DE112020003359T5

DE112020003359T5 - Verstärkerschaltung mit konstanter Pegelverschiebung

Info

Publication number: DE112020003359T5
Application number: DE112020003359.7T
Authority: DE
Inventors: Hae-Seung Lee
Original assignee: Omni Design Technologies Inc
Current assignee: Omni Design Technologies Inc
Priority date: 2019-08-12
Filing date: 2020-07-20
Publication date: 2022-03-31
Also published as: WO2021030008A1; US11114986B2; US20210050825A1; US20210336590A1; CN114424455A; US11894813B2

Abstract

Ein dynamischer Push-Pull-Verstärker kann in der Reset- und der Verstärkungsphase betrieben werden. Der Verstärker enthält erste NMOS- und PMOS-Eingangstransistoren, die elektrisch mit einem ersten Eingangsanschluss und einem ersten Ausgangsanschluss verbunden sind. Zweite NMOS- und PMOS-Eingangstransistoren sind elektrisch mit einem zweiten Eingangsanschluss und einem zweiten Ausgangsanschluss gekoppelt. Ein erster und ein zweiter Reset-Schalter sind elektrisch mit dem ersten bzw. zweiten Ausgangsanschluss verbunden. Ein Stromversorgungsschalter ist elektrisch mit dem ersten und dem zweiten PMOS-Transistor verbunden, und ein Erdungsschalter ist elektrisch mit dem ersten und dem zweiten NMOS-Transistor verbunden. Während der Rücksetzphase sind die Rücksetzschalter geschlossen und der Stromversorgungsschalter und der Erdungsschalter geöffnet. Während der Verstärkungsphase werden die Reset-Schalter geöffnet und der Stromversorgungsschalter und der Erdungsschalter geschlossen.

Description

Gebiet der Technik
Diese Anwendung bezieht sich allgemein auf Pufferverstärkerschaltungen.
Hintergrund
Pufferverstärker sind in elektronischen Systemen weit verbreitet. Sie bieten eine hohe Eingangsimpedanz, eine niedrige Ausgangsimpedanz und eine Spannungsverstärkung nahe bei 1. So werden z. B Pufferverstärker mit Pegelverschiebung (LSBAs) in Schaltkreisen mit geschalteten Kondensatoren eingesetzt, um den virtuellen Masseknoten zu laden und dadurch die Leistung des Schaltkreises zu verbessern. Hier wird z. B. auf US-Patent 9,214 das912 verweisen, das hiermit durch Bezugnahme einbezogen wird.
zeigt eine Pufferverstärkerschaltung 10 nach dem Stand der Technik mit einem Source-Folger. Das Gate des NMOS-Transistors M1 ist der Eingangsanschluss des Pufferverstärkers und die Source von M1 ist der Ausgangsanschluss. Die Stromquelle I liefert den Vorspannungsstrom für M1, und der Strom I_O ist der Laststrom, d. h. der Strom, der an die Last geliefert wird. Die Stromquelle I wird typischerweise durch eine Transistorstromquelle, z. B. einen NMOS-Transistor, realisiert. Die Gate-Source-Spannung von M1 sorgt für die Pegelverschiebung V_LS zwischen den Eingangs- und den Ausgangsspannungen: $V_{L S} = V_{G S 1} = V_{T} + \sqrt{\frac{2 I_{D 1}}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}} = V_{T} + \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}}$
wobei I_D1 der Drainstrom durch M₁ ist und ${(\frac{W}{L})}_{1}$
das Verhältnis von W zu L von M1 ist. V_T ist die Schwellenspannung, µ_n die Elektronenbeweglichkeit, und C_OX ist die Oxidkapazität pro Flächeneinheit.
Die inkrementelle Verstärkung des Pufferverstärkers ist gegeben durch $a_{v} = \frac{1}{1 + \frac{1}{g_{m 1}} (\frac{1}{r_{o 1}} + \frac{1}{R_{o u t}})}$
wobei g_m1 und r_o1 jeweils die Transkonduktanz und der Ausgangswiderstand von M1, und R_out der inkrementelle Ausgangswiderstand der Stromquelle I sind. Die inkrementelle Verstärkung in Gleichung (2) ist in der Regel etwas kleiner als 1 und hängt von der Bauteilgeometrie, den Vorspannungsbedingungen und R_out ab.
Der Ausgangswiderstand R_o des Source-Folger-Pufferverstärkers ist ungefähr der Kehrwert der Transkonduktanz von M1: $R_{o} \approx \frac{1}{g_{m 1}}$
Die durch Gleichung (1) angegebene Pegelverschiebung variiert aufgrund von Prozess-, Temperatur- und Versorgungsspannungsschwankungen (PVT) von V_T, µ_n, C_OX und / beträchtlich. Die Schwankung von V_T allein kann über PVT bis zu 250-350mV betragen. Die Schwankungen von µ_n, C_OX, und / erhöhen die Pegelverschiebung erheblich. Darüber hinaus wirkt sich auch der Laststrom I_O auf die Pegelverschiebung aus, wie in Gleichung (1) angegeben.
