DE3625949A1 - Schaltung zum erzeugen eines stabilisierten stromes, insbesondere fuer integrierte mos-schaltungen - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung für die Erzeugung eines stabilisierten Stroms, insbesondere zur Einbeziehung in eine integrierte Schaltung des Typs MOS (Metalloxid-Halbleiter).

Bei integrierten Schaltungen ergibt sich häufig die Notwendigkeit, innerhalb der Schaltung selbst einen Strom einer bestimmten Stärke zu erzeugen. Ein typisches Beispiel hierfür ist die Polarisierungsstufe eines Operationsverstärkers.

Für derartige Zwecke bekannt ist die Verwendung von sogenannten Wilson- oder "Kaskaden"-Stromerzeugern ("Basic MOS Operational Amplifier Design - An Overview" Kapitel IIc, von P. R. Gray, in Analog MOS Integrated Circuits, IEEE Press, New York, 1980, Seite 28; und "Design Considerations in Single-Channel MOS Analog Integrated Circuits - A Tutorial", Kapitel II, von Y. P. Tsividis, in IEEE Journal of Solid- State Circuits, Band SC-13, Nr. 3, Juni 1978, S. 383),

Derartige Generatoren sind jedoch allein für solche Anwendungen geeignet, in denen es bei der Stärke des Stroms nicht auf übermäßige Genauigkeit ankommt, insbesondere wenn durch Änderungen der elektrischen und physikalischen Parameter der integrierten Schaltung (z. B. Faktoren im Zusammenhang mit der Leitfähigkeit und den Schwellenwerten von Transistoren, Widerstandwert pro Flächeneinheit von Widerstandsschichten) und durch Änderungen von Umgebungsbedingungen und Funktionsbedingungen der Schaltung selbst (z. B. Speisespannungen, Temperaturen usw.) hervorgerufene Änderungen des Stroms kein Problem darstellen.

Generatoren der vorstehend erwähnten Art sind jedoch nicht mehr ausreichend, wenn bei dem erzeugten Strom ein bestimmter Wert mit einer ausreichenden Genauigkeit von beispielsweise ±10% des Nennwerts eingehalten werden soll, und zwar ungeachtet von fertigungsbedingten Schwankungen der elektrischen und physikalischen Parameter der integrierten Schaltung, wobei dieser Wert außerdem unabhängig von den Betriebsbedingungen, insbesondere von Schwankungen der Speisespannung und der Temperatur eingehalten werden soll.

In derartigen Fällen ist es bekannt, eine Spiegelschaltung zu verwenden, in welcher der Steuerstrom auf der Basis einer Bezugsspannung erhalten wird, welche in einer integrierten Schaltung unter Einhaltung eines sehr genau bestimmten Werts verfügbar ist. Ein naheliegendes Verfahren, einen solchen Steuerstrom zu erhalten, bestünde darin, die Bezugsspannung an die Pole eines einen genau bestimmten Widerstandswert aufweisenden Widerstands zu legen. Da es bei einer MOS-Schaltung jedoch äußerst schwierig ist, einen Widerstand mit genau bestimmten und konstantem Widerstandswert zu schaffen, während es relativ einfach ist, kapazitive Elemente mit einer ausreichend genau bestimmten und konstanten Kapazität zu realisieren, wird in bekannten Anordnungen ein gleichwertiges Resultat durch die Verwendung von mit Schaltkondensatoren bestückten Schalteinrichtungen erzielt, wobei der Schaltvorgang mittels durch ein Taktsignal gesteuerter elektronischer Schalter erfolgt (siehe z. B. "Sampled Analog Filtering Using Switched Capacitors as Resistor Equivalents", von. J. T. Caves, M. A. Copeland, C. F. Rahim und S. D. Rosenbaum in IEEE Journal of Solid-State Circuits, Band SC-12, Nr. 6, Dezember 1977).

