Sequenzen anzulegen, welche die Richtung der Drehung des Läufers bestimmen. Das Messen der Position kann durch eine Positionserfassungsschaltung erfolgen, die auf die Gegen-EMK des Elektronikmotors hin ein simuliertes Signal liefert, welches die Drehposition des Motorläufers angibt, um das zeitgerechte sequentielle Anlegen der Spannung an die Wicklungsstufen des Motors zu steuern.
Gemäß 1 wird Strom, den ein 115 V, 60 Hz-Wechselstromnetz oder eine andere geeignete Quelle liefert, durch eine Gleichrichterschaltung 29 gleichgerichtet, die eine Gleichstromquelle darstellt, und an einen Leistungsschaltkreis 31 angelegt, der eine Einrichtung zum Steuern des Anlegens der Gleichspannung an die Wicklungsstufen darstellt, um an denselben eine resultierende effektive Spannung zu erzeugen.
Der Leistungsschaltkreis 31 spricht auf einen Satz Steuersignale aus einer Steuersignalschaltung 33 an und kommutiert die Wicklungsstufen durch Anlegen der Gleichspannung an dieselben in wenigstens einer vorgewählten Sequenz, um die Drehung des Läufers 15 zu bewirken. Die Steuersignalschaltung 33 bildet daher eine Einrichtung, mit deren Hilfe wenigstens eine der Wicklungsstufen des elektronisch kommutierten Motors M gleichzeitig elektronisch kommutierbar ist, indem an dieselbe eine Gleichspannung aus der Stromquelle in der wenigstens einen vorgewählten Sequenz angelegt wird, um das Erregen des elektronisch kommutierten Motors und die Drehung des Läufers 15 zu bewirken. Der Satz Steuersignale der Steuersignalschaltung 33 ist eine Funktion der Läuferposition, welche eine Positionsmeßschaltung 35 liefert, und von ausgewählten Bedingungen und Parametern, wie beispielsweise der angelegten Spannung (wie zum Teil durch ein angelegtes Befehlssignal dargestellt).
Die Positionsmeßschaltung 35 (4) enthält eine Gruppe von Spannungsteilern 51 zum Messen der Klemmenspannungen der Wicklungsstufen, wobei die Klemmenspannungen eine Gegen-EMK und eine Feldzusammenbruchsspannung umfassen, welche durch den Kommutierungsstrom verursacht wird, der endet, bevor die Gegen-EMK erscheint. Das besondere Ausgangssignal der Spannungsteiler, das in irgendeiner besonderen Kommutierungsperiode benötigt wird, ist die Klemmenspannung der einen Wicklungsstufe, an der nicht die Gleichspannung während dieser Kommutierungsperiode verglichen mit dem Nullpunkt N anliegt. Die Klemmenspannung dieser nichterregten Wicklungsstufe wird durch einen Signalselektor 53 gewählt, der auf den besonderen Platz des Systems in der Kommutierungssequenz zu dieser Zeit anspricht, um das gewünschte Ausgangssignal der Spannungsteiler an eine Positionssensorschaltung 55 anzulegen. Die Positionssensorschaltung 55 gibt ein genaueres Signal, das die Winkelposition des Läufers angibt, selbst bei schnellen Motordrehzahländerungen an eine Kommutierungssteuerschaltung 57 ab, deren Ausgangssignale der Satz von Steuersignalen B1, B3, B5, B7, B9, B11 an dem Leistungsschaltkreis 31 sind. Wenn der Läufer eine vorbestimmte Winkelposition erreicht, ändert die Kommutierungssteuerschaltung 57 (vgl. 9 in der US-PS 4 654 566) die Steuersignale, die an den Leistungsschaltkreis 31 angelegt werden, um die Wicklungsstufen zu kommutieren. Die Kommutierungssteuerschaltung 57 hat außerdem ein Eingangssignal aus einer Nichtkommutierungssteuerschaltung 59, von der zu Erläuterungszwecken angenommen wird, daß sie ein Pulsdauermodulationssteuersignal oder PDM-FREIGABE-Signal liefert.
Zum besseren Verständnis der Auswirkung der PDM-Steuerung bei einem Elektronikmotorsystem wird auf 5 Bezug genommen, die eine vereinfachte Ansicht der Klemmenspannungen 101(S1) (gerade endend), 101(S2) und 101(S3) zeigt, welche die Positionssensorschaltung 55 während aufeinanderfolgender Kommutierungsperioden ermittelt. Die Klemmenspannungen werden an den verschiedenen Wicklungsstufen S1, S2 und S3 während jeder zugeordneten Kommutierungsperiode abgenommen, die als sich wiederholend von 0° bis 60° erstreckend dargestellt ist. Unmittelbar anschließend an den Beginn einer Kommutierung bei 0° (Zeit 112) geht die Spannung durch null, während eine Wicklungsstufe S2 in eine Meßverbindung geschaltet wird. Danach folgt ein dargestelltes 10°-Intervall, wenn der Teil 103(S2) der Klemmenspannung 101(S2) dieselbe Polarität wie die erwartete Gegen-EMK 105(S2) am Ende der Kommutierungsperiode hat. Der Teil 103(S2) rührt jedoch nicht von der Gegen-EMK her. Diese Feldzusammenbruchsspannung 103(S2) resultiert aus einem Strom, der in der Wicklungsstufe S2 vorhanden war, während diese in der vorhergehenden Kommutierungsperiode erregt war. Die Feldzusammenbruchsspannung 103(S2) ist zwar so dargestellt, daß sie für 10° andauert, die Winkeldauer ist jedoch tatsächlich sehr motor- und lastabhängig. Die Winkeldauer ist außerdem davon abhängig, welche Transistoren in dem Leistungsschaltkreis 31 pulsdauermoduliert sind, und zwar wegen Differenzen in den Bedingungen, unter denen dem Kommutierungsstrom Energie entnommen wird, um die Feldzusammenbruchsspannung 103 zu erzeugen.
Die Klemmenspannung 101 kann nullspannungs- oder sich null nähernde Ereignisse 120 aufweisen, welche durch die Verwendung der Pulsdauermodulation (PDM) verursacht werden. Wenn die Pulsdauermodulation in Kombination mit einer Reiheninduktivität benutzt wird, um Einschaltstromstöße an den Leistungsschaltern zu begrenzen, kann diese Spannung 120 irrtümlich einen Taktzyklus triggern, bevor die Feldzusammenbruchsspannung zu Ende ist, sofern nicht die Schaltung langsam genug ist, um diesen relativ schnellen Übergangsvorgang zu ignorieren. Üblicherweise wird ein ausreichender Schutz vor Einschaltstromstößen mit einer Drossel erzielt, die einen Übergangsvorgang von weniger als fünf Mikrosekunden Dauer verursacht, der durch die meisten aus diskreten Komponenten aufgebauten Operationsverstärker und Komparatoren ignoriert wird.
Von längerer Dauer sind jedoch sich null nähernde Spannungen, die die Konsequenz des Auswählens eines Leistungsschalters für PDM-Zwecke sind, der der Spannung an der Meßwicklung gestattet, für die Dauer einer PDM-Aus-Periode zusammenzubrechen. Wenn die Leistungsvorrichtung, die abgeschaltet wird, dieselbe Polarität wie die Vorrichtung hat, welche die gemessene Wicklung vor der Kommutierung angesteuert hat, dann besteht die Konsequenz des Abschaltens dieser Vorrichtung darin, daß den Klemmenspannungen von allen drei Wicklungen gestattet wird, auf nahezu dasselbe Potential zu gehen, wenn der Strom in der einen eingeschaltet bleibenden Leistungsvorrichtung und der Rücklaufdiode der abwechselnd gespeisten Wicklung aufrechterhalten wird. Wenn jedoch die Leistungsvorrichtung entgegengesetzter Polarität für die Pulsdauermodulation gewählt wird, wird die Spannung an der gemessenen Wicklung ansteigen, da die eingeschaltet bleibende Vorrichtung die zu der Polarität an der Klemme der gemessenen Wicklung entgegengesetzte Polarität haben wird. Die erste Methode der Wahl der PDM-Vorrichtung wird wegen der reduzierten Geschwindigkeit der Energieentnahme während der PDM-Aus-Zeit als langsame Kommutierung bezeichnet, und die zweite beschriebene Methode wird wegen der größeren Geschwindigkeit der Energieentnahme als schnelle Kommutierung bezeichnet.
6 zeigt einen Mikrocomputer MC1, z.B. einen Intel 8051, der so programmiert ist, daß er den Spitzenmotorstrom und die mittlere pulsdauermodulierte Spannung, die an die Wicklungsstufen angelegt wird, steuert sowie die Wicklungsstufen kommutiert.
Die tatsächliche verfügbare Versorgungsspannung, die zu irgendeiner bestimmten Zeit an die Wicklungsstufen angelegt wird, ist mit V_ACT bezeichnet und bildet ein Eingangssignal der Schaltungsanordnung in 6 ebenso wie die Spannung an einem Motorstrommeßshuntwiderstand R_S (vgl. auch 4).
Der Mikrocomputer MC1 gibt ein 2-Bit-Signal an einem Anschluß 1 (P1), das den maximalen gewünschten Spitzenmotorstrom I_REF an Stiften 6 und 7 darstellt (Stift 7 repräsentiert das höchstwertige Bit MSB), über eine Addierschaltung AN aus Widerständen an den nichtinvertierenden Eingang eines Operationsverstärker-Komparators A5 ab. Die Spannung an dem Shuntwiderstand R_s wird über zwei angepaßte Widerstände RM und ein Filter FT1 an die Eingänge des Komparators A5 angelegt, so daß das Ausgangssignal des Komparators A5 angibt, ob der tatsächliche Spitzenmotorstrom den Referenzspitzenmotorstrom I_REF, der durch die Signale an den Stiften 6 und 7 des Mikrocomputers eingestellt worden ist, übersteigt oder nicht. Der Komparator A5 bildet somit eine Einrichtung zum Vergleichen des Spitzenmotorstroms mit dem vom Computer eingestellten Stromreferenzwert. Wenn während des Betriebes andere Motorstromwerte an anderen Punkten in dem Betrieb des Motors erwünscht sind, kann der Motorstrom direkt durch den Mikrocomputer zu der gewünschten Zeit geändert werden, indem die Signale an den P1-Stiften 6 und 7 geändert werden. Wenn feinere Abstufungen des Motorstroms erwünscht sind als bei nur zwei Bits verfügbar sind, könnten selbstverständlich zusätzliche Ausgangsstifte des Mikrocomputers benutzt werden, um ein gewünschtes Motorstromwort abzugeben, das aus mehr Bits besteht. In einem solchen Fall könnte die Verwendung eines Digital/Analog-Wandlers zum Umwandeln des Mikrocomputerausgangssignals in Analogform erwünscht sein.