Die große Schwankungsbreite der Pegelverschiebung in einem Source-Follower-Pufferverstärker stellt eine schwierige Herausforderung in Systemen dar, in denen eine präzise, konstante Pegelverschiebung erforderlich ist. Beispielsweise bestimmt die Pegelverschiebung in den Virtual-Ground-Bootstrapping-Schaltungen des US-Patents 9,214912 die Referenzspannung des Systems und muss daher konstant gehalten werden. Es ist möglich, die Pegelverschiebung V_GS1 durch Anpassung des Stroms / konstant zu halten, wie in Gleichung (1) zu sehen ist. Angesichts der großen Schwankungen von V_T und der Schwankungen von µ_n und C_OX muss der Strom / jedoch um einen großen Faktor angepasst werden. Wenn zum Beispiel M1 in schwacher Inversion vorgespannt ist, wäre eine Stromanpassung um mehr als drei Größenordnungen erforderlich, nur um die Schwankungen von V_T auszugleichen. Eine solche Stromanpassung ist höchst unerwünscht, da sich die für den Pufferverstärker wichtigen Parameter wie die Bandbreite und der Ausgangswiderstand entsprechend ändern werden.
zeigt einen weiteren LSBA 20 nach dem Stand der Technik, der auch als „flipped source follower“ (FSF) bezeichnet wird. Wie beim Source-Folger in ist die Pegelverschiebung durch V_GS1 gegeben: $V_{L S} = V_{G S 1} = V_{T} + \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}}$
Der Transistor M2 liefert eine Gegenkopplung, um den Strom durch M1 bei I unabhängig vom Laststrom I₀ konstant zu halten. Daher wird die Variation der Pegelverschiebung aufgrund des Laststroms eliminiert. Ein weiterer Vorteil des FSF im Vergleich zum Standard-Source-Folger in besteht darin, dass die von M2 bereitgestellte Gegenkopplung den Ausgangswiderstand um den Faktor g_m2r_o1 verringert, wobei g_m2 die Transkonduktanz von M2 und r_o1 der Ausgangswiderstand von M1 ist. Wie beim LSBA in unterliegt die Pegelverschiebung jedoch den Schwankungen von V_T, µ_n und C_OX und ist somit empfindlich gegenüber PVT-Schwankungen.
Zusammenfassung
Die hier beschriebenen Ausführungsbeispiele weisen innovative Merkmale auf, von denen kein einziges unverzichtbar oder allein verantwortlich für ihre wünschenswerten Eigenschaften ist. In der folgenden Beschreibung und den Zeichnungen werden bestimmte illustrative Ausführungsformen der Offenbarung im Detail dargestellt, die mehrere beispielhafte Möglichkeiten aufzeigen, wie die verschiedenen Grundsätze der Offenbarung ausgeführt werden können. Die anschaulichen Beispiele sind jedoch nicht erschöpfend für die vielen möglichen Ausführungsformen der Offenbarung. Ohne den Umfang der Ansprüche einzuschränken, werden nun einige der vorteilhaften Merkmale zusammengefasst. Andere Objekte, Vorteile und neuartige Merkmale der Offenbarung werden in der folgenden detaillierten Beschreibung der Offenbarung dargelegt, wenn sie in Verbindung mit den Zeichnungen betrachtet werden, die die Erfindung veranschaulichen und nicht einschränken sollen.
Eine oder mehrere Ausführungsformen sind auf eine pegelverschiebende Pufferverstärkerschaltung gerichtet, die einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss, einen ersten Transistor, eine Stromquelle, einen variablen Widerstand, der elektrisch mit dem ersten Transistor gekoppelt ist, aufweist, wobei ein Widerstand des variablen Widerstands eine Funktion einer Spannung an einem Steueranschluss ist, und wobei der Pufferverstärker eine konstante Pegelverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss liefert.
Der variable Widerstand kann in einigen Ausführungsformen einen variablen Widerstand umfassen. In anderen Ausführungsformen kann der variable Widerstand aus einem Transistor bestehen, z. B. einem PMOS-Transistor oder einem NMOS-Transistor. Der/die Transistor(en) kann/können ferner Drain-, Source- und Gate-Anschlüsse umfassen. In einigen Fällen kann der Transistor bzw. können die Transistoren einen variablen Widerstand zwischen ihren Drain- und Source-Anschlüssen aufweisen. In anderen Fällen kann der Transistor bzw. können die Transistoren einen Gate-Anschluss haben, der als Steueranschluss dient.
Eine oder mehrere Ausführungsformen sind auf einen pegelverschiebenden Pufferverstärker gerichtet, der eine Pegelverschiebung zwischen einem Eingangs- und einem Ausgangsanschluss erzeugt und einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor, eine Stromquelle und einen variablen Widerstand aufweist, der elektrisch mit dem ersten Transistor gekoppelt ist, wobei ein Widerstand des variablen Widerstands eine erste Funktion einer Spannung an einem Steueranschluss ist, wobei die Pegelverschiebung eine zweite Funktion der Spannung an dem Steueranschluss ist.
Figurenliste
Zum besseren Verständnis der Natur und der Vorteile des vorliegenden Konzepts wird auf die folgende ausführliche Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen verwiesen. In den Zeichnungen beziehen sich gleiche Bezugszeichen im Allgemeinen auf gleiche Merkmale (z. B. funktional ähnliche und/oder strukturell ähnliche Elemente).