Eine bekannte Ausführungsform einer Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes gemäß dem vorstehenden Stand der Technik ist nachstehend im einzelnen anhand von Fig. 1 erläutert. Wie aus diesen Erläuterungen hervorgeht, weist die bekannte Ausführung den Nachteil auf, daß sie zusätzlich zur Masseverbindung und der Bezugsspannung zwei Speisespannungen von entgegengesetzter Polarität erfordert. Nachteilig ist außerdem die große Anzahl der den Schaltkondensatoren zugeordneten elektronischen Schalter. In der Praxis sind nicht weniger als fünf, und in bestimmten Fällen bis zu sieben solche elektronischen Schalter vorhanden, von denen vier oder sechs paarweise geschaltet sind, um jeweils einen Umschalter zu bilden.

Ein wesentliches Ziel der Erfindung ist daher die Schaffung eines auf einem vorgegebenen Wert stabilisierten Stromerzeugers, welcher nur eine einzige Speisespannung benötigt und dabei mit einer geringeren Anzahl von Schaltelementen auskommt, so daß die gesamte Schaltungsanordnung einen einfacheren Aufbau erhält als in der bekannten Ausführung.

Ein weiteres Ziel ist die Schaffung eines solchen Stromerzeugers mit einer in der Planungsphase mit größerer Einfachheit bestimmbaren Filterzeitkonstante, welcher darüber hinaus eine kleinere Oberfläche auf einem Siliziumchip benötigt als in der bekannten Ausführung.

Die Erfindung erreicht die vorstehenden und weitere, sich aus der folgenden Beschreibung ergebenden Ziele und Vorteile durch die Schaffung eines stabilisierten Stromerzeugers, insbesondere für eine integrierte MOS-Schaltung, mit einem Operationsverstärker mit kapazitiver Rückkoppelung, dessen Ausgangssignal eine Stromrelgeleinrichtung steuert, welche ihrerseits den Eingang einer Spiegelschaltung ansteuert, wobei der am Ausgang der Spiegelschaltung erscheinende Spiegelstrom Rückkoppelungs-Schalteinrichtungen steuert, welche den Operationsverstärker zum Konstanthalten des Spiegelstroms steuern, wobei gemäß der Erfindung vorgesehen ist, daß die Rückkoppelungs-Schalteinrichtungen einen ersten Kondensator und einen parallel dazu geschalteten ersten elektronischen Schalter aufweisen, mit einem an einem festen Potential liegenden Anschluß und einem mit dem Spiegelstrom gespeisten gegenüberliegenden Anschluß, daß ein zweiter Kondensator mit einem Pol an dem festen Potential liegt und an seinem gegenüberliegenden Pol mit einem doppelten zweiten elektronischen Schalter verbunden ist, welcher den zweiten Kondensator in einer inaktiven ersten Stellung mit dem invertierenden Eingang des Funktionsverstärkers und in einer aktivierten zweiten Stellung mit dem freien Pol des ersten Kondensators verbindet, wobei der zweite elektronische Schalter synchron mit dem ersten elektronischen Schalter durch ein Rechteck-förmiges Taktsignal derart gesteuert ist, daß der erste elektronische Schalter alternativ geöffnet ist, während sich der zweite elektronische Schalter in der Arbeitsstellung befindet, und geschlossen ist, wenn sich der zweite elektronische Schalter im Ruhezustand befindet, sowie ferner daß der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers mit einer festen Bezugsspannungsquelle verbunden ist.

Im folgenden sind eine bekannte Ausführungsform sowie einige bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Schaltbild eines bekannten stabilisierten Stromerzeugers für integrierte MOS-Schaltungen mit einer Bestückung von Schaltkondensatoren,

Fig. 2 eine grafische Darstellung der Wellenform eines in der integrierten Schaltung verwendeten Taktsignals,

Fig. 3 ein Schaltbild einer der in Fig. 1 dargestellten entsprechenden Schaltungsanordnung,

Fig. 4 ein Schaltbild eines stabilisierten Stromerzeugers in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltbild einer der in Fig. 4 dargestellten entsprechenden Schaltungsanordnung und

Fig. 6 ein Schaltbild eines Teils einer Schaltungsanordnung in einer Abwandlung von Fig. 4.