Wenn der Ist- oder tatsächliche Motorstrom den Soll- oder Referenzmotorstrom aus dem Mikrocomputer übersteigt, geht das Ausgangssignal des Komparators A5 auf den Signalwert L (logisch 0). Dieses L-Signal wird an den L-aktiven Rücksetzeingang R eines D-Auffang-Flipflops LTH angelegt, was bewirkt, daß der mit QZ bezeichnete Q-Ausgang den Signalzustand H (logisch 1) annimmt. Das Ausgangssignal QZ wird an zwei NAND-Glieder ND1 und ND3 angelegt, deren andere Eingangssignale Signale sind, die von den Stiften 6 bzw. 7 eines Anschlusses PO des Mikrocomputers geliefert werden. Die PO-Stifte 6 und 7 bestimmen, welcher Satz Transistoren (entweder die Vorrichtungen der oberen Schiene (Ū) oder die Vorrichtungen der unteren Schiene (Ū)) in dem Leistungsschaltkreis 31 eingeschaltet zu lassen ist, wenn der Strom abgeschaltet wird, um dem Strom in den Wicklungen zu kreisen zu gestatten, was in der oben erwähnten US-PS 4 654 566 näher erläutert ist. Die Signale an den PO-Stiften 6 und 7 sind komplementär, so daß, wenn das Ausgangssignal QZ in den H-Zustand geht, es bewirkt, daß das Ausgangssignal eines der Glieder ND1 und ND3 in den H-Zustand geht und das andere in dem L-Zustand bleibt. Das Ausgangssignal des Glieds ND1 wird über einen Inverter an einen Satz von drei NOR-Gliedern NG5 angelegt, deren Ausgangssignale die Steuersignale der unteren Transistoren B3, B7 und B11 sind, welche den Wicklungsstufenverbindungen A–, B– und C– entsprechen. Ebenso wird das Ausgangssignal des Glieds ND3 über einen Inverter an einen Satz von drei NOR-Gliedern NG7 angelegt, deren Ausgangssignale die Steuersignale der oberen Transistoren B1, B5 und B9 sind, welche den Wicklungsstufenverbindungen A+, B+ und C+ entsprechen. Wenn das Ausgangssignal des Glieds ND1 in den L-Zustand geht, weil das Ausgangssignal QZ in dem H-Zustand und der PO-Stift 6 in dem H-Zustand ist, werden die Glieder NG5 gesperrt. Das unterbricht den Stromkreis von V_ACT über die erregten Wicklungen zur Masse und reduziert dadurch den Motorstrom. Wenn das Ausgangssignal des Glieds ND3 in den L-Zustand geht, weil das Ausgangssignal QZ in dem H-Zustand und der PO-Stift 7 in dem H-Zustand ist, werden die Glieder NG7 gesperrt, was wiederum ebenso den Stromkreis unterbricht, aber an einer anderen Stelle darin. In jedem Fall bewirkt das Signal aus dem Komparator A5, welches angibt, daß der Motorstrom seinen gewünschten Spitzenwert erreicht hat, daß das externe Anlegen der Spannung an die Wicklungen aufhört. Da es die Hauptaufgabe des Komparators A5 ist, das Auffang-Flipflop LTH rückzusetzen, wird das Signal aus dem Komparator A5, welches eine Beendigung der Stromzufuhr zu den Motorwicklungen bewirkt, als ein RÜCKSETZ-Signal bezeichnet, wogegen die Kombination von Ausgangszuständen des Komparators A5 als ein Stromstellsignal bezeichnet wird. Das Anlegen einer Spannung an die Wicklungen erfolgt wieder, wenn der PDM-Oszillator bei UA7 das Auffang-Flipflop LTH wieder eintaktet. Daher repräsentiert das QZ-Signal ein PDM-Signal, das im folgenden als ein FREIGABE-Signal bezeichnet wird, welches durch das RÜCKSETZ-Signal beendet und durch das Taktsignal aus UA7 initiiert wird.
Der Mikrocomputer MC1 steuert außerdem die mittlere Spannung, die an die Wicklungen über einem nominellen 10 bis 20 kHz PDM -Zyklus angelegt wird, indem er ein 8-Bit-Wort, das eine Referenzspannung darstellt, über die P2-Stifte 7-0 an einen D/A-Wandler DAC abgibt. Wie in dem Fall des Spitzenstromreferenzwertes kann der Referenzwert der mittleren Spannung von Zyklus zu Zyklus oder sogar auch innerhalb eines Zyklus, je nach Bedarf, geändert werden, um die gewünschten Betriebskennwerte des Motors M zu erzielen. Die Analogausgangsspannung V_ACT-REF des D/A-Wandlers DAC wird über einen Verstärker A13, der als Inverter geschaltet ist, an den nichtinvertierenden Eingang eines Komparators UA5 angelegt, der die Referenzspannung V_ACT-REF, die durch den Mikrocomputer eingestellt worden ist, mit einer Funktion der tatsächlichen Versorgungsgleichspannung V_ACT, welche an die Motorwicklungen angelegt wird, vergleicht. Die Referenzspannung V_ACT-REF wird durch den Komparator UA5 mit dem Integral der tatsächlichen angelegten Spannung verglichen, die durch eine RC-Schaltung R87, R89, C91 approximiert wird, die insgesamt mit RC1 bezeichnet ist und eine Einrichtung zum Erzeugen einer direkten Funktion der angelegten Spannung darstellt. Wenn die Spannung an dem Kondensator der Schaltung RC1 die Referenzspannung erreicht, geht das Ausgangssignal des Komparators UA5 in den L-Zustand. Der Komparator UA5 stellt daher eine Einrichtung dar zum Vergleichen der Funktion der angelegten Spannung mit einem Referenzwert und zum Liefern einer Anzeige, wenn die Funktion den Referenzwert erreicht. Da der Ausgang des Komparators UA5 mit dem R-Eingang des Auffang-Flipflops LTH verbunden ist, geht das Q-Ausgangssignal des Auffang-Flipflops in den H-Zustand, wenn das Integral der Spannung den Spannungsreferenzwert erreicht, was die Zufuhr von externer Leistung zu den Wicklungsstufen stoppt, wie es oben in Verbindung mit der Motorstromsteuerung beschrieben worden ist.
Es sei beachtet, daß, wenn das Integral der angelegten Spannung den Referenzwert erreicht, die Spannung an dem Kondensator C91 der Schaltung RC1 nicht rückgesetzt wird (z. B. zu null gemacht wird). Vielmehr wird das Fortsetzen der Integration gestattet, obgleich die externe Leistungszufuhr aufgehört hat. Der Zyklus, in welchem den Wicklungen Leistung zugeführt wird, wird also nicht gestoppt, weil das Integral den Referenzwert erreicht. Vielmehr wird die Zykluslänge durch einen Spannungsteiler DV3 und einen zweiten Komparator UA7 gesteuert. Der invertierende Eingang des Komparators UA7 ist wie der des Komparators UA5 mit der Integralapproximierschaltung RC1 verbunden. Der nichtinvertierende Eingang ist jedoch mit dem Spannungsteiler DV3 verbunden.
Der Spannungsteiler DV3, die Schaltung RC1 und die Komparatoren UA7 und UA9 bilden eine Sägezahnoszillatorschaltung. Der Komparator UA7 signalisiert, wenn der Kondensator C91 mit dem Aufladen beginnen und anschließend das Aufladen stoppen sollte. Veränderungen in der Zykluslänge der Sägezahnschwingungen, die auf Grund von Veränderungen in der Versorgungsgleichspannung V_ACT auftreten können, werden minimiert oder eliminiert, indem V_ACT sowohl an den Spannungsteiler DV3 als auch an die Ladeschaltung RC1 angelegt wird. Eine potentielle Zyklusverkürzung, die auf Grund eines Anstiegs von V_ACT auftreten könnte, welcher bewirkt, daß sich der Kondensator C91 auf eine bestimmte Spannung in einer kürzeren Zeit auflädt, wird dadurch kompensiert, daß der Spannungsteiler DV3 eine höhere Spannung liefert, auf die sich der Kondensator C91 aufladen muß, bevor der Komparator UA7 seinen Zustand ändert. Die Werte der Widerstände R81, R82, R85 in dem Spannungsteiler DV3 und der Komponenten R87, R89 und C91 der Schaltung RC1 werden so gewählt, daß die Zykluslänge für das Anlegen der Spannung an die Wicklungen auf einen vorbestimmten Wert eingestellt wird. Beispiele der Komponentenwerte sind: R81 = 1,37 Megohm; R83 = 13 kΩ; R85 = 13 kΩ; R87 = 5,5 Megohm; R89 = 1,8 kΩ, C91 = 0,001 Mikrofarad. Die tatsächliche angelegte Spannung V_ACT wird an das obere Ende des Spannungsteilers DV3 angelegt, und der vorbestimmte Bruchteil derselben wird an den nichtinvertierenden Eingang des Komparators UA7 angelegt.
Wenn die Funktion der angelegten Spannung, die durch die Spannung an dem Kondensator C91 der Schaltung RC1 dargestellt wird, den vorbestimmten Bruchteil der angelegten Spannung erreicht, geht das Ausgangssignal des Komparators UA7 in den L-Zustand. Der Komparator UA7 bildet daher eine Einrichtung, die das Ende jedes Spannungszyklus signalisiert, wenn die Funktion der angelegten Spannung den vorbestimmten Wert erreicht. Wenn das Ausgangssignal von UA7 in den L-Zustand geht, hat das zur Folge, daß der Transistor QN vorübergehend die R-Klemme des Auffang-Flipflops LTH in den L-Zustand steuert, bis das Ausgangssignal Q von LTH antwortet, indem es in den L-Zustand geht. Der Transistor QN dient daher als ein elektronisch gesteuerter Schalter zum Verbinden des Ausgangs des Komparators UA7 mit dem Eingang des Auffang-Flipflops LTH, wobei die Basis des Transistors QN mit dem Q-Ausgang des Auffang-Flipflops verbunden ist. Wenn der Q-Ausgang in den L-Zustand gesteuert wird, geht der Q-Ausgang in den H-Zustand, was wie oben zur Beendigung der Zufuhr von externer Leistung zu den Wicklungsstufen führt, wenn das nicht bereits erfolgt ist. Das Auffang-Flipflop LTH bildet somit eine Einrichtung zum Beendigen des externen Anlegens einer Spannung an die Last, wenn die Funktion der angelegten Spannung den Referenzwert erreicht, und zum Beendigen des gegenwärtigen Zyklus.
Der Ausgang des Komparators UA7 ist außerdem mit dem nichtinvertierenden Eingang des Komparators UA9 verbunden, dessen anderer Eingang auf ungefähr 2,5 V gehalten wird. Wenn das Ausgangssignal des Komparators UA7 in den L-Zustand geht, verringert eine Diode D9, die zwischen den Spannungsteiler DV3 und die Ausgangsklemme von UA7 geschaltet ist, die DV3-Teilerspannung, und das Ausgangssignal des Komparators UA9 geht ebenfalls in den L-Zustand, wodurch der Kondensator C91 der Schaltung RC1 über R89 steuerbar entladen wird. Wenn der Kondensator C91 entladen ist, geht das Ausgangssignal des Komparators UA7 wieder in den H-Zustand, weil eine DV3-Spannung, die gleich etwa der Hälfte des Spannungsabfalls an der Diode D9 ist, an den nichtinvertierenden Eingang von UA7 angelegt wird. Wenn der Komparator UA7 in den H-Zustand geht, wird der Spannungsteiler DV3 wieder hergestellt, da die Diode D9 in den Betrieb in Sperrichtung gelangt. Außerdem geht zu dieser Zeit der Komparator UA9 in den H-Zustand, so daß V_ACT wieder den Kondensator C91 auflädt, womit ein neuer Zyklus begonnen hat. Der in den H-Zustand gehende Komparator UA7 taktet dem LTH-Q-Ausgang in den L-Zustand, wodurch das Anlegen der externen Spannung an die Wicklungsstufen wiederhergestellt wird. Der Komparator UA9 gewährleistet somit, weil er den Kondensator steuerbar entlädt, daß die Mindest-Aus-Periode am Ende jedes Zyklus eine ausreichende Länge hat, um dem Komparator A5 zu gestatten, den gemessenen Spitzenstromzustand zu beseitigen, bevor mit einem neuen Zyklus begonnen wird. Wenn dieses Merkmal nicht vorhanden ist, ergibt sich eine Diskontinuität der Motorsteuerung, wenn sich der ansteigende Laststrom zum ersten Mal dem Spitzenstromeinstellpunkt nähert.