ist eine schematische Darstellung einer Source-Folger-Pufferverstärkerschaltung nach dem Stand der Technik.
ist ein schematisches Diagramm einer „flipped source follower“-Pufferverstärkerschaltung nach dem Stand der Technik.
ist eine schematische Darstellung einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß einer oder mehrerer Ausführungsformen;
ist ein schematisches Diagramm einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung, die einen NMOS-Transistor als variablen Widerstand verwendet.
ist ein schematisches Diagramm der ersten Ausführungsform einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß der ersten Ausführungsform der Erfindung, die einen PMOS-Transistor als variablen Widerstand verwendet.
ist ein schematisches Diagramm einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung.
ist eine schematische Darstellung einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß einer dritten Ausführungsform der Erfindung.
ist eine schematische Darstellung einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß einer vierten Ausführungsform der Erfindung.
ist ein schematisches Diagramm einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß einer fünften Ausführungsform der Erfindung.
ist ein schematisches Diagramm einer pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltung gemäß einer sechsten Ausführungsform der Erfindung.
ist ein Diagramm eines Regelkreises zur Konstanthaltung der Pegelverschiebung in pegelverschiebenden Pufferverstärkerschaltungen gemäß verschiedenen Ausführungsformen der Erfindung.
zeigt eine Ausführungsform einer Kombination aus einem Differenzverstärker und einem Integrator in einem in dargestellten Regelkreis.
zeigt eine Ausführungsform eines Verstärkers mit variablem Widerstand, der in einem NMOS-Transistor implementiert ist.
zeigt eine Ausführungsform eines Verstärkers mit variablem Widerstand, der in einem PMOS-Transistor implementiert ist.
zeigt eine Ausführungsform, die einen Source-Folger mit einem Transistor mit variablem Schwellenwert umfasst.
zeigt eine Ausführungsform, die einen FSF mit einem Transistor mit variablem Schwellenwert umfasst.
zeigt eine Ausführungsform mit einem Rückkopplungsregelkreis.
zeigt einen Schaltkreisteil mit einem Integrator mit geschaltetem Differenzkondensator.

Detaillierte Beschreibung
Die folgende Erörterung zeigt detaillierte Beschreibungen verschiedener Konzepte und Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Vorrichtung, die sich auf Pufferverstärkerschaltungen mit konstanter Pegelverschiebung beziehen. Es sollte anerkannt werden, dass verschiedene Konzepte, die oben eingeführt und unten ausführlicher erörtert werden, auf eine von zahlreichen Arten implementiert werden können, da die offengelegten Konzepte nicht auf eine bestimmte Art der Implementierung beschränkt sind. Beispiele für spezifische Implementierungen und Anwendungen werden in erster Linie zur Veranschaulichung angeführt.
Wie aus den Gleichungen (1) und (4) ersichtlich ist, variiert die Pegelverschiebung von Source-Folger-Pufferverstärkern des Standes der Technik sehr stark über die PVT. Die Erfinder haben erkannt, dass es vorteilhaft ist, eine Steuerung für die Pegelverschiebung bereitzustellen, um sie konstant (oder weniger variabel) zu machen, zum Beispiel über PVT-Variationen.
. zeigt einen beispielhaften Pufferverstärker 30 mit einem NMOS-Eingangstransistor M1, einer Stromquelle I und einem variablen Widerstand R_var.
Der variable Widerstand R_var sorgt für einen IR-Spannungsabfall, so dass die Pegelverschiebung gegeben ist durch: $V_{L S} = V_{G S 1} + (I + I_{O}) R_{v a r} = V_{T} + \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}} + (I + I_{O}) R_{v a r}$
wobei V_GS1 die Gate-zu-Source-Spannung von M1 ist, und ${(\frac{W}{L})}_{1}$
das Verhältnis von Breite (W) zu Länge (L) von M1 ist.
Wie aus Gleichung (5) ersichtlich ist, kann der Wert von R_var angepasst werden, um den Schwankungen von V_T und $\sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}}$
ohne Änderung des Vorspannungsstroms / entgegenzuwirken.
Bei einigen Anwendungen kann es von Vorteil sein, sowohl R_var als auch / einzustellen, um eine größere Flexibilität bei der Einstellung zu erreichen.
zeigt einen pegelverschiebenden Pufferverstärker gemäß einer oder mehreren Ausführungsformen, bei dem der variable Widerstand R_var des vorherigen Beispiels durch einen NMOS-Transistor MR1 ersetzt wird. Wir weisen darauf hin, dass in dieser und anderen vorliegenden Ausführungsformen und Beispielen die Substitution oder der Ersatz eines Transistors anstelle eines Widerstands, z. B. eines variablen Widerstands, so weit gefasst ist, wie es von Fachleuten verstanden werden würde. Daher soll die Beschreibung eines Widerstands oder variablen Widerstands, der solche anderen Komponenten (z. B. NMOS- oder PMOS-Transistoren) umfasst, eine allgemeine Fähigkeit vermitteln, den Widerstand oder variablen Widerstand eines solchen Elements durch das andere einzufügen oder zu ersetzen, wie es am besten zu einer bestimmten Implementierung passt.
Der NMOS-Transistor MR1 ist im Triodenbereich vorgespannt, so dass sein Durchlasswiderstand R_ON als R_var fungiert, das durch die am Gate von MR1 angelegte Steuerspannung V_CONT gesteuert wird. $R_{v a r} = R_{O N} \approx \frac{1}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{R 1} (V_{C O N T} - V_{S} - V_{T})}$
wobei ${(\frac{W}{L})}_{R 1}$
das Verhältnis von W zu L von MR1 ist, und V_CONT die an das Gate von MR1 angelegte Steuerspannung ist und Vs die Spannung an der Source von MR1 ist, die die Ausgangsspannung V_O ist.