Ein in Fig. 1 dargestellter stabilisierter Stromerzeuger gemäß der eingangs erwähnten bekannten Ausführung umfaßt einen ersten und einen zweiten Kondensator C 1 bzw. C 2 und drei doppelte elektronische Schalter S 1, S 2 und S 3, welche sich in der Darstellung von Fig. 1 im Ruhezustand befinden, wobei die beiden Kondensatoren parallel geschaltet sind und mit einem Pol an Masse liegen, während der andere Pol mit einem Leiter L 1 verbunden ist. Im in der Zeichnung gestrichelt dargestellten aktivierten Zustand unterbrechen die beiden doppelten Schalter S 1 und S 3 die Verbindung des ersten Kondensators C 1 mit dem zweiten Kondensator C 2 und verbinden den ersten Kondensator C 1 mit den Polen einer Bezugsspannungsquelle Vr, während der Kondensator C 2 mit einem Leiter L 2 verbunden ist und über diesen mit einem Spiegelstrom aufgeladen wird.

Die drei doppelten Schalter S 1, S 2 und S 3 sind durch ein und dasselbe Taktsignal TK gesteuert. Dieses hat, wie in Fig. 2 dargestellt, quadratische Wellenform mit einer Periode T, welche eine Arbeitsperiode T 1 eines hohen oder aktiven Signals und eine vorzugsweise der Arbeitsperiode T 1 gleiche Ruheperiode T 2 eines niedrigen oder inaktiven Signals umfaßt. Die drei doppelten Schalter S 1, S 2 und S 3 sind in der Praxis aus jeweils zwei einzelnen Schaltern gebildet, welche gegenphasig durch das Taktsignal gesteuert werden.

Der Leiter L 1 ist mit dem invertierenden Eingang eines Funktionsverstärkers A verbunden, welcher mit dem anderen Eingang an Masse liegt und über einen Kondensator C 3 rückgekoppelt ist.

Der Ausgang des Verstärkers A steuert einen P-Transistor M 1, dessen Source-Elektrode mit einer positiven Spannung +VDD gespeist ist, um in einem Leiter L 3 einen Strom I zu erzeugen, dessen Stärke somit eine Funktion der Ausgangsspannung des Verstärkers ist, und welcher einer Spiegelschaltung zufließt. Diese umfaßt einen N-Transistor M 2, dessen Drain-Elektrode mit dem Leiter L 3 und dessen Gate- Elektrode mit der Drain-Elektrode sowie mit der Gate-Elektrode eines identischen Transistors M 3 verbunden ist, wobei die Source-Elektroden beider Transistoren M 2 und M 3 an einer negativen Speisespannung -VSS liegen, wie dies bei einer Spiegelschaltung bekannt ist. Im Transistor M 3 entsteht somit ein Strom Ig spiegelbildlich zum Strom I.

Die Drain-Elektrode des Transistors M 3 ist mit dem Leiter L 2 sowie mit einem Anschluß eines einfachen Schalters S 4 verbunden, welcher im Ruhezustand Masseschluß herstellt und durch das Taktsignal CK gesteuert ist, um während der aktiven Phase desselben zu öffnen, so daß also die Drain- Elektrode des Transistors M 3 abwechselnd mit Masse und dem Kondensator C 2 verbunden ist.

Die schematisch in Form eines Blocks dargestellte Schaltung SP ist eine weitere Spiegelschaltung für die Spiegelung des Stroms Ig zur Erzeugung des stabilisierten Stroms für einen (nicht gezeigten) Verbraucher.