Obige Darlegungen zeigen, daß dieselbe Schaltung, nämlich die Schaltung RC1, das Integral der angelegten Spannung zum Vergleich mit der Referenzspannung V_ACT-REF und die Zeiteinstellung für das Beendigen jedes Zyklus liefert. Eine solche Anordnung gestattet die Verwendung von Kondensatoren geringer Genauigkeit (z. B. ± 10%) für C91, weil der Kapazitätsfehler dieses Kondensators der Schaltung RC1 sich in der Berechnung der mittleren Spannung, die in einem Zyklus an die Wicklungsstufen angelegt wird, aufhebt. Wenn separate RC-Schaltungen zum Berechnen des Integrals und zum Bestimmen der Zykluslänge benutzt würden, könnte der Fehler in der mittleren Spannung (die ihr Verhältnis ist), welcher durch die Verwendung von Kondensatoren geringer Genauigkeit in jeder Schaltung verursacht wird, beträchtlich sein. Mit der hier beschriebenen Anordnung heben sich jedoch der Fehler im Integralwert und der Fehler in der Zykluslänge, die durch Fertigungsabweichung in der Kapazität des Kondensators der Schaltung RC1 verursacht werden, effektiv auf, was eine viel bessere Genauigkeit ergibt.
Während das in 6 dargestellte System PDM-Steuersignale zum Betreiben des Motors M auf die bis hierher beschriebene Weise liefert, zeigt 7 eine Modifizierung zum Verhindern einer EIN-AUS-Diskontinuität in abwechselnden Zyklen, die durch Beinahekoinzidenz des RÜCKSETZ-Signals aus dem Komparator A5 (das an die Rücksetzklemme R des Auffang-Flipflops LTH angelegt wurde) und eines Taktsignals aus einem Oszillator 100 verursacht wird. Ein zusätzliches D-Flipflop (DFF) 102 und zwei UND-Glieder 104, 106 sind in die Schaltung mit dem Auffang-Flipflop LTH eingefügt. Das RÜCKSETZ-Signal aus dem Komparator A5 wird über einen Inverter 108 an eine Takteingangsklemme von DFF 102 und an eine erste Eingangsklemme des UND-Glieds 104 angelegt. Darüber hinaus wird das RÜCKSETZ-Signal direkt an eine erste Eingangsklemme des UND-Glieds 106 angelegt. Der Oszillator 100 liefert sowohl ein Taktsignal OSC als auch ein invertiertes Taktsignal OSC. Das Signal OSC wird an eine zweite Eingangsklemme des UND-Glieds 106 angelegt, wogegen das Signal OSC an eine Setzeingangsklemme von DFF 102 angelegt wird. Eine dritte Eingangsklemme des UND-Glieds 106 ist mit einer Q-Ausgangsklemme von DFF 102 verbunden. Eine Ausgangsklemme des UND-Glieds 106 ist mit einer Takteingangsklemme CLK des Auffang-Flipflops LTH verbunden. Eine Ausgangsklemme des UND-Glieds 104 ist mit der Rücksetzklemme R des Auffang-Flipflops LTH verbunden. Die D-Eingangsklemme des Auffang-Flipflops LTH ist mit einer positiven Spannungsquelle verbunden, wogegen die Setzeingangsklemme des Auffang-Flipflops LTH an Masse liegt. Bei dem D-Flipflop 102 liegen die D- und die Rücksetzklemme an Masse. Die Q-Ausgangsklemme des Auffang-Flipflops LTH, welche das PDM-FREIGABE- oder QZ-Ausgangssignal zum Ansteuern der PDM-ODER-Glieder NG7 und NG5 liefert, ist außerdem mit einer zweiten Eingangsklemme des UND-Glieds 104 verbunden. Es ist nunmehr zu erkennen, daß das Auffang-Flipflop LTH in 7 so angeordnet ist, daß die R- und die Q-Klemme statt der R- und der Q-Klemme wie bezüglich 6 beschrieben benutzt werden. Die Wahl der Signallogik kann zwischen den Realisierungen in Abhängigkeit davon, welches Format einfacher zu realisieren oder zu beschreiben ist, variieren. Die Wahl, entweder eine positive oder eine negative Logik für diesen Verwendungszweck zu benutzen, ist eine Frage der Entwurfswahl. Wenn das Signal aus dem Auffang-Flipflop LTH oder das an LTH angelegte Signal einen umgekehrten Logikzustand erfordert, können Inverter auf im Stand der Technik bekannte Weise benutzt werden. Eine Realisierung einer Schaltung zum Erzeugen der OSC- und OSC-Signale ist in 11 gezeigt.
Aufgabe des D-Flipflops 102 ist es, das Taktsignal OSC aus dem Oszillator 100 zu speichern, bis das RÜCKSETZ-Signal an der Rücksetzeingangsklemme, d.h. das Signal aus einem Stromdetektor 63 auf einem Wert logisch 1 ist und dadurch anzeigt, daß die Speiseschaltung, welche den Motor M mit Strom versorgt, freigegeben werden sollte. Wenn das RÜCKSETZ-Signal an der Rücksetzklemme auf einem Wert logisch 1 ist, wird die Vorderflanke des OSC-Signals, das an die SETZ-Klemme des DFF 102 angelegt wird, bewirken, daß dessen Q-Ausgang einen Setzzustand annimmt und das UND-Glied 106 freigibt. Das wird dann ein Taktsignal an der Takteingangsklemme CLK des Auffang-Flipflops LTH ergeben. Das UND-Glied 104 gewährleistet, daß ein Wettbewerb in dem Wiederherstellen des EIN-Zustands und dem Anlegen des Taktsignals an das Auffang-Flipflop LTH nicht mit einem noch fallenden Rücksetzen des Auffang-Flipflops LTH in Konflikt gerät. Das UND-Glied 106 blockiert außerdem jedes schnelle Recycling während irgendeines Intervalls, in welchem das Oszillatorausgangssignal OSC in dem H-Zustand und das Q-Ausgangssignal von DFF 102 in dem H-Zustand ist.
Wenn der in dem Stromshunt R_S fließende Strom größer als der Referenzwert ist, wird das RÜCKSETZ-Signal zu einem Wert logisch 0 zurückkehren, wodurch DFF 102 getaktet wird, was bewirkt, daß sein Q-Ausgangssignal auf einen Wert logisch 0 fällt und das UND-Glied 106 blockiert. Gleichzeitig wird das invertierte RÜCKSETZ-Signal, das bei EIN angegeben ist, das Glied 104 freigeben und somit das Auffang-Flipflop LTH rücksetzen, so daß dessen Q-Ausgangssignal in einen Zustand logisch 0 geht. Dieser Vorgang wird das Schwingen des Freigabe- oder Q-Ausgangssignal des Auffang-Flipflops LTH auf eine Schwingung pro Oszillatortaktperiode begrenzen.
Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise der Anordnung nach 7 wird auf die Taktdiagramme Bezug genommen, die in 8 gezeigt sind. Die unterste Zeile, die mit FR für FREIGABE bezeichnet ist, repräsentiert die Q-Ausgangssignale des Auffang-Flipflops LTH, welche an die NAND-Glieder ND1 und ND3 in 6 angelegt werden. Das FREIGABE-Signal ist das pulsdauermodulierte oder PDM-Signal, das in dem Blockschaltbild in 4 beschrieben ist. Der Mikrocomputer MC1 arbeitet auf oben beschriebene Weise und wählt die Schaltvorrichtung aus, an die das PDM-Signal über die Glieder NG5 und NG7 angelegt wird. Die oberen Diagramme in 8 repräsentieren die beiden Oszillatorausgangszustandssignale OSC und OSC. Die mit RÜCKSETZ bezeichnete Zeile repräsentiert das Spitzenstromstellsignal aus dem Komparator A5 von 6. Wenn das RÜCKSETZ-Signal in einem Zustand L oder logisch 0 ist, liegt der durch den Shunt RS fließende Strom über dem Schwellen- oder Stromreferenzwert, und der Leistungsschaltkreis muß blockiert werden, damit kein zusätzlicher Strom dem Motor M zugeführt wird. Die mit A, B und C bezeichneten Zeilen repräsentieren das Q-Ausgangssignal von DFF 102, das Ausgangssignal des UND-Glieds 106 bzw. das Ausgangssignal des UND-Glieds 104.
8 zeigt zur Zeit T1, daß bei einem Zustand, in welchem der durch den Shunt R_S fließende Strom den Referenzstrom übersteigt, bevor das Taktsignal OSC aus dem Oszillator 100 empfangen wird, und in welchem die Dauer des L-Zustands des RÜCKSETZ-Signals sich über das Taktsignalintervall hinaus erstreckt, das FREIGABE-Signal für die Dauer des RÜCKSETZ-Signals blockiert wird. Am Ende der RÜCKSETZ-Signalzeit wird das FREIGABE-Signal wiederhergestellt, d.h., das Auffang-Flipflop LTH ändert seinen Zustand zu der Zeit, zu der der Vergleichsverstärker A5 seinen Zustand ändert oder, genauer, das FREIGABE-Signal wird bei der Wiederherstellung des RÜCKSETZ-Signals wiederhergestellt.
Zu der Zeit, die mit T2 bezeichnet ist, hat das RÜCKSETZ-Signal einen Zustand logisch 0 vor dem Empfang eines OSC-Taktimpulses angenommen, ist aber in einen Zustand logisch 1 unmittelbar anschließend noch vor dem Empfang des Taktimpulses zurückgekehrt. Unter dieser Bedingung wird das FREIGABE-Signal beseitigt, sobald das RÜCKSETZ-Signal in den Zustand logisch 0 geht. Das FREIGABE-Signal wird bis zu dem Ende eines Taktsignals nicht wiederhergestellt.
Zu der Zeit, die mit T3 bezeichnet ist, geht das RÜCKSETZ-Signal in einen Zustand logisch 0 während eines Taktsignals, was dazu führt, daß das FREIGABE-Signal sofort auf seinen Zustand logisch 0 abfällt. In diesem Zustand wird das Taktsignal im wesentlichen gespeichert, so daß, sobald das RÜCKSETZ-Signal in einen Zustand logisch 1 zurückkehrt, das FREIGABE-Signal sofort folgt. Zu der mit T4 bezeichneten Zeit erscheint das Taktsignal, während das RÜCKSETZ-Signal noch in einem Zustand logisch 1 ist. Das FREIGABE-Signal wird durch das Auftreten des Taktsignals in Abwesenheit irgendeiner Änderung in dem RÜCKSETZ-Signal nicht beeinflußt. Die Zeit T5 zeigt den Zustand, in welchem das RÜCKSETZ-Signal in einen Zustand logisch 0 vor dem Empfang des Taktsignals zurückkehrt, aber dann während des Taktsignals seinen Zustand logisch 1 wieder annimmt. Es ist zu erkennen, daß das FREIGABE-Signal sofort auf einen Zustand logisch 0 abfällt, wenn das RüCKSETZ-Signal auf logisch 0 geht. Das FREIGABE-Signal wird jedoch bis zu dem Ende des Taktsignals nicht wieder in einen Zustand logisch 1 gebracht. Das zusätzliche D-Flipflop DFF 102 und die beiden UND-Glieder 104 und 106 bewirken somit, daß das Schwingen des FREIGABE-Signals auf einmal pro Oszillatortaktzyklus oder Oszillatorzeitperiode begrenzt wird.
