DE112017001568T5

DE112017001568T5 - Montagesubstrat, Wellenleitermodul, mit integriertem Schaltkreis zusammenmontiertes Substrat, Mikrowellenmodul

Info

Publication number: DE112017001568T5
Application number: DE112017001568.5T
Authority: DE
Inventors: Hideki Kirino; Hiroyuki KAMO
Original assignee: Nidec Corp; WGR Co Ltd
Current assignee: Nidec Corp; WGR Co Ltd
Priority date: 2016-04-28
Filing date: 2017-04-26
Publication date: 2018-12-13
Also published as: US20190067780A1; WO2017188317A1; CN207354692U; CN208872871U; JP2019054315A; CN107454733B; CN208872870U; US10727561B2; CN107454733A

Abstract

Es wird ein Montagesubstrat oder dergleichen bereitgestellt, das Verluste in einem Wellenleiter reduzieren kann, der sich von einem Mikrowellen-IC zu einer Sende-/Empfangsantenne erstreckt. Ein Montagesubstrat weist eine Leiterplatte und einen Koppler auf. Die Leiterplatte hat eine Montagefläche, auf die ein integriertes Mikrowellen-Schaltungselement montierbar ist, wobei das integrierte Mikrowellen-Schaltungselement eine Vielzahl von Anschlüssen hat, die erste und zweite Antennen-I/O-Anschlüsse aufweisen. Der Koppler verbindet die ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse mit einer Wellenleitervorrichtung. Der Koppler weist auf: einen ersten elektrischen Leiterabschnitt zum Verbinden mit dem ersten Antennen-I/O-Anschluss; einen zweiten elektrischen Leiterabschnitt zum Verbinden mit dem zweiten Antennen-I/O-Anschluss und einen länglichen Zwischenraum, in dem eine Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts und eine Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts zueinander entgegengesetzt sind. Der längliche Zwischenraum hat einen schmalen Abschnitt, an dem die Distanz zwischen der Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts und der Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts lokal verringert ist. Der Koppler koppelt ein elektromagnetisches Feld, das an dem schmalen Abschnitt erzeugt ist, an einen Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung.

Description

TECHNISCHES GEBIET
Die vorliegende Offenbarung betrifft eine integrierte Mikrowellenschaltung, eine Radarvorrichtung und ein Radarsystem zur Verbindung und Verwendung mit einer Wellenleitervorrichtung, die mithilfe eines künstlichen magnetischen Leiters elektromagnetische Wellen leitet.
STAND DER TECHNIK
Mikrowellen (einschließlich Millimeterwellen) zur Verwendung in einem Radarsystem werden durch eine integrierte Schaltung generiert, die auf ein Substrat montiert ist (hier als „Mikrowellen-IC“ bezeichnet). Je nach dem Verfahren, mit dem er hergestellt ist, kann ein Mikrowellen-IC als „MIC“ (integrierter Mikrowellenschaltkreis) oder „MMIC“ (monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis) oder als integrierter Mikrowellen- und Millimeterwellenschaltkreis bezeichnet werden. Ein integrierter Mikrowellen-IC generiert ein elektrisches Signal als Basis für eine zu übertragende Signalwelle und gibt das elektrische Signal an einem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs aus. Über eine Leiterbahn wie etwa einen Bonddraht und einen Wellenleiter auf einem Substrat, wie noch beschrieben wird, trifft das elektrische Signal an einem Umwandlungsabschnitt ein, der an einer Verbindungsstelle zwischen dem vorgenannten Wellenleiter und einem Hohlwellenleiter vorgesehen ist, d.h. an einer Grenze zwischen verschiedenen Wellenleitern.
Der Umwandlungsabschnitt weist einen HF-Signal-Generierungsabschnitt auf. Mit „HF- (Hochfrequenz-) Signal-Generierungsabschnitt“ ist ein Abschnitt bezeichnet, der zum Umwandeln eines elektrischen Signals konstruiert ist, das von dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs durch die Leiterbahn in ein elektromagnetisches HF-Feld direkt vor dem Hohlwellenleiter geführt wurde. Die durch den HF-Signal-Generierungsabschnitt umgewandelte elektromagnetische Welle wird zu dem Hohlwellenleiter geführt.
Als Struktur von dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs zu dem HF-Signal-Generierungsabschnitt direkt vor dem Hohlwellenleiter werden bislang üblicherweise die beiden folgenden Strukturen verwendet.
Eine erste Struktur ist beispielsweise im Patentdokument 1 beschrieben, in dem ein Signalanschluss eines Hochfrequenz-Schaltungsmoduls 8 (entsprechend dem Mikrowellen-IC) und Speisestifte 10 (entsprechend dem HF-Signal-Generierungsabschnitt) so nahe beieinander wie möglich verbunden sind, so dass eine elektromagnetische Welle, die durch den HF-Signal-Generierungsabschnitt umgewandelt wurde, an einem Hohlwellenleiter 1 empfangen wird. In dieser Struktur ist der Signalanschluss des Mikrowellen-ICs über eine Übertragungsleitung 9 direkt mit dem HF-Signal-Generierungsabschnitt verbunden. Infolgedessen ist eine Dämpfung des Hochfrequenzsignals reduziert. Andererseits muss sich in dieser ersten Struktur der Hohlwellenleiter bis in die Nähe des Signalanschlusses des Mikrowellen-ICs erstrecken. Der Hohlwellenleiter ist aus einem elektrisch leitenden Metall hergestellt und erfordert in Hochfrequenzbereichen eine feine Verarbeitung, entsprechend der Wellenlänge der zu leitenden elektromagnetischen Welle. Umgekehrt erfordert bei niedrigeren Frequenzen die Struktur eine große Größe, und die Richtung der Wellenleitung ist eingeschränkt. Die erste Struktur hat also das Problem, dass die Verarbeitungsschaltkreise, die durch den Mikrowellen-IC und sein Montagesubstrat gebildet sind, sich vergrößern.
Eine zweite Struktur ist beispielsweise im Patentdokument 2 beschrieben. Über einen als Mikrostreifenleitung bezeichneten Weg (der hier als „MSL“ abgekürzt sein kann) wird ein Signalanschluss eines Millimeterwellen-ICs zu einem MSL-HF-Signal-Generierungsabschnitt geführt, der auf einem Substrat gebildet ist, mit dem ein Hohlwellenleiter verbunden ist. Eine MSL ist ein Wellenleitertyp, der sich aus einem streifenförmigen Leiter auf einer oberen Fläche eines Substrats und einer elektrischen Leiterschicht auf einer unteren Fläche des Substrats zusammensetzt, so dass eine elektromagnetische Welle sich in Form von Oszillationen eines elektrischen Felds, das zwischen dem oberen Leiter und dem unteren Leiter auftritt, und einem Magnetfeld, das den oberen Leiter umgibt, ausbreitet.
In der zweiten Struktur befindet sich eine MSL zwischen dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs und dem HF-Signal-Generierungsabschnitt, der eine Verbindung mit dem Hohlwellenleiter herstellt. In bestimmten Beispielversuchen soll eine MSL einer Dämpfung von circa 0,4 dB pro 1 mm ihrer Länge unterliegen, so dass Dämpfungsprobleme hinsichtlich der Leistung der elektromagnetischen Welle auftreten. Zudem ist zur Stabilisierung des Oszillationszustands der elektromagnetischen Wellen und zu anderen Zwecken eine komplizierte Struktur aus dielektrischen Schichten und Leiterschichten in dem HF-Signal-Generierungsabschnitt an dem Anschluss-Ende der MSL erforderlich (siehe 3 bis 8 in Patentdokument 2).
Andererseits ermöglicht diese zweite Struktur eine von dem Mikrowellen-IC entfernte Anordnung der Verbindungsstelle zwischen dem HF-Signal-Generierungsabschnitt und dem Hohlwellenleiter. Da dies eine Vereinfachung der Hohlwellenleiterstruktur erlaubt, ist eine Größenverringerung der Mikrowellen-Verarbeitungsschaltkreise möglich.
LISTE ZITIERTER DRUCKSCHRIFTEN
Patentliteratur

PTL 1: Japanische Patentveröffentlichung Nr. 2010-141691
PTL 2: Japanische Patentveröffentlichung der Nationale Phase (PCT) Nr. 2012-526434

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Technische Aufgabe
Da elektromagnetische Wellen (einschließlich Millimeterwellen) ein breiteres Anwendungsspektrum besitzen, ist üblicherweise in einem einzelnen Mikrowellen-IC tendenziell mehr als ein Signalkanal für elektromagnetische Wellen enthalten. Zusätzlich wurde durch Verbesserungen des Integrationsgrades der Schaltungen die Größenverringerung vorangetrieben. Zudem wurden mehrere Kanäle von Signal-Anschlüssen dicht auf einem einzelnen Mikrowellen-IC platziert. An der Stelle zwischen dem Signalanschluss des Mikrowellen-ICs und dem Hohlwellenleiter wird hierdurch eine Verwendung der vorgenannten ersten Struktur erschwert; somit wurde meist die zweite Struktur verwendet.
Da in den letzten Jahren der Bedarf an bordeigenen Anwendungen, z.B. Bordradarsystemen mit Verwendung von Millimeterwellen, gestiegen ist, besteht der Wunsch nach der Fähigkeit zur Erkennung von Situationen in immer größerer Entfernung von dem Fahrzeug von Interesse mithilfe von Millimeterwellenradar. Außerdem sind ein leichterer Einbau des Radars und verbesserte Wartungsfähigkeit erwünscht, wie sie durch den Einbau eines Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum realisiert würden. Mit anderen Worten: Es besteht der Wunsch nach einer Minimierung von Verlusten im Zusammenhang mit der Dämpfung elektromagnetischer Wellen in dem Wellenleiter von einem Mikrowellen-IC zu Sende-/Empfangsantennen. Außerdem wird ein Millimeterwellenradar nicht nur auf die Erkennung von Situationen vordem Fahrzeug, sondern auch auf die Erkennung von solchen an den Seiten oder hinter dem Fahrzeug angewandt. In diesen Fällen besteht großer Bedarf an einer Größenverringerung (z.B. einem Einbau in den Außenspiegelkästen) und Preisgünstigkeit (angesichts einer großen Anzahl verwendeter Radare).
Vor dem Hintergrund dieses Bedarfs ist die vorgenannte zweite Struktur bisher mit Problemen behaftet wie etwa Verlusten in der Mikrostreifenleitung sowie Schwierigkeiten bei der Größenverringerung und der Notwendigkeit einer feinen Verarbeitung im Zusammenhang mit der Verwendung eines Hohlwellenleiters.
Lösung der Aufgabe
Ein Montagesubstrat gemäß einer Implementierung der vorliegenden Offenbarung weist eine Leiterplatte und einen Koppler auf. Die Leiterplatte hat eine Montagefläche, auf die ein integriertes Mikrowellen-Schaltungselement montierbar ist, wobei das integrierte Mikrowellen-Schaltungselement eine Vielzahl von Anschlüssen hat, wobei die Vielzahl von Anschlüssen erste und zweite Antennen-Eingangs-/Ausgangs- (I/O-) Anschlüsse aufweist. Der Koppler verbindet die ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse mit einer Wellenleitervorrichtung. Die Leiterplatte weist eine Zwischenverbindung zum Verbinden mit einem anderen Anschluss als den ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüssen aus der Vielzahl von Anschlüssen auf. Der Koppler weist einen ersten elektrischen Leiterabschnitt zum Verbinden mit dem ersten Antennen-I/O-Anschluss; einen zweiten elektrischen Leiterabschnitt zum Verbinden mit dem zweiten Antennen-I/O-Anschluss und einen länglichen Zwischenraum auf, in dem eine Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts und eine Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts zueinander entgegengesetzt sind. Der längliche Zwischenraum hat einen schmalen Abschnitt, an dem die Distanz zwischen der Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts und der Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts lokal verringert ist. Der Koppler koppelt ein elektromagnetisches Feld, das an dem schmalen Abschnitt erzeugt ist, an einen Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung.
VORTEILHAFTE WIRKUNGEN DER ERFINDUNG
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Offenbarung ist es möglich, Verluste in einem Wellenleiter zu reduzieren, dersich von einem Mikrowellen-IC zu einer Sende-/Empfangsantenne erstreckt.
Figurenliste

1 ist eine perspektivische Ansicht, die ein nicht-einschränkendes Beispiel für die Grundkonstruktion einer Wellenleitervorrichtungschematisch zeigt.
2A ist ein Diagramm, das eine Konstruktion eines Querschnitts einer Wellenleitervorrichtung 100, parallel zu der XZ-Ebene genommen, schematisch zeigt.
2B ist ein Diagramm, das eine weitere Konstruktion eines Querschnitts einer Wellenleitervorrichtung 100, parallel zu der XZ-Ebene genommen, schematisch zeigt.
3] 3 ist eine perspektivische Ansicht, die die Wellenleitervorrichtung 100 schematisch so illustriert, dass die Beabstandung zwischen einem ersten leitenden Bauglied 110 und einem zweiten leitenden Bauglied 120 zum leichteren Verständnis übertrieben ist.
4 ist ein Diagramm, das einen Beispiel-Abmessungsbereich eines jeden Bauglieds in der in 2 gezeigten Struktur zeigt.
5A ist ein Diagramm, das schematisch eine elektromagnetische Welle zeigt, die sich in einem schmalen Raum, d.h. einem Zwischenraum zwischen einer Wellenleiterfläche 122a eines Wellenleiterbauglieds 122 und einer leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110, ausbreitet.
5B ist ein Diagramm, das einen Querschnitt eines Hohlwellenleiters 130 schematisch zeigt.
5C ist eine Querschnittsansicht, die eine Implementierung zeigt, bei der zwei Wellenleiterbauglieder 122 auf dem leitenden Bauglied 120 vorgesehen sind.
5D ist ein Diagramm, das einen Querschnitt einer Wellenleitervorrichtung, bei der zwei Hohlwellenleiter 130 nebeneinander angeordnet sind, schematisch zeigt.
6A ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für die Positionierung von Anschlüssen auf der unteren Fläche eines Millimeterwellen-MMICs (Millimeterwellen-ICs) zeigt.
6B ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für Zwischenverbindungsmuster 40 für die Führung von Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b, die in 6A gezeigt sind, zu einem außerhalb gelegenen Bereich schematisch zeigt.
7A ist ein Diagramm, das ein Beispiel für eine schematische Gesamtkonstruktion eines Mikrowellenmoduls 1000 gemäß der vorliegenden Offenbarung zeigt.
7B ist ein Diagramm, das eine weitere Implementierung des Mikrowellenmoduls 1000 zeigt.
8A ist eine Draufsicht von oben, die einen Teil eines Montagesubstrats 1 gemäß einer nicht-einschränkenden und illustrativen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung schematisch zeigt.
8B ist eine Querschnittsansicht, die einen Teil eines Montagesubstrats 1, auf das ein Millimeterwellen-IC 2 montiert ist, entlang Linie B-B schematisch zeigt.
8C ist eine Querschnittsansicht, die einen Teil eines Montagesubstrats 1, auf das ein Millimeterwellen-IC 2 montiert ist, entlang Linie C-C schematisch zeigt.
9 ist eine perspektivische Ansicht, die einen Teil des Montagesubstrats 1, den Millimeterwellen-IC 2 und einen Teil der Wellenleitervorrichtung 100 schematisch zeigt.
10A ist eine Draufsicht zur Beschreibung von Beispielformen und -größen erster und zweiter Leiterabschnitte 60a und 60b eines Kopplers 6.
10B ist eine weitere Draufsicht zur Beschreibung von Beispielformen und - größen erster und zweiter Leiterabschnitte 60a und 60b eines Kopplers 6.
10C ist ein Diagramm, das einen Koppler 6 mit Einzelrippenstruktur zeigt.
11 ist eine Querschnittsansicht, die schematisch elektrische Kraftlinien in einem Wellenleiter der Wellenleitervorrichtung 100 auf Basis von elektrischen Kraftlinien (einem elektrischen Feld) an einem schmalen Abschnitt 66N eines länglichen Zwischenraums 66 eines Kopplers 6 zeigt.
]12A ist eine Draufsicht, die eine teilweise Beispielpositionierung von Anschlüssen 20a, 20b und 20c auf der unteren Fläche des Millimeterwellen-ICs 2 schematisch zeigt.
12B ist eine Draufsicht, die eine Beispielpositionierung von Kopplern 6 relativ zu dem Millimeterwellen-IC 2 in 12A schematisch zeigt.
13A ist eine perspektivische Ansicht, die eine Variante des Kopplers 6 zeigt.
13B ist eine perspektivische Ansicht, die eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
14 ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
15 ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
16A ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
16B ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
17A ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
17B ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
18A ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
18B ist eine perspektivische Ansicht, die wiederum eine weitere Variante des Kopplers 6 zeigt.
19A ist eine Draufsicht, die eine Beispielpositionierung von Wellenleiterbaugliedern 122 und Stäben 124 einer Wellenleitervorrichtung zeigt.
19B ist eine Draufsicht, die eine Beispielpositionierung von Kopplern 6 zum Verbinden mit Wellenleitern zeigt, wie durch die in 19A gezeigten Wellenleiterbauglieder 122 bestimmt.
20 ist eine Draufsicht, die eine weitere Beispielpositionierung von Kopplern 6 zeigt.
21 ist eine Draufsicht, die wiederum eine weitere Beispielpositionierung von Kopplern 6 zeigt.
22 zeigt eine Beispiel-Querschnittskonstruktion für das Mikrowellenmodul 1000 in der Weise, dass eine Abdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter vorgesehen ist, die den Millimeterwellen-IC 2 abdeckt.
23 ist eine Querschnittsansicht, die ein elektrisch isolierendes Harz 160 zeigt, das zwischen einem Millimeterwellen-IC 2 und leitenden Stäben 124' vorgesehen ist, die zueinander entgegengesetzt sind.
24 ist eine perspektivische Ansicht, die eine Teilstruktur einerArray-Antenne schematisch zeigt.
25A ist eine Draufsicht von oben, welche die Array-Antenne aus 24 aus der Z-Richtung gesehen zeigt.
25B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie D-D in 25A.
25C ist ein Diagramm, das ein planes Layout von Wellenleiterbaugliedern 322U in einer ersten Wellenleitervorrichtung zeigt.
25D ist ein Diagramm, das ein planes Layout eines Wellenleiterbauglieds 322L in einer zweiten Wellenleitervorrichtung zeigt.
26 ist ein Diagramm, das ein Eigenfahrzeug 500 und ein voraus befindliches Fahrzeug 502 auf derselben Fahrspur wie das Eigenfahrzeug 500 zeigt.
27 ist ein Diagramm, das ein Bordradarsystem 510 des Eigenfahrzeugs 500 zeigt.
28 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen eintreffenden Wellen k an einer Array-Antenne AA des Bordradarsystems 510 zeigt.
29 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispiel-Grundkonstruktion einer Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 gemäß einer Beispielanwendung der vorliegenden Offenbarung zeigt.
30 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Beispielkonstruktion für die Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt.
31 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine spezifischere Konstruktion der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt.
32 ist ein Blockdiagramm, das eine detailliertere Beispielkonstruktion eines Radarsystems 510 gemäß einer Beispielanwendung der vorliegenden Offenbarung zeigt.
33 ist ein Diagramm, das die Veränderung der Frequenz eines Sendesignals zeigt, das auf Basis des Signals moduliert ist, welches durch eine Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581 generiert ist.
34 ist ein Diagramm, das eine Schwebungsfrequenz fu in einer „Anstiegs“-Periode und eine Schwebungsfrequenz fd in einer „Abfall“-Periode zeigt.
35 ist ein Diagramm, das eine Beispielimplementierungzeigt, bei der eine Signalverarbeitungsschaltung 560 in Hardware mit einem Prozessor PR und einer Speichervorrichtung MD implementiert ist.
36 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen drei Frequenzen f1, f2 und f3 zeigt.