Im Zusammenwirken mit dem Kondensator C 3 integriert der Operationsverstärker A die Summe der am Ende jeder Halbperiode T 1 des Taktsignals in den Kondensatoren C 1 und C 2 vorhandenen Ladungen. Unter normalen Betriebsbedingungen muß die Ausgangsspannung des Verstärkers A und damit der Strom Ig konstant sein. Dies bedeutet, daß die während jeder Periode T integrierte Ladung Null ist, d. h. daß die am Ende der Halbperiode T 1 im Condensator C 1 vorhandene Ladung C 1 Vr gegensinnig gleich der am Ende der Halbperiode T 1 im Kondensator C ₂ vorhandenen Ladung IgT 1 ist (C 2 wird während der Halbperiode T 2 zur Masse entladen). Jede Abweichung von diesem Idealzustand führt zu einem Ungleichgewicht der Ladungen und damit zu einer Änderung der Ausgangsspannung VU des Funktionsverstärkers A im Sinne der Wiederherstellung des Gleichgewichts.

Damit ist der von der Spiegelschaltung ausgehende Strom gleich:

und ist daher mit äußerster Genauigkeit steuerbar, da die Bezusspannung Vr beispielsweise auf der Basis des Sperrpotentials des Siliziums mit einem hohen Grad an Genauigkeit erzeugt werden kann und auch der Kondensator C 1 unter Anwendung der monolithischen Integrationstechnik mit großer Präzision darstellbar ist. Die Zeitspanne T 1 kann schließlich mit Hilfe eines Oszillators präzisiert werden, in welchem ein Quarzkristall oder ein keramischer Resonator Verwendung findet. Diese drei eine Rolle spielenden Größen sind weitgehend unabhängig von Bedingungen der Umgebung und der Funktion der integrierten Schaltung.

Fig. 3 zeigt zum Zweck der Erläuterung eine der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 entsprechende, kontinuierlich arbeitende Schaltung, in welcher die beiden Widerstände R 1 und R 2 die Werte

haben, entsprechend den Schaltkondensatoren C 1 und C 2 gemäß den gewohnten Analysekriterien für mit Schaltkondensatoren arbeitende Schaltungen, wie sie dem Fachmann bekannt sind.

Es wird nun verständlich, daß die Notwendigkeit der doppelten Speisung und der relativ großen Anzahl von elektronischen Schaltern im wesentlichen darauf beruht, daß die Ladungen der Kondensatoren C 1 und C 2 von entgegengesetzter Polarität sein müssen, um von der Integratorschaltung A-C 3 miteinander verglichen werden zu können, wobei die Differenz der absoluten Werte im wesentlichen auf Null zurückgeführt werden soll. Wenn die Bezugsspannungsquelle mit einem Pol an Masse liegt, kann der Schalter S 3 zwar weggelassen werden, wobei jedoch der Schaltungsaufwand selbst dann noch beträchtlich ist.

Im folgenden ist eine bevorzugte Ausführungsform eines stabilisierten Stromerzeugers gemäß der Erfindung anhand von Fig. 4 erläutert.

Wie in der bekannten Ausführungsform umfaßt der Stromerzeuger gemäß der Erfindung einen über einen Kondensator C 3 rückgekoppelten und damit als Integrator wirksamen Operationsverstärker A für die Steuerung eines N-Transistors M 2, dessen Source-Elektrode in diesem Falle an Masse liegt. Der nicht invertierende Eingang des Funktionsverstärkers A ist mit einer festen Bezugsspannungsquelle Vr verbunden. Wie dem Fachmann bekannt, verhält sich der invertierende Eingang des Operationsverstärkers als virtuelle Masse VG, so daß die Potentialdifferenz zwischen den beiden Eingängen im wesentlichen gegen Null tendiert.

Der von der Drain-Elektrode des Transistors M 2 abgegebene Strom I wird in einer P-Kanal-Spiegelschaltung gespiegelt, welche zwei in der gleichen Weise wie in der Schaltung nach Fig. 1 geschaltete Transistoren M 1 und M 2 aufweist, deren Source-Elektroden mit einer positiven Spannungsquelle VDD verbunden sind. Der den Spiegelstrom Ig führende Ausgang der Spiegelschaltung liegt an einem Verbindungspunkt H zwischen einem mit dem anderen Pol an Masse liegenden Kondensator C 1, einem parallel zum Kondensator C 1 geschalteten elektronischen Schalter S 4 und einem weiteren Leiter L 2. Dieser führt zu einem Anschluß eines doppelten elektronischen Schalters S 2, dessen Festkontakt K mit dem einen Pol eines zweiten Kondensators C 2 verbunden ist, dessen anderer Pol an Masse liegt. Der andere Anschluß des doppelten Schalters S 2 ist über einen Leiter L 1 mit dem invertierenden Eingang des Funktionsverstärkers A verbunden.