9 zeigt eine weitere Ausführungsform der PDM-Einraststeuerschaltung, welche die Funktion des UND-Glieds 106 auf zwei zusätzliche Glieder 110 und 112 aufteilt. Die Glieder 110 und 112 sind Standard-NAND-Logikglieder und sind im Aufbau einfacher als das drei Eingänge aufweisende UND-Glied 106 von 7. Das zwei Eingänge aufweisende UND-Glied 114 ersetzt das UND-Glied 106. Die Funktion des UND-Glieds 104 in 7 wird durch das NOR-Verknüpfungsglied 116 ersetzt. Ein zusätzlicher Inverter 118 gewährleistet, daß eine niedrige Geschwindigkeit des Anstiegs oder Abfalls des RÜCKSETZ-Signals nicht zu einem zweideutigen Betrieb auf Grund eines unterschiedlichen Schwellenwerts an den Vorrichtungen 108, 110 und 112 führen wird. Ein zusätzliches ODER-Verknüpfungsglied 120 ist mit dem NAND-Glied 110 kombiniert, um die Option eines festen "AUS"-Intervalls am Ende jeder Oszillatorzeitperiode zu geben. Ein solches Mindest-AUS-Intervall reduziert die maximale Ausgangsspannung, was oben bereits beschrieben worden ist, kann aber auch gewisses Rauschen im Hörbereich reduzieren, das durch niedrigere Pulsdauermodulationsfrequenzen erzeugt wird. Ein Eingangssignal, das mit P1 bezeichnet ist, blockiert, wenn es im H- oder Zustand logisch 1 ist, das Vorsehen des "AUS"-Intervalls, und der Betrieb ist derselbe wie bei 5.
Das Taktdiagramm in 10 veranschaulicht den Betrieb der Schaltung nach 9 für den Fall, daß das Signal P1 auf einem Wert logisch 0 ist. Die Taktintervalle, die mit T1, T2, T3 und T5 bezeichnet sind, sind mit den entsprechenden Taktintervallen T1, T2, T3 und T5 in 8 im wesentlichen identisch. Das heißt, für diese Intervalle arbeiten die Schaltungen nach den 7 und 9 identisch. Das Intervall das bei T4 angegeben ist, veranschaulicht das "AUS"-Intervall, das am Ende jeder Oszillatorperiode für diese besondere Betriebsart erzwungen wird. Es sei beachtet, daß das RÜCKSETZ-Signal während eines Taktintervalls im H-Zustand geblieben ist, daß aber der Taktgeber bewirkt hat, daß das FREIGABE-Signal auf einen Wert logisch 0 während des Taktintervalls gezwungen worden ist. Es ist somit ein Mindest-"AUS"-Intervall am Ende jeder Oszillatorzeitperiode gewährleistet, wogegen die Schaltung nach 7, wie es die Taktdiagramme in 8 und insbesondere zur Zeit T4 zeigen, kein "AUS"-Intervall erzwingt, solange das RÜCKSETZ-Signal auf einem Wert logisch 1 ist.
Um die folgende Beschreibung etwas zu vereinfachen, wird nun auf 11 Bezug genommen, die einen PDM-Oszillator des Typs zeigt, der entweder bei der Schaltung nach 7 oder bei der Schaltung nach 9 benutzt werden kann. In gewissem Maße ist die Schaltung nach 11, welche die Schaltung repräsentiert, die mit dem Oszillator 100 in den 7 und 9 dargestellt ist, in der Schaltung nach 6 gezeigt. Die Verwendung einer Widerstands- und Kondensatorschaltung zum Bilden einer RC-Taktschaltung zum Erzeugen einer Taktwellenform findet sich in dem Kondensator C91 und den Widerständen R87 und R89 in 6. Der Oszillator nach 11 liefert eine Sägezahnwellenform, die zur Steuerung der mittleren Spannung brauchbar ist, wie es in der US-PS 4 642 537 beschrieben ist, und bietet außerdem die Option für das Vorsehen des festen "AUS"-Intervalls sowie des steuerbaren Festlegens der Dauer des AUS-Intervalls.
Ein Widerstand 122, der mit einem Kondensator 124 zwischen der Referenzspannung V_ACT und Masse in Reihe geschaltet ist, legt in Kombination mit den in Reihe geschalteten Widerständen 126 und 128 das Taktintervall für den Oszillator fest. Zur Erleichterung des Verständnisses wird auf die in 12 gezeigten Taktdiagramme in Verbindung mit der Beschreibung von 11 Bezug genommen. In 12 ist die Oszillatorwellenform mit Vo bezeichnet. Diese Wellenform erscheint an dem mit Vo bezeichneten Schaltungspunkt in 11 an der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 122 und dem Kondensator 124. Die invertierende Eingangsklemme eines Komparators 130 ist mit einer Verbindungsstelle zwischen den Widerständen 126 und 128 verbunden, um ein Spannungsreferenzsignal VR zu empfangen. Da die Widerstände 126 und 128 zwischen Masse und die Spannung V_ACT geschaltet sind, stellt VR eine Zwischenspannung dar, auf die die Spannung Vo bezogen wird. Die Spannung Vo an der Verbindungsstelle zwischen dem Kondensator 124 und dem Widerstand 122 wird an die nichtinvertierende Eingangsklemme des Komparators 130 angelegt. Der Komparator 130 bestimmt die Spitzenaufladespannung des Kondensators 124. Kreuzgekoppelte NOR-Glieder 132 und 134 dienen als ein RS-Flipflop. Wenn der Komparator 130 seinen Zustand ändert, weil die Spannung Vo die Referenzspannung VR erreicht, werden die NOR-Gatter 132 und 134 gesetzt, so daß das mit OSC bezeichnete Ausgangssignal des Glieds 134 den Wert logisch 1 und das Ausgangssignal des Glieds 130 den Wert logisch 0 annimmt. Diese Signale repräsentieren die Oszillatorausgangssignale OSC und OSC, die oben für den Oszillator 100 in den 7 und 9 erwähnt worden sind.
Das Ausgangssignal des Glieds 134 wird an einen Gateanschluß eines MOSFET Q1 angelegt, der einen Kollektor-Anschluß hat, welcher mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 122 und dem Kondensator 124 verbunden ist, und einen Drain-Anschluß, der mit Masse verbunden ist. Wenn das Oszillatorsignal aus dem Glied 134 auf einen H-Wert geht, bewirkt das Signal, daß der FET Q1 leitend wird und die Spannung an dem Kondensator 124 sofort entlädt. Der Effekt ist deshalb, daß der RC-Oszillator jedesmal dann rückgesetzt wird, wenn die Spannung Vo den Wert der Spannung VR erreicht.
Das Flipflop, das die NOR-Glieder 132 und 134 umfaßt, wird durch die Wirkung eines Komparators 136 rückgesetzt. Ein invertierender Eingangsanschluß des Komparators 136 empfängt das Signal Vo. Der nichtinvertierende Eingangsanschluß ist mit einer Referenzspannung V_v verbunden, die einen vorbestimmten, von null verschiedenen Wert haben kann (vgl. 12). Wenn die Kondensatorspannung V_o rückgesetzt wird, sinkt die Spannung Vo wenigstens auf die Spannung V_v, was bewirkt, daß der Komparator 136 seinen Zustand ändert und ein Torsteuersignal über ein UND-Glied 138 an einen Eingangsanschluß des NOR-Glieds 134 anlegt. Der Effekt ist, daß das Flipflop, welches die NOR-Glieder 132 und 134 umfaßt, rückgesetzt wird. Das UND-Glied 138 ist vorgesehen, um das Blockieren des Rücksetzens zu gestatten, damit ein festes AUS-Intervall am Ende jedes Taktzyklus geschaffen wird. Der PDM-Oszillator, der soweit mit Bezug auf 11 beschrieben worden ist, enthält eine Takteinrichtung zum Liefern von periodischen Taktsignalen zum Festlegen eines PDM-Zyklus, wobei die Taktsignale OSC sequentielle Taktintervalle vorbestimmter Dauer festlegen.
Die Schaltung, die in einem Block 139 dargestellt ist, dient als ein Speicherglied zum Festlegen eines festen "AUS"-Intervalls während jedes PDM-Zyklus, d.h. einer Mindestzeitspanne, während der das PDM-FREIGABE-Signal blockiert ist. Ein Kondensator 140, ein Widerstand 142 und ein FET 144 legen das feste "AUS"-Intervall für den PDM-Oszillator fest. Der FET 144 hat einen Source-Anschluß, der mit einer positiven Spannungsquelle verbunden ist, welche mit +V bezeichnet ist, und einen Drain-Anschluß, der über den Widerstand 142 mit dem Kondensator 140 verbunden ist. Ein Gate-Anschluß des FET 144 empfängt das OSC-Signal aus dem NOR-Glied 132. Wenn das OSC-Signal auf dem Wert logisch 0 ist, ist der FET 144 leitend und gestattet dem Kondensator 140, sich über den Widerstand 142 zu entladen. Wenn die Spannung V3 an der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 142 und dem Kondensator 140 die Referenzspannung V_p übersteigt, wird das AUS-Intervall beendet. Das AUS-Intervall wird durch einen Komparator 146 festgelegt, dessen invertierender Eingangsanschluß die Spannung V_p und dessen nichtinvertierender Eingangsanschluß die Spannung V3 empfängt. Der Ausgangsanschluß des Komparators 146 ist mit einem Eingangsanschluß des UND-Glieds 138 verbunden.
Die Signale, die an dem Ausgangsanschluß des Komparators 146 gebildet werden, sind die bei der Erläuterung von 9 erwähnten P1-Signale. Während der Zeit, während welcher das OSC-Signal auf einem Wert logisch 1 ist, d.h, während der Zeit zwischen den Taktsignalen entlädt sich die Spannung an dem Kondensator 140 über einen parallel geschalteten Widerstand 148. Wenn das feste AUS-Intervall am Ende jeder Oszillatorzeitperiode nicht benutzt werden soll, kann ein Schalter 150 geschlossen werden, um die Spannung +V direkt an die Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand 142 und dem Kondensator 140 anzulegen, so daß die Spannung V3 auf +V geklemmt wird und immer höher ist als die Spannung V_p, was bewirkt, daß das Signal P1 in einem konstanten Zustand logisch 1 bleibt, wie es beginnend zur Zeit T3 in 12 gezeigt ist. Das Unterdrücken des Mindest-AUS-Intervalls bewirkt außerdem, daß das Zeitintervall geändert wird, weil der Kondensator 124 sich nur auf die Spannung V_v entladen wird, bevor der Oszillator durch die Wirkung des Komparators 136 rückgesetzt wird.
Die Entladung des Kondensators 124 auf 0 Volt ist zur Regelung der mittleren Spannung bei dem Kompensieren von Eingangsnetzspannungsänderungen geeigneter. Wenn sowohl eine minimale Regelabweichung bei Netzspannungsänderungen verlangt wird als auch eine maximale Ausgangsspannung erwünscht ist, kann der Widerstand 128 mit einer Vorspannung verbunden werden, die gleich der Spannung V_v ist, statt mit Masse.