37 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen synthetischen Spektren F1 bis F3 auf einer komplexen Ebene zeigt.
38 ist ein Ablaufdiagramm, das die Prozedur eines Bestimmungsprozesses für die relative Geschwindigkeit und Distanz gemäß einer Variante der vorliegenden Offenbarung zeigt.
39 ist ein Diagramm zu einer zusammengeführten Einrichtung in dem Fahrzeug 500, wobei die zusammengeführte Einrichtung aufweist: ein Radarsystem 510 mit einer Schlitz-Array-Antenne, auf welche die Technik der vorliegenden Offenbarung angewandt ist; und eine Kamera 700.
40 ist ein Diagramm, das ein Verhältnis zwischen einem möglichen Einbauort eines Millimeterwellenradars 510 und einem möglichen Einbauort eines Bordkamerasystems 700 zeigt.
41 ist ein Diagramm, das eine Beispielkonstruktion für ein Überwachungssystem 1500 auf Basis von Millimeterwellenradar zeigt.
42 ist ein Blockdiagramm, das eine Konstruktion für ein digitales Kommunikationssystem 800A zeigt.
43 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispielkommunikationssystem 800B mit einem Sender 810B zeigt, der fähig ist, sein Funkwellenabstrahlungsmuster zu verändern.
44 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispielkommunikationssystem 800C zeigt, welches eine MIMO-Funktion implementiert.

BESCHREIBUNG VON AUSFÜHRUNGSFORMEN
<Terminologie>
„Mikrowelle“ bedeutet eine elektromagnetische Welle in einem Frequenzbereich von 300 MHz bis 300 GHz. Unter den „Mikrowellen“ werden die elektromagnetischen Wellen in einem Frequenzbereich von 30 GHz bis 300 GHz als „Millimeterwellen“ bezeichnet. Im Vakuum liegt die Wellenlänge einer „Mikrowelle“ im Bereich von 1 mm bis 1 m, während die Wellenlänge einer „Millimeterwelle“ im Bereich von 1 mm bis 10 mm liegt.
Ein „Mikrowellen-IC (integriertes Mikrowellen-Schaltungselement)“ ist ein integrierter Halbleiter-Schaltungschip oder Baustein, der ein Hochfrequenzsignal des Mikrowellenbands generiert oder verarbeitet. Ein „Baustein“ ist ein Baustein mit einem oder mehreren integrierten Halbleiterchip(s) (monolithischen IC-Chip(s)), der ein Hochfrequenzsignal des Mikrowellenbands generiert oder verarbeitet. Wenn ein oder mehrere Mikrowellen-ICs auf einem einzigen Halbleitersubstrat integriert sind, wird dies insbesondere als „monolithischer integrierter Mikrowellenschaltkreis“ (MMIC) bezeichnet. Obwohl ein „Mikrowellen-IC“ in der vorliegenden Offenbarung häufig als „MMIC“ bezeichnet sein kann, ist dies nur ein Beispiel; es ist keine Voraussetzung, dass ein oder mehrere Mikrowellen-ICs auf einem einzigen Halbleitersubstrat integriert sind. Zudem kann ein „Mikrowellen-IC“, der ein Hochfrequenzsignal des Millimeterbands generiert oder verarbeitet, als „Millimeterwellen-IC“ bezeichnet sein.
„Mit IC zusammenmontiertes Substrat“ bedeutet ein Montagesubstrat, auf das ein Mikrowellen-IC montiert ist, und umfasst somit den „Mikrowellen-IC“ und das „Montagesubstrat“ als Bestandteile. Unter „Montagesubstrat“ für sich ist ein Substrat zu verstehen, auf das ein Mikrowellen-IC montierbar ist, aber noch nicht montiert wurde.
Ein „Wellenleitermodul“ weist ein „Montagesubstrat“ ohne darauf montierten „Mikrowellen-IC“ und eine „Wellenleitervorrichtung“ auf. Dagegen weist ein „Mikrowellenmodul“ ein „Montagesubstrat mit einem darauf montierten Mikrowellen-IC (d.h. ein mit IC zusammenmontiertes Substrat)“ und eine „Wellenleitervorrichtung“ auf.
Bevor Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung beschrieben werden, werden die Grundkonstruktion und die Funktionsprinzipien einer Wellenleitervorrichtung beschrieben, die in jeder der unten angegebenen Ausführungsformen verwendbar ist.
<Wellenleitervorrichtung>
Der vorgenannte Rippenwellenleiter ist in einer Waffeleisenstruktur vorgesehen, die fähig ist, als künstlicher magnetischer Leiter zu fungieren. Ein Rippenwellenleiter, bei dem ein solcher künstlicher magnetischer Leiter auf Basis der vorliegenden Offenbarung genutzt wird (der nachfolgend als WRG, Waffeleisen-Rippenwellenleiter bezeichnet werden kann), ist fähig zum Realisieren eines Antennenspeisenetzes mit niedrigen Verlusten im Mikrowellen- oder Millimeterwellenband. Außerdem erlaubt die Verwendung eines solchen WRG-Wellenleiters die Anordnung von Antennenelementen (Abstrahlelementen) mit hoher Dichte. Nachfolgend wird ein Beispiel für Grundkonstruktion und Betrieb einer Wellenleiterstruktur beschrieben.
Ein künstlicher magnetischer Leiter ist eine Struktur, die die Eigenschaften eines perfekten magnetischen Leiters (PMC), der in der Natur nicht vorkommt, künstlich realisiert. Eine Eigenschaft eines perfekten magnetischen Leiters besteht darin, dass „ein Magnetfeld auf seiner Oberfläche eine Tangentialkomponente von null hat“. Diese Eigenschaft ist entgegengesetzt zu der Eigenschaft eines perfekten elektrischen Leiters (PEC), dass nämlich „ein elektrisches Feld auf seiner Oberfläche eine Tangentialkomponente von null hat“. Obwohl ein perfekter magnetischer Leiter in der Natur nicht vorkommt, ist er durch eine künstliche periodische Struktur ausführbar. Ein künstlicher magnetischer Leiter fungiert als perfekter magnetischer Leiter in einem spezifischen Frequenzband, das durch seine periodische Struktur definiert ist. Ein künstlicher magnetischer Leiter beschränkt oder verhindert die Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle jeder Frequenz, die in dem spezifischen Frequenzband enthalten ist (ausbreitungsbeschränktes Band), entlang der Oberfläche des künstlichen magnetischen Leiters. Daher kann die Oberfläche eines künstlichen magnetischen Leiters als Oberfläche mit hoher Impedanz bezeichnet werden.
Bei den üblicherweise bekannten Wellenleitervorrichtungen, z.B. den Wellenleitervorrichtungen, die offenbart sind in (1) der internationalen Veröffentlichung Nr. 2010/050122, (2) dem US-Patent Nr. 8803638 , (3) der europäischen Patentanmeldung Nr. 1331688, (4) Kirino et al., „A 76 GHz Multi-Layered Phased Array Antenna Using a Non-Metal Contact Metamaterial Waveguide", IEEE Transaction on Antennas and Propagation, Vol. 60, Nr. 2, Februar 2012, S. 840-853, und (5) Kildal et al., „Local Metamaterial-Based Waveguides in Gaps Between Parallel Metal Plates", IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, Vol. 8, 2009, S. 84-87, ist ein künstlicher magnetischer Leiter durch eine Vielzahl elektrisch leitender Stäbe realisiert, die entlang von Zeilen- und Spaltenrichtungen arrayartig angeordnet sind. Solche elektrisch leitenden Stäbe sind Vorsprünge, die auch als Pfeiler oder Stifte bezeichnet werden können. Jede dieser Wellenleitervorrichtungen weist als Ganzes ein Paar elektrisch leitender Platten auf, die zueinander entgegengesetzt sind. Eine leitende Platte hat eine Rippe, die in Richtung der anderen leitenden Platte absteht, und Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters, die sich auf beiden Seiten der Rippe erstrecken. Eine obere Fläche der Rippe (d.h. ihre elektrisch leitende Fläche) ist über einen Abstand zu einer leitenden Oberfläche der anderen leitenden Platte entgegengesetzt. Eine elektromagnetische Welle (Signalwelle) mit einer Wellenlänge, die in dem ausbreitungsbeschränkten Band des künstlichen magnetischen Leiters enthalten ist, breitet sich entlang der Rippe in dem Raum (Zwischenraum) zwischen dieser leitenden Oberfläche und der oberen Fläche der Rippe aus.
1 ist eine perspektivische Ansicht, die ein nicht-einschränkendes Beispiel für die Grundkonstruktion einer solchen Wellenleitervorrichtung schematisch zeigt. 1 zeigt XYZ-Koordinaten entlang der Richtungen X, Y und Z, die zueinander orthogonal verlaufen. Die in der Figur gezeigte Wellenleitervorrichtung 100 weist ein plattenartiges erstes leitendes Bauglied 110 und ein plattenartiges zweites leitendes Bauglied 120 auf, die sich an zueinander entgegengesetzten und parallelen Positionen befinden. Eine Vielzahl von leitenden Stäben 124 ist auf dem zweiten leitenden Bauglied 120 arrayartig angeordnet.
Es wird darauf hingewiesen, dassjede in einer Figur der vorliegenden Anmeldung dargestellte Struktur in einer Ausrichtung gezeigt ist, die zur einfacheren Erläuterung gewählt ist, was ihre Ausrichtung bei einer tatsächlichen Ausübung einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung in keiner Weise einschränken soll. Zudem sollen Form und Größe eines Ganzen oder eines Teils jedweder Struktur, die in einer Figur gezeigt ist, ihre tatsächliche Form und Größe nicht einschränken.
2A ist ein Diagramm, das die Konstruktion eines Querschnitts der Wellenleitervorrichtung 100, parallel zu der XZ-Ebene genommen, schematisch zeigt. Wie in 2A gezeigt, hat das leitende Bauglied 110 auf der dem leitenden Bauglied 120 zugewandten Seite eine leitende Oberfläche 110a. Die leitende Oberfläche 110a hat eine zweidimensionale Ausdehnung entlang einer Ebene, die zu der axialen Richtung (Z-Richtung) der leitenden Stäbe 124 orthogonal verläuft (d.h. einer Ebene, die zu der XV-Ebene parallel ist). Obwohl die leitende Oberfläche 110a in diesem Beispiel als glatte Ebene gezeigt ist, braucht die leitende Oberfläche 110a keine Ebene zu sein, wie noch beschrieben wird.
3 ist eine perspektivische Ansicht, die die Wellenleitervorrichtung 100 schematisch so zeigt, dass die Beabstandung zwischen dem leitenden Bauglied 110 und dem leitenden Bauglied 120 zum leichteren Verständnis übertrieben ist. In einer tatsächlichen Wellenleitervorrichtung 100, wie in 1 und 2A gezeigt, ist die Beabstandung zwischen dem leitenden Bauglied 110 und dem leitenden Bauglied 120 schmal, wobei das leitende Bauglied 110 alle leitenden Stäbe 124 auf dem leitenden Bauglied 120 überdeckt.
Siehe wiederum 2A. Die Vielzahl von leitenden Stäben 124, die arrayartig auf dem leitenden Bauglied 120 angeordnet sind, haben jeweils ein führendes Ende 124a, das zu der leitenden Oberfläche 110a entgegengesetzt ist. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel befinden sich die führenden Enden 124a der Vielzahl von leitenden Stäben 124 auf derselben Ebene. Diese Ebene bestimmt die Oberfläche 125 eines künstlichen magnetischen Leiters. Jeder leitende Stab 124 braucht nicht vollständig elektrisch leitend zu sein, solange mindestens die Oberfläche (die obere Fläche und die Seitenfläche) der stabartigen Struktur elektrisch leitend ist. Zudem braucht jedes leitende Bauglied 120 nicht vollständig elektrisch leitend zu sein, solange es die Vielzahl von leitenden Stäben 124 stützen kann, um einen künstlichen magnetischen Leiter zu bilden. Von den Oberflächen des leitenden Bauglieds 120 kann eine Fläche 120a, welche die Vielzahl von leitenden Stäben 124 trägt, elektrisch leitend sein, so dass die Oberflächen von benachbarten aus der Vielzahl von leitenden Stäben 124 elektrisch kurzgeschlossen sind. Mit anderen Worten, die gesamte Kombination aus dem leitenden Bauglied 120 und der Vielzahl von leitenden Stäben 124 kann mindestens eine elektrisch leitende Oberfläche mit Anstiegen und Senkungen aufweisen, die zu der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 entgegengesetzt ist.
Auf dem leitenden Bauglied 120 ist ein rippenartiges Wellenleiterbauglied 122 zwischen der Vielzahl der leitenden Stäbe 124 vorgesehen. Insbesondere sind Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds 122 vorhanden, so dass das Wellenleiterbauglied 122 sandwichartig zwischen den Erstreckungen des künstlichen magnetischen Leiters auf beiden Seiten angeordnet ist. Wie aus 3 ersichtlich, ist das Wellenleiterbauglied 122 in diesem Beispiel auf dem leitenden Bauglied 120 getragen und erstreckt sich linear entlang derY-Richtung. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel hat das Wellenleiterbauglied 122 dieselbe Höhe und Breite wie diejenigen der leitenden Stäbe 124. Wie noch beschrieben wird, können Höhe und Breite des Wellenleiterbauglieds 122 auch andere Werte als die des leitenden Stabes 124 haben. Anders als die leitenden Stäbe 124 erstreckt sich das Wellenleiterbauglied 122 entlang einer Richtung (die in diesem Beispiel die Y-Richtung ist), in der elektromagnetische Wellen entlang der leitenden Oberfläche 110a zu führen sind. Ebenso braucht das Wellenleiterbauglied 122 nicht vollständig elektrisch leitend zu sein, sondern kann mindestens eine elektrisch leitende Wellenleiterfläche 122a aufweisen, die zu der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 entgegengesetzt ist. Das leitende Bauglied 120, die Vielzahl von leitenden Stäben 124 und das Wellenleiterbauglied 122 können Teile eines kontinuierlichen einstückigen Körpers sein. Darüber hinaus kann das leitende Bauglied 110 ebenfalls Teil eines solchen einstückigen Körpers sein.
Auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds 122 lässt der Raum zwischen der Oberfläche 125 einer jeden Erstreckung eines künstlichen magnetischen Leiters und der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 keine Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle jedweder Frequenz zu, die innerhalb eines spezifischen Frequenzbands liegt. Dieses Frequenzband wird als „verbotenes Band“ bezeichnet. Der künstliche magnetische Leiter ist so gestaltet, dass die Frequenz (die nachfolgend als die „Betriebsfrequenz“ bezeichnet werden kann) einer elektromagnetischen Welle (die im Folgenden als Signalwelle bezeichnet werden kann) zur Ausbreitung in der Wellenleitervorrichtung 100 in dem verbotenen Band enthalten ist. Das verbotene Band ist auf Basis von Folgendem einstellbar: die Höhe der leitenden Stäbe 124, d.h. die Tiefe einer jeden Vertiefung, die zwischen angrenzenden leitenden Stäben 124 gebildet ist; die Breite eines jeden leitenden Stabes 124; das Intervall zwischen den leitenden Stäben 124 sowie die Größe des Abstands zwischen dem führenden Ende 124a und der leitenden Oberfläche 110a eines jeden leitenden Stabes 124.
<Beispielabmessungen für die jeweiligen Bauglieder>
Als Nächstes werden mit Bezug auf 9 Abmessungen, Form, Positionierung und dergleichen eines jeden Bauglieds beschrieben.
4 ist ein Diagramm, das einen Beispiel-Abmessungsbereich eines jedes Bauglieds in der in 2A gezeigten Struktur zeigt. In der vorliegenden Beschreibung bezeichnet λο einen repräsentativen Wert fürWellenlängen (z.B. eine Zentralwellenlänge, die der Mittelfrequenz des Betriebsfrequenzbands entspricht) einer elektromagnetischen Welle (Signalwelle) im freien Raum, die sich in einem Wellenleiter ausbreitet, welcher sich zwischen der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 und der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 erstreckt. Weiterhin bezeichnet λm eine Wellenlänge (kürzeste Wellenlänge), im freien Raum, einer elektromagnetischen Welle der höchsten Frequenz in dem Betriebsfrequenzband. Das Ende eines jeden leitenden Stabes 124, das mit dem leitenden Bauglied 120 in Kontakt steht, wird als die „Wurzel“ bezeichnet. Wie in 4 gezeigt, hat jeder leitende Stab 124 das führende Ende 124a und die Wurzel 124b. Beispiele für Abmessungen Formen, Positionierung und dergleichen der jeweiligen Bauglieder sind folgende.
Breite des leitenden Stabes
Die Breite (d.h. die Größe entlang der X-Richtung und derY-Richtung) des leitenden Stabes 124 kann auf weniger als λm/2 eingestellt sein. Innerhalb dieses Bereiches kann das Auftreten von Resonanz niedrigster Ordnung entlang der X-Richtung und der Y-Richtung verhindert werden. Da Resonanz möglicherweise nicht nur in der X- und derY-Richtung, sondern auch injeder diagonalen Richtung in einem X-Y-Querschnitt auftreten kann, ist die diagonale Länge eines X-Y-Querschnitts des leitenden Stabes 124 bevorzugt ebenfalls kleiner als λm/2. Die unteren Grenzwerte für Breite und diagonale Länge des Stabes entsprechen den minimalen Längen, die mit dem gegebenen Fertigungsverfahren erzeugbarsind, sind jedoch nicht in besonderer Weise eingeschränkt.
Distanz von der Wurzel des leitenden Stabes zu der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 110
Die Distanz von der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 zu der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 kann länger als die Höhe der leitenden Stäbe 124, dabei aber kleiner als λm/2 sein. Wenn die Distanz λm/2 oder mehr beträgt, kann zwischen der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a Resonanz auftreten, was die Wirkung der Signalwelleneindämmung zerstört.
Die Distanz von der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 zu der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 entspricht der Beabstandung zwischen diesem leitenden Bauglied 110 und dem leitenden Bauglied 120. Wenn sich beispielsweise eine elektromagnetische Welle von 76,5±0,5 GHz (die dem Millimeterband oder dem extrem hohen Frequenzband angehört) in dem Wellenleiter ausbreitet, liegt die Wellenlänge der elektromagnetischen Welle im Bereich von 3,8934 mm bis 3,9446 mm. λm ist in diesem Fall der Wert 3,8934 (mm) zugewiesen, so dass die Beabstandung λm/2 zwischen dem leitenden Bauglied 110 und dem leitenden Bauglied 120 auf weniger als 3,8934 mm eingestellt ist. Solange das leitende Bauglied 110 und das leitende Bauglied 120 eine so schmale Beabstandung realisieren und dabei zueinander entgegengesetzt angeordnet sind, brauchen das leitende Bauglied 110 und das leitende Bauglied 120 nicht exakt parallel zu sein. Wenn die Beabstandung zwischen dem leitenden Bauglied 110 und dem leitenden Bauglied 120 kleiner als λm/2 ist, kann außerdem die Gesamtheit oder ein Teil der leitenden Bauglieder 110 und 120 als gekrümmte Oberfläche geformt sein. Andererseits haben die leitenden Bauglieder 110c und 120 jeweils eine plane Form (d.h. die Form ihres Bereichs, senkrecht auf die XY-Ebene projiziert) und eine plane Größe (d.h. die Größe ihres Bereichs, senkrecht auf die XY-Ebene projiziert), die je nach Zweckbestimmung beliebig gestaltet sein können.