Die Ausführungsformen mit variablem Widerstand von und können zu höheren Ausgangswiderständen und niedrigeren Spannungsverstärkungen führen als der LSBA nach dem Stand der Technik von . Der variable Widerstand R_var liegt in Reihe mit dem Widerstand in der Quelle von M1 und erhöht den Ausgangswiderstand auf: $R_{o} \approx \frac{1}{g_{m 1}} + R_{v a r}$
Da R_var eine Funktion der Ausgangsspannung gemäß Gleichung (6) ist, kann gezeigt werden, dass sich die inkrementelle Verstärkung gegenüber Gleichung (2) um den Faktor $1 + \frac{R_{v a r} I}{V_{G S R 1} - V_{T}}$
reduziert ist: $a_{v} = \frac{1}{1 + \frac{1}{g_{m 1}} (\frac{1}{r_{o 1}} + \frac{1}{R_{o u t}})} \cdot \frac{1}{1 + \frac{R_{v a r} I}{V_{G S R 1} - V_{T}}}$
wobei V_GSR1 die Gate-to-Source-Spannung von MR1 ist.
zeigt einen pegelverschiebenden Pufferverstärker gemäß einer oder mehreren Ausführungsformen, bei dem der frühere variable Widerstand R_var durch einen PMOS-Transistor MR2 ersetzt ist. Der PMOS-Transistor MR2 ist im Triodenbereich vorgespannt, so dass sein ON-Widerstand R_ON als R_var fungiert, das von der Steuerspannung V_CONT gesteuert wird: $R_{v a r} = R_{O N} \approx \frac{1}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{R 2} | V_{C O N T} - V_{S} - V_{T} |}$
wobei ${(\frac{W}{L})}_{R 2}$
das Verhältnis von W zu L von MR2 ist, und V_CONT die an das Gate von MR2 angelegte Steuerspannung und V_S die Spannung an der Source von MR2 ist.
Der Ausgangswiderstand der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung in mit dem variablen Widerstand in ist gegeben durch: $R_{o} \approx \frac{1}{g_{m 1}} + R_{v a r}$
Der inkrementelle Verstärkung erhöht sich in diesem Fall jedoch um einen Faktor von $1 + \frac{R_{v a r} I}{| V_{G S R 1} - V_{T} |} :$
$a_{v} = \frac{1 + \frac{R_{v a r} I}{| V_{G S R 2} - V_{T} |}}{1 + \frac{1}{g_{m 1}} (\frac{1}{r_{o 1}} + \frac{1}{R_{o u t}})}$
wobei V_GSR2 die Gate-to-Source-Spannung von MR2 ist.
Da diese Verstärkung näher bei 1 liegt als die LSBA-Schaltung mit dem variablen Widerstand in , kann die Ausführungsform des variablen Widerstands in für einige Anwendungen eine bevorzugte Ausführungsform sein.
zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die auf dem FSF in basiert und zusätzlich einen variablen Widerstand R_var enthält. Die Pegelverschiebung ist gegeben durch $V_{L S} = V_{G S 1} + I R_{v a r} = V_{T} + \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}} + I R_{v a r}$
wobei V_GS1 die Gate-zu-Source-Spannung von M1 ist, und ${(\frac{W}{L})}_{1}$
das Verhältnis von W zu L von M1 ist.
Auch hier kann der variable Widerstand R_var durch einen NMOS-Transistor, wie in , oder durch einen PMOS-Transistor, wie in , ersetzt oder implementiert werden, wobei der Widerstand R_var durch Gleichung (6) bzw. Gleichung (9) gegeben ist.
In einigen Aspekten eliminieren oder reduzieren die Ausführungsformen in im Vergleich zu den Ausführungsformen in den Effekt des Laststroms, und der Ausgangswiderstand wird aufgrund der Gegenkopplung von M2 ebenfalls reduziert. Der Ausgangswiderstand ist gegeben durch: $R_{o} \approx \frac{\frac{1}{g_{m 1}} + R_{v a r}}{g_{m 2} r_{o 1}}$
wobei g_m1 und g_m2 die Transkonduktanz von M1 bzw. M2 und r_o1 der Ausgangswiderstand von M1 sind. Die inkrementelle Verstärkung des LSBA in Abb. ist7 gegeben durch $a_{v} = \frac{1}{1 + \frac{1}{g_{m 1} r_{o 1}}} \cdot \frac{1}{1 + \frac{R_{v a r} I}{V_{G S R 1} - V_{T}}}$
wobei V_GSR1 die Gate-to-Source-Spannung von MR1 ist.
Die inkrementelle Verstärkung des LSBA in ist gegeben durch $a_{v} = \frac{1 + \frac{R_{v a r} I}{V_{G S R 2} - V_{T}}}{1 + \frac{1}{g_{m 1} r_{o 1}}}$
wobei V_GSR2 die Gate-to-Source-Spannung von MR2 ist.