Die Schaltung nach 11 ist so aufgebaut, daß sämtliche Schaltungselemente jeweils rechts von. den Spannungspunkten Vo, VR und V3 in eine integrierte Schaltung aufgenommen werden können und trotzdem ermöglichen, die Benutzung des Widerstands 148 und des Kondensators 140 nach Bedarf zu wählen, um eine feste Aus-Zeit festzulegen oder die feste Aus-Zeit zu blockieren, ohne einen hohen Strom in einem Entladungstransistor, z.B. dem Transistor 144, hervorzurufen. Die Schaltung begrenzt jedoch die Wahl des Widerstands 148 auf einen Wert, der größer als der ist, der zum Bilden einer Aufladespannung erforderlich ist, welche die Referenzspannung V_p übersteigt. Die Spannungsteileranordnung aus den Widerständen 148 und 142 muß mit Bezug auf die Spannung +V so gewählt werden, daß die Spannung V3 größer als die Spannung V_p ist. Der Wert des Widerstands 148 muß dann größer sein als der Wert des Widerstands 142 multipliziert mit dem Verhältnis von V_p zu der Differenz zwischen +V und V_p. Für diese Beschränkung des Widerstands 148 muß das Aufladeintervall des Kondensators 140 kürzer sein als das Entladungsintervall zwischen aufeinanderfolgenden Taktimpulsen. Man vergleiche beispielshalber das V3-Aufladungsintervall zur Zeit T1 mit dem Entladungsintervall zwischen T1 und T2 in 12.
13 vereinigt die Elemente von 9 und 11 zu einer PDM-Regelschaltung 152, in welcher die mit. VR, Vo, V3, EIN und FR bezeichneten Eingangsanschlüsse den identisch bezeichneten Verbindungsstellen in den 9 und 11 entsprechen. Die Anordnung gestattet, die PDM-Regelschaltung als eine integrierte Schaltung mit Elementen herzustellen, welche die Zeitsteuerung der Taktsignale und deren Längen, die extern an die integrierte Schaltung angelegt werden, verändern. Die PDM-Regelschaltung 152 ersetzt im wesentlichen das Auffang-Flipflop LTH nach 6. Ein Komparator 154 in 13 entspricht dem Komparator UA5 in 6, wogegen der Komparator UA7 von 6 nun in die PDM-Regelschaltung 152 aufgenommen worden ist. Ebenso entspricht der Komparator 156 von 13 dem Komparator A5 von 6. Die Schaltung 63' von 13 entspricht zwar im wesentlichen der Schaltung 63 von 6, einige der Filterelemente sind jedoch der übersichtlicheren Darstellung halber weggelassen worden. Außerdem ist zur Klarstellung der Verwendung des PDM-Regel-FREIGABE-Signals eine Wicklung, als Beispiel S1 von 3, des Motors M schematisch dargestellt, welche wahlweise mittels eines Reihenleistungsschalttransistors 158 an die Spannung V_ACT gelegt wird. Der Transistor 158 bildet eine elektronische Leistungsschalteinrichtung, die einen Teil des Leistungsschaltkreises 31 von 1 bildet, zum wahlweisen Verbinden jeder Wicklungsstufenklemme mit der Gleichstromquelle. Das FREIGABE-Signal ist zwar an einen Basisanschluß des Transistors 158 angelegt dargestellt, es ist jedoch klar, daß das FREIGABE-Signal die NOR-Verknüpfungsglieder NG5 und NG7 freigibt, um den Leistungsschaltersteuersignalen aus MC1 zu gestatten, ausgewählte Leistungsschalter während des Zeitintervalls zu erregen, in welchem das FREIGABE-Signal auf einem Wert logisch 1 ist, um so eine Motorwicklung (dargestellt durch eine Drosselspule 160 und einen Widerstand 162) an die Spannung V_ACT zu legen, so daß ein Motorstrom I_L fließen kann. Wenn das FREIGABE-Signal an der Basis des Transistors 158 beseitigt wird, bewirkt die Energie in der Motorwicklung, daß ein induktiver Strom I_L über die rückwärts geschaltete Freilaufdiode 164 fließt. In der Schaltung, die in 6 gezeigt ist, gibt es mehrere Leistungsschalttransistoren, welche dem Transistor 158 entsprechen, von denen jeder durch eines der Ausgangssignale aus den NOR-Gliedern NG5 und NG7 gesteuert wird. Ein besonderer Transistor unter den Transistoren, der aufgrund des FREIGABE-Signals aus der PDM-Regelschaltung 152 zu erregen ist, wird durch den Mikrocomputer MC1 ausgewählt.
Die Arbeitsweise der Schaltung nach 13 wird unter Bezugnahme auf die in 14 gezeigten Taktdiagramme am besten verständlich. Oben in den Taktdiagrammen ist eine vereinfachte Darstellung der sich wiederholenden Sägezahntaktspannungswellenform V_o, die der an dem Kondensator 124 gebildeten Spannung entspricht, gezeigt. (Eine genauere Wellenform ist in 12 gezeigt.) Zu Erläuterungszwecken ist die Referenzspannung V_REF die Taktspannungswellenform überlappend dargestellt. Unmittelbar unterhalb der Taktwellenform V_o ist eine vereinfachte Darstellung der Wellenform gezeigt, welche dem Strom I_S in dem Stromshunt Rs und dem Strom I_L in der Wicklung S1 entspricht. Wenn der Transistor 158 nicht leitend ist, kreist der Motorwicklungsstrom I_L durch die Freilaufdiode 164 und geht nicht durch den Stromshunt Rs. Dieser Teil der Wellenform, der mit I_S & I_L bezeichnet ist, zeigt den Strom während der Zeitspanne, in der der Transistor 158 leitend ist, d.h, die Stromwellenform, die durch den Stromshunt R_S gemessen wird, stellt den Last- oder Motorwicklungsstrom dar. Wenn der Transistor 158 nicht leitend ist, wie z.B, während der Zeitspanne T2, ist der Strom I_S im wesentlichen nicht vorhanden, während der Strom I_L sich aufgrund des Widerstands 162 in der Motorstromschleife abbaut. Während der Zeitspanne T3 sind die Leistungsschalter freigegeben, und der Strom I_L in der ausgewählten Motorwicklung nimmt zu, bis er den Stromreferenzwert I_REF erreicht, in welchem Zeitpunkt der Komparator 156 seinen Zustand ändert und das Signal an der EIN-Klemme der PDM-Regelschaltung 152 auf einen L-Wert zieht, wodurch das FREIGABE-Signal an dem Transistor 158 beendet wird. Zur selben Zeit wird ein Kondensator 166, der mit einem Ausgangsanschluß des Komparators 156 verbunden ist, entladen. Das EIN-Signal ist in dem in 14 mit EIN bezeichneten Diagramm gezeigt. Dieses Diagramm veranschaulicht, daß das EIN-Signal auf den Wert von +V geklemmt wird, solange der Strom in dem Shunt Rs kleiner als der Wert von I_REF ist.
Sobald der Komparator 156 den Zustand ändert und eine Abschaltung des Transistors 158 bewirkt, hört der Strom in dem Shunt Rs auf, was zur Folge hat, daß der Komparator 156 seinen vorherigen Zustand wieder annimmt und dem Kondensator 166 gestattet, sich über einen Widerstand 168 schnell aufzuladen. Beide Komparatoren 154 und 156 sind Ausgänge mit offenem Kollektor, die den Pull-up-Widerstand 168 erfordern und eine fest verdrahtete ODER-Verbindung gestatten. Eine Diode 170, die zwischen die Ausgangsanschlüsse der Komparatoren 154 und 156 geschaltet ist, begrenzt das Mindest-AUS-Intervall für den Stromabbau auf nur den Betrieb der Stromregelschaltung 63'. Da der Laststrom I_L zur direkten Beobachtung nicht verfügbar ist, wenn der Transistor 158 nicht leitend ist, bildet das Speicherglied 139 in der PDM-Regelschaltung 152, die mit Bezug auf 11 beschrieben worden ist, eine Einrichtung zum Schaffen eines ausreichenden AUS-Intervalls, das durch die Wirkung des Kondensators 166 und des Widerstands 168 an dem Ausgang des Komparators 156 weiter erhöht wird. Sowohl der PDM-Oszillator, der in der PDM-Regelschaltung 152 enthalten ist, als auch die RC-Schaltung, die mit dem Komparator 156 verbunden ist, kann benutzt werden, um ein festes AUS-Intervall zum Blockieren des PDM-FREIGABE-Signals zu schaffen.
Es wird nun die Beschreibung der in 14 gezeigten Wellenformen fortgesetzt. Wenn die Referenzspannung V_REF auf einen niederigeren Wert eingestellt wird, wie es während der Zeitspanne T5 gezeigt ist, beseitigt der Komparator 154 das EIN-Signal an dem EIN-Anschluß der PDM-Regelschaltung 152, was zur Folge hat, daß das FREIGABE-Signal an dem Transistor 158 beseitigt wird, wenn die Spannung V_o die Spannung V_REF erreicht. Dieser Vorgang ist zu erkennen, wenn die Zeitspanne T6 betrachtet wird. Für die Zeitspannen, welche die Zeiten T1, T2, T3 und T4 umfassen, wird der Strom auf einen durch das Stromreferenzsignal I_REF festgelegten Spitzenwert geregelt. In den Zeitspannen T5, T6 und T7 wird der Strom I_L geregelt, indem die mittlere Versorgungsspannung der Last durch Verringern des Signals V_REF und den Betrieb der Spannungsregelschaltung 152 und des Komparators 154 begrenzt wird. Es sei beachtet, daß das AUS-Intervall T2 in dem Oszillatortaktzyklus früh genug eingeleitet wurde, daß aber die Dauer der AUS-Zeit durch den Oszillatortakt festgelegt wurde, d.h. das FREIGABE-Signal wurde zu der Zeit wieder eingeleitet, zu der die Spannung an dem Kondensator 124 auf ihren niedrigen Wert rückgesetzt wurde. Das AUS-Intervall bei T4 wurde so spät eingeleitet, daß das Mindest-AUS-Intervall durch die Wirkung des Kondensators 166 und des Widerstands 168 und den inneren Schwellenwert der PDM-Regelschaltung 152 gebildet wurde. Die Werte des Widerstands 168 und des Kondensators 166 werden zum Optimieren des Ansprechens auf verschiedene Belastungen benutzt, die durch die Motorreaktanz-Spule 160 und den Widerstand 162 dargestellt sind.
Die Schaltung nach 13 eliminiert zwar nicht die Diskontinuität im Steuerausgangssignal, wenn der Motorstrom sich dem Regelwert nähert, das Erfordernis, daß die ansteigende Flanke der Stromwellenform nach einem Takt den Triggerwert des Komparators 156 erreichen muß, damit sich das maximale AUS-Intervall ergibt, bildet jedoch einen Widerstand gegen Einrasten in ein stark reduziertes Ausgangssignal von abwechselnden EIN-AUS-Zyklen, den die früheren Schaltungen nicht aufwiesen.