Bei dem in 2A gezeigten Beispiel ist die leitende Oberfläche 120a als Ebene illustriert; jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung nicht darauf beschränkt. Wie in 2B gezeigt, kann es sich bei der leitenden Oberfläche 120a beispielsweise um die unteren Teile von Flächen mit einer Form ähnlich einer U-Form oder einer V-Form handeln. Die leitende Oberfläche 120a hat eine solche Struktur, wenn jeder leitende Stab 124 oder das Wellenleiterbauglied 122 mit einer Breite geformt ist, die sich in Richtung der Wurzel erhöht. Auch bei einer solchen Struktur ist die in 28 gezeigte Vorrichtung fähig, als Wellenleitervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zu fungieren, solange die Distanz zwischen der leitenden Oberfläche 110a und der leitenden Oberfläche 120a kleiner als eine Hälfte der Wellenlänge λm ist.
Distanz L2 von dem führenden Ende des leitenden Stabes zu der leitenden Oberfläche
Die Distanz L2 von dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 zu der leitenden Oberfläche 110a ist auf weniger als λm/2 eingestellt. Wenn die Distanz λm/2 oder mehr beträgt, kann eine zwischen dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a hin und her bewegte Ausbreitungsmode entstehen, so dass ein Eindämmen einer elektromagnetischen Welle nicht mehr möglich ist.
Anordnung und Form der leitenden Stäbe
Der Zwischenraum zwischen zwei benachbarten leitenden Stäben 124 aus der Vielzahl von leitenden Stäben 124 hat beispielsweise eine Breite von weniger als λm/2. Die Breite des Zwischenraums zwischen jeweils zwei benachbarten leitenden Stäben 124 ist durch die kürzeste Distanz von der Oberfläche (Seitenfläche) eines der zwei leitenden Stäbe 124 zu der Oberfläche (Seitenfläche) des anderen definiert. Diese Breite des Zwischenraums zwischen den Stäben ist so zu bestimmen, dass in den Bereichen zwischen den Stäben keine Resonanz niedrigster Ordnung auftritt. Die Bedingungen, unter denen Resonanz auftritt, werden auf Basis einer Kombination aus Folgendem bestimmt: die Höhe der leitenden Stäbe 124; die Distanz zwischen jeweils zwei benachbarten leitenden Stäben sowie die Kapazität des länglichen Zwischenraums zwischen dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a. Daher kann die Breite des Zwischenraums zwischen den Stäben in geeigneter Weise nach anderen Gestaltungsparametern bestimmt sein. Obwohl es keine klare Untergrenze für die Breite des Zwischenraums zwischen den Stäben gibt, kann diese zur leichteren Fertigung z.B. λm/16 oder mehr betragen, wenn eine Ausbreitung einer elektromagnetischen Welle im extrem hohen Frequenzband erfolgen soll. Es wird darauf hingewiesen, dass der Zwischenraum keine konstante Breite zu haben braucht. Solange diese unter λm/2 bleibt, kann der Zwischenraum zwischen den leitenden Stäben 124 variieren.
Die Anordnung der Vielzahl von leitenden Stäben 124 ist nicht auf das illustrierte Beispiel beschränkt, solange sie eine Funktion eines künstlichen magnetischen Leiters aufweist. Die Vielzahl von leitenden Stäben 124 braucht nicht in orthogonalen Zeilen und Spalten angeordnet zu sein; die Zeilen und Spalten können sich auch in anderen Winkeln als 90 Grad überschneiden. Die Vielzahl von leitenden Stäben 124 braucht kein lineares Array entlang von Zeilen oder Spalten zu bilden, sondern kann eine gestreute Anordnung haben, die keine einfache Regelmäßigkeit zeigt. Die leitenden Stäbe 124 können auch je nach der Position auf dem leitenden Bauglied 120 in Form und Größe variieren.
Die Oberfläche 125 des künstlichen magnetischen Leiters, die durch die führenden Enden 124a derVielzahl von leitenden Stäben 124 gebildet ist, braucht keine exakte Ebene zu sein, sondern kann eine Ebene mit sehr kleinen Anstiegen und Senkungen oder sogar eine gekrümmte Oberfläche sein. Die leitenden Stäbe 124 brauchen keine einheitliche Höhe zu haben, vielmehr können die leitenden Stäbe 124 verschieden sein, solange das Array aus leitenden Stäben 124 als künstlicher magnetischer Leiter funktionsfähig ist.
Außerdem braucht jeder leitende Stab 124 keine Prismenform zu haben, wie in der Figur gezeigt, sondern kann beispielsweise zylindrische Form haben. Außerdem braucht jeder leitende Stab 124 keine einfache Säulenform zu haben. Der künstliche magnetische Leiter kann auch durch jede andere Struktur als durch ein Array aus leitenden Stäben 124 realisiert sein, und verschiedene künstliche magnetische Leiter sind für die Wellenleitervorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung anwendbar. Es wird darauf hingewiesen, dass, wenn das führende Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 Prismenform hat, seine diagonale Länge bevorzugt weniger als λm/2 beträgt. Wenn das führende Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 als Ellipse geformt ist, beträgt die Länge ihrer großen Achse bevorzugt weniger als λm/2. Auch bei jeder anderen Form des führenden Endes 124a beträgt die Abmessung darüber auch an der längsten Position bevorzugt weniger als λm/2.
Die Höhe eines jeden leitenden Stabes 124, d.h. die Länge von der Wurzel 124b zu dem führenden Ende 124a, kann auf einen Wert eingestellt sein, der kürzer als die Distanz zwischen der leitenden Oberfläche 110a und der leitenden Oberfläche 120a (d.h. kleiner als λm/2) ist, z.B. λο/4.
Breite der Wellenleiterfläche
Die Breite der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122, d.h. die Größe der Wellenleiterfläche 122a entlang einer Richtung, die orthogonal zu der Richtung ist, in der sich das Wellenleiterbauglied 122 erstreckt, kann auf weniger als λm/2 (z.B. λm/8) eingestellt sein. Wenn die Breite der Wellenleiterfläche 122a λm/2 oder mehr beträgt, tritt Resonanz entlang der Breitenrichtung auf, was bei jedem WRG ein Funktionieren als einfache Übertragungsleitung verhindert.
Höhe des Wellenleiterbauglieds
Die Höhe des Wellenleiterbauglieds 122 (d.h. bei dem in der Figur gezeigten Beispiel die Größe entlang der Z-Richtung) ist auf weniger als λm/2 eingestellt. Der Grund ist, dass bei einer Distanz von λm/2 oder mehr die Distanz zwischen der Wurzel 124b eines jeden leitenden Stabes 124 und der leitenden Oberfläche 110a λm/2 oder mehr beträgt.
Distanz L1 zwischen der Wellenleiterfläche und der leitenden Oberfläche
Die Distanz L1 zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a ist auf weniger als λm/2 eingestellt. Wenn die Distanz L1 λm/2 oder mehr beträgt, tritt Resonanz zwischen der Wellenleiterfläche 122a und der leitenden Oberfläche 110a auf, was eine Funktionalität als Wellenleiter verhindert. In einem Beispiel beträgt die Distanz λm/4 oder weniger. Um eine einfache Fertigung zu gewährleisten, beträgt die Distanz bevorzugt beispielsweise λm/16 oder mehr, wenn sich eine elektromagnetische Welle im extrem hohen Frequenzband ausbreiten soll.
Die Untergrenze der Distanz L zwischen der leitenden Oberfläche 110a und der Wellenleiterfläche 122a sowie die Untergrenze der Distanz L2 zwischen der leitenden Oberfläche 110a und dem führenden Ende 124a eines jeden leitenden Stabes 124 sind abhängig von der Bearbeitungsgenauigkeit und auch von der Genauigkeit beim Montieren der zwei oberen und unteren leitenden Bauglieder 110 und 120 in der Weise, dass sie um eine konstante Distanz voneinander entfernt sind. Bei Verwendung einer Presstechnik oder einer Spritztechnik beträgt die praktische Untergrenze der genannten Distanz circa 50 Mikrometer (µm). Im Fall der Verwendung einer MEMS-Technik (mikro-elektromechanisches System) zur Herstellung eines Produktes z.B. im Terahertz-Bereich beträgt die Untergrenze für die genannte Distanz circa 2 bis circa 3 µm.
In der Wellenleitervorrichtung 100 mit der oben beschriebenen Konstruktion kann sich eine elektromagnetische Welle mit der Betriebsfrequenz nicht in dem Raum zwischen der Oberfläche 125 des künstlichen magnetischen Leiters und der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 ausbreiten, sondern breitet sich in dem Raum zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 aus. Anders als bei einem Hohlwellenleiter braucht die Breite des Wellenleiterbauglieds 122 in einer solchen Wellenleiterstruktur nicht gleich oder größer zu sein als eine Hälfte der Wellenlänge der elektromagnetischen Welle, deren Ausbreitung erfolgen soll. Zudem brauchen das leitende Bauglied 110 und das leitende Bauglied 120 nicht durch eine Metallwand verbunden zu sein, die sich entlang der Dickenrichtung (d.h. parallel zu derYZ-Ebene) erstreckt.
5A zeigt schematisch eine elektromagnetische Welle, die sich in einem schmalen Raum, d.h. einem Zwischenraum zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110, ausbreitet. In 5A zeigen drei Pfeile schematisch die Ausrichtung eines elektrischen Feldes der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle an. Das elektrische Feld der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle steht zu der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 und zu der Wellenleiterfläche 122a senkrecht.
Auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds 122 befinden sich Erstreckungen künstlicher magnetischer Leiter, die durch die Vielzahl von leitenden Stäben 124 erzeugt sind. Eine elektromagnetische Welle breitet sich in dem Zwischenraum zwischen der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und der leitenden Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110 aus. 5A ist schematisch und stellt die Größenordnung eines elektromagnetischen Feldes, das tatsächlich durch die elektromagnetische Welle zu erzeugen ist, nicht korrekt dar. Ein Teil der elektromagnetischen Welle (elektromagnetisches Feld), der sich in dem Raum über der Wellenleiterfläche 122a ausbreitet, kann eine seitliche Ausdehnung aus dem Raum heraus haben, der durch die Breite der Wellenleiterfläche 122a umgrenzt ist (d.h. dorthin, wo der künstliche magnetische Leiter existiert). In diesem Beispiel breitet sich die elektromagnetische Welle in einer Richtung (Y-Richtung) aus, die zu der Ebene aus 5A senkrecht ist. Als solches braucht sich das Wellenleiterbauglied 122 nicht linearentlang derY-Richtung zu erstrecken, sondern kann eine oder mehrere Biegungen und/oderVerzweigungsteil(e), nicht gezeigt, aufweisen. Da die elektromagnetische Welle sich entlang der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 ausbreitet, würde sich die Ausbreitungsrichtung an einer Biegung ändern, während die Ausbreitungsrichtung an einem Verzweigungsabschnitt sich in mehrere Richtungen gabeln würde.
In der Wellenleiterstruktur aus 5A existiert keine Metallwand (elektrische Wand), die für einen Hohlwellenleiter unerlässlich wäre, auf beiden Seiten dersich ausbreitenden elektromagnetischen Welle. Daher ist in der Wellenleiterstruktur aus diesem Beispiel „eine Beschränkung aufgrund einer Metallwand (elektrischen Wand)“ nicht in den Grenzbedingungen für die elektromagnetische Feldmode enthalten, welche durch die sich ausbreitende elektromagnetische Welle zu erzeugen ist, und die Breite (Größe entlang der X-Richtung) der Wellenleiterfläche 122a ist kleiner als eine Hälfte der Wellenlänge der elektromagnetischen Welle.
Als Referenz zeigt 5B schematisch einen Querschnitt eines Hohlwellenleiters 130. Durch Pfeile zeigt 5B schematisch die Ausrichtung eines elektrischen Feldes einer elektromagnetischen Feldmode (TE₁₀), die in dem inneren Raum 132 des Hohlwellenleiters 130 erzeugt ist. Die Längen der Pfeile entsprechen elektrischen Feldstärken. Die Breite des inneren Raums 132 des Hohlwellenleiters 130 ist auf eine Hälfte der Wellenlänge eingestellt. Die Breite des inneren Raums 132 des Hohlwellenleiters 130 kann nicht kleiner eingestellt sein als eine Hälfte der Wellenlänge der sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle.
5C ist eine Querschnittsansicht, die eine Implementierung zeigt, bei der zwei Wellenleiterbauglieder 122 auf dem leitenden Bauglied 120 vorgesehen sind. Somit besteht zwischen den zwei angrenzenden Wellenleiterbaugliedern 122 ein künstlicher magnetischer Leiter, der durch die Vielzahl von leitenden Stäben 124 erzeugt ist. Genauer gesagt, befinden sich Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters, der durch die Vielzahl von leitenden Stäben 124 erzeugt ist, auf beiden Seiten eines jeden Wellenleiterbauglieds 122, so dass jedes Wellenleiterbauglied 122 unabhängig eine elektromagnetische Welle ausbreiten kann.
Als Referenz zeigt 5D schematisch einen Querschnitt einer Wellenleitervorrichtung, bei der zwei Hohlwellenleiter 130 nebeneinander angeordnet sind. Die beiden Hohlwellenleiter 130 sind elektrisch voneinander isoliert. Jeder Raum, in dem sich eine elektromagnetische Welle ausbreiten soll, muss von einer Metallwand umgeben sein, die den jeweiligen Hohlwellenleiter 130 bestimmt. Daher kann das Intervall zwischen den inneren Räumen 132, in denen elektromagnetische Wellen sich ausbreiten sollen, nicht kleiner gestaltet sein als eine Gesamtdicke von zwei Metallwänden. Gewöhnlich ist eine Gesamtdicke zweier Metallwände länger als eine Hälfte der Wellenlänge einer sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle. Das Intervall zwischen den Hohlwellenleitern 130 (d.h. das Intervall zwischen ihren Mitten) kann daher nur schwer kürzer als die Wellenlänge einer sich ausbreitenden elektromagnetischen Welle sein. Insbesondere bei elektromagnetischen Wellen mit Wellenlängen im extrem hohen Frequenzbereich (d.h. Wellenlänge der elektromagnetischen Welle: 10 mm oder kleiner) oder noch kürzeren Wellenlängen ist es schwierig, eine Metallwand zu bilden, die im Verhältnis zur Wellenlänge ausreichend dünn ist. Bei einer gewerblich praktikablen Implementierung stellt dies ein Kostenproblem dar.
Dagegen kann mit einer Wellenleitervorrichtung 100, die einen künstlichen magnetischen Leiter aufweist, leicht eine Struktur realisiert werden, bei der Wellenleiterbauglieder 122 nahe beieinander angeordnet sind. Somit ist eine solche Wellenleitervorrichtung 100 zur Verwendung in einer Array-Antenne geeignet, die mehrere Antennenelemente in einer engen Anordnung aufweist.
Zur Realisierung des Austauschs von Hochfrequenzsignalen durch die Verbindung einer Wellenleitervorrichtung, welche die obige Struktur hat, mit einem Montagesubstrat, auf das ein MMIC montiert ist, ist eine wirksame Kopplung der Anschlüsse des MMIC und der Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung notwendig.
Wie bereits beschrieben, kann in einem Frequenzbereich, der 30 GHz überschreitet, d.h. dem Millimeterband, während der Ausbreitung in einer Mikrostreifenleitung ein hoher dielektrischer Verlust auftreten. Es war jedoch bislang die übliche Praxis, die Anschlüsse eines MMIC mit Mikrostreifenleitungen zu verbinden, die auf dem Montagesubstrat vorgesehen sind. Dies gilt bisher auch in dem Fall, in dem die Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung als Hohlwellenleiter und nicht als Mikrostreifenleitungen implementiert sind. Mit anderen Worten: Die Verbindung zwischen den Anschlüssen des MMIC und einem Hohlwellenleiter erfolgte über eine Mikrostreifenleitung.
6A ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für die Positionierung von Anschlüssen (Stiftanordnung) auf der unteren Fläche eines Millimeterwellen-MMICs (Millimeterwellen-ICs) zeigt. Auf der unteren Fläche des in der Figur gezeigten Mikrowellen-ICs 2 ist eine Vielzahl von Anschlüssen 20 in Zeilen und Spalten arrayartig angeordnet. Die Anschlüsse 20 weisen erste Antennen-I/O- (Eingangs/Ausgangs-) Anschlüsse 20 und zweite Antennen-I/O-Anschlüsse 20b auf. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel fungieren die ersten Antennen-I/O-Anschlüsse 20a als Signalanschlüsse, während die zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse 20b als Erdungsanschlüsse fungieren. Von der Vielzahl von Anschlüssen 20 kann jeder Anschluss außer den Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b beispielsweise ein Leistungsanschluss, ein Steuersignalanschluss oder ein Signal-I/O-Anschluss sein.
6B ist eine Draufsicht, die ein Beispiel für Zwischenverbindungsmuster 40 für die FührungderAntennen-Ein/Ausgabe-Anschlüsse 20a und 20b, die in 6A gezeigt sind, zu einem Bereich außerhalb der Grundfläche des Millimeterwellen-ICs 2 schematisch zeigt. Solche Zwischenverbindungsmuster 40 sind auf einem dielektrischen Substrat, nicht gezeigt, gebildet und sind über Mikrostreifenleitungen mit Hohlwellenleitern in einer Wellenleitervorrichtung verbunden. Bei dem in 6B gezeigten Beispiel können Millimeterwellensignale auf vier Kanälen in die Antennen-I/O-Anschlüsse 20a und 20b des Millimeterwellen-ICs 2 eingegeben oder daraus ausgegeben sein. Obwohl dieses Beispiel illustriert, dass die Anschlüsse 20 des Millimeterwellen-ICs 2 direkt mit den Zwischenverbindungsmustern 40 auf dem dielektrischen Substrat verbunden sind, kann die Verbindung zwischen den Anschlüssen 20 und den Zwischenverbindungsmustern 40 auch über Bonddrähte hergestellt sein. Wenn ein Hochfrequenzsignal einer hohen Frequenz, z.B. eine Millimeterwelle, sich in einem Zwischenverbindungsmuster 40 und einer Mikrostreifenleitung ausbreitet, tritt aufgrund des dielektrischen Substrats beträchtlicher Verlust auf. Wenn sich beispielsweise eine Millimeterwelle eines Bands von ungefähr 76 GHz in einer Mikrostreifenleitung ausbreitet, können durch dielektrischen Verlust circa 0,4 dB Dämpfung pro Millimeter Weglänge auftreten.
Bei der herkömmlichen Technik bestehen somit Verbindungen wie etwa Mikrostreifenleitungen zwischen dem MMIC und der Wellenleitervorrichtung, was zu beträchtlichen dielektrischen Verlusten im Millimeterband führt.
Durch Verwendung der unten beschriebenen neuartigen Kopplungsstruktur kann der vorgenannte Verlust signifikant reduziert werden.
Nachfolgend werden gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung Beispielkonstruktionen für ein Montagesubstrat sowie verschiedene Module, Radarvorrichtungen und Radarsysteme beschrieben, die ein solches Montagesubstrat aufweisen. Es wird jedoch darauf hingewiesen, dass unnötig ausführliche Beschreibungen weggelassen sein können. Beispielsweise sind ausführliche Beschreibungen technisch bekannter Sachverhalte oder redundante Beschreibungen von im Wesentlichen gleichen Ausbildungen möglicherweise weggelassen. Hierdurch soll eine übermäßig lange Beschreibung vermieden und dem Fachmann das Verständnis erleichtert werden. Die beigefügten Zeichnungen und die folgende Beschreibung, die von den Erfindern vorgelegt werden, um dem Fachmann ein ausreichendes Verständnis der vorliegenden Offenbarung zu ermöglichen, sollen den Umfang der Ansprüche nicht einschränken.
<Ausführungsformen>
7A ist eine schematische Draufsicht, die ein Beispiel für eine schematische Gesamtkonstruktion eines Mikrowellenmoduls 1000 gemäß der vorliegenden Offenbarung zeigt. Das in der Figur gezeigte Mikrowellenmodul 1000 weist ein Montagesubstrat 1, auf das ein Millimeterwellen-MMIC (Millimeterwellen-IC) 2 montiert ist, und einen Koppler 6 auf, der mit dem Millimeterwellen-IC 2 verbunden ist. Der Koppler 6 hat eine Funktion und Struktur, die eine Verbindung des Millimeterwellen-IC 2 mit der vorgenannten Wellenleitervorrichtung erlaubt, ohne eine Mikrostreifenleitung zu verwenden. Ein Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung, in 7A nicht gezeigt, koppelt an den Koppler 6. Details zu dem Koppler 6 werden noch beschrieben.