Die inkrementelle Verstärkung der Schaltung in ist höher als die in und kann für einige Anwendungen bevorzugt werden.
zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Sie umfasst eine Parallelschaltung eines ersten Source-Folgers M1 und eines zweiten Source-Folgers M2 mit einem variablen Serienwiderstand R_VAR. Vorzugsweise haben M1 und M2 zwei unterschiedliche Schwellenspannungen, so dass V_T1 > V_T2, wobei V_T1 die Schwellenspannung von M1 und V_T2 die Schwellenspannung von M2 ist. In einem Beispiel kann M1 ein Standard-V_T-Bauteil und M2 ein Nieder-V_T-Bauteil sein. In einem anderen Beispiel kann M1 ein Hoch-V_T-Gerät und M2 ein Standard-V_T-Gerät sein. In einem weiteren Beispiel kann M1 ein Hoch-V_T-Gerät und M2 ein Nieder-V_T-Gerät sein. Wenn R_var variiert wird, ändert sich auch das Ausmaß der Pegelverschiebung. Wenn R_var sehr klein ist, ist der Spannungsabfall IR_var über R_var gering. In diesem Fall fließt der größte Teil des Stroms I+I_O durch M2, weil V_T2 niedriger ist und M1 fast ausgeschaltet ist. In diesem Fall wird die Pegelverschiebung durch die Gate-zu-Source-Spannung V_GS2 von M2 bestimmt: $V_{L S} = V_{G S 2} + I R_{v a r} \approx V_{G S 2} = V_{T 2} + \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}}$
wobei V_GS2 die Gate-Source-Spannung von M2 ist und ${(\frac{W}{L})}_{2}$
das Verhältnis von W zu L von M2 ist. Der Ausgangswiderstand wird durch g_m2 von M2 bestimmt: $R_{o} \approx \frac{1}{g_{m 1}} + R_{v a r} \approx \frac{1}{g_{m 2}}$
Wenn R_var hingegen sehr groß ist, wird der größte Teil des Vorspannungsstroms I zu M1 geleitet, und M2 ist fast ausgeschaltet. In diesem Fall wird die Pegelverschiebung durch die Gate-zu-Source-Spannung V_GS1 von M1 bestimmt: $V_{L S} \approx V_{G S 1} = V_{T 1} + \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}}$
wobei V_GS1 die Gate-zu-Source-Spannung von M1 ist, und ${(\frac{W}{L})}_{1}$
das Verhältnis W zu L von M1 ist. Der Ausgangswiderstand wird durch g_m1 von M2 bestimmt: $R_{o} \approx \frac{1}{g_{m 1}}$
Durch Variation von R_var zwischen diesen beiden Extremen kann die Pegelverschiebung stufenlos zwischen den in den Gleichungen (14) und (16) angegebenen Werten variiert werden. Der Bereich der Pegelverschiebung ist daher gegeben durch $V_{T 2} + \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}} \leq V_{L S} \leq V_{T 1} + \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}}$
Auch hier kann der variable Widerstand R_var durch einen NMOS-Transistor, wie in gezeigt, oder durch einen PMOS-Transistor, wie in gezeigt, realisiert werden.
Die Einstellbarkeit, d. h. die Differenz zwischen der oberen und der unteren Grenze der Pegelverschiebung, ist gegeben durch $Δ V_{L S} \approx V_{T 1} - V_{T 2} + \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}} - \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}}$
Wenn die Größen von M1 und M2 gleich sind, reduziert sich die Einstellbarkeit auf die Differenz zwischen den Schwellenspannungen: $Δ V_{L S} \approx V_{T 1} - V_{T 2}$
Allerdings bietet die Herstellung ${(\frac{W}{L})}_{2} > {(\frac{W}{L})}_{1}$
eine größere Einstellbarkeit. Wenn keine Transistoren mit unterschiedlichen Schwellenspannungen zur Verfügung stehen, sind V_T1 und V_T2 gleich, und es ergibt sich bei ungleicher Dimensionierung von M1 und M2 eine Einstellbarkeit von $Δ V_{L S} \approx \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {{(\frac{W}{L})}_{1} + {(\frac{W}{L})}_{2}}}} - \sqrt{\frac{2 (I + I_{O})}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}}$
zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Sie umfasst einen FSF mit einer Parallelschaltung eines ersten Source-Followers M1 und eines zweiten Source-Followers M2 mit einem seriellen variablen Widerstand R_VAR. Vorzugsweise haben M1 und M2 zwei unterschiedliche Schwellenspannungen, so dass V_T1 > V_T2, wobei V_T1 die Schwellenspannung von M1 und V_T2 die Schwellenspannung von M2 ist. In einem Beispiel kann M1 ein Standard-V_T-Bauteil und M2 ein Nieder- V_T -Bauteil sein. In einem anderen Beispiel kann M1 ein Hoch- V_T -Gerät und M2 ein Standard- V_T -Gerät sein. In einem weiteren Beispiel kann M1 ein Hoch- V_T -Gerät und M2 ein Nieder- V_T -Gerät sein. Wenn R_var variiert wird, ändert sich auch das Ausmaß der Pegelverschiebung. Wenn R_var sehr klein ist, ist der Spannungsabfall IR_var über R_var gering. In diesem Fall fließt der größte Teil des Stroms / durch M2, und M1 ist fast ausgeschaltet. In diesem Fall wird die Pegelverschiebung durch die Gate-zu-Source-Spannung V_GS2 von M2 bestimmt: $V_{L S} = V_{G S 2} + I R_{v a r} \approx V_{G S 2} = V_{T 2} + \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}}$
wobei V_GS2 die Gate-zu-Source-Spannung von M2 ist, und ${(\frac{W}{L})}_{2}$
das Verhältnis von W zu L von M2 ist. Der Ausgangswiderstand wird durch die Gegenkopplung von M3 wie beim FSF erheblich um den Faktor _m2gr_o1 reduziert und ist gegeben durch: $R_{o} \approx \frac{\frac{1}{g_{m 2}} + R_{v a r}}{g_{m 3} r_{o 1}} \approx \frac{1}{g_{m 3} r_{o 1} g_{m 2}}$
Wenn R_var hingegen sehr groß ist, wird der größte Teil des Vorspannungsstroms I zu M1 geleitet, und M2 ist fast ausgeschaltet. In diesem Fall wird die Pegelverschiebung durch die Gate-zu-Source-Spannung V_GS1 von M1 bestimmt: $V_{L S} \approx V_{G S 1} = V_{T 1} + \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}}$
wobei V_GS1 die Gate-zu-Source-Spannung von M1 ist, und ${(\frac{W}{L})}_{1}$
das Verhältnis von W zu L von M1 ist. Der Ausgangswiderstand ist gegeben durch: $R_{o} \approx \frac{1}{g_{m 3} r_{o 1} g_{m 1}}$
Durch Variation von R_var zwischen diesen beiden Extremen kann die Pegelverschiebung stufenlos zwischen den in den Gleichungen (14) und (16) angegebenen Werten variiert werden. Daher ist der Bereich der Pegelverschiebung gegeben durch $V_{T 2} + \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}} \leq V_{L S} \leq V_{T 1} + \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}}$
Auch hier kann der variable Widerstand R_var durch einen NMOS-Transistor oder einen PMOS-Transistor realisiert werden, wie in bzw. gezeigt.