Die bis hierher mit Bezug auf die 7 bis 14 beschriebene Erfindung betrifft also eine Schaltungsanordnung zum besseren Regeln der Leistung und Abgeben derselben an einen Permanentmagnetmotor wie den Motor M. Der Teil dieser Schaltungsanordnung, der als PDM-Regelschaltung 152 bezeichnet worden ist, wird vorzugsweise in eine integrierte Schaltung aufgenommen, und eine externe Schaltungsanordnung wird dann mit der integrierten Schaltung verbunden, damit die Regelschaltung die verbesserten Funktionen erhält. Ein Merkmal, das zur Verwendung bei der PDM-Regelschaltung erwünscht ist, ist eine Steigerung des Verhältnisses des mittleren Stroms zum Spitzenstrom, das sich ergibt, ohne daß ein Betrieb mit einer zu hohen Schaltfrequenz riskiert wird. Wenn die Leistungsschaltvorrichtungen gemäß obiger Beschreibung zu hohen Schaltfrequenzen ausgesetzt sind, nimmt die Verlustleistung zu und erfordert Bauelemente mit höheren Nennwerten für die Leistungssteuerung. Wenn die Schaltkomponenten mit einer festen Taktfrequenz betrieben werden, kann sich darüber hinaus ein ungünstiges Verhältnis von Spitzenstrom und mittlerem Strom einstellen. Trotzdem werden PDM-Schaltungen mit fester Taktfrequenz im allgemeinen benutzt, um das Ausmaß der Umschaltverluste in den Leistungsvorrichtungen auf ein vorbestimmtes Maximum zu begrenzen. In einigen Systemen kann die Anstiegs- und Abfallzeit des Laststroms zur Pulsdauermodulationssteuerung benutzt werden. Mit Bezug auf 13 ist jedoch bereits erläutert worden, daß bei einem Elektronikmotorsteuersystem der Motorkreisstrom zur direkten Beobachtung nicht verfügbar ist, wenn die Leistungsschaltvorrichtungen nicht leitend sind. Wenn die Leistungsschalter in den nichtleitenden Zustand geschaltet sind, kreist der Motorstrom intern aufgrund der Induktivität in den Wicklungen, wobei aber dieser Kreisstrom nicht durch den Stromshunt Rs geht. Da das Ausmaß des Stromabbaus, zu dem es kommt, während die Schaltvorrichtungen nicht leitend sind, überwacht wird, wird im allgemeinen ein voreingestelltes, festes Aus-Zeit-Intervall geschaffen, und die Schaltvorrichtungen werden am Ende des festen Aus-Zeit-Intervalls in den leitenden Zustand geschaltet. Das weiter oben erwähnte Problem bestand darin, daß ein festes Aus-Zeit-Intervall, das für einen optimalen Stromabbau bei einem Motorbetrieb mit hoher Drehzahl ausgelegt ist, eine zu hohe Schaltfrequenz bei einem Motorbetrieb mit niedriger Drehzahl gestatten kann. Ein Problem ergibt sich, weil die Stromanstiegszeit bei hohen Motordrehzahlen dazu tendiert, langsamer zu sein als die Stromanstiegszeit bei niedrigen Motordrehzahlen, und zwar wegen der Differenz in der Gegen-EMK, die in dem Motor bei niedriger Drehzahl gegenüber einer hohen Drehzahl gebildet wird. Ebenso tendiert bei hohen Drehzahlen die Stromabbauzeit dazu, schneller zu sein als die Stromabbauzeit bei niedrigen Drehzahlen, und zwar aufgrund der größeren Gegen-EMK bei hohen Drehzahlen. Eine Schaltung mit fester Taktfrequenz hat. daher zwar die Eigenschaft, die Schaltfrequenz bei allen Motordrehzahlen zu begrenzen, sie hat jedoch den Nachteil, daß sie eine zu lange Aus-Zeit bei hoher Motordrehzahl für einen optimalen Stromabbau gestattet. Die Schaltungen, die mit Bezug auf die 7 bis 14 beschrieben wordensind, bieten eine gewisse Korrektur für dieses Problem, indem sie eine Mindest-Aus-Zeit festlegen, welche ein zu schnelles Wiederherstellen der Leistungszufuhr am Ende des festen Taktintervalls verhindert. Wenn jedoch der Stromregelimpuls, d.h. das EIN- oder RÜCKSETZ-Signal in der Nähe des Beginns des festen Taktintervalls auftritt, d.h. zu der Zeit, zu der das Signal OSC empfangen wird, kann die Aus-Zeit für den Rest des festen Taktintervalls andauern. Die in 15 gezeigte Schaltung bietet einen zusätzlichen Schaltgeschwindigkeitsschutz, indem sie ein Rücksetzen des Taktoszillators mit zusätzlicher Schaltungsanordnung erzwingt, wenn wenigstens ein gewisses Mindestintervall seit der letzten Schaltepisode verstrichen ist. Das ergibt das Mindest-AUS-Intervall für einen optimalen Stromabbau bei hoher Motordrehzahl, blockiert aber eine zu hohe Schaltgeschwindigkeit bei niedriger Drehzahl.
Es wird nun auf 15 Bezug genommen. Die PDM-Regelschaltung 152 ist im wesentlichen die gleiche Schaltung wie die oben mit Bezug auf die 11 und 13 beschriebene. Die Komparatoren 154 und 156 sind in 13 ebenfalls gezeigt, und zwar zusammen mit ihrer zugeordneten Stromüberwachung über den Stromshunt Rs und die Mindest-AUS-Intervall-Schaltung, welche den Widerstand 168, den Kondensator 166 und die Diode 170 umfaßt. Der Oszillatorteil der Schaltung, der die Widerstände 122, 126 und 128 sowie den Kondensator 124 umfaßt, ist in
13 ebenfalls gezeigt. Die zusätzlichen Merkmale sind in den Blöcken 172 und 174 dargestellt. Die Blöcke 172 und 174 bilden gemeinsam einen Ereignistaktgeber, der bewirkt, daß der PDM-Oszillator (Block 176) bei Beendigung des PDM-FREIGABE- Signals durch die Stromüberwachungsschaltung 63' rückgesetzt wird, wenn wenigstens eine Mindestzeit seit einer unmittelbar vorhergehenden Beendigung des PDM-FREIGABE-Signals verstrichen ist. Der Block 172 ist mit einem Ausgangsanschluß des Komparators 154 über eine Diode 178 verbunden, deren Anode mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß eines Komparators 180 verbunden ist. Ein Widerstand 182 verbindet den nichtinvertierenden Eingangsanschluß mit einer Spannungsquelle +V, wogegen ein Rückkopplungswiderstand 184 zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß des Komparators 180 geschaltet ist. Die Taktfunktion wird durch eine Rückkopplungsschleife von dem Ausgangsanschluß des Komparators 180 über einen Widerstand 186 zu dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators beeinflußt. Die Schleife enthält ein Zeitglied in Form einer Parallelschaltung aus einem Widerstand 188 und einem Kondensator 190, die mit Masse verbunden sind. Das Signal, das an dem Ausgang des Blockes 172 gebildet wird, im wesentlichen an dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators 180, wird über eine RC-Schaltung, die einen Widerstand 192 und einen Kondensator 194 umfaßt, an den invertierenden Eingangsanschluß eines weiteren Komparators 196 in dem Block 174 angelegt. Ein Ausgangsanschluß des Komparators 196 ist mit der VR-Klemme der PDM-Regelschaltung 152 verbunden. Der Block 174 enthält weiter einen Spannungsteiler, der Widerstände 198 und 200 enthält, welche in Reihe zwischen den Ausgangsanschluß des Komparators 156 und die positive Spannungsquelle +V geschaltet sind. Der Anschluß zwischen den Widerständen 198 und 200 ist mit einem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 196 verbunden. Der Block 172 bildet daher eine Zeitsteuereinrichtung zum Liefern einer Darstellung eines Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-FREIGABE-Signals, wogegen der Block 174 eine Einrichtung bildet zum Vergleichen der Zeitintervalldarstellung, die durch den Block 172 geliefert wird, mit einer vorbestimmten Referenzspannung, welche ein gewähltes Mindestzeitintervall darstellt, immer dann, wenn die Stromüberwachungseinrichtung 63 das PDM-FREIGABE-Signal beendigt. Wenn das Zeitintervall seit der letzten PDM-FREIGABE-Beendigung größer ist als das gewählte Mindestzeitintervall, gibt der Block 174 ein Signal an die PDM-Taktoszillatoreinrichtung 176 ab, um ein Rücksetzen zu bewirken und ein neues Taktintervall zu beginnen.
Zur Erläuterung der Arbeitsweise des Ereigniszeitgebers in Verbindung mit der PDM-Regelschaltung wird nun auf 16 Bezug genommen, die eine Reihe von Taktdiagrammen für die Gesamtschaltung in 15 zeigt. Das obere Diagramm zeigt die Spannung Vo, die auf einem Kondensator CO gebildet wird. Diese Spannung ist im wesentlichen die linear ansteigende Spannung, die oben z.B. mit Bezug auf 12 beschrieben wirden ist. Das mit I_S bezeichnete Diagramm zeigt den überwachten Strom, der in dem Stromshunt Rs fließt. Das mit VR198 bezeichnete Diagramm zeigt die Spannung, die zwischen den Widerständen 198 und 200 gebildet wird und in funktionaler Beziehung zu dem Betrieb des Komparators 156 steht. Das mit VC194 bezeichnete Diagramm repräsentiert die Spannung, die an dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators 196 an dem Kondensator 194 gebildet wird. Das mit V_EIN bezeichnete Diagramm repräsentiert die Spannung, die an dem Ausgangsanschluß des Komparators 154 gebildet und an den EIN-Eingangsanschluß der PDM-Regelschaltung 152 angelegt wird. Das mit VR182 bezeichnete Diagramm repräsentiert die Spannung, die an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 180 gebildet wird, wogegen das mit VC190 bezeichnete Diagramm die Spannung repräsentiert, welche an dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators 180 gebildet wird.