7B ist eine schematische Draufsicht, die eine weitere Implementierung des Mikrowellenmoduls 1000 zeigt. Das Mikrowellenmodul 1000 weist eine Leiterplatte 4 als Teil einer flexiblen gedruckten Leiterplatte (FPC) auf, wobei sich ein flexibler Verdrahtungsabschnitt 4b von der Leiterplatte 4 erstreckt. Der Koppler 6 in diesem Beispiel ist ein von der Leiterplatte 4 separates Bauteil und ist auf einer dielektrischen Basis 45 getragen. 7A und 7B zeigen nur Beispiele für Ausführungsformen gemäß der vorliegenden Offenbarung, die nicht einschränkend sind.
8A ist eine Draufsicht von oben, die einen Teil des Montagesubstrats 1 gemäß einer nicht-einschränkenden und illustrativen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung schematisch zeigt. 8B und 8C sind Querschnittsansichten, die jeweils schematisch einen Teil des Montagesubstrats 1 zeigen, auf das der Millimeterwellen-IC 2 montiert ist. 8B zeigt einen Querschnitt entlang Linie B-B in 8A, und 8C zeigt einen Querschnitt entlang Linie C-C in 8A. 9 ist eine perspektivische Ansicht, die einen Teil des Montagesubstrats 1, den Millimeterwellen-IC 2 und einen Teil der Wellenleitervorrichtung 100 schematisch zeigt. Zum besseren Verständnis illustriert 9 das Montagesubstrat 1, den Millimeterwellen-IC 2 und die Wellenleitervorrichtung 100 mit einem Abstand voneinander in der Z-Richtung.
Das Montagesubstrat 1 weist eine Leiterplatte 4 mit einer Montagefläche 4a auf, auf die der Millimeterwellen-IC 2 montiert ist. Der Millimeterwellen-IC 2 kann ein integriertes Mikrowellenschaltungselement sein, das ein Hochfrequenzsignal beispielsweise eines Bands von ungefähr 76 GHz generiert oder verarbeitet. In diesem Beispiel ist die Montagefläche 4a parallel zu der XY-Ebene. Wie in 8B gezeigt, hat der Millimeterwellen-IC 2 eine Vielzahl von Anschlüssen 20, einschließlich erster Antennen-I/O-Anschlüsse 20a und zweiter Antennen-I/O-Anschlüsse 20b. In der vorliegenden Ausführungsform fungieren entweder die ersten Antennen-I/O-Anschlüsse 20a oder die zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse 20b als Signalanschlüsse, während die anderen als Erdanschlüsse fungieren. Die Vielzahl von Anschlüssen 20 kann auch verschiedene andere Anschlüsse wie etwa Leistungsanschlüsse und Signal-I/O-Anschlüsse aufweisen.
Die Leiterplatte 4 weist Zwischenverbindungsmuster 40 auf, die unter der Vielzahl von Anschlüssen 20 des Millimeterwellen-ICs 2 mit anderen Anschlüssen 20c als den ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b verbunden sind. Typische Beispiele für die Zwischenverbindungsmuster 40 sind Signalleitungen für Nicht-Hochfrequenz-Signale, Stromleitungen und dergleichen. Abhängig von der Implementierung können die Zwischenverbindungsmuster 40 Mikrostreifenleitungen oder komplanare Wellenleiter sein. Der Einfachheit halber ist nicht die Gesamtheit der Leiterplatte 4, sondern ein Teil illustriert. Weitere elektronische Bauteile können in Abschnitten der Leiterplatte 4 montiert sein, die über nicht gezeigte Bereiche führen. Auf eine Leiterplatte 4 kann eine Vielzahl von Millimeterwellen-ICs 2 montiert sein. Als die anderen elektronischen Bauteile können, ohne Einschränkung auf Hochfrequenzschaltungselemente wie etwa Filter, andere integrierte Schaltungschips oder Bausteine montiert sein, die zum Beispiel Arithmetikschaltungen oder Signalverarbeitungsschaltungen implementieren. Ein Abschnitt eines jeden Zwischenverbindungsmusters 40 kann sich zu einem Abschnitt der Leiterplatte 4, nicht gezeigt, hinüber erstrecken, um eine Verbindung mit anderen elektronischen Bauteilen (nicht gezeigt) herzustellen, die auf die Leiterplatte 4 montiert sein können.
8A zeigt Anschlüsse 20a, 20b und 20c des Millimeterwellen-ICs 2 und zeigt schematisch den Umriss des Millimeterwellen-ICs 2 in Draufsicht von oben. Obwohl 8A zur einfacheren Erläuterung nur sieben Anschlüsse 20 zeigt, kann ein typisches Beispiel des Millimeterwellen-ICs 2 mehrere Anschlüsse 20 aufweisen, z.B. acht oder mehr, wie mit Bezug auf 6A und 6B beschrieben wurde. Form und Position eines jeden Anschlusses 20 sind nicht auf die in der Figur beispielhaft dargestellten beschränkt. Es besteht keine besondere Einschränkung hinsichtlich der spezifischen Struktur der Anschlüsse 20, die die Form von Lotkugeln, Elektrodenflecken oder Metallleitern haben können. Die Anschlüsse 20 können direkt, oder indirekt über andere elektrisch leitende Bauglieder (nicht gezeigt), mit den Zwischenverbindungsmustern 40 oder den Kopplern 6 verbunden sein, wie unten beschrieben. Beispielsweise kann zwischen jedem Anschluss 20 und jedem Zwischenverbindungsmuster 40 ein elektrischer Leiter (nicht gezeigt) vorhanden sein, z.B. elektrisch leitender Klebstoff, ein Bonddraht oder Lot.
Die in der vorliegenden Ausführungsform verwendete Leiterplatte 4 kann jede bekannte Konstruktion eines HF-Substrats haben, z.B. die einer gedruckten HF-Leiterplatte, welche durch Hochfrequenz-Schaltungstechnik erzeugbar ist. Die Leiterplatte 4 kann eine Mehrebenen-Zwischenverbindungsstruktur aus internen Zwischenverbindungen, Verbindungslöchern usw. haben oder aufgenommene (eingebettete) Schaltungselemente aufweisen, z.B. interne Widerstände, interne Induktoren oder interne Erdungsschichten. Eine Metallschicht kann auf der unteren Fläche der Leiterplatte 4 so vorgesehen sein, dass die untere Fläche der Leiterplatte 4 auf einfache Weise als die leitende Oberfläche 110a (siehe 2A) des ersten elektrisch leitenden Bauglieds 110 der Wellenleitervorrichtung 100 fungieren kann. Alternativ kann das erste leitende Bauglied 110 der Wellenleitervorrichtung 100 in einer Distanz von der Leiterplatte 4 auf der unteren Fläche der Leiterplatte 4 vorgesehen sein.
Das Montagesubstrat 1 weist Koppler 6 auf, die jeweils erste und zweite Antennen-I/O-Anschlüsse 20a und 20b des Millimeterwellen-ICs 2 mit der Wellenleitervorrichtung 100 verbinden. Obwohl in der Figur zwei Koppler 6 gezeigt sind, ist die Zahl der Koppler 6 nicht auf zwei beschränkt; es können auch ein Koppler 6 oder drei oder mehr Koppler 6 vorhanden sein. Jeder Koppler 6 weist einen ersten elektrischen Leiterabschnitt 60a, der mit einem ersten Antennen-I/O-Anschluss 20a verbunden ist, und einen zweiten elektrischen Leiterabschnitt 60b auf, der mit einem zweiten Antennen-I/O-Anschluss 20b verbunden ist. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel erstrecken sich der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b nebeneinander entlang der Richtung der Y-Achse, und die zwei Leiterabschnitte 60a und 60b sind an beiden Enden entlang der Richtung der Y-Achse verbunden, d.h. kurzgeschlossen. Wie noch beschrieben wird, ist zwischen den Leiterabschnitten 60a und 60b ein länglicher Zwischenraum 66 bestimmt. Da die Leiterabschnitte 60a und 60b an beiden Enden entlang der Richtung der Y-Achse kurzgeschlossen sind, bildet der längliche Zwischenraum 66 einen geschlossenen Bereich auf der XY-Ebene. Die Leiterabschnitte 60a und 60b können beispielsweise aus einem Metallmaterial wie etwa Gold, Kupfer oder Aluminium hergestellt sein. Die Leiterabschnitte 60a und 60b können jeweils eine mehrschichtige Struktur haben. Beispielsweise kann ihr Hauptkörper aus Kupfer hergestellt sein, und die Oberfläche ihres Hauptkörpers kann mit einer Goldschicht beschichtet sein.
Wie oben erwähnt, fungieren in der vorliegenden Ausführungsform entweder die ersten Antennen-I/O-Anschlüsse 20a oder die zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse 20b als Signalanschlüsse, während die anderen als Erdanschlüsse fungieren. Daher bilden der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b eines jeden Kopplers 6 einen parallelen zweidrahtigen Wellenleiter (mit kurzgeschlossenen Enden), der sich entlang der XY-Ebene erstreckt. Bei einem unsymmetrischen Typ sind ein Signalanschluss und ein Erdanschluss als ein Anschluss SIG beziehungsweise ein Anschluss GND bezeichnet, so dass in den Anschluss SIG und den Anschluss GND oder aus denselben heraus Signale mit gleicher Amplitude, jedoch umgekehrten Polaritäten ein- oder ausgegeben werden. Bei einem symmetrischen Typ, bei dem der Millimeterwellen-IC 2 ein Paar Signalanschlüsse S aufweist ((S(+) / S(-)), werden in das beziehungsweise aus dem Paar Anschlüsse SIG(+) und SIG(-) auf aktive Weise Signale mit gleicher Amplitude, jedoch umgekehrten Polaritäten ein- oder ausgegeben, während ein Zwischenpotential zwischen dem Potential des Anschlusses SIG(+) und dem Potential des Anschlusses SIG(-) dem Anschluss GND zugeführt wird.
Als Beispiel koppelt bei der in der Figur gezeigten Ausführungsform der in 8A links gezeigte Koppler 6 an einen Wellenleiter, der durch das links gezeigte Wellenleiterbauglied 122 erzeugt ist, das sich entlang der X-Achse in der negativen Richtung erstreckt. Der in 8A rechts gezeigte Koppler 6 koppelt an einen Wellenleiter, der durch das rechts gezeigte Wellenleiterbauglied 122 erzeugt ist, das sich entlang der X-Achse in der positiven Richtung erstreckt. Jedes Wellenleiterbauglied 122 ist so angeordnet, dass es den Koppler 6 an einer Position schneidet, wo es mindestens mit dem Koppler 6 koppelt, wie in 8A gezeigt.
Der Einfachheit halber sind Stäbe 124, die an beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds 122 arrayartig angeordnet sind, in der Illustration in 8A weggelassen.
In der vorliegenden Ausführungsform sind der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b durch die dielektrische Basis 45 getragen. Die Basis 45 in diesem Beispiel fungiert auch als Basis der Leiterplatte 4. Die Basis 45 kann beispielsweise aus einem Harzmaterial wie etwa Polytetrafluorethylen hergestellt sein (das ein Fluorkunststoff ist). Die Basis 45 hat einen Spalt (ein Durchgangsloch), der in der Weise dem jeweiligen Koppler 6 entspricht, dass der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b die Innenwandoberfläche dieses Spalts bedecken. Der längliche Zwischenraum 66 besteht zwischen dem ersten Leiterabschnitt 60a und dem zweiten Leiterabschnitt 60b. Wie in 8A gezeigt, erstreckt sich der längliche Zwischenraum 66 von einem Bereich, wo der Millimeterwellen-IC 2 angeordnet ist (einem rechteckigen Bereich, der von einer durchbrochenen Linie umgeben ist), entlang der Montagefläche 4a (z.B. der Richtung der Y-Achse in dem gezeigten Beispiel).
Wie in 8B und 8C gezeigt, sind in dem länglichen Zwischenraum 66 die Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a und die Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b zueinander entgegengesetzt. In dem länglichen Zwischenraum 66 befindet sich Luft. Die relative dielektrische Konstante von Luft beträgt circa 1,0, so dass sie eine dielektrische Konstante nahe derjenigen eines Vakuums hat. Der längliche Zwischenraum 66 hat einen schmalen Abschnitt 66N, an dem die Distanz zwischen der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a und der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b lokal verringert ist. Der Koppler 6, der den länglichen Zwischenraum 66 mit dem schmalen Abschnitt 66N hat, kann beispielsweise aus einer dünnen Metallplatte gebildet sein, die einem Ätzprozess oder einem Prägeprozess unterzogen wurde. Wenn er durch solche Verfahren gebildet ist, wird der Koppler 6 als eine einzige Metallplatte gewonnen, die den ersten Leiterabschnitt 60a und den zweiten Leiterabschnitt 60b aufweist. Der längliche Zwischenraum 66 ist ein Spalt oder ein Durchgangsloch, das sich durch die Metallplatte erstreckt.
Wie in 8A und 8C gezeigt, ist der schmale Abschnitt 66N in der Nähe der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 angeordnet und zu dieser entgegengesetzt. Ein Abschnitt oder die Gesamtheit der hinteren Fläche der Basis 45 ist durch eine Metallschicht bedeckt, die als das erste leitende Bauglied 110 fungiert. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel hat diese Metallschicht (das erste leitende Bauglied 110) ein Muster, das mit der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a und der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b kontinuierlich ist; jedoch ist es nicht notwendig, dass diese Muster kontinuierlich sind.
Bei dem in 8C gezeigten Beispiel ist eine Vielzahl elektrisch leitender Stäbe 124 an einem Ende eines jeden Wellenleiterbauglieds 122 vorgesehen, wodurch eine Drosselstruktur 150 gebildet ist. Die Drosselstruktur 150 weist auf: eine offene Spitze (offenes Ende) des Wellenleiterbauglieds (der Rippe) 122 und eine Vielzahl leitender Stäbe, die auf der Verlängerung des Endes der Rippe 122 liegen, wobei jeder leitende Stab eine Höhe von circa λο/4 (d.h. weniger als λο/2) hat. Die Drosselstruktur 150 ist eine Struktur zur Unterdrückung des Leckens elektromagnetischer Wellen aus einem Ende (d.h. der vorgenannten Spitze) des Wellenleiterbauglieds 122. Spezifisch ist die Länge der Spitze des Wellenleiterbauglieds 122, die in die Drosselstruktur 150 aufzunehmen ist, auf einen Wert von circa λg/4 angepasst, wobei λg die Wellenlänge einer elektromagnetischen Welle ist, die sich in der Wellenleiterfläche 122a ausbreitet. Das bedeutet, die Länge (Abmessung) der Spitze ist an einen optimalen oder bevorzugten Wert entsprechend dem Impedanzzustand in der Umgebung der Drosselstruktur 150 angepasst. Beispielsweise ist die Länge der Spitze auf einen Bereich von ±λg/8 um λg/4 eingestellt. Die Drosselstruktur 150 erlaubt eine Einschränkung des Leckens elektromagnetischer Wellen aus einem Ende des Wellenleiterbauglieds 122, wodurch eine effiziente Übertragung elektromagnetischer Wellen erreicht wird.
Es besteht keine besondere Einschränkung hinsichtlich der Größen der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a und der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b entlang der Richtung der Z-Achse.
In der vorliegenden Offenbarung wird vorausgesetzt, dass eine elektromagnetische Welle mit der höchsten Frequenz in dem Frequenzband von Mikrowellensignalen, die durch den Millimeterwellen-IC 2 zu generieren sind, eine Wellenlänge λm im freien Raum hat und dass eine elektromagnetische Welle mit der Zentralfrequenz in diesem Frequenzband eine Wellenlänge λ0 im freien Raum hat. Wenn in einen Koppler 6 aus den entsprechenden Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b des Millimeterwellen-ICs 2 Hochfrequenzsignale eingegeben werden, werden der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b des Kopplers 6 an den Eingangspositionen angeregt. Daher wird zwischen der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a und der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b ein elektrisches HF-Feld induziert. Mit der Induktion eines HF-Magnetfelds, das zu diesem elektrischen Feld orthogonal ist, wird dann ein elektromagnetisches Hochfrequenzfeld in dem Raum (länglichen Zwischenraum 66) zwischen der Endfläche 64a und der Endfläche 64b erzeugt, die einen parallelen zweidrahtigen Wellenleiter bilden, wodurch ein Hochfrequenzsignal sich entlang dieses parallelen zweidrahtigen Wellenleiters ausbreitet. Diese elektromagnetische HF-Welle hat eine Wellenlänge (λ0, λm) im freien Raum. Bei einem wie in der Figur ausgerichteten Koppler 6 sind die Richtungen von elektrischen Feldkomponenten eines elektromagnetischen Felds an dem länglichen Zwischenraum 66 im Wesentlichen parallel zu der Richtung der X-Achse. Die Intensität des elektrischen Felds ist umgekehrt proportional zu der Breite des länglichen Zwischenraums 66 (d.h. in diesem Beispiel der Größe entlang der Richtung der X-Achse). Daher ist die elektrische Feldintensität an dem schmalen Abschnitt 66N lokal höher als die elektrische Feldintensität in jedem anderen Bereich des länglichen Zwischenraums 66. Infolgedessen koppelt ein an dem schmalen Abschnitt 66N erzeugtes elektromagnetisches Hochfrequenzfeld stark an einen Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung 100.
Wenn umgekehrt eine HF-Signalwelle durch Ausbreitung entlang eines Wellenleiters in der Wellenleitervorrichtung 100 eingetroffen ist, regt ein elektromagnetisches HF-Feld in dem Wellenleiter der Wellenleitervorrichtung 100 den ersten Leiterabschnitt 60a und den zweiten Leiterabschnitt 60b an dem schmalen Abschnitt 66N des Kopplers 6 an. In dem Raum (länglichen Zwischenraum 66) zwischen der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a und der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b wird dann ein elektromagnetisches HF-Feld erzeugt, wodurch ein Hochfrequenzsignal sich entlang des parallelen zweidrahtigen Wellenleiters ausbreitet. Auf diese Weise kann ein Hochfrequenzsignal in Antennen-I/O-Anschlüsse 20a und 20b auf dem Millimeterwellen-IC 2 eingegeben werden.
Somit definieren der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b (genauer gesagt, die Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a und die Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b) eines Kopplers 6 gemäß der vorliegenden Ausführungsform einen parallelen zweidrahtigen Wellenleiter. Wie oben beschrieben, ist der dazwischenliegende Raum eines solchen parallelen zweidrahtigen Wellenleiters mit Luft gefüllt und hat eine relative dielektrische Konstante nahe derjenigen eines Vakuums, und ist daher fähig zur Unterdrückung von dielektrischen Verlusten.
Mit Bezug auf 10A und 10B werden Details des Kopplers 6 beschrieben. 10A und 10B sind Draufsichten zur Beschreibung von Beispielformen und -größen erster und zweiter Leiterabschnitte 60a und 60b eines Kopplers 6. Es wird darauf hingewiesen, dass 10A und 10B einen Koppler 6 derselben Form zeigen; Grund für die Illustration des Kopplers 6 in zwei separaten Zeichnungen ist die Vermeidung einer Überfüllung der jeweiligen Zeichnung mit Bezugslinien zum besseren Verständnis.