Die beiden Schalter S 4 und S 2 sind in ihrem Ruhezustand dargestellt und durch ein Taktsignal CK gesteuert, welches im wesentlichen das gleiche sein kann wie in Fig. 2 dargestellt. Dementsprechend befinden sich die beiden Schalter während der Halbperiode T 1 im aktivierten Zustand, wie in der Figur gestrichelt angedeutet.

Im normalen Betriebszustand arbeiten die Transistoren M 1, M 2 und M 3 im Sättigungsbereich. Der Strom I ist abhängig vom Wert der Ausgangsspannung VU des Operationsverstärkers A. Dies gilt auch für den Spiegelstrom Ig, welcher mit dem Strom I identisch ist (abgesehen von einem vorbestimmten Multiplikationsfaktor, welcher gegebenenfalls auch Eins betragen kann).

Wie in den Fig. 1 und 3 stellt auch in Fig. 4 der Block SP eine weitere Spiegelschaltung für die Lieferung eines stabilisierten Ausgangsstroms an einen in der Figur nicht gezeigten Verbraucher dar.

Während der Halbperiode T 2, während welcher die Schalter in dem in Fig. 4 ausgezogen dargestellten Zustand sind, entlädt sich der Kondensator C 1 über den Schalter S 4 zur Masse. Während der anschließenden Halbperiode T 1 ist der Schalter S 4 geöffnet, und der Schalter S 2 befindet sich in dem gestrichelt dargestellten Zustand, um den Kondensator C 2 mit dem Kondensator C 1 parallel zu schalten. Am Ende der Halbperiode T 1 ist die Spannung am Verbindungspunkt K somit:

Nach dem Ende der Halbperiode T 1 nehmen die Schalter wieder den in der Zeichnung gezeigten Zustand ein, um die im Kondensator C 2 vorhandene Ladung, welche größer ist als C ₂ V _r , zum Kondensator C 3 zu übertragen. Setzt man t _n für den Zeitpunkt des Beginns einer n-ten Periode T, dann beträgt die elektrische Bilanz am Ende der betreffenden Vollperiode T mithin:

Ist somit die Spannung V _K zum Zeitpunkt t _n + T kleiner als V _r , so steigt die Ausgangsspannung V _U an, wodurch auch der Strom I _g zunimmt, so daß die am Ende der folgenden Halbperiode T ₁ (d. h. zum Zeitpunkt t _n + T + T ₁) erreichte Spannung V _K höher ist als die am Ende der vorliegenden Halbperiode T ₁ d. h. zum Zeitpunkt T _n + t ₁ erreichte Spannung V _K . Das Gegenteil tritt ein, wenn die Spannung V _K zum Zeitpunkt t _n + T ₁ größer ist als V _r .

Der Gleichgewichtszustand, in welchem V _U (t _n + T) = V _U -(t _n ), ist erreicht, wenn V _K = V _r , d. h. unter Berücksichtigung der Beziehung (2), wenn die Ausgangsspannung des Funktionsverstärkers A

ergibt, woraus

folgert.

Im typischen Falle, in welchem die Arbeitsphase des Taktsignals CK 50% beträgt (d. h. T ₁ = T ₂), läßt sich die Beziehung (3) schreiben:

worin f (gleich 1/T) die Taktfrequenz ist. In der Praxis ist C ₁ vorzugsweise sehr viel größer als C ₂, so daß sich die Beziehung (4) reduzieren läßt auf

I _g = 2fV _r C ₁.

Der erzeugte Strom I _g kann daher mit beträchtlicher Genauigkeit bestimmt werden und ist in erster Näherung unabhängig von den Betriebsbedingungen der integrierten Schaltung, und zwar aus den gleichen Gründen wie in bezug auf die bekannte Ausführung genannt.