Zuerst wird die Zeitspanne T1 betrachtet. Die Spannung Vo folgt ihrem normalen Muster und steigt ab der Talreferenzspannung V_v auf die obere Referenzspannung V_R an, welche durch die PDM-Schaltung 152 eingestellt wird. Wenn die Spannung V_o den Wert von V_R erreicht, erzeugt die PDM-Schaltung 152 ein Taktoszillatorsignal OSC und erregt gleichzeitig den Rücksetztransistor Q1 (vgl. 11), um den Kondensator 124 zu entladen und den Oszillator 176 rückzusetzen. Da die Spannung Vo den Wert V_REF nicht erreichte, ändert der Komparator 154 zu der Zeit, zu der die Spannung Vo rückgesetzt wird, seinen Zustand nicht. Infolgedessen ändern die Schalttransistoren, z.B. der Transistor 158, welche den in die Motorwicklungen fließenden Strom steuern, ihren Zustand nicht, und Strom fließt weiterhin durch den Stromshunt Rs, was durch das Diagramm I_S als ein ansteigender Motorstrom dargestellt ist. Am Beginn der Zeitspanne T2 erreicht der Strom I_S den Wert I_REF, was bewirkt, daß der Komparator 156 seinen Zustand ändert und die Spannung an der EIN-Klemme der PDM-Regelschaltung 152 sofort erniedrigt, wodurch ein Abschalten des den Motorwicklungen Strom liefernden Schalttransistors bewirkt wird. Wenn der Komparator 156 seinen Zustand ändert, geht er auf einen niedrigen Wert, wodurch die Spannung zwischen den Widerständen 198 und 200 auf einen niedrigeren Wert gezogen wird, so daß die Spannung VR198, die an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 196 angelegt wird, plötzlich unter die Spannung VC194 an dem invertierenden Eingangsanschluß sinkt. Das hat zur Folge, daß der Komparator 196 seinen Zustand ändert und den VR-Anschluß der PDM-Regelschaltung 152 auf einen niedrigeren Wert zieht. Durch Vergleich mit 11 ist zu erkennen, daß, nachdem die VR-Klemme auf einen niedrigeren Wert gezogen worden ist, diese ein sofortiges Rücksetzen des PDM-Oszillators bewirkt, indem sie eine Entladung des Kondensators 124 bewirkt. Das Rücksetzen des Kondensators 124 ist zur Zeit T2 gezeigt. Da die Spannung V_EIN an dem Ausgang des Komparators 154 ebenfalls durch die Wirkung des Komparators 156 erniedrigt wird, wird diese reduzierte Spannung über die Diode 178 an den nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 180 angelegt, was bewirkt, daß der Komparator 180 seinen Zustand ändert und den Kondensator 190 zwingt, mit dem Entladen zu beginnen. Die Auswirkung der Entladung ist in dem Diagramm VC190 gezeigt. Die Entladung des Kondensators 190 wird fortgesetzt, bis die Kondensatorspannung auf den Wert der Spannung VR182 an dem nichtinvertierenden Eingangsanschluß des Komparators 180 sinkt. An diesem Punkt, d.h. am Ende der Zeitspanne T2 ändert der Komparator seinen Zustand und gestattet dem Kondensator 190, mit dem Aufladen zu beginnen. Den Vorrichtungen, die die Leistungsaufnahme des Elektronikmotors T4 steuern, wird der leitende Zustand nicht gestattet, bis die Spannung V_EIN an dem EIN-Eingangsanschluß der PDM-Regelschaltung 152 durch den Spannungsschwellenwert geht, der intern durch die PDM-Regelschaltung eingestellt worden ist. Am Ende der Zeitspanne T3 ändert der Komparator 156 wieder seinen Zustand, wenn der Spitzenstrom in dem Shunt Rs den Wert des Referenzstroms I_REF übersteigt. Zu dieser Zeit ist jedoch die Spannung VC194 an dem invertierenden Eingangsanschluß des Komparators 196 nicht ausreichend angestiegen, damit die Spannung VR198 unter den Wert der Spannung VC194 sinken kann. Mit anderen Worten, die Zeit seit dem letzten Rücksetzen des PDM-Oszillators hat nicht ausgereicht, um dem Kondensator 194 zu gestatten, sich auf eine Spannung aufzuladen, die über der vorbestimmten Mindestspannung VR198 liegt. Infolgedessen ändert der Komparator 196 seinen Zustand nicht, und der PDM-Oszillator 176 wird durch die Wirkung des Komparators 156 rückgesetzt. Infolgedessen werden am Ende des nächsten PDM-Oszillatorzyklus die Schalttransistoren wieder freigegeben, wie es zur Zeit T5 gezeigt ist. Die Mindestzeit, die ab dem vorherigen AUS-Signal (Unterbrechung des Stroms I_S) erforderlich ist, sollte für ein richtiges Arbeiten kürzer sein als die Periode des PDM-Oszillators.
Zur Zeit T6 wird die Referenzspannung V_REF gesenkt, so daß das System in eine Betriebsart geht, in der die mittlere Spannung geregelt wird, statt in eine Betriebsart, in der der Spitzenstrom geregelt wird, was dazu führt, daß der Komparator 154 zu der Zeit seinen Zustand ändert, zu der die Spannung Vo durch den Schwellenwert V_REF geht, Der Komparator 154 bewirkt, daß die Schalttransistoren, die die Stromzufuhr zu dem Motor M steuern, abgeschaltet werden, was durch die sofortige Beendigung des Stroms I_S zur Zeit T6 gezeigt ist. Weil die Diode 170 den Betrieb des Komparators 154 von dem Kondensator 166 entkoppelt, erfolgt ein Rücksetzen der Ereignistaktgeberschaltung jedes Mal dann, wenn der Komparator 154 seinen Zustand ändert, was durch die Spannung VC190 gezeigt ist, wobei aber die Spannung VR198 auf einem konstanten hohen Wert bleibt. Das verhindert ein Rücksetzen des PDM-Oszillators 176 während der Steuerung der mittleren Spannung, da der Komparator 196 daran gehindert wird, seinen Zustand zu ändern. Der Grund für das Vermeiden des Rücksetzens des Oszillators ist, daß dieses Rücksetzen das Regeln der mittleren Spannung stören würde. Weiter würde das Rücksetzen des Oszillators bei oder nahe bei dem Wert der geregelten Spannung den gewünschten Anstieg im Verhältnis von Mittelwert zu Spitzenstrom stören.
17 zeigt Änderungen, die in der PDM-Regelschaltung 152 vorgenommen werden können, um wenigstens einige der Ziele der Erfindung ohne die externe Schaltungsanordnung nach 15 zu erreichen. Die Schaltungsanordnung, die in 17 gezeigt ist, umfaßt wenigstens einen Teil der Schaltungsanordnung, die gemäß 11 den PDM-Oszillator 100 und gemäß 9 die PDM-Einrastschaltung bildet. In der Schaltung nach 17 tragen gleiche Elemente wie in den 9 und 11 gleiche Bezugszeichen. Allgemein beinhalten die Änderungen in der Schaltung das Eleminieren des Mindest-AUS-Intervalls am Ende der PDM-Oszillatorperiode und das Hinzufügen von gesonderten Spannungs- und Stromregelanschlüssen zu der Schaltungsanordnung, welche das Rücksetzen des PDM-Oszillators am Beginn eines Stromregel- oder RÜCKSETZ-Signals freigibt. Es sei jedoch angemerkt, daß das NOR-Verknüpfungsglied 132 durch ein NOR-Glied 132' ersetzt worden ist, welches eine zusätzliche Eingangsklemme hat, um ein erzwungenes Rücksetzen des PDM-Oszillators zu gestatten. Ein zusätzliches D-Flipflop 202 ist hinzugefügt worden, um den vorherigen Zustand des Flipflops 102 an der ansteigenden Flanke des Oszillatortaktsignals zu speichern, das an dem Ausgang des NOR-Glieds 134 abgegeben wird. Die Q-Ausgangsklemme des Flipflops 102 ist mit der D-Eingangsklemme des Flipflops 202 über einen ersten und einen zweiten Inverter 204 und 206, die in Reihe geschaltet sind, verbunden. Die beiden Inverter sind vorgesehen, um die Signalübertragung von dem Flipflop 102 zu dem Flipflop 202 für eine Zeitspanne zu verzögern, die ausreicht, um zu gewährleisten, daß sich zwischen der Zeit, zu der das Oszillatortaktsignal erzeugt wird, und der, zu der es jedem der Flipflops 102 und 202 zugeführt wird, kein Wettbewerbszustand einstellt. Die Q-Ausgangsklemme des Flipflops 202 ist mit einer ersten Eingangsklemme eines UND-Glieds 208 verbunden, dessen Ausgangsklemme mit der dritten Eingangsklemme des NOR-Glieds 132' verbunden ist. Das UND-Glied 208 leitet das Rücksetzen des Glieds 132' ein, wenn ein Spitzenstromregelimpuls (ein RÜCKSETZ-Signal) erkannt wird und der Zustand der Q-Ausgangsklemme des Flipflops 202 anzeigt, daß wenigstens eine PDM-Oszillatorperiode seit dem letzten PDM-AUS-Signal verstrichen ist. Diesbezüglich empfängt eine zweite Eingangsklemme des UND-Glieds 208 das RÜCKSETZ-Signal, welches durch den Komparator 156 (13) erzeugt und an das UND-Glied 208 über eine invertierende Schmitt-Triggerschaltung 210 angelegt wird. Der Übersichtlichkeit halber ist das RÜCKSETZ-Signal als ein Stromregelsignal in 17 angegeben. Das Stromregelsignal umfaßt beide logischen Ausgangszustände des Komparators 156, d.h. einen Zustand logisch 0 oder RÜCKSETZ-Signal-Zustand, wenn der Strom I_S größer als der Strom I_REF ist, und einen Zustand logisch 1, wenn I_S kleiner als I_REF ist. Das Flipflop 202 und seine zugeordneten Verknüpfungsglieder 214, 208, 206 und 204 bilden daher eine Einrichtung zum Blockieren des Rücksetzens der Taktoszillatoreinrichtung, die in einem Block 152' gezeigt ist, während irgendeines Taktintervalls, wenn ein unmittelbar vorhergehendes Taktintervall kürzer als eine normale Taktintervalldauer war, d.h. Rücksetzen in aufeinanderfolgenden Taktintervallen ist nicht gestattet.
Die Schaltung 210 legt außerdem das Stromregelsignal oder RÜCKSETZ-Signal an eine erste Eingangsklemme eines UND-Glieds 212 an, dessen Ausgangsklemme über ein ODER-Glied 214 mit einer Rücksetzklemme R des Flipflops 202 verbunden ist. Eine zweite Eingangsklemme des UND-Glieds 212 empfängt das Taktoszillatorsignal OSC aus dem NOR-Glied 134. Das UND-Glied 212 hat die Aufgabe, das Rücksetzen des Flipflops 202 zu verzögern, bis der PDM-Oszillator rückgesetzt wird, obgleich ein Stromregelimpuls vor einem Taktsignal empfangen wird.
Der Spannungsregelimpuls, der durch den Komparator 154 (13) erzeugt wird, wird über eine weitere invertierende Schmitt-Triggerschaltung 216 an eine weitere Eingangsklemme des ODER-Glieds 214 angelegt. Die Schaltungen 210 und 216 geben dem System einen Grad an Störfestigkeit, insbesondere beim Einschalten der Stromzufuhr, wenn Strom- und Spannungsspitzen üblich sind. Das ODER-Glied 214 gestattet entweder den Stromregel- oder den Spannungsregelsignalen, das Rücksetzen des Flipflops 202 zu steuern. Ausgangssignale, die durch die beiden Schaltungen 210 und 216 erzeugt werden, werden außerdem an die Eingangsklemmen eines ODER-Glieds 218 angelegt, dessen Ausgangsklemme mit der Taktklemme des Flipflops 102 und außerdem mit der Eingangsklemme des Inverters 118 verbunden ist. Das ODER-Glied 218 verknüpft effektiv die Strom- und Spannungsregelsignale zum Erzeugen des oben beschriebenen EIN-Signals, das an die PDM-Regelschaltung 152 angelegt wird.