In der vorliegenden Ausführungsform, wie in 10B gezeigt, weist der schmale Abschnitt 66N des länglichen Zwischenraums 66 auf: einen ersten Vorsprung 68a, der von der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a in Richtung der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b absteht; und einen zweiten Vorsprung, der von der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b in Richtung der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a absteht. Der längliche Zwischenraum 66 ist durch den ersten Vorsprung 68a und den zweiten Vorsprung 68b, die den schmalen Abschnitt 66N bestimmen, in einen ersten breiten Abschnitt 66a und einen zweiten breiten Abschnitt 66b getrennt. Bei einer gegebenen Wellenlänge λg einer Signalwelle in dem Wellenleiter kann die Größe L10 des ersten Vorsprungs 68a und des zweiten Vorsprungs 68b (d.h. die Länge entlang der Richtung der Y-Achse) in einem Bereich von z.B. λ0/4 bis λ0/8 eingestellt sein, kann jedoch auch unter diesem Bereich liegen. Die Distanz W0 von der Endfläche 64a des ersten Leiterabschnitts 60a zu der Endfläche 64b des zweiten Leiterabschnitts 60b des schmalen Abschnitts 66N kann in einem Bereich von z.B. λ0/4 bis λ0/8 eingestellt sein, kann jedoch auch unter diesem Bereich liegen. Eine Millimeterwelle von circa 76 GHz zur Verwendung in Bordanwendungen hat eine Wellenlänge von circa 4 mm, von der 1/8 circa 0,5 mm beträgt.
In der vorliegenden Offenbarung sind die Breite W1 des ersten breiten Abschnitts 66a und die Breite W2 des zweiten breiten Abschnitts 66b entlang der Richtung der X-Achse jeweils kleiner als λm/2. Außerdem sind die Länge L11 des ersten breiten Abschnitts 66a und die Länge L12 des zweiten breiten Abschnitts 66b entlang der Richtung der Y-Achse jeweils kleiner als λm/2. Wenn L11 und L12 jeweils λ0/4 betragen, tritt bei einer elektromagnetischen Welle mit einer Wellenlänge im freien Raum von λ0 Grundmodenresonanz auf, was zu einer höchsten Effizienz der Kopplung eines elektromagnetischen Felds an dem schmalen Abschnitt 66N führt. Wenn L11=L12=λ0/4, ist die Signalspannungsamplitude dort am größten, wo der schmale Abschnitt 66N liegt. Wenn die Zentralfrequenz des sich ausbreitenden Hochfrequenzsignals z.B. circa 76 GHz beträgt, ist λ0/4 circa 1 mm.
In 10A ist in dem länglichen Zwischenraum 66 eine Länge LT von einem Anschlussende Ea des ersten Leiterabschnitts 60a (oder einem Anschlussende Eb des zweiten Leiterabschnitts 60b) zu dem ersten breiten Abschnitt 66a nicht besonders begrenzt; die Länge LT kann jeden beliebigen Wert haben. Bei Bezugsziffer „66c“ zeigt 10B einen Abschnitt des länglichen Zwischenraums 66 von dem Anschlussende Ea (Eb) zu dem ersten breiten Abschnitt 66a. Der Zwischenraum-Teilabschnitt 66c braucht sich nicht geradlinig zu erstrecken, sondern kann beispielsweise in der XY-Ebene gebogen sein. Zudem kann sich der Zwischenraum-Teilabschnitt 66c zwar längs der Oberfläche der Basis 45 oder der Montagefläche 4a erstrecken, jedoch ist dies nicht einschränkend. Obwohl in 9 eine spezifische detaillierte Struktur nicht gezeigt ist, kann er beispielsweise in der +Z-Richtung oder der -Z-Richtung gebogen sein.
Die Distanz L3a von der Mitte der Verbindung Ca der ersten Antennen-I/O-Anschlüsse 20a zu dem Anschlussende Ea des ersten Leiterabschnitts 60a in dem Millimeterwellen-IC 2 ist kleiner als λ0/2, und die Distanz L3b von der Mitte der Verbindung Cb der zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse 20b zu dem Anschlussende Eb des zweiten Leiterabschnitts 60b ist ebenfalls kleiner als λ0/2. Wenn die Distanzen L3a und L3b jeweils λ0/4 sind, unterliegt das Hochfrequenzsignal einer totalen Reflexion an dem +Y-Rand des Zwischenraum-Teilabschnitts 66c. Hieraus resultierend ist der Koppler 6 mit der höchsten Effizienz an die Anschlüsse 20a und 20b des Millimeterwellen-ICs 2 gekoppelt.
Wenn die Verbindung zwischen den Antennen-I/O-Anschlüssen 20a und 20b des integrierten Mikrowellenschaltungselements und den Leiterabschnitten 60a und 60b des Kopplers 6 über Bonddrähte erzielt ist, istjede Mitte der Verbindung Ca oder Cb die Mitte eines Abschnitts des Leiterabschnitts 60a oder 60b, an dem der Bonddraht mit dem Leiterabschnitt 60a oder 60b verbunden ist.
In den obigen Ausführungsformen weist der längliche Zwischenraum 66 an dem schmalen Abschnitt 66N sowohl den ersten Vorsprung 68a als auch den zweiten Vorsprung 68b auf (Doppelrippenstruktur); jedoch sind Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung nicht auf dieses Beispiel beschränkt. Wie beispielhaft in 10C dargestellt, kann der schmale Abschnitt 66N definiert sein, solange einer von dem ersten Vorsprung 68a und dem zweiten Vorsprung 68b vorhanden ist (Einzelrippenstruktur). Anstelle der Verwendung einer geradlinig abstehenden Rippenstruktur kann der schmale Abschnitt 66N auch als gekrümmte Form implementiert sein.
11 ist eine Querschnittsansicht, die schematisch elektrische Kraftlinien in einem Wellenleiter der Wellenleitervorrichtung 100 auf Basis von elektrischen Kraftlinien (einem elektrischen Feld) an dem schmalen Abschnitt 66N des länglichen Zwischenraums 66 eines Kopplers 6 zeigt. Die Richtung, in der sich das Wellenleiterbauglied 122 erstreckt, ist mindestens dort, wo das Wellenleiterbauglied 122 zu dem schmalen Abschnitt 66N entgegengesetzt ist, parallel zu der Richtung der elektrischen Kraftlinien eingestellt, die in dem schmalen Abschnitt 66N auftreten. Das Wellenleiterbauglied 122 kann sich in einer Richtung erstrecken, welche die Richtung elektrischer Kraftlinien (elektrisches Feld), die in dem schmalen Abschnitt 66N erzeugt werden, in einem kleinen Winkel schneidet. Jedoch ist dieser Überschneidungswinkel bevorzugt so klein wie möglich, da Übertragungsverluste auftreten, die der Größe des Überschneidungswinkels entsprechen. Der Koppler 6 und die Wellenleitervorrichtung 100 können so gekoppelt sein, dass diese Übertragungsverluste berücksichtigt werden. Wenn der Überschneidungswinkel beispielsweise 30 Grad oder weniger beträgt, können die Übertragungsverluste toleriert werden.
Dies wird mit Bezug auf das in 10B gezeigte Beispiel erneut dargelegt. Der Wellenleiter 122 ist zu dem schmalen Abschnitt 66N an einer Position entgegengesetzt, die unmittelbar unter dem schmalen Abschnitt 66N liegt (Z-Richtung). Die Richtung, in der sich der Wellenleiter 122 erstreckt (die X-Richtung), und die Richtung, in der sich der längliche Zwischenraum 66 erstreckt (die Y-Richtung), können sich an dieser Entgegengsetzungsposition schneiden. „Sich schneiden“ bedeutet, nicht parallel zu sein, ohne auf eine orthogonale Anordnung beschränkt zu sein, wie in dem Beispiel aus 10B. Beispielsweise kann der Überschneidungswinkel gleich oder größer als 60 Grad, jedoch kleiner als 90 Grad sein.
11 illustriert eine Abdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter, der ein integriertes Mikrowellenschaltungselement, nicht gezeigt, abdeckt. Die Abdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter verhindert, dass ein Hochfrequenzsignal, das sich in dem spaltartigen länglichen Zwischenraum 66 des Kopplers 6 ausbreitet, in der positiven Richtung entlang der Z-Achse leckt. Wie noch beschrieben wird, kann die Abdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter, die den Millimeterwellen-IC 2 abdeckt, auch das Lecken elektromagnetischer Wellen aus dem Millimeterwellen-IC 2 unterdrücken.
12A ist eine Draufsicht, die eine teilweise Beispielpositionierung der Anschlüsse 20a, 20b und 20c auf der unteren Fläche des Millimeterwellen-ICs 2 schematisch zeigt. In diesem Beispiel sind die ersten Antennen-I/O-Anschlüsse 20a, die zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse 20b und die anderen Anschlüsse 20c arrayartig in Zeilen und Spalten angeordnet, wobei zwischen ihren jeweiligen Mitten Distanzen P eingehalten sind. In diesem Beispiel ist eine Vielzahl von zweiten Antennen-I/O-Anschlüssen 20b entlang von drei Seiten einem rechteckigen Bereich vorgesehen, wobei diese Erdanschlüsse des Millimeterwellen-ICs 2 bilden, während ein oder zwei erste Antennen-I/O-Anschlüsse 20a in dem zentralen Abschnitt des rechteckigen Bereichs vorhanden sind.
12B ist eine Draufsicht, die eine Beispielpositionierung von Kopplern 6 relativ zu dem Millimeterwellen-IC 2 in 12A schematisch zeigt. In diesem Beispiel ist ein Anschluss 20a mit dem ersten Leiterabschnitt 60a eines jeden Kopplers 6 verbunden, und ein Anschluss 20b ist mit dem zweiten Leiterabschnitt 60b desselben verbunden. Aus der Vielzahl von Anschlüssen 20 in 12B sind diejenigen Anschlüsse 20, die mit einem Koppler 6 verbunden sind, als dunkle, gefüllte Kreise dargestellt. Es wird darauf hingewiesen, dass 12B schematisch ein Wellenleiterbauglied 122 zeigt, das dem Wellenleiter zugeordnet ist, der an die einzelnen Koppler 6 koppelt. Es wird darauf hingewiesen, dass die Anschlüsse 20a des Millimeterwellen-ICs 2 Anschlüsse sind, auf denen Hochfrequenzsignale aktiv sind. Dagegen sind die Anschlüsse 20b in der Weise mit den Erdungsleitungen dieses ICs verbunden, dass die Vielzahl von Anschlüssen 20b untereinander verbunden sind, um gemeinsam eine Erde zu bestimmen. Wenn daher Anschlüsse 20b, die in der Figur schraffiert gezeigt sind (d.h. andere Anschlüsse 20b als die mit dunklen Kreisen dargestellten Anschlüsse 20b, die mit den einzelnen Kopplern 6 verbunden sind) auf der Seite des zweiten Leiterabschnitts 60b eines jeden Kopplers 6 in 12B vorhanden sind, können solche ‚schraffierten‘ Anschlüsse 20b mit dem zweiten Leiterabschnitt 60b des Kopplers 6 verbunden sein oder auch nicht. Wenn jedoch ein ‚schraffierter‘ Anschluss 20b auf der Seite des ersten Leiterabschnitts 60a des Kopplers 6 vorhanden ist, müssen ein solcher ‚schraffierter‘ Anschluss 20b und der Koppler 6 voneinander isoliert sein, um elektrischen Kontakt dazwischen zu vermeiden. Dagegen sind die Anschlüsse 20c, die andere Signalanschlüsse sind, und der Koppler 6 voneinander zu isolieren, um elektrischen Kontakt dazwischen zu vermeiden. Obwohl eine Vielzahl von Stäben, die Erstreckungen eines künstlichen magnetischen Leiters bilden, auf beiden Seiten eines jeden Wellenleiterbauglieds 122 arrayartig angeordnet ist, sind sie in der Illustration in der Figur der Einfachheit halber weggelassen.
<Varianten von Kopplern>
Nachfolgend werden mit Bezug auf 13A bis 18B Varianten des Kopplers 6 beschrieben.
In dem Beispiel aus 13A weist eine einzelne Metallschicht 60, die auf einer dielektrischen Basis 45 getragen ist, den ersten Leiterabschnitt 60a und den zweiten Leiterabschnitt 60b auf. Die Dicke der Metallschicht 60 ist beispielsweise in einem Bereich von 5 bis 100 µm eingestellt, und die Dicke der Basis 45 ist beispielsweise in einem Bereich von 0,1 bis 1 mm eingestellt. Wenn die Metallschicht 60 ausreichend steif ist, kann ein Abschnitt oder die Gesamtheit der Basis 45 weggelassen sein. Die Basis 45 kann ein Abschnitt der Basis der Leiterplatte 4 sein. Mit anderen Worten, die Metallschicht 60 kann in einem Abschnitt der Leiterplatte 4 gebildet sein, und die Koppler 6 können in die Metallschicht 60 eingebaut sein.
Wenn also der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b aus der Metallschicht 60 gebildet sind, die auf der Basis 45 vorhanden ist, hat hinsichtlich einer Reduzierung dielektrischer Verluste die Basis 45 bevorzugt ein Durchgangsloch 45a, das mit dem länglichen Zwischenraum 66 kommuniziert. Aus der Normalrichtung der Montagefläche 4a gesehen, ist außerdem der schmale Abschnitt 66N des länglichen Zwischenraums 66 bevorzugt in dem Durchgangsloch 45a der Basis 45 angeordnet.
In dem Beispiel aus 13A ist die Metallschicht 60 auf der oberen Fläche der Basis 45 vorhanden, jedoch nicht auf der Seitenfläche (Innenwandoberfläche) des Durchgangslochs 45a. Dabei ist die Distanz von der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 zu dem ersten Leiterabschnitt 60a und dem zweiten Leiterabschnitt 60b größer als die Dicke der Basis 45. Um die Distanz von der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 zu dem ersten Leiterabschnitt 60a und dem zweiten Leiterabschnitt 60b zu reduzieren, ist die Basis 45 bevorzugt dünner gestaltet.
Es wird darauf hingewiesen, dass mindestens ein Abschnitt der Seitenfläche des Durchgangslochs 45a der Basis 45 durch die Metallschicht 60 bedeckt sein kann, um die Distanz von der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 zu dem ersten Leiterabschnitt 60a und dem zweiten Leiterabschnitt 60b zu reduzieren.
13B zeigt eine Beispielkonstruktion, bei der der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b auf der Seitenfläche des Durchgangslochs 45a vorgesehen sind. In diesem Beispiel ist die gesamte Seitenfläche des Durchgangslochs 45a durch eine Metallschicht bedeckt; es kann jedoch auch nur ein Abschnitt der Seitenfläche durch eine Metallschicht bedeckt sein. Obwohl es in 13B nicht illustriert ist, sind an der Position derVerbindung mit den Anschlüssen 20 des Mikrowellen-ICs 2 der erste Leiterabschnitt 60a und der zweite Leiterabschnitt 60b bevorzugt über die obere Fläche der Basis 45 verlängert. Die in 13A und 13B gezeigte Metallschicht 60 kann beispielsweise durch galvanische Beschichtung gebildet sein.
14 zeigt eine weitere Variante. In dem Beispiel aus 14 ist eine Metallschicht 60, die den ersten Leiterabschnitt 60a und den zweiten Leiterabschnitt 60b aufweist, aus einer dünnen Metallplatte (Metallplatte) mit selbsttragender Steifigkeit gebildet. Die Dicke der Metallschicht 60 kann beispielsweise in einem Bereich von 0,1 bis 2,0 mm eingestellt sein. Bei dem in der Figur gezeigten Beispiel ist die dünne Metallplatte, die die Metallschicht 60 bildet, stapelartig so angeordnet, dass sie die Leiterplatte 4 mindestens teilweise überlappt. Die Metallschicht 60 in dem Beispiel aus 14 kann als das leitende Bauglied 110 der Wellenleitervorrichtung 100 fungieren. Die hintere Fläche der Metallschicht 60 in diesem Beispiel ist auch die leitende Oberfläche 110a des leitenden Bauglieds 110. Die Ausbildung des länglichen Zwischenraums 66 kann durch einen Ätzprozess, einen Prägeprozess usw. an der dünnen Metallplatte erfolgen. Die Metallschicht 60 braucht keine einheitliche Dicke zu haben, und eine Rippen- oder Rahmenstruktur zur Erhöhung der Festigkeit kann auf dem Außenumfang der Metallschicht 60 vorgesehen sein.
15 zeigt wiederum eine weitere Variante. In dem Beispiel aus 15 ist eine Metallschicht 60, die aus einer dünnen, steifen Metallplatte gebildet ist, in der gleichen Ebene wie die Leiterplatte 4 vorgesehen, ohne die Leiterplatte 4 zu überlappen. Auf der unteren Fläche der Leiterplatte 4 ist eine weitere Metallschicht gebildet, die als das leitende Bauglied 110 fungiert.
16A zeigt wiederum eine weitere Variante. 16B ist ein Diagramm, das die Leiterplatte 4 (die ein Bestandteil dieser Variante des Montagesubstrats 1 ist) zum besseren Verständnis in einer Entfernung entlang der Z-Richtung von der Metallschicht 60 zeigt, die den Koppler 6 bildet. Wie in den Figuren gezeigt, ist in dieser Variante eine Vielzahl von Durchgangslöchern 45x in der Leiterplatte 4 erzeugt, und die aus einer dünnen Metallplatte gebildete Metallschicht 60 ist an der Seite der unteren Fläche der Leiterplatte 4 vorgesehen. Vermittels der Durchgangslöcher 45x in der Leiterplatte 4 können die Anschlüsse 20 des Mikrowellen-ICs 2 mit vorbestimmten Positionen der Metallschicht 60 verbunden sein. Die Durchgangslöcher 45x können Verbindungslöcher sein, die mit einem elektrischen Leiter gefüllt sind. Die Metallschicht 60 fungiert auch als das leitende Bauglied 110.
17A und 17B zeigen wiederum eine weitere Variante. In diesem Beispiel ist ein aus der Verarbeitung einer dünnen Metallplatte entstandener Koppler 6 an einer dielektrischen Basis 45 befestigt. Die Basis 45 dient auch als Basis der Leiterplatte 4. Wie in 17B gezeigt, ist in der dielektrischen Basis 45 ein Durchgangsloch (eine Öffnung) 45a erzeugt. Der aus einem Metall hergestellte Koppler 6 ist an der Basis 45 fixiert, so dass er über dem Durchgangsloch 45a liegt. Es ist nicht notwendig, dass der gesamte Koppler 6 aus einem Metall hergestellt ist. Der Koppler 6 kann aus einem Basisabschnitt mit einer Form wie in der Figur gezeigt und einer Metallschicht gebildet sein, mit der die Oberfläche eines solchen Basisabschnitts beschichtet ist.
18A und 18B zeigen wiederum eine weitere Variante. In dem Beispiel aus 18A ist ein aus der Verarbeitung einer dünnen Metallplatte entstandener Koppler 6 an einer dielektrischen Basis 45 befestigt. Wie in 18B gezeigt, ist in der dielektrischen Basis 45 ein Durchgangsloch (eine Öffnung) 45a mit zwei entgegengesetzten Vorsprüngen erzeugt. Der aus einem Metall hergestellte Koppler 6 ist an der Basis 45 fixiert, so dass er über dem Durchgangsloch 45a liegt. Der Koppler 6 in diesem Beispiel kann auch aus einem Basisabschnitt mit einer Form wie in der Figur gezeigt und einer Metallschicht gebildet sein, mit der die obere Fläche oder die gesamte Oberfläche eines solchen Basisabschnitts beschichtet ist.
19A ist eine Draufsicht, die eine Beispielpositionierung von Wellenleiterbaugliedern 122 und Stäben 124 der Wellenleitervorrichtung 100 zeigt. 19B ist eine Draufsicht, die eine Beispielpositionierung von Kopplern 6 zum Verbinden mit Wellenleitern zeigt, wie durch die in 19A gezeigten Wellenleiterbauglieder 122 bestimmt. Auf der Wellenleitervorrichtung 100 in 19A ist ein Montagesubstrat 1 anzuordnen, das die Koppler 6 aus 19B aufweist. Diese relative Positionierung ist so bestimmt, dass an den Enden der zwei Wellenleiterbauglieder 122 die schmalen Abschnitte 66N der länglichen Zwischenräume 66 der jeweiligen Koppler 6 zueinander entgegengesetzt sind.