Fig. 5 zeigt eine der in Fig. 4 dargestellten entsprechenden zeitkontinuierliche Schaltung. Die Werte der nach den gebräuchlichen Kriterien realisierten Widerstände betragen:

R ₁ = T ₁/(C ₁ + C ₂) und R ₂ = T/C ₂.

Es ist somit zu erkennen, daß für den stabilisierten Stromerzeuger gemäß der Erfindung eine zweifache Speisung mit entgegengesetzter Polarität nicht notwendig ist, da die Bezugsspannung V _r und die Rückkoppelungsspannung VH im Gegensatz zur bekannten Lösung hier die gleiche Polarität haben. Außerdem sind für den Stromerzeuger gemäß der Erfindung weniger Schaltelemente erforderlich, so daß er einen einfacheren Aufbau hat und wirtschaftlich herstellbar ist.

Während bei der bekannten Lösung (in einer konkret vorhandenen Schaltung der Feldeffekt-Technik) ein Vergleich zwischen zwei in einer vorbestimmten Zeit erreichten variablen Ladungsgrößen stattfindet, welche zu diesem Zweck entgegengesetzte Polarität haben müssen, findet ein solcher Vergleich gemäß der Erfindung zwischen einer unveränderlichen Bezugsspannung und einer variablen Spannung der gleichen Polarität statt.

In der in Fig. 1 und 3 dargestellten bekannten Lösung ist die Integrations-Zeitkonstante und damit die Filter-Zeitkonstante des Systems im wesentlichen R ₁ C ₃, und bei gleichem Wert der Bezugsspannung V _r ist der Wert des Widerstands R ₁ unmittelbar mit dem Wert des erzeugten Stroms I _g gekoppelt, so daß er bei Zunahme desselben abnimmt. Um die Filter-Zeitkonstante bei Erhöhung des Werts des erzeugten Stroms unverändert zu erhalten, muß daher der Wert des Rückkoppelungskondensators C ₃ entsprechend vergrößert werden, so daß eine größere Fläche des Siliziumchips beansprucht wird.

Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ergibt sich die Integrations-Zeitkonstante dagegen im wesentlichen aus dem Produkt R ₂ C ₃ (unter der praktisch immer gültigen Hypothese, daß R ₁ sehr viel kleiner ist als R ₂). Diese Zeitkonstante ist somit nicht abhängig vom Wert des erzeugten Stroms I _g ; der Block (R ₂, C ₃) kann daher unabhängig von I _g dimensioniert werden, mit den entsprechenden Vorteilen im Hinblick auf die Konstruktion, auf die beanspruchte Fäche des Siliziumchips und damit auf die Wirtschaftlichkeit.

Zu bemerken ist auch, daß in der bekannten Lösung (Fig. 1) die Kondensatoren C ₁ und C ₂ in der gleichen Größenordnung liegende Werte haben müssen, um die Funktion des Transistors M ₃ während der gesamten Periode T im Sättigungsbereich zu gewährleisten, unter der Hypothese, daß Vr etwa die Hälfte von VSS beträgt, da anderenfalls die Bedingung (1) nicht erfüllt wäre. Bei der erfindungsgemäßen Schaltung ist der Wert des Kondensators C ₂ dagegen unabhängig von dem des Kondensators C ₁, da die aus dem Kondensator C ₂ und dem Schalter S ₂ gebildete Gruppe die Funktion eines "Widerstands-Äquivalents" für die Integration des Systems ausübt. Der Kondensator C ₂ kann daher die kleinstmöglichen Abmessungen erhalten.