Zum besseren Verständnis der Arbeitsweise des Systems nach 17 wird auf 18 bezug genommen, die Taktdiagramme und logische Signalwerte, die für den Betrieb der Schaltung nach 17 kritisch sind, zeigt. Das erste oder obere Diagramm repräsentiert wieder die Oszillatorspannung Vo, die an dem Kondensator 124 gebildet wird. Die Spannung V_REF ist dem Vo-Diagramm überlagert gezeigt. Das zweite Diagramm, das mit I_S bezeichnet ist, repräsentiert wieder den Strom in dem Stromshunt R_S. Das Diagramm, das mit PC bezeichnet ist, repräsentiert das Stromregelsignal, das an dem Ausgang des Komparators 156 gebildet wird. Das Diagramm PV repräsentiert das Spannungsregelsignal, das durch den Komparator 154 gebildet wird. Das Diagramm, das mit OSC bezeichnet ist, repräsentiert das entsprechende Taktsignal an dem Ausgang des NOR-Glieds 134. Die Zeile A repräsentiert die Signale, die an der Q-Ausgangsklemme des Flipflops 102 gebildet werden, wogegen die Zeile B die Signale repräsentiert, die an der Ausgangsklemme des Verknüpfungsglieds 114 gebildet werden. Die Zeile C repräsentiert die Signale, die an dem Ausgang des Verknüfpungsglieds 116 gebildet werden, und die Zeile D repräsentiert die Signale, die an der Q-Ausgangsklemme des Flipflops 202 gebildet werden. Die Zeile E repräsentiert die Ausgangssignale, die an der Ausgangsklemme des Glieds 214 gebildet und an die Rücksetzklemme des Flipflops 202 angelegt werden. Die mit FR bezeichnete Zeile repräsentiert wieder die FREIGABE-Signale, d.h. das PDM-Signal, welches an die Kommutierungssteuerschaltung 57 (vgl. 4) für die Schalttransistoren abgegeben wird, welche den dem Elektronikmotor zugeführten Strom steuern. Das erste signifikante Ereignis ist zur Zeit T1 gezeigt, wenn die PDM-Oszillatorspannung Vo rückgesetzt wird, weil der Strom I_S den Schwellenwert I_REF erreicht. Das Stromregelsignal, das an der Klemme PC gebildet wird, ändert seinen Zustand, und, da der Signalwert an der Q-Ausgangsklemme des Flipflops 202 der Wert H ist, weil der Signalwert an dem Ausgang des Flipflops 102 der Wert H ist, wird das UND-Glied 208 getriggert, um ein Rücksetzen des PDM-Oszillators und das Erzeugen eines Taktsignals OSC zu bewirken. Es sei beachtet, daß das Taktsignal OSC über die Verknüpfungsglieder 212 und 214 geleitet wird, um ein Rücksetzen des Flipflops 202 zu bewirken.
Wenn das PC- oder Stromregelsignal die Schmitt-Triggerschaltung 210 triggert, wird der geänderte Ausgangssignalzustand der Schaltung 210 über das ODER-Glied 218 geleitet, um ein Rücksetzen des Auffang-Flipflops LTH zu bewirken und ein FREIGABE-Signal zu erzeugen, welches gestattet, die Leistungsschaltvorrichtungen in den leitenden Zustand zu schalten und den Motorwicklungen wieder Strom zuzuführen. Zur Zeit T2 erscheint das nächste Spitzenstromregelsignal (RÜCKSETZ-Signal), das eine Beendigung des FREIGABE-Signals bewirkt. Da die vollständige PDM-Oszillatorperiode seit dem vorherigen PDM-AUS-Signal noch nicht verstrichen war, gelingt es dem Spitzenstromregelsignal nicht, ein Rücksetzen des PDM-Oszillators zu erzwingen. Zur Zeit T3 ist die Wirkung des Absinkens der Spannung V_REF unter die Spannung Vo zum Erzwingen eines Abschaltens der Leistungsschaltvorrichtungen gezeigt. Es sei beachtet, daß der Effekt, daß Vo V_REF übersteigt, nicht ein Rücksetzen des PDM-Oszillators erzwingt. Gemäß der Darstellung in der Zeile D wird jedoch das Q-Ausgangssignal des Flipflops 202 durch die Wirkung des Spannungsregelsignals rückgesetzt. Trotzdem wird das nächste FREIGABE-Signal erst nach der Erzeugung eines Oszillatortaktsignals OSC am Ende des durch die Spannung Vo festgelegten Taktzyklus erzeugt.

Claims

Pulsdauermodulations (PDM)-Steuereinrichtung für einen dreiphasigen Permanentmagnetmotor (M), der aus einer Gleichstromquelle (29) speisbar ist und einen Ständer (13), der mehrere Wicklungsphasen (S1, S2, S3) hat, welche in wenigstens einer vorgewählten Sequenz (CP) in Abhängigkeit eines Positionssignals (55) elektronisch kommutierbar sind, und einen Läufer (15, 17) aufweist, der den Wicklungsstufen (S1, S2, S3) in wahlweiser magnetischer Kopplungsbeziehung zugeordnet ist, wobei jeder Wicklungsstufe eine Anschlussklemme (T1, T2, T3) zugeordnet ist, mit denen eine Leistungsschalteinrichtung (31) verbunden ist, zum wahlweisen Verbinden jeder Anschlußklemme mit der Gleichstromquelle (29) zum Anlegen einer Gleichspannung an wenigstens einige der Wicklungsstufen (S1, S2, S3) in der vorgewählten Sequenz (CP) und zum Erregen des Elektronikmotors (M) und Drehen des Läufers (15, 17), wobei eine Signalverarbeitungseinrichtung (33) vorgesehen ist, bestehend aus einer Kommutierungssteuerschaltung (57) zum Erzeugen von Schaltsignalen zum Identifizieren von ausgewählten Leistungsschalteinrichtungen (31) und Verbinden jeder Anschlußklemme (T1, T2, T3) mit der Gleichstromquelle (29) in Abhängigkeit des PDM-Freigabesignals, sowie der vorgewählten Sequenz (CP) und einer Pulsdauermodulationsschaltung (59) zum Erzeugen eines PDM-Freigabesignals zum Erregen der gewählten Leistungsschalteinrichtungen (31) mit einer Spannungssteuereinrichtung (154) zum Messen der an den Motor gelegten Zwischenkreisspannung und zum Beendigen des PDM-Freigabesignals, wenn ein Zeitintegral der an den Motor angelegten Spannung einen vorbestimmtet Wert überschreitet, sowie einer Stromüberwachungseinrichtung (156) zum Messen von Motorströmen (IL) und zum Beendigen des PDM-Freigabesignals, wenn die Motorströme einen vorbestimmten Referenzspitzenmotorstromwert (IRE F) überschreiten, dadurch gekennzeichnet, dass die Pulsdauermodulationsschaltung eine Takteinrichtung (100) aufweist, die aus dem Vergleich des Zeitintegrals der Zwischenkreisspannung (UO) mit dem über einen Spannungsteiler (126, 128) einstellbaren Wert der Zwischenkreisspannung ein periodisches Taktsignal (OSC) und das dazugehörige invertierte Taktsignal (OSC) erzeugen, welche sequentielle Taktintervalle vorbestimmter Dauer festlegen mit einem im Vergleich zur Taktperiode kurzen Taktpuls, dass die Stromüberwachungseinrichtung (156) und die Spannungssteuereinrichtung (154) ein Steuersignal (Rücksetz) für eine Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106, 108) deaktivieren (Rücksetz = High), wenn der dem Elektronikmotor (M) zugeführte Strom niedriger als ein vorbestimmter Wert und das Zeitintegral der an den Motor angelegten Spannung niedriger als ein vorbestimmter Wert ist, und das Steuersignal aktivieren (Rücksetz = LOW), wenn der dem Permanentmagnetmotor (M) zugeführte Motorstrom (IL) größer als der vorbestimmte Wert (IREF) ist, oder das Zeitintegral der an den Motor angelegten Spannung (UO) größer als ein vorbestimmter Wert (UREF) ist, wobei die Verknüpfungseinrichtung aus zwei Und-Gattern (104, 106), einem Inverter (108) und einem getakteten RS-D-Flipflop (102) mit einem Setz- (S), Rücksetz- (R) und einem Dateneingang (D) sowie zwei Ausgängen (Q und Q_) besteht und die Verknüpfungseinrichtung mit einem weiteren getakteten RS-D-Flipflop (LTH) eine PDM-Einrastschaltung bildet, die aus dem Steuersignal (Rücksetz) und den beiden Taktsignalen (OSC, OSC) bezogen auf ein Takt-Intervall: (1) wenn das Steuersignal vor einem Taktpuls aktiviert wird (Rücksetz = Low) und länger als der Taktpuls ansteht, das PDM-Freigabesignal bei Deaktivierung des Steuersignals (Rücksetz = High) wieder aktiviert, (2) wenn das Steuersignal vor einem Taktpuls aktiviert wird (Rücksetz = Low) und vor dem Taksignal wieder deaktiviert wird, das PDM-Freigabesignal bis zum nächsten Taktsignal inaktiv lässt; und danach wieder aktiviert, (3) wenn das Steuersignal während des Taktpulses aktiviert wird (Rücksetz = Low), das PDM-Freigabesignal sofort inaktiv schaltet und das Taktsignal solange speichert bis das Steuersignal deaktiviert wird (Rücksetz = High) und das Freigabesignal mit der Deaktivierung des Rücksetzsignals aktiviert, (4) wenn das Taktsignal auftritt, während das Steuersignal (Rücksetz = Low) aktiviert ist und das Rücksetzsignal vor Ende des Taktpulses inaktiv wird (Rücksetz = High), das PDM-Freigabesignal bis zum Ende des Taktsignals sperrt, wobei von der PDM-Einrastschaltung das PDM-Freigabesignal für wenigstens eine vorbestimmte Mindestzeitspanne, wenn das Takt signal erzeugt wird, bevor der Strom in den Wicklungsstufen den vorbestimmten Wert erreicht, beendbar ist und das PDM-Freigabesignal für wenigstens eine weitere vorbestimmte Mindestzeitspanne während jedes PDM-Zyklus blockierbar ist.
Steuereinrichtung Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Einrichtung (172) zum Rücksetzen der Takteinrichtung (UA7) bei der Beendigung des PDM-Freigabesignals durch die Stromüberwachungseinrichtung (63), wenn wenigstens ein Mindestzeitintervall seit einer unmittelbar vorhergehenden Beendigung des PDM-Freigabesignals verstrichen ist.
Steuereinrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücksetzeinrichtung enthält: eine Zeitsteuereinrichtung (172) zum Liefern einer Darstellung eines Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-Freigabesignals, wobei die Zeitsteuereinrichtung mit der Spannungssteuereinrichtung (UA5, RC1) und der Stromüberwachungseinrichtung (63) verbunden ist, um die Beendigung des PDM-Freigabesignals festzustellen; und eine Einrichtung (174) zum Vergleichen der Zeitintervalldarstellung mit einer vorbestimmten Referenzdarstellung, welche das Mindestzeitintervall darstellt, bei der Erzeugung des zweiten Signals aus der Stromüberwachungseinrichtung (63), wobei die Vergleichseinrichtung (174) mit der Takteinrichtung (UA7) verbunden ist, um ein Rücksetzen derselben zu bewirken, wenn die Zeitintervalldarstellung die Mindestzeitintervallreferenzdarstellung übersteigt.
Steuereinrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungseinrichtung eine Einrichtung enthält zum Blockieren des Rücksetzens der Takteinrichtung (UA7) während eines Taktintervalls, wenn ein unmittelbar vorhergehendes Taktintervall kürzer ist als die vorbestimmte Taktintervalldauer.
Pulsdauermodulations (PDM)-Steuereinrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Verknüpfungseinrichtung (102, 104, 106) die Schwingungen des PDM-Freigabesignals auf einmal pro Taktintervall begrenzt.
Verfahren zur pulsdauermodulierten Steuerung eines Permanentmagnetmotors (M) mit einer Vorrichtung nach Anspruch 1.
Verfahren nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch den Schritt des Rücksetzens der Taktsignale bei Beendigung des PDM-Freigabesignals, wenn der Strom des Elektronikmotors einen vorbestimmten Wert erreicht und wenigstens eine Mindestzeit seit einer unmittelbar vorhergehenden PDM-Freigabesignalbeendigung verstrichen ist.
Verfahren nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt des Rücksetzens die Schritte beinhaltet: Bestimmen des Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Beendigungen des PDM-Freigabesignals; Vergleichen des bestimmten Zeitintervalls mit dem Mindestzeitintervall; und Einleiten eines neuen Taktzyklus, wenn das Mindestzeitintervall kürzer als das bestimmte Zeitintervall ist.