20 und 21 sind Draufsichten, die jeweils eine weitere Beispielpositionierung von Kopplern 6 zeigen. In dem Beispiel aus 20 sind die Wellenleiterbauglieder 122 gebogen. In dem Beispiel aus 21 hat jeder längliche Zwischenraum 66 zwischen dem ersten Leiterabschnitt 60a und dem zweiten Leiterabschnitt 60b eine Spaltform, die gebogen ist. Jeder längliche Zwischenraum 66 kann sich in einer Richtung erstrecken oder gebogen sein. Abhängig von Form und Position der Wellenleiterbauglieder 122 kann jeder längliche Zwischenraum 66 vielfältige Formen annehmen.
22 zeigt eine Beispiel-Querschnittskonstruktion für das Mikrowellenmodul 1000 in der Weise, dass eine Abdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter mit Waffeleisenstruktur auch in der +Z-Richtung des Millimeterwellen-ICs 2 vorgesehen ist. Von dem leitenden Bauglied 120' derAbdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter erstreckt sich in der -Z-Richtung eine Vielzahl leitender Stäbe 124'. Faktoren wie etwa Formen und Größen des leitenden Bauglieds 120' und der Vielzahl leitender Stäbe 124' sind gleich den mit Bezug auf 4 beschriebenen. Durch Vorsehen des leitenden Bauglieds 120 mit den leitenden Stäben 124 und des leitenden Bauglieds 120' mit den leitenden Stäben 124' über und unter dem Millimeterwellen-IC 2 (in der Z-Richtung) kann das Lecken elektromagnetischer Wellen erheblich reduziert werden.
In dem Beispiel aus 22 ist ein internes elektrisch leitendes Bauglied (eine Erdungsschicht) 110c, das auf Erdpotential eingestellt ist, innerhalb der Leiterplatte 4 des Montagesubstrats 1 vorgesehen. Die Erdungsschicht 100c fungiert als leitende Oberfläche, die für die Abdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter benötigt wird. Daher müssen der Distanz L2' von dem führenden Ende eines jeden leitenden Stabes 124' zu dem internen elektrisch leitenden Bauglied 110c und der Distanz L4 von der Wurzel eines jeden leitenden Stabes 124' zu dem internen elektrisch leitenden Bauglied 110c vorbestimmte Bereiche zugewiesen sein.
In diesem Beispiel ist der Millimeterwellen-IC 2 durch die Abdeckung 80 durch einen künstlichen magnetischen Leiter vollständig bedeckt, jedoch ist die vorliegende Offenbarung nicht auf dieses Beispiel beschränkt. An Positionen oder in Bereichen, wo eine Abschirmwirkung gegen elektromagnetische Wellen gewünscht wird, kann ein elektrisches Leitungsmuster auf der Montagefläche 4a der Leiterplatte 4 des Montagesubstrats 1 vorgesehen sein. Dieses elektrische Leitungsmuster definiert zusammen mit der Vielzahl leitender Stäbe 124' einen künstlichen magnetischen Leiter an der Stelle des internen elektrisch leitenden Bauglieds 110c.
Der Grund für die Verwendung einer solchen Konstruktion wird nun beschrieben. Die Dicke des Millimeterwellen-ICs 2 sei circa 1 mm. Um beispielsweise eine elektromagnetische Welle mit einer Wellenlänge im freien Raum von λ0=4 mm zu generieren, muss die Beabstandung L4 zwischen der Wurzel eines jeden leitenden Stabes 124' und dem leitenden Bauglied kleiner als λ0/2 (circa 2 mm) sein. Im Hinblick auf die Dicke des Millimeterwellen-ICs 2 (circa 1 mm) beträgt die Länge (Höhe) eines jeden leitenden Stabes 124' weniger als 1 mm. Die Distanz L2' zwischen dem führenden Ende eines jeden leitenden Stabes 124' und dem internen elektrisch leitenden Bauglied 110c muss gleich oder größer als die Dicke des Millimeterwellen-ICs 2 sein, d.h. mehr als 1 mm betragen. Zur Realisierung einer Abschirmwirkung gegen elektromagnetische Wellen ist die Länge (Höhe) eines jeden leitenden Stabes 124' bevorzugt auf circa λ0/4 (circa 1 mm) eingestellt und die Distanz L2' so kurz wie möglich gestaltet. Um die Distanz L2' von dem führenden Ende eines jeden leitenden Stabes 124' zu dem internen elektrisch leitenden Bauglied 110c ausreichend zu verkürzen, ist bevorzugt ein elektrisches Leitungsmuster auf der oberen Fläche des Montagesubstrats 1 anstelle des internen elektrisch leitenden Bauglieds 110c vorgesehen.
Auch bei Verwendung dieser Konstruktion, und noch mehr ohne ihre Verwendung, wird jedoch die Beabstandung zwischen dem führenden Ende eines leitenden Stabes 124' und der Oberfläche des Millimeterwellen-ICs 2, die zueinander entgegengesetzt sind, sehr kurz. Mit anderen Worten, es besteht eine höhere Wahrscheinlichkeit, dass beide miteinander in Kontakt gelangen.
23 zeigt ein elektrisch isolierendes Harz 160, das zwischen einem Millimeterwellen-IC 2 und leitenden Stäben 124' vorgesehen ist, die zueinander entgegengesetzt sind. 23 zeigt ein Beispiel, bei dem ein elektrisch leitendes Oberflächenbauglied 110d auf der oberen Fläche der Leiterplatte 4 vorgesehen ist.
Durch das Vorsehen eines isolierenden Materials wie etwa des elektrisch isolierenden Harzes 160 zwischen den führenden Enden der leitenden Stäbe 124' und der Oberfläche des Millimeterwellen-ICs 2 kann ein Kontakt dazwischen verhindert werden.
Es werden nun Bedingungen in Bezug auf die Beabstandung zwischen den Wurzeln der Stäbe (der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120') und der elektrisch leitenden Schicht beschrieben.
Die Beabstandung L4 zwischen der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120' und dem elektrisch leitenden Oberflächen-Bauglied 110d muss die Bedingung erfüllen, dass keine stehende Welle auftritt, wenn eine elektromagnetische Welle sich zwischen der Luftschicht und der elektrisch isolierenden Harzschicht 160 ausbreitet, d.h. eine Phasenbedingung von einer halben Periode oder weniger. In dem Fall, in dem das elektrisch leitende Oberflächen-Bauglied 110d nicht vorgesehen ist, müsste auch die dielektrische Schicht von der Oberfläche des Montagesubstrats 1 zu dem internen elektrisch leitenden Bauglied 110c im Inneren des Substrats in Betracht gezogen werden.
Bei einer gegebenen Dicke d des elektrisch isolierenden Harzes 160, einer Dicke a der Luftschicht, einer Wellenlänge λε einer elektromagnetischen Welle im Inneren des elektrisch isolierenden Harzes und einer Wellenlänge λ0 einer elektromagnetischen Welle in der Luftschicht muss folgendes Verhältnis erfüllt sein. $\frac{d}{λ_{ε} / 2} + \frac{a}{λ_{0} / 2} < 1$
In dem Fall, in dem das elektrisch isolierende Harz 160 selektiv an den führenden Enden der leitenden Stäbe 124' vorgesehen ist, besteht nur eine Luftschicht zwischen den Umgebungen der Wurzeln der leitenden Stäbe 124' (der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120') und dem elektrisch leitenden Oberflächen-Bauglied 110d. In diesem Fall kann die Beabstandung L4 zwischen der leitenden Oberfläche des leitenden Bauglieds 120' und dem elektrisch leitenden Oberflächen-Bauglied 110d kleiner als λ0/2 sein.
Wenn ein Harz mit einem vorbestimmten Wert der thermischen Leitfähigkeit oder darüber als das elektrisch isolierende Harz 160 verwendet wird, kann in dem Millimeterwellen-IC 2 generierte Wärme auf das waffeleisenförmige leitende Bauglied 120' übertragen werden. Infolgedessen kann die Wärmeabstrahlungseffizienz des Moduls verbessert werden.
Zudem kann, wie in 23 gezeigt, eine Wärmesenke 170 direkt auf der +Z-Fläche des leitenden Bauglieds 120' vorgesehen sein. Die Wärmesenke 170 kann aus dem vorgenannten Harz mit hoher thermischer Leitfähigkeit oder einem keramischen Bauglied mit hoher thermischer Leitfähigkeit gebildet sein, z.B. Aluminiumnitrid oder Siliciumnitrid. Hieraus kann ein Modul 1000 mit hoher Kühlfähigkeit aufgebaut sein. Die Wärmesenke 170 kann beliebige Form haben.
Es wird darauf hingewiesen, dass das elektrisch isolierende Harz 160 und die Wärmesenke 170 nicht beide enthalten zu sein brauchen, wie in 23 gezeigt. Sie können jeweils nach Wunsch separat aufgenommen sein.
<Anwendungsbeispiel 1>
Nachfolgend werden Konstruktionen zur Anwendung des Mikrowellenmoduls 1000 auf Radarvorrichtungen beschrieben. Spezifisch werden Beispiele für Radarvorrichtungen beschrieben, bei denen das Mikrowellenmodul 1000 und Abstrahlelemente kombiniert sind.
Zunächst wird die Konstruktion einer Schlitz-Array-Antenne beschrieben. Obwohl die Schlitz-Array-Antenne mit Hörnern illustriert ist, kann eine Ausführung mit oder ohne Hörner gewählt werden.
24 ist eine perspektivische Ansicht, die schematisch eine Teilstruktur einer Schlitz-Array-Antenne 300 mit einer Vielzahl von Schlitzen zeigt, die als Abstrahlelemente fungieren. Die Schlitz-Array-Antenne 300 weist auf: ein erstes leitendes Bauglied 310 mit einer Vielzahl von Schlitzen 312 und einer Vielzahl von Hörnern 314 in einem zweidimensionalen Array und ein zweites leitendes Bauglied 320 mit einer Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern 322U und einer Vielzahl von leitenden Stäben 324U, die arrayartig darauf angeordnet sind. Die Vielzahl von Schlitzen 312 in dem ersten leitenden Bauglied 310 ist auf dem ersten leitenden Bauglied 310 in einer ersten Richtung (derY-Richtung) und einer zweiten Richtung (der X-Richtung), welche die erste Richtung schneidet (oder in diesem Beispiel dazu orthogonal ist), arrayartig angeordnet. Der Einfachheit halber ist jede Port- oder Drosselstruktur, die an einem Ende oder der Mitte eines jeden Wellenleiterbauglieds 322U vorzusehen ist, in der Illustration in 24 weggelassen. Obwohl die vorliegende Ausführungsform illustriert, dass vier Wellenleiterbauglieder 322U vorhanden sind, kann die Anzahl der Wellenleiterbauglieder 322U auch zwei oderjede höhere Zahl sein.
25A ist eine Draufsicht von oben auf eine in 24 gezeigte Array-Antenne 300 mit 20 Schlitzen in einem Array aus 5 Zeilen und 4 Spalten, in der Z-Richtung gesehen. 25B ist eine Querschnittsansicht entlang der Linie D-D' in 25A. Das erste leitende Bauglied 310 in dieser Array-Antenne 300 weist eine Vielzahl von Hörnern 314 auf, die so platziert sind, dass sie jeweils der Vielzahl von Schlitzen 312 entsprechen. Jedes aus der Vielzahl von Hörnern 314 hat vier elektrisch leitende Wände, die den Schlitz 312 umgeben. Solche Hörner 314 erlauben eine Verbesserung der Direktivitätseigenschaften.
Bei der in den Figuren gezeigten Array-Antenne 300 sind eine erste Wellenleitervorrichtung 350a und eine zweite Wellenleitervorrichtung 350b schichtartig angeordnet. Die erste Wellenleitervorrichtung 350a weist Wellenleiterbauglieder 322U auf, die direkt an Schlitze 312 koppeln. Die zweite Wellenleitervorrichtung 350b weist weitere Wellenleiterbauglieder 322L auf, die an die Wellenleiterbauglieder 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a koppeln. Das Wellenleiterbauglied 322L und die leitenden Stäbe 324L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b sind auf einem dritten leitenden Bauglied 340 angeordnet. Die zweite Wellenleitervorrichtung 350b ist der ersten Wellenleitervorrichtung 350a in der Konstruktion grundsätzlich ähnlich.
Wie in 25A gezeigt, hat das leitende Bauglied 310 eine Vielzahl von Schlitzen 312, die entlang der ersten Richtung (der Y-Richtung) und einer zu der ersten Richtung orthogonalen zweiten Richtung (der X-Richtung) arrayartig angeordnet sind. Die Wellenleiterfläche 322a eines jeden Wellenleiterbauglieds 322U erstreckt sich entlang der Y-Richtung und ist zu vier Schlitzen, die entlang der Y-Richtung angeordnet sind, aus der Vielzahl von Schlitzen 312 entgegengesetzt. Obwohl das leitende Bauglied 310 in diesem Beispiel 20 Schlitze 312 in einem Array aus 5 Zeilen und 4 Spalten hat, ist die Anzahl der Schlitze 312 nicht auf dieses Beispiel begrenzt. Ohne Einschränkung auf das Beispiel, bei dem jedes Wellenleiterbauglied 322U zu allen Schlitzen aus der Vielzahl von Schlitzen 312 entgegengesetzt ist, die entlang der Y-Richtung angeordnet sind, kann jedes Wellenleiterbauglied 322U zu mindestens zwei benachbarten Schlitzen entlang der Y-Richtung entgegengesetzt sein. Das Intervall zwischen den Mitten von jeweils zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a ist beispielsweise kürzer als die Wellenlänge λο eingestellt. Mit einer solchen Struktur wird das Auftreten von Gitterkeulen vermieden. Einflüsse von Gitterkeulen treten mit einem Kürzerwerden des Intervalls zwischen den Mitten von zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a mit geringerer Wahrscheinlichkeit auf. Es ist jedoch nicht unbedingt vorzuziehen, dass das Intervall zwischen den Mitten von zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a kleiner als λο/2 ist, da dann die Breiten der leitenden Bauglieder und leitenden Stäbe schmaler gestaltet sein müssen.
25C ist ein Diagramm, das ein planes Layout von Wellenleiterbaugliedern 322U in der ersten Wellenleitervorrichtung 350a zeigt. 25D ist ein Diagramm, das ein planes Layout eines Wellenleiterbauglieds 322L in der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b zeigt. Wie aus diesen Figuren ersichtlich, erstrecken sich die Wellenleiterbauglieder 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a linear und weisen keine Verzweigungsabschnitte oder Biegungen auf; dagegen weisen die Wellenleiterbauglieder 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b sowohl Verzweigungsabschnitte als auch Biegungen auf. Die Kombination aus dem „zweiten leitenden Bauglied 320“ und dem „dritten leitenden Bauglied 340“ in der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b entspricht der Kombination aus dem „ersten leitenden Bauglied 310“ und dem „zweiten leitenden Bauglied 320“ in der ersten Wellenleitervorrichtung 350a.
Die Wellenleiterbauglieder 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a koppeln an das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b durch Ports (Öffnungen) 345U, die in dem zweiten leitenden Bauglied 320 vorgesehen sind. Anders ausgedrückt, gelangt eine elektromagnetische Welle, die sich durch das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b ausgebreitet hat, durch einen Port 345U, um ein Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a zu erreichen, und breitet sich durch das Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a aus. In diesem Fall fungiert jeder Schlitz 312 als Antennenelement, um die Abstrahlung einer elektromagnetischen Welle, die sich durch den Wellenleiter ausgebreitet hat, in den Raum zuzulassen. Wenn umgekehrt eine elektromagnetische Welle, die sich im Raum ausgebreitet hat, auf einen Schlitz 312 auftrifft, koppelt die elektromagnetische Welle an das Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a, das direkt unter diesem Schlitz 312 liegt, und breitet sich durch das Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a aus. Eine elektromagnetische Welle, die sich durch ein Wellenleiterbauglied 322U der ersten Wellenleitervorrichtung 350a ausgebreitet hat, kann auch durch einen Port 345U gelangen, um das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b zu erreichen, und breitet sich durch das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b aus. Über einen Port 345L des dritten leitenden Bauglieds 340 kann das Wellenleiterbauglied 322L der zweiten Wellenleitervorrichtung 350b an ein externes Wellenleitervorrichtungsmodul koppeln (1).
25D zeigt eine Beispielkonstruktion, bei der ein Wellenleiterbauglied 122 eines Mikrowellenmoduls 1000 mit dem Wellenleiterbauglied 322L auf dem dritten leitenden Bauglied 340 verbunden ist. Wie oben beschrieben, ist ein Koppler 6 des Montagesubstrats 1 in der Z-Richtung des leitenden Bauglieds 120 so vorgesehen, und eine Signalwelle, die durch den Millimeterwellen-IC 2 auf dem Montagesubstrat 1 generiert ist, wird durch die Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 und die Wellenleiterfläche des Wellenleiterbauglieds 322L ausgebreitet. Eine Vorrichtung, die eines der vorgenannten Module, mindestens ein Abstrahlelement und eine Wellenleitervorrichtung aufweist, die eine Ausbreitung elektromagnetischer Wellen zwischen dem Modul und dem mindestens einen Abstrahlelement erlaubt, wird in der vorliegenden Beschreibung als „Radarvorrichtung“ bezeichnet.
Das in 25A gezeigte erste leitende Bauglied 310 kann als „Abstrahlungsschicht“ bezeichnet werden. Weiterhin kann die Gesamtheit des zweiten leitenden Bauglieds 320, der Wellenleiterbauglieder 322U und der leitenden Stäbe 324U, die in 25C gezeigt sind, als „Anregungsschicht“ bezeichnet werden, während die Gesamtheit des dritten leitenden Bauglieds 340, des Wellenleiterbauglieds 322L und der leitenden Stäbe 324L, die in 25D gezeigt sind, als „Verteilungsschicht“ bezeichnet werden kann. Außerdem können die „Anregungsschicht“ und die „Verteilungsschicht“ zusammen als „Speisungsschicht“ bezeichnet werden. Jede der Schichten „Abstrahlungsschicht“, „Anregungsschicht“ und „Verteilungsschicht“ kann durch Verarbeiten einer einzigen Metallplatte massengefertigt sein. Die Strahlungsschicht, die Anregungsschicht, die Verteilungsschicht und elektronische Schaltkreise, die auf der Rückseite der Verteilungsschicht vorzusehen sind, können als Ein-Modul-Erzeugnis hergestellt sein.
Wie aus 25B ersichtlich, sind in der Array-Antenne aus diesem Beispiel schichtartig eine Abstrahlungsschicht, eine Anregungsschicht und eine Verteilungsschicht angeordnet, die Plattenform haben; daher ist als Ganzes eine flache und niedrigprofilige Flachpanel-Antenne realisiert. Die Höhe (Dicke) einer mehrschichtigen Struktur mit einer Querschnittskonstruktion wie der in 25B gezeigten kann beispielsweise 10 mm oder weniger betragen.
Bei dem in 25D gezeigten Beispiel sind die Distanzen einer Vielzahl von Wellenleitern, die sich von dem Wellenleiterbauglied 122 durch das Wellenleiterbauglied 322L zu den jeweiligen Ports 345U (siehe 25C) des zweiten leitenden Bauglieds 320 erstrecken, alle gleich. Eine Signalwelle, die sich in der Wellenleiterfläche 122a des Wellenleiterbauglieds 122 ausgebreitet hat, um in das Wellenleiterbauglied 322L eingegeben zu werden, erreicht daher die vier Ports 345U, die in der Mitte entlang der Y-Richtung des jeweiligen zweiten Wellenleiterbauglieds 322U angeordnet sind, all in der gleichen Phase. Infolgedessen können die vier Wellenleiterbauglieder 322U auf dem zweiten leitenden Bauglied 320 in derselben Phase angeregt werden.