Die Einstellbarkeit, d. h. die Differenz zwischen der oberen und der unteren Grenze der Pegelverschiebung, ist gegeben durch $Δ V_{L S} \approx V_{T 1} - V_{T 2} + \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{1}}} - \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}}$
Wenn die Größen von M1 und M2 gleich sind, reduziert sich die Einstellbarkeit auf die Differenz zwischen den Schwellenspannungen: $Δ V_{L S} \approx V_{T 1} - V_{T 2}$
Allerdings bietet das Einstellen von ${(\frac{W}{L})}_{2} > {(\frac{W}{L})}_{1}$
eine größere Einstellbarkeit. Wenn keine Transistoren mit unterschiedlichen Schwellenspannungen zur Verfügung stehen, sind V _T1 und V_T2 gleich, und es ergibt sich bei ungleicher Dimensionierung von M1 und M2 eine Einstellbarkeit von $Δ V_{L S} \approx \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {{(\frac{W}{L})}_{1} + {(\frac{W}{L})}_{2}}}} - \sqrt{\frac{2 I}{μ_{n} C_{O X} {(\frac{W}{L})}_{2}}}$
zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Sie umfasst einen Source-Folger mit einem Transistor M1 mit variablem Schwellenwert. Die Schwellenspannung von M1 wird durch Änderung der Steuerspannung V_CONT gesteuert. In einem Beispiel wird der Transistor M1 mit variablem Schwellenwert in FDSOI-Technologie (Fully-Depleted Silicon-on-Insulator) realisiert. Die Steuerspannung V_CONT wird an die Back-Gate-Spannung des Transistors angelegt. Die FDSOI-Technologie ist der Bulk-CMOS-Technologie für diese Ausführungsform überlegen, da die Schwellenspannung um einen großen Betrag, bis zu einigen hundert Millivolt, variiert werden kann.
zeigt eine weitere Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Sie umfasst einen FSF mit einem Transistor M1 mit variablem Schwellenwert. Die Schwellenspannung von M1 wird durch Änderung der Steuerspannung V_CONT gesteuert. In einem Beispiel wird der Transistor M1 mit variablem Schwellenwert in FDSOI-Technologie (Fully-Depleted Silicon-on-Insulator) realisiert. Die Steuerspannung V_CONT wird an die Back-Gate-Spannung des Transistors angelegt.
zeigt einen Regelkreis, der die Pegelverschiebung bei PVT-Schwankungen konstant hält. Eine Differenzschaltung 500 erzeugt eine Differenz zwischen der Pegelverschiebung V_LS und einer Referenzspannung V_REF. Die Referenzspannung VREF ist vorzugsweise unabhängig von PVT-Schwankungen. Die Referenzspannung V _REF kann z. B. von einer Bandlücken-Referenzquelle erzeugt werden. Die Differenz V-V_LSREF wird von einem Integrator 502 integriert. Der Ausgang des Integrators treibt die Steuerspannung V_CONT in den verschiedenen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. In einem Beispiel werden die Differenzschaltung 500 und der Integrator 502 durch einen in gezeigten differentiellen Schaltkondensator-Integrator realisiert. Sein Betrieb wird durch zwei sich nicht überschneidende Taktphasen Φ₁ und Φ₂ gesteuert. Wenn Φ₁ „hoch“ ist, sind die Schalter S1 und S2 „AN“ und S3 und S4 „AUS“. Die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung des Puffers, deren Differenz gleich VLs ist, werden während dieser Phase über den Abtastkondensator Cs abgetastet. Wenn Φ₂ „hoch“ ist, sind die Schalter S3 und S4 „AN“ und S1 und S2 „AUS“, so dass die Referenzspannung VREF an die untere Platte von Cs angelegt wird. Es kann gezeigt werden, dass die sich ergebende Veränderung des Ausgangsspannung ΔV_o des Integrators dargestellt ist als $Δ V_{o} = V_{I N} - V_{O U T} = V_{L S} - V_{R E F}$
Wenn V_LS größer als VREF ist, steigt die Ausgangsspannung des Integrators nach jedem Taktzyklus weiter um ΔV_oan, da V_o positiv ist. Dadurch erhöht sich die Steuerspannung V_cont. In den Ausführungsformen, in denen der variable Widerstand durch einen NMOS-Transistor implementiert ist, verringert sich R_var und damit auch V_LS. Durch diese negative Rückkopplung verringert sich V_LS daher so, dass V_LS = V_REF. In anderen Ausführungsformen muss die Steuerspannung reduziert werden, wenn V_LS größer ist als V_REF. In diesen Ausführungsformen ist eine Polaritätsumkehr der Ausgangsspannung des Integrators erforderlich. Dies kann z. B. durch einen invertierenden Verstärker, der mit dem Ausgang des Integrators gekoppelt ist, oder durch einen volldifferenziellen Integrator erreicht werden.