Fig. 6 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des Ausgangsbereichs der in der Schaltung nach Fig. 4 verwendeten Spiegelschaltung. Am Ausgang der Spiegelschaltung ist in Reihe mit dem Transistor M ₃ ein weiterer Transistor M ₄ geschaltet, welcher durch eine unveränderliche Bezugsspannung VREF, welche gleich Vr sein kann, gesteuert ist, so daß sich eine sogenannte Kaskadenschaltung ergibt, um die Stabilisierung des erzeugten Stroms weiter zu verbessern. Weitere Abwandlungen ähnlicher Art auf der Basis von bekannten Verbesserungen der Spiegelschaltung können durch den Fachmann ohne Schwierigkeit angewandt werden.

Bei den in Fig. 4, 5 und 6 dargestellten bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung sowie in allen gleichwertigen Abwandlungen derselben ist es ferner auch möglich, jeden einzelnen Transistor durch einen komplementären Transistor zu ersetzen (N-Transistor gegen P-Transistor und umgekehrt). In diesem Falle sind auch Masse und Speisung miteinander zu vertauschen, indem die Souce-Elektroden der Spiegelschaltung an Masse gelegt werden und die beiden Kondensatoren C ₁ und C ₂ sowie der Schalter S ₄ mit der Speisespannung VDD verbunden werden. Diese und andere, für den Fachmann naheliegende Abwandlungen sind den in bezug auf Fig. 4, 5 und 6 beschriebenen Ausführungsformen gleichwertig und liegen somit in dem durch die Ansprüche definierten Schutzbereich der Erfindung.

Claims (9)

1. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes, insbesondere für integrierte MOS-Schaltungen, mit einem Operationsverstärker (A) mit kapazitiver Rückkopplung (C 3), dessen Ausgangssignal eine Stromregeleinrichtung (M 2) steuert, welche den Eingang einer Spiegelschaltung (M 1, M 3) speist, wobei der Spiegelstrom (Ig) am Ausgang der Spiegelschaltung Rückkoppelungs-Schalteinrichtungen steuert, welche ihrerseits den Operationsverstärker steuert, um den Spiegelstrom konstant zu halten, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkoppelungs- Schalteinrichtungen einen ersten Kondensator (C 1) und einen zu diesem parallel geschalteten ersten elektronischen Schalter (S 4) mit einem an einem festen Potential liegenden Pol und einem mit dem Spiegelstrom gespeisten entgegengesetzten Pol und einen zweiten Kondensator aufweist, von welchem ein Pol an dem festen Potential liegt und dessen entgegengesetzter Pol mit einem doppelten zweiten elektronischen Schalter (S 2) verbunden ist, über welchen der zweite Kondensator in einer ersten, inaktiven Stellung mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers und in einer zweiten, aktivierten Stellung mit dem freien Pol des ersten Kondensators verbunden ist, wobei der zweite elektronische Schalter synchron mit dem ersten elektronischen Schalter durch ein Rechteck-förmiges Taktsignal derart gesteuert ist, daß der erste elektronische Schalter alternativ geöffnet ist, während sich der zweite elektronische Schalter im Arbeitszustand befindet, und geschlossen ist, während sich der zweite elektronische Schalter im Ruhezustand befindet, und daß der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers mit einer festen Bezugsspannungsquelle (Vr) verbunden ist.

2. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Kondensator im Vergleich zum ersten Kondensator einen äußerst kleinen Wert hat.

3. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Stromregeleinrichtung einen MOS-Transistor (M 1) aufweist, dessen Drain-Elektrode mit dem Eingang der Spiegelschaltung und dessen Source-Elektrode mit dem festen Potential verbunden ist.

4. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß am Ausgang der Spiegelschaltung wenigstens ein weiterer Transistor in Reihe geschaltet ist (Fig. 6).

5. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der wenigstens eine weitere Transistor in Kaskadenschaltung angeordnet ist.

6. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Potential Massepotential ist.

7. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß das feste Potential eine feste Speisespannungsquelle ist.

8. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß er unter Anwendung der MOS-Integrationstechnik auf einer einzigen integrierten Schaltung ausgeführt ist.

9. Schaltung zum Erzeugen eines stabilisierten Stromes nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß er in Wirkbeziehung zu anderen auf der gleichen integrierten MOS- Schaltung installierten Schaltungsfunktionen angeordnet ist.