Je nach Zweckbestimmung ist nicht notwendig, dass alle als Antennenelemente fungierenden Schlitze 312 elektromagnetische Wellen in derselben Phase abstrahlen. Die Netzwerkmuster der Wellenleiterbauglieder in der Anregungsschicht und der Verteilungsschicht können beliebig sein, ohne auf das in der Figur Gezeigte begrenzt zu sein.
Wie in 25C gezeigt, existiert in der vorliegenden Ausführungsform zwischen zwei benachbarten Wellenleiterflächen 322a unter der Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern 322 nur eine einzelne Spalte leitender Stäbe 324U, die entlang der Y-Richtung arrayartig angeordnet sind. Was zwischen diesen beiden Wellenleiterflächen existiert, ist daher ein Raum, der nicht nur keine elektrische Wand, sondern auch keine magnetische Wand (keinen künstlichen magnetischen Leiter) aufweist. Auf Basis dieser Struktur kann das Intervall zwischen zwei benachbarten Wellenleiterbaugliedern 322 reduziert sein. Dies ermöglicht auch eine Reduzierung des Intervalls zwischen zwei Schlitzen 312, die entlang der X-Richtung benachbart sind. Daher kann das Auftreten von Gitterkeulen reduziert werden.
In der vorliegenden Ausführungsform existiert zwischen zwei benachbarten Wellenleiterbaugliedern weder eine elektrische Wand noch eine magnetische Wand, und somit könnte es zu einer Vermischung von Signalwellen kommen, die sich auf zwei solchen Wellenleiterbaugliedern ausbreiten. Die vorliegende Ausführungsform ist dennoch unproblematisch. Der Grund ist, dass die Schlitz-Array-Antenne 300 der vorliegenden Ausführungsform so gestaltet ist, dass während des Betriebs der elektronischen Schaltung 310 die elektromagnetischen Wellen, die sich entlang der zwei benachbarten Wellenleiter ausbreiten, an den Positionen der zwei benachbarten Schlitze 312 entlang der X-Richtung im Wesentlichen die gleiche Phase haben. Die elektronische Schaltung 310 in der vorliegenden Ausführungsform ist über die in 25C und 25D gezeigten Anschlüsse 345U und 345L mit den Wellenleitern verbunden, die sich auf den Wellenleiterbaugliedern 322U beziehungsweise 322L erstrecken. Eine Signalwelle, die aus der elektronischen Schaltung 310 ausgegeben wird, verzweigt sich in der Verteilungsschicht und breitet sich dann auf der Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern 322U aus, um die Vielzahl von Schlitzen 312 zu erreichen. Um sicherzustellen, dass die Signalwellen an den Positionen von zwei benachbarten Schlitzen 312 entlang der X-Richtung die gleiche Phase haben, können die Wellenleiter-Gesamtlängen von der elektronischen Schaltung zu den zwei Schlitzen 312 beispielsweise im Wesentlichen gleich gestaltet sein.
<Anwendungsbeispiel 2: Bordradarsystem>
Als Anwendungsbeispiel für die Nutzung der oben beschriebenen Array-Antenne wird als Nächstes ein Fall eines Bordradarsystems mit einer Array-Antenne beschrieben. Eine in einem Bordradarsystem verwendete Sendewelle kann eine Frequenz z.B. eines 76-Gigahertz- (GHz) -Bands haben, die eine Wellenlänge λο von circa 4 mm im freien Raum hat.
In Sicherheitstechnik für Automobile, z.B. in Kollisionsverhütungssystemen oder beim automatischen Fahren, kommt es insbesondere darauf an, ein oder mehr Fahrzeuge (Ziele) zu identifizieren, die dem Eigenfahrzeug vorausfahren. Als Verfahren zum Identifizieren von Fahrzeugen sind Techniken zum Schätzen der Richtungen eintreffender Wellen durch Verwendung eines Radarsystems in Entwicklung.
26 zeigt ein Eigenfahrzeug 500 und ein voraus befindliches Fahrzeug 502 auf derselben Fahrspur wie das Eigenfahrzeug 500 zeigt. Das Eigenfahrzeug 500 weist ein Bordradarsystem auf, das eine Array-Antenne gemäß einer der oben beschriebenen Ausführungsformen enthält. Wenn das Bordradarsystem des Eigenfahrzeugs 500 ein Hochfrequenz-Sendesignal abstrahlt, erreicht das Sendesignal das voraus befindliche Fahrzeug 502 und wird von demselben reflektiert, so dass ein Teil des Signals zu dem Eigenfahrzeug 500 zurückkehrt. Das Bordradarsystem empfängt dieses Signal, um eine Position des voraus befindlichen Fahrzeugs 502, eine Distanz („Entfernung“) zu dem voraus befindlichen Fahrzeug 502, eine Geschwindigkeit usw. zu berechnen.
27 zeigt das Bordradarsystem 510 des Eigenfahrzeugs 500. Das Bordradarsystem 510 ist innerhalb des Fahrzeugs vorgesehen. Spezifischer ist das Bordradarsystem 510 auf einer Fläche des Rückspiegels angeordnet, die zu dessen Spiegelfläche entgegengesetzt ist. Aus dem Fahrzeug heraus strahlt das Bordradarsystem 510 ein Hochfrequenz-Sendesignal in der Fahrtrichtung des Fahrzeugs 500 ab und empfängt (ein) Signal(e), das aus der Fahrtrichtung eintrifft.
Das Bordradarsystem 510 aus diesem Anwendungsbeispiel weist eine Array-Antenne gemäß der obigen Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung auf. In diesem Anwendungsbeispiel ist sie so angeordnet, dass die Richtung, in der jedes von der Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern sich erstreckt, mit der vertikalen Richtung zusammenfällt und dass die Richtung, in der die Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern arrayartig angeordnet ist, mit der horizontalen Richtung zusammenfällt. Infolgedessen kann die laterale Abmessung der Vielzahl von Schlitzen, von vorne gesehen, reduziert werden. Beispielabmessungen für eine Antennenvorrichtung mit der obigen Array-Antenne können 60 mm (Breite) x 30 mm (Länge) x 10 mm (Tiefe) sein. Es sei darauf hingewiesen, dass dies für ein Millimeterwellenradarsystem des 76-GHz-Bands eine sehr geringe Größe ist.
Es wird darauf hingewiesen, dass viele herkömmliche Bordradarsysteme außen am Fahrzeug vorgesehen sind, z.B. ganz vorne an der Frontpartie. Der Grund hierfür ist, dass das Bordradarsystem relativ groß ist und somit nur schwer innerhalb des Fahrzeugs vorgesehen sein kann, wie in der vorliegenden Offenbarung.
Das Anwendungsbeispiel ermöglicht ein schmales Intervall zwischen einer Vielzahl von Wellenleiterbaugliedern (Rippen), die in der Sendeantenne verwendet werden, wodurch sich auch das Intervall zwischen einer Vielzahl von Schlitzen verschmälert, die entgegengesetzt zu benachbarten Wellenleiterbaugliedern vorzusehen sind. Dies reduziert die Einflüsse von Gitterkeulen. Beispielsweise treten keine Gitterkeulen auf, wenn das Intervall zwischen den Mitten von zwei lateral benachbarten Schlitzen kleiner als eine Hälfte der Wellenlänge λo der Sendewelle (d.h. kleiner als circa 2 mm) ist. Auch in dem Fall, dass das Intervall zwischen den Mitten der Schlitze größer als eine Hälfte der Wellenlänge λo der Sendewelle ist, ist das Intervall zwischen benachbarten Antennenelementen schmaler gestaltbar als dasjenige in einer üblicherweise verwendeten Sendeantenne für Bordradarsysteme. Daher werden die Einflüsse von Gitterkeulen reduziert. Es wird darauf hingewiesen, dass Gitterkeulen dann auftreten, wenn das Intervall, in dem die Antennenelemente arrayartig angeordnet sind, größer als eine Hälfte der Wellenlänge einer elektromagnetischen Welle ist, und dass sie mit einer Vergrößerung des Intervalls zwischen den Antennenelementen in Richtungen auftreten, die näher an der Hauptkeule liegen. Durch Einstellen des Array-Faktors der Sendeantenne kann die Direktivität der Sendeantenne eingestellt werden. Es kann ein Phasenschieber vorgesehen sein, damit die Phasen elektromagnetischer Wellen, die auf mehreren Wellenleiterbaugliedern übertragen werden, individuell anpassbar sind. Durch Vorsehen eines Phasenschiebers kann die Direktivität der Sendeantenne in jede gewünschte Richtung geändert werden. Da die Konstruktion eines Phasenschiebers bekannt ist, wird auf ihre Beschreibung verzichtet.
Eine Empfangsantenne gemäß dem Anwendungsbeispiel vermag den Empfang reflektierter Wellen, die Gitterkeulen zugeordnet sind, zu verringern, so dass die Genauigkeit der unten beschriebenen Verarbeitung verbessert werden kann. Im Folgenden wird ein Beispiel für einen Empfangsprozess beschrieben.
28(a) zeigt ein Verhältnis zwischen einer Array-Antenne AA des Bordradarsystems 510 und mehreren eintreffenden Wellen k (k: eine ganze Zahl von 1 bis K; das gleiche gilt nachfolgend durchgängig. K ist die Anzahl der Ziele, die in verschiedenen Azimuten vorhanden sind). Die Array-Antenne AA weist M Antennenelemente in einem linearen Array auf. Eine Antenne ist prinzipiell sowohl zum Senden als auch zum Empfang verwendbar, und daher kann die Array-Antenne AA sowohl für eine Sendeantenne als auch für eine Empfangsantenne verwendet werden. Im Folgenden wird ein Beispielverfahren für die Verarbeitung einer eintreffenden Welle beschrieben, die durch die Empfangsantenne empfangen wird.
Die Array-Antenne AA empfängt mehrere eintreffende Wellen, die gleichzeitig in verschiedenen Winkeln auftreffen. Einige von den mehreren eintreffenden Wellen können eintreffende Wellen sein, die aus der Sendeantenne desselben Bordradarsystems 510 abgestrahlt und durch ein oder mehrere Ziele reflektiert wurden. Außerdem können einige der mehreren eintreffenden Wellen direkte oder indirekte eintreffende Wellen sein, die von anderen Fahrzeugen abgestrahlt wurden.
Der Einfallswinkel einer jeden eintreffenden Welle (d.h. ein Winkel, der die Richtung ihres Eintreffens repräsentiert) ist ein auf die breite Seite B der Array-Antenne AA bezogener Winkel. Der Einfallswinkel einer eintreffenden Welle repräsentiert einen Winkel mit Bezug auf eine Richtung, die zu der Richtung der Linie, entlang derer Antennenelemente arrayartig angeordnet sind, senkrecht steht.
Es werde nun eine k-te eintreffende Welle betrachtet. Wenn auf der Array-Antenne von K Zielen aus, die bei unterschiedlichen Azimuten vorhanden sind, K eintreffende Wellen auftreffen, bedeutet eine „k-te eintreffende Welle“ eine eintreffende Welle, die durch einen Einfallswinkel θk identifiziert ist.
28(b) zeigt die Array-Antenne AA, die die k-te eintreffende Welle empfängt. Die durch die Array-Antenne AA empfangenen Signale können durch Gleichung 1 als ein „Vektor“ mit M Elementen ausgedrückt werden. $S = {[s1, s2, \dots, s_{M}]}^{T}$
In der obigen Gleichung ist s_m (wobei m eine ganze Zahl von 1 bis M ist; dies gilt auch im Folgenden) der Wert eines Signals, das durch ein m-tes Antennenelement empfangen wird. Das hochgestellte ^T bedeutet Transposition. S ist ein Spaltenvektor. Der Spaltenvektor S ist definiert durch ein Produkt einer Multiplikation aus einem durch die Konstruktion der Array-Antenne bestimmten Richtungsvektor (als Lenkvektor oder Modenvektor bezeichnet) und einem komplexen Vektor, der ein Signal von dem jeweiligen Ziel repräsentiert (auch als Wellenquelle oder Signalquelle bezeichnet). Wenn die Anzahl der Wellenquellen K ist, sind die Wellen von Signalen, die aus den jeweiligen K Wellenquellen an jedem einzelnen Antennenelement eintreffen, linear überlagert. In diesem Zustand kann s_m durch Gleichung 2 ausgedrückt werden. $s_{m} = \sum_{k = 1}^{K} a_{k} exp {j (\frac{2 π}{λ} d_{m} sin θ_{k} + φ_{k})}$
In Gleichung 2 bezeichnen ak, θk und φk die Amplitude, den Einfallswinkel bzw. die Anfangsphase der k-ten eintreffenden Welle. Außerdem bezeichnet λ die Wellenlänge einer eintreffenden Welle, und j ist eine imaginäre Einheit.
Wie aus Gleichung 2 ersichtlich, ist s_m als komplexe Zahl ausgedrückt, die aus einem realen Teil (Re) und einem imaginären Teil (Im) besteht.
Wenn dies durch Berücksichtigung von Rauschen (Eigenrauschen oder Wärmerauschen) weiter verallgemeinert wird, lässt sich das Array-Empfangssignal X als Gleichung 3 ausdrücken. $X = S + N$
N ist ein Vektorausdruck für das Rauschen.
Die Signalverarbeitungsschaltung generiert mithilfe des Array-Empfangssignals X, ausgedrückt durch Gleichung 3, eine räumliche Kovarianzmatrix Rxx (Gleichung4) eintreffender Wellen und bestimmt des Weiteren Eigenwerte der räumlichen Kovarianzmatrix Rxx.
$\begin{matrix} R_{x x} = X X^{H} \\ = [\begin{matrix} R x x_{11} & \dots & R x x_{1 M} \\ ⋮ & ⋱ & ⋮ \\ R x x_{M 1} & \dots & R x x_{M M} \end{matrix}] \end{matrix}$
In der obigen Gleichung bedeutet das das hochgestellte H konjugiert-komplexe Transposition (hermitesche Konjugierte).
Bei den Eigenwerten entspricht die Anzahl der Eigenwerte mit Werten, die gleich einem oder größer als ein vorbestimmter Wert sind, der auf Basis von Wärmerauschen definiert ist (Signalraumeigenwerte), der Anzahl eintreffender Wellen. Es werden dann Winkel berechnet, die die höchste Wahrscheinlichkeit hinsichtlich der Einfallsrichtungen reflektierter Wellen (d.h. die maximale Wahrscheinlichkeit) ergeben, wodurch die Anzahl der Ziele und die Winkel, in denen sich die jeweiligen Ziele befinden, identifizierbar sind. Dieser Prozess ist als eine Schätztechnik für die maximale Wahrscheinlichkeit bekannt.
Siehe als Nächstes 29. 29 ist ein Blockdiagramm, das eine Beispiel-Grundkonstruktion einer Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 gemäß der vorliegenden Offenbarung zeigt. Die in 29 gezeigte Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 weist ein Radarsystem 510, das in einem Fahrzeug montiert ist, und eine mit dem Radarsystem 510 verbundene elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 auf. Das Radarsystem 510 weist eine Array-Antenne AA und eine Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 auf.
Die Array-Antenne AA weist eine Vielzahl von Antennenelementen auf, von denen jedes in Antwort auf eine oder mehrere eintreffende Wellen ein Empfangssignal ausgibt. Wie bereits erwähnt, ist die Array-Antenne AA zum Abstrahlen einer Millimeterwelle mit einer hohen Frequenz fähig. Es wird darauf hingewiesen, dass die Array-Antenne AA, ohne Einschränkung auf die obigen Ausführungsformen, jede andere Array-Antenne sein kann, die sich für den Empfang eignet.
In dem Radarsystem 510 muss die Array-Antenne AA am Fahrzeug angebracht sein, während zumindest einige der Funktionen der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 durch einen Computer 550 und eine Datenbank 552 implementiert sein können, die extern zu der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 (z.B. außerhalb des Eigenfahrzeugs) vorgesehen sind. In diesem Fall können die Abschnitte der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530, die sich im Fahrzeug befinden, dauerhaft oder gelegentlich mit dem Computer 550 und der Datenbank 552 verbunden sein, die zum Fahrzeug extern sind, so dass bidirektionale Übermittlungen von Signalen oder Daten möglich sind. Die Übermittlungen sind über eine Kommunikationsvorrichtung 540 des Fahrzeugs und ein üblicherweise verfügbares Kommunikationsnetz durchführbar.
Die Datenbank 552 kann ein Programm speichern, das verschiedene Signalverarbeitungsalgorithmen definiert. Der Inhalt der Daten und des Programms, die für den Betrieb des Radarsystems 510 benötigt werden, können über die Kommunikationsvorrichtung 540 extern aktualisiert werden. Somit sind zumindest einige der Funktionen des Radarsystems 510 durch eine Cloud-Computing-Technik extern zum Eigenfahrzeug realisierbar (was das Innere eines anderen Fahrzeugs einschließt). Für ein „Bord“-Radarsystem in der Bedeutung der vorliegenden Offenbarung ist es daher nicht erforderlich, dass alle Bestandteile innerhalb des (Eigen-) Fahrzeugs montiert sind. Jedoch beschreibt die vorliegende Anmeldung der Einfachheit halber eine Implementierung, bei der alle Bestandteile gemäß der vorliegenden Offenbarung in einem einzigen Fahrzeug (d.h. dem Eigenfahrzeug) montiert sind, sofern nicht anders angegeben.
Die Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 weist eine Signalverarbeitungsschaltung 560 auf. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 empfängt direkt oder indirekt Empfangssignale von der Array-Antennenvorrichtung AA und gibt die Empfangssignale oder (ein) sekundäre(s) Signal(e), die aus den Empfangssignalen generiert wurden, in eine Einfallswellen-SchätzeinheitAU ein. Ein Teil der Schaltung oder die gesamte Schaltung (nicht gezeigt), die aus den Empfangssignalen (ein) sekundäre(s) Signal(e) generiert, braucht nicht innerhalb der Signalverarbeitungsschaltung 560 vorgesehen zu sein. Ein Teil einer oder eine gesamte solche Schaltung (Vorverarbeitungsschaltung) kann zwischen der Array-Antenne AA und der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 vorgesehen sein. In dem Radarsystem 510 entspricht die Konstruktion von der Array-Antenne AA (die aus einer Vielzahl von Abstrahlelementen gebildet ist) zu der Signalverarbeitungsschaltung 560 der vorgenannten „Radarvorrichtung“. Insbesondere weist die „Radarvorrichtung“ auf: eine Vielzahl von Abstrahlelementen und ein Mikrowellenmodul einschließlich eines Wellenleitermoduls und eines Mikrowellen-ICs. Die Vielzahl von Abstrahlelementen ist mit einer Wellenleitervorrichtung verbunden, die das Wellenleitermodul bildet.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 ist dazu konfiguriert, durch Verwendung der Empfangssignale oder sekundären Signal(e) Berechnungen durchzuführen und ein Signal auszugeben, das die Anzahl der eintreffenden Wellen anzeigt. Gemäß der vorliegenden Verwendung kann als „Signal, das die Anzahl der eintreffenden Wellen anzeigt“, ein Signal bezeichnet werden, das die Anzahl voraus befindlicher Fahrzeuge vor dem Eigenfahrzeug anzeigt (die ein voraus befindliches Fahrzeug oder mehrere voraus befindliche Fahrzeuge sein können).
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 kann zum Durchführen vielfältiger Signalverarbeitung konfiguriert sein, die durch bekannte Radarsignal-Verarbeitungseinrichtungen ausführbar ist. Beispielsweise kann die Signalverarbeitungsschaltung 560 dazu konfiguriert sein, „Überauflösungs-Algorithmen“ auszuführen wie etwa das MUSIC-Verfahren, das ESPRIT-Verfahren oder das SAGE-Verfahren, oder andere Algorithmen zur Einfallsrichtungsschätzung mit relativ niedriger Auflösung.