Obwohl hier verschiedene erfinderische Ausführungsformen beschrieben und illustriert wurden, wird sich der Fachmann ohne weiteres eine Vielzahl anderer Mittel und/oder Strukturen vorstellen können, um die Funktion auszuführen und/oder die Ergebnisse und/oder einen oder mehrere der hier beschriebenen Vorteile zu erzielen, und jede dieser Variationen und/oder Modifikationen wird als im Rahmen der hier beschriebenen erfinderischen Ausführungsformen liegend betrachtet. Ganz allgemein wird der Fachmann erkennen, dass alle hierin beschriebenen Parameter, Abmessungen, Werkstoffe und Konfigurationen beispielhaft sind und dass die tatsächlichen Parameter, Abmessungen, Werkstoffe und/oder Konfigurationen von der spezifischen Anwendung bzw. den spezifischen Anwendungen abhängen, für die die erfindungsgemäße Lehre verwendet wird bzw. werden. Der Fachmann wird viele Äquivalente zu den hierin beschriebenen spezifischen erfinderischen Ausführungsformen erkennen oder durch einfaches Experimentieren feststellen können. Als spezifisches Beispiel kann es erwünscht sein, PMOS-Eingangstransistoren in den Verstärkerschaltungen der anstelle der in den Beispielfiguren gezeigten NMOS-Eingangstransistoren zu verwenden. Solche „umgekehrten“ Konfigurationen werden von Fachleuten geschätzt. Es versteht sich daher von selbst, dass die vorstehenden Ausführungsformen nur beispielhaft dargestellt sind und dass im Rahmen der beigefügten Ansprüche und ihrer Äquivalente erfindungsgemäße Ausführungsformen auch auf andere Weise als in der speziell beschriebenen Weise verwirklicht werden können. Erfindungsgemäße Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beziehen sich auf jedes einzelne hier beschriebene Merkmal, System, Artikel, Material, Kit und/oder Verfahren. Darüber hinaus ist jede sinnvolle Kombination von zwei oder mehr solcher Merkmale, Systeme, Artikel, Materialien, Kits und/oder Methoden, wenn solche Merkmale, Systeme, Artikel, Materialien, Kits und/oder Methoden nicht gegenseitig widersprüchlich sind, in den erfinderischen Umfang der vorliegenden Offenbarung eingeschlossen.
Die hier beschriebene Erfindung kann auch in Form eines Verfahrens ausgeführt werden. Die Handlungen, die als Teil des Verfahrens durchgeführt werden, können in jeder geeigneten Weise angeordnet sein. Dementsprechend können Ausführungsformen konstruiert werden, bei denen die Handlungen in einer anderen als der dargestellten Reihenfolge ausgeführt werden, was die gleichzeitige Ausführung einiger Handlungen einschließen kann, auch wenn sie in den dargestellten Ausführungsformen als aufeinanderfolgende Handlungen gezeigt werden.
Die Erfindung sollte nicht als auf die oben beschriebenen besonderen Ausführungsformen beschränkt angesehen werden, sondern sollte so verstanden werden, dass sie alle Aspekte der Erfindung abdeckt, wie sie in den beigefügten Ansprüchen angemessen dargelegt sind. Verschiedene Modifikationen, äquivalente Verfahren sowie zahlreiche Strukturen, auf die die Erfindung anwendbar sein kann, werden für den Fachmann auf dem Gebiet, auf das sich die Erfindung bezieht, nach Durchsicht dieser Offenbarung offensichtlich sein. Die Ansprüche sollen solche Modifikationen und Äquivalente abdecken.
Es wird beansprucht:
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 9214912 [0007]

Claims

Pegelverschiebender Pufferverstärker, der Folgendes umfasst: einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss einen ersten Transistor; eine Stromquelle; einen variablen Widerstand, der elektrisch mit dem ersten Transistor gekoppelt ist, wobei ein Widerstand des variablen Widerstands eine Funktion einer Spannung an einem Steueranschluss ist; und wobei der Pufferverstärker eine konstante Pegelverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss bewirkt.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 1, wobei der erste Transistor ein NMOS-Transistor ist.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 1, wobei der erste Transistor ein PMOS-Transistor ist.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 2 , wobei: der variable Widerstand einen zweiten NMOS-Transistor mit einem variablen Widerstand zwischen einem Drain-Anschluss und einem Source-Anschluss umfasst; und der Steueranschluss einen Gate-Anschluss des zweiten NMOS-Transistors umfasst.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 2 , wobei: der variable Widerstand einen PMOS-Transistor mit einem variablen Widerstand zwischen einem Drain-Anschluss und einem Source-Anschluss umfasst; und der Steueranschluss einen Gate-Anschluss des PMOS-Transistors umfasst.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 3, wobei: der variable Widerstand einen NMOS-Transistor mit einem variablen Widerstand zwischen einem Drain-Anschluss und einem Source-Anschluss umfasst; und der Steueranschluss einen Gate-Anschluss des NMOS-Transistors umfasst.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 3, wobei: der variable Widerstand einen zweiten PMOS-Transistor mit einem variablen Widerstand zwischen einem Drain-Anschluss und einem Source-Anschluss umfasst; und der Steueranschluss einen Gate-Anschluss des zweiten PMOS-Transistors umfasst.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 1 , welcher ferner einen zweiten Transistor aufweist, der elektrisch mit dem ersten Transistor und der Stromquelle verbunden ist und eine Gegenkopplung bereitstellt.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 8 , wobei: der variable Widerstand einen dritten Transistor mit einem variablen Widerstand zwischen einem Drain-Anschluss und einem Source-Anschluss umfasst; und der Steueranschluss einen Gate-Anschluss des dritten Transistors umfasst.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 9 , wobei der dritte Transistor einen PMOS-Transistor umfasst, der in einem Triodenbetriebsbereich vorgespannt ist.
Pufferverstärker gemäß Anspruch 10, wobei der dritte Transistor einen NMOS-Transistor umfasst, der in einem Triodenbetriebsbereich vorgespannt ist.
Pegelverschiebender Pufferverstärker, der eine Pegelverschiebung zwischen einem Eingangs- und einem Ausgangsanschluss erzeugt, umfassend: eine Stromquelle; einen ersten Transistor, der elektrisch mit dem Eingangsanschluss verbunden ist; einen zweiten Transistor, der elektrisch mit dem Eingangsanschluss und der Stromquelle verbunden ist; und einen variablen Widerstand, der elektrisch mit dem ersten Transistor gekoppelt ist, wobei ein Widerstand des variablen Widerstands eine erste Funktion einer Spannung an einem Steueranschluss ist; wobei die Pegelverschiebung eine zweite Funktion der Spannung an dem Steueranschluss ist.
Pegelverschiebender Pufferverstärker gemäß Anspruch 12, bei dem die Schwellenspannung des ersten Transistors niedriger ist als die Schwellenspannung des zweiten Transistors.
Pegelverschiebender Pufferverstärker gemäß Anspruch 13, der ferner einen dritten Transistor enthält, der elektrisch mit dem ersten und dem zweiten Transistor verbunden ist und eine Gegenkopplung bildet
Pufferverstärker gemäß Anspruch14 , wobei der erste Transistor ein NMOS-Transistor ist.
Pufferverstärker gemäß Anspruch15 , wobei der erste Transistor ein PMOS-Transistor ist.
Pegelverschiebender Pufferverstärker, der Folgendes umfasst: einen Eingangsanschluss und einen Ausgangsanschluss einen ersten Transistor mit einem Back-Gate-Anschluss; eine Stromquelle; wobei der erste Transistor ein vollständig verarmter Silizium-auf-Isolator-Transistor (FD-SOI-Transistor) ist und eine Steuerspannung an den Back-Gate-Anschluss angelegt wird, um eine konstante Pegelverschiebung zwischen dem Eingangs- und dem Ausgangsanschluss bereitzustellen.
Pufferverstärker gemäß Anspruch, 17, wobei der erste Transistor ein NMOS-Transistor ist.
Der Pufferverstärker gemäß Anspruch, 17, wobei der erste Transistor ein PMOS-Transistor ist.
Pegelverschiebender Pufferverstärker gemäß Anspruch 17, der ferner einen zweiten Transistor enthält, der elektrisch mit dem ersten und dem zweiten Transistor gekoppelt ist und eine Gegenkopplung bereitstellt
Schaltung für eine konstante Pegelverschiebung, umfassend; einen Pufferverstärker mit einem Eingangsanschluss, einem Ausgangsanschluss und einem Steueranschluss, wobei eine Pegelverschiebung zwischen dem Eingangsanschluss und dem Ausgangsanschluss eine Funktion einer an den Steueranschluss angelegten Spannung ist; eine Referenzquelle, die eine Referenzspannung erzeugt; eine Differenzschaltung, die elektrisch mit der Referenzquelle verbunden ist und eine Spannungsdifferenz zwischen der Pegelverschiebung und der Referenzspannung erzeugt; einen Integrator, der die Spannungsdifferenz integriert und eine Ausgangsspannung erzeugt; wobei die Ausgangsspannung elektrisch mit der Steuerklemme gekoppelt ist, um die Pegelverschiebung gegenüber Prozess-, Stromversorgungsspannungs- und Temperaturschwankungen konstant zu halten.
Schaltung für eine konstante Pegelverschiebung gemäß Anspruch 21, wobei die Differenzschaltung einen ersten Kondensator umfasst, der elektrisch mit dem Eingangsanschluss, dem Ausgangsanschluss und der Referenzquelle verbunden ist.
Schaltung für eine konstante Pegelverschiebung gemäß Anspruch 22, wobei der Integrator einen Operationsverstärker und einen zweiten Kondensator umfasst, der elektrisch mit dem Operationsverstärker verbunden ist.
Schaltung für eine konstante Pegelverschiebung gemäß Anspruch 23, die ferner eine Vielzahl von Schaltern umfasst, die elektrisch mit dem ersten Kondensator gekoppelt sind.