Die in 29 gezeigte Einfallswellen-SchätzeinheitAU schätzt einen Winkel, der das Azimut einer jeden eintreffenden Welle repräsentiert, durch einen beliebigen Algorithmus zur Einfallsrichtungsschätzung, und gibt ein Signal aus, das das Schätzungsergebnis anzeigt. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 schätzt die Distanz zu jedem Ziel als Wellenquelle einer eintreffenden Welle, die relative Geschwindigkeit des Ziels und das Azimut des Ziels mit einem bekannten Algorithmus, der durch die Einfallswellen-Schätzeinheit AU ausgeführt wird, und gibt ein Signal aus, das das Schätzungsergebnis anzeigt.
In der vorliegenden Offenbarung ist der Ausdruck „Signalverarbeitungsschaltung“ nicht auf eine einzelne Schaltung beschränkt, sondern schließt jede Implementierung ein, bei der eine Kombination aus mehreren Schaltungen konzeptionell als ein einziges funktionelles Teil betrachtet wird. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 kann durch ein oder mehr Ein-Chip-Systeme (SoCs) realisiert sein. Beispielsweise kann ein Teil der oder die gesamte Signalverarbeitungsschaltung 560 ein FPGA (feldprogrammierbares Array) sein, das eine programmierbare Logikvorrichtung (PLD) ist. In diesem Fall weist die Signalverarbeitungsschaltung 560 eine Vielzahl von Berechnungselementen (z.B. Universallogiken und Multiplizierer) und eine Vielzahl von Speicherelementen (z.B. Verweistabellen oder Speicherblöcke) auf. Alternativ kann die Signalverarbeitungsschaltung 560 ein Satz aus (einem) Universalprozessor(en) und (einer) Hauptspeichervorrichtung(en) sein. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 kann eine Schaltung sein, die einen beziehungsweise mehrere Prozessorkerne und eine beziehungsweise mehrere Speichervorrichtungen aufweist. Diese können als die Signalverarbeitungsschaltung 560 fungieren.
Die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ist dazu konfiguriert, Fahrassistenz für das Fahrzeug auf Basis verschiedener Signale bereitzustellen, die aus der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 ausgegeben werden. Die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 weist verschiedene elektronische Steuereinheiten dazu an, vorbestimmte Funktionen zu erfüllen, z.B. eine Funktion zur Alarmausgabe, um den Fahrer zu einem Bremsvorgang aufzufordern, wenn die Distanz zu einem voraus befindlichen Fahrzeug (Fahrzeugabstand) kürzer als ein vordefinierter Wert geworden ist; eine Funktion zur Steuerung der Bremsen und eine Funktion zur Beschleunigungssteuerung. Beispielsweise schickt im Fall eines Betriebsmodus, der eine adaptive Fahrgeschwindigkeitsregelung des Eigenfahrzeugs durchführt, die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 vorbestimmte Signale an verschiedene elektronische Steuereinheiten (nicht gezeigt) und Aktoren, um die Distanz des Eigenfahrzeugs zu einem voraus befindlichen Fahrzeug auf einem vordefinierten Wert zu halten oder die Fahrgeschwindigkeit des Eigenfahrzeugs auf einem vordefinierten Wert zu halten.
Im Fall des MUSIC-Verfahrens bestimmt die Signalverarbeitungsschaltung 560 Eigenwerte der räumlichen Kovarianzmatrix und gibt als Signal, das die Anzahl eintreffender Wellen anzeigt, ein Signal aus, das die Anzahl derjenigen Eigenwerte („Signalraum-Eigenwerte“) anzeigt, die größer als ein vorbestimmter Wert sind, der auf Basis von Wärmerauschen definiert ist (thermische Rauschleistung).
Siehe als Nächstes 30. 30 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Beispielkonstruktion für die Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt. Das Radarsystem 510 in der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 aus 30 weist eine Array-Antenne AA, die eine nur für den Empfang bestimmte Array-Antenne Rx (auch als Empfangsantenne bezeichnet) und eine nur zum Senden bestimmte Array-Antenne Tx (auch als Sendeantenne bezeichnet) aufweist; und eine Objektdetektionseinrichtung 570 auf.
Mindestens entweder die Sendeantenne Tx oder die Empfangsantenne Rx hat die oben genannte Wellenleiterstruktur. Die Sendeantenne Tx strahlt eine Sendewelle ab, die beispielsweise eine Millimeterwelle sein kann. Die Empfangsantenne Rx, die nur für den Empfang bestimmt ist, gibt ein Empfangssignal in Antwort auf eine oder mehrere eintreffende Wellen (z.B. eine Millimeterwelle(n)) aus.
Eine Sende-/Empfangsschaltung 580 schickt ein Sendesignal für eine Sendewelle an die Sendeantenne Tx und führt „Vorverarbeitung“ für Empfangssignale von Empfangswellen durch, die an der Empfangsantenne Rx empfangen werden. Ein Teil der oder die gesamte Vorverarbeitung kann durch die Signalverarbeitungsschaltung 560 in der Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 erfolgen. Ein typisches Beispiel für eine durch die Sende-/Empfangsschaltung 580 durchzuführende Vorverarbeitung kann es sein, aus einem Empfangssignal ein Schwebungssignal zu generieren und ein Empfangssignal mit analogem Format in ein Empfangssignal mit digitalem Format umzuwandeln.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Radarsystem gemäß der vorliegenden Offenbarung, ohne auf die Implementierung beschränkt zu sein, bei der es in dem Eigenfahrzeug montiert ist, an der Straße oder einem Gebäude angebracht verwendet werden kann.
Als Nächstes wird ein Beispiel für eine spezifischere Konstruktion der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 beschrieben.
31 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für eine spezifischere Konstruktion der Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 zeigt. Die in 31 gezeigte Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 weist ein Radarsystem 510 und ein Bordkamerasystem 700 auf. Das Radarsystem 510 weist eine Array-Antenne AA, eine Sende-/Empfangsschaltung 580, die mit der Array-Antenne AA verbunden ist, und eine Signalverarbeitungsschaltung 560 auf.
Das Bordkamerasystem 700 weist eine Bordkamera 710, die in einem Fahrzeug montiert ist, und eine Bildverarbeitungsschaltung 720 auf, die ein durch die Bordkamera 710 erfasstes Bild oder Video verarbeitet.
Die Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 600 aus diesem Anwendungsbeispiel weist eine Objektdetektionseinrichtung 400, die mit der Array-Antenne AA und der Bordkamera 710 verbunden ist, und eine elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 auf, die mit der Objektdetektionseinrichtung 400 verbunden ist. Zusätzlich zu der oben beschriebenen Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung 530 weist die Objektdetektionseinrichtung 400 eine Sende-/Empfangsschaltung 580 und eine Bildverarbeitungsschaltung 720 auf. Die Objektdetektionseinrichtung 400 detektiert ein Ziel auf der Straße oder in der Nähe der Straße mithilfe nicht nur der durch das Radarsystem 510 gewonnenen Informationen, sondern auch der durch die Bildverarbeitungsschaltung 720 gewonnenen Informationen. Beispielsweise kann die Bildverarbeitungsschaltung 720, während das Eigenfahrzeug auf einer von zwei oder mehr Fahrspuren derselben Richtung fährt, unterscheiden, auf welcher Fahrspur das Eigenfahrzeug fährt, und dieses Unterscheidungsergebnis der Signalverarbeitungsschaltung 560 zuführen. Wenn Anzahl und Azimut(e) von voraus befindlichen Fahrzeugen mithilfe eines vorbestimmten Algorithmus zur Einfallsrichtungsschätzung (z.B. das MUSIC-Verfahren) erkannt werden sollen, kann die Signalverarbeitungsschaltung 560 zuverlässigere Informationen zu einer räumlichen Verteilung voraus befindlicher Fahrzeuge liefern, indem auf die Informationen aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 zurückgegriffen wird.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Bordkamerasystem 700 ein Beispiel für ein Mittel zum Identifizieren dessen ist, auf welcher Fahrspur das Eigenfahrzeug fährt. Die Fahrspurposition des Eigenfahrzeugs kann auch durch jedes andere Mittel identifiziert werden. Beispielsweise ist es durch Nutzung einer Ultrabreitband- (UWB-) Technik möglich, zu identifizieren, auf welcher von einer Vielzahl von Fahrspuren das Eigenfahrzeug fährt. Es ist allgemein bekannt, dass die Ultrabreitbandtechnik auf Positionsmessung und/oder Radar anwendbar ist. Die Verwendung der Ultrabreitbandtechnik ermöglicht es, eine Distanz von einer Leitplanke am Straßenrand oder von dem Mittelstreifen zu identifizieren. Die Breite einer jeden Fahrspur ist anhand der Gesetze des jeweiligen Landes oder dergleichen vordefiniert. Durch Verwendung solcher Informationen wird es möglich, zu identifizieren, wo die Fahrspur liegt, in der das Eigenfahrzeug gerade fährt. Es wird darauf hingewiesen, dass die Ultrabreitbandtechnik ein Beispiel ist. Es kann auch eine Funkwelle auf Basis jeder anderen drahtlosen Technik verwendet werden. Außerdem kann auch ein Laserradar verwendet werden.
Die Array-Antenne AA kann eine generische Millimeterwellen-Array-Antenne zur bordeigenen Verwendung sein. Die Sendeantenne Tx in diesem Anwendungsbeispiel strahlt eine Millimeterwelle als Sendewelle vor dem Fahrzeug ab. Ein Abschnitt der Sendewelle wird von einem Ziel reflektiert, das typischerweise ein voraus befindliches Fahrzeug ist, so dass von dem Ziel als Wellenquelle eine reflektierte Welle ausgeht. Ein Abschnitt der reflektierten Welle erreicht die Array-Antenne (Empfangsantenne) AA als eintreffende Welle. Jedes aus der Vielzahl von Antennenelementen der Array-Antenne AA gibt in Antwort auf eine oder mehrere eintreffende Wellen ein Empfangssignal aus. In dem Fall, in dem die Anzahl der Ziele, die als Wellenquellen reflektierter Wellen fungieren, K ist (wobei K eine ganze Zahl mit dem Wert 1 oder mehr ist), ist die Anzahl eintreffender Wellen K, jedoch ist diese Zahl K eintreffender Wellen nicht im Voraus bekannt.
Bei dem Beispiel aus 29 wird vorausgesetzt, dass das Radarsystem 510 als integrales Stück, einschließlich der Array-Antenne AA, am Rückspiegel vorgesehen ist. Jedoch sind Anzahl und Positionen von Array-Antennen AA nicht auf eine spezifische Anzahl oder spezifische Positionen beschränkt. Eine Array-Antenne AA kann an der hinteren Oberfläche des Fahrzeugs angeordnet sein, um Ziele detektieren zu können, die sich hinter dem Fahrzeug befinden. Außerdem kann eine Vielzahl von Array-Antennen AA an der vorderen Oberfläche und der hinteren Oberfläche des Fahrzeugs angeordnet sein. Die Array-Antenne(n) AA können im Inneren des Fahrzeugs angeordnet sein. Auch in dem Fall, in dem eine Hornantenne, deren jeweilige Antennenelemente, wie oben erwähnt, Hörner aufweisen, als Array-Antenne(n) AA verwendet werden soll, können die Array-Antenne(n) mit solchen Antennenelementen sich im Inneren des Fahrzeugs befinden.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 empfängt und verarbeitet die Empfangssignale, die durch die Empfangsantenne Rx empfangen wurden und einer Vorverarbeitung durch die Sende-/Empfangsschaltung 580 unterzogen wurden. Dieser Prozess umfasst das Eingeben der Empfangssignale in die Einfallswellen-Schätzeinheit AU oder alternativ das Generieren eines bzw. mehrerer sekundärer Signale aus den Empfangssignalen und Eingeben des bzw. der sekundäre(n) Signal(e) in die Einfallswellen-Schätzeinheit AU.
In dem Beispiel aus 31 ist in der Objektdetektionseinrichtung 400 eine Auswahlschaltung 596 vorgesehen, die das aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 ausgegebene Signal und das aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 ausgegebene Signal empfängt. Die Auswahlschaltung 596 ermöglicht das Einspeisen des aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 ausgegebenen Signals oder des aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 ausgegebenen Signals, oder beider Signale, in die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520.
32 ist ein Blockdiagramm, das eine detailliertere Beispielkonstruktion des Radarsystems 510 gemäß diesem Anwendungsbeispiel zeigt.
Wie in 32 gezeigt, weist die Array-Antenne AA eine Sendeantenne Tx, die eine Millimeterwelle sendet, und Empfangsantennen Rx auf, die eintreffende, von Zielen reflektierte Wellen empfangen. Obwohl in der Figur nur eine Sendeantenne Tx dargestellt ist, können zwei oder mehr Arten von Sendeantennen mit unterschiedlichen Charakteristiken vorgesehen sein. Die Array-Antenne AA weist M Antennenelemente 11₁, 11₂, ..., 11_M auf (wobei M eine ganze Zahl gleich oder größer als 3 ist). In Antwort auf die eintreffenden Wellen geben die Vielzahl von Antennenelementen 11₁, 11₂, ..., 11_M jeweils Empfangssignale s₁, s₂, ..., s_M aus (32).
In der Array-Antenne AA sind die Antennenelemente 11₁ bis 11_M beispielsweise in einem linearen Array oder einem zweidimensionalen Array in festen Intervallen angeordnet. Jede eintreffende Welle trifft auf die Array-Antenne AA aus einer Richtung in einem Winkel θ mit Bezug auf die Normale der Ebene auf, in der die Antennenelemente 11₁ bis 11_M arrayartig angeordnet sind. Somit ist die Einfallsrichtung einer eintreffenden Welle durch diesen Winkel θ definiert.
Wenn eine eintreffende Welle von einem Ziel aus auf der Array-Antenne AA auftrifft, nähert sich dies einer ebenen Welle, die auf die Antennenelemente 11₁ bis 11_M aus Azimuten desselben Winkels θ auftrifft. Wenn K eintreffende Wellen auf der Array-Antenne AA von K Zielen mit unterschiedlichen Azimuten auftreffen, können die einzelnen eintreffenden Wellen bezüglich jeweils unterschiedlicher Winkel θ1 bis θK identifiziert werden.
Wie in 33 gezeigt, weist die Objektdetektionseinrichtung 400 die Sende-/Empfangsschaltung 580 und die Signalverarbeitungsschaltung 560 auf.
Die Sende-/Empfangsschaltung 580 weist eine Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581, einen VCO (spannungsgesteuerten Oszillator) 582, einen Verteiler 583, Mischer 584, Filter 585, einen Schalter 586, einen A/D-Wandler 587 und eine Steuerung 588 auf. Obwohl das Radarsystem in diesem Anwendungsbeispiel dazu konfiguriert ist, Senden und Empfang von Millimeterwellen im FMCW-Verfahren durchzuführen, ist das Radarsystem der vorliegenden Offenbarung nicht auf dieses Verfahren beschränkt. Die Sende-/Empfangsschaltung 580 ist dazu konfiguriert, auf Basis eines Empfangssignals von der Array-Antenne AA und eines Sendesignals von der Sendeantenne Tx ein Schwebungssignal zu generieren.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 weist einen Distanzdetektionsabschnitt 533, einen Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 und einen Azimut-Detektionsabschnitt 536 auf. Die Signalverarbeitungsschaltung 560 ist dazu konfiguriert, ein Signal aus dem A/D-Wandler 587 in der Sende-/Empfangsschaltung 580 zu verarbeiten und Signale auszugeben, die jeweils die detektierte Distanz zum Ziel, die relative Geschwindigkeit des Ziels und das Azimut des Ziels anzeigen.
Zunächst werden Konstruktion und Funktionsweise der Sende-/Empfangsschaltung 580 im Detail beschrieben.
Die Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581 generiert ein Dreieckswellensignal und führt es dem VCO 582 zu. Der VCO 582 gibt ein Sendesignal mit einer Frequenz aus, die auf Basis des Dreieckswellensignals moduliert ist. 33 ist ein Diagramm, das die Veränderung der Frequenz eines Sendesignals zeigt, das auf Basis des Signals moduliert ist, welches durch eine Dreieckswellen-Generierungsschaltung 581 generiert ist. Diese Wellenform hat eine Modulationsbreite Δf und eine Mittelfrequenz von f0. Das Sendesignal mit einer so modulierten Frequenz wird dem Verteiler 583 zugeführt. Der Verteiler 583 erlaubt eine Verteilung des aus dem VCO 582 gewonnenen Sendesignals zwischen den Mischern 584 und der Sendeantenne Tx. Somit strahlt die Sendeantenne eine Millimeterwelle mit einer Frequenz ab, die in Dreieckswellen moduliert ist, wie in 33 gezeigt.
Zusätzlich zu dem Sendesignal zeigt 33 auch ein Beispiel für ein Empfangssignal aus einer eintreffenden Welle, die von einem einzelnen voraus befindlichen Fahrzeug reflektiert ist. Das Empfangssignal ist gegenüber dem Sendesignal verzögert. Diese Verzögerung steht in Proportion zu der Distanz zwischen dem Eigenfahrzeug und dem voraus befindlichen Fahrzeug. Zudem erhöht oder verringert sich die Frequenz des Empfangssignals aufgrund des Dopplereffekts entsprechend der relativen Geschwindigkeit des voraus befindlichen Fahrzeugs.
Wenn das Empfangssignal und das Sendesignal gemischt werden, wird auf Basis ihres Frequenzunterschieds ein Schwebungssignal generiert. Die Frequenz dieses Schwebungssignals (Schwebungsfrequenz) differiert zwischen einer Periode, in der das Sendesignal sich in der Frequenz erhöht (Anstieg) und einer Periode, in der das Sendesignal sich in der Frequenz verringert (Abfall). Sobald eine Schwebungsfrequenz für jede Periode auf Basis solcher Schwebungsfrequenzen bestimmt ist, werden die Distanz zum Ziel und die relative Geschwindigkeit des Ziels berechnet.
34 zeigt eine Schwebungsfrequenz fu in einer „Anstiegs“-Periode und eine Schwebungsfrequenz fd in einer „Abfall“-Periode. In dem Graphen aus 34 stellt die horizontale Achse die Frequenz und die vertikale Achse die Signalintensität dar. Dieser Graph wird gewonnen, indem das Schwebungssignal einer Zeit-Frequenz-Umwandlung unterzogen wird. Sobald auf Basis einer bekannten Gleichung die Schwebungsfrequenzen fu und fd gewonnen sind, werden die Distanz zum Ziel und die relative Geschwindigkeit des Ziels berechnet. In diesem Anwendungsbeispiel mit der unten beschriebenen Konstruktion und Funktionsweise werden Schwebungsfrequenzen gewonnen, die dem jeweiligen Antennenelement der Array-Antenne AA entsprechen, was die Schätzung der Positionsinformationen eines Ziels ermöglicht.
In dem in 32 gezeigten Beispiel werden Empfangssignale aus Kanälen Ch₁ bis Ch_M, die den jeweiligen Antennenelementen 11₁ bis 11_M entsprechen, jeweils durch einen Verstärker verstärkt und in die entsprechenden Mischer 584 eingegeben. Jeder Mischer 584 mischt das Sendesignal in das verstärkte Empfangssignal. Durch dieses Mischen wird ein Schwebungssignal generiert, das dem Frequenzunterschied zwischen dem Empfangssignal und dem Sendesignal entspricht. Das generierte Schwebungssignal wird in das entsprechende Filter 585 gespeist. Die Filter 585 wenden Bandbreitensteuerung auf die Schwebungssignale auf den Kanälen Ch1 bis ChM an und führen dem Schalter 586 bandbreitengesteuerte Schwebungssignale zu.
Der Schalter 586 führt ein Schalten in Antwort auf ein aus der Steuerung 588 eingegebenes Abtastsignal durch. Die Steuerung 588 kann beispielsweise durch einen Mikrocomputer gebildet sein. Auf Basis eines Computerprogramms, das in einem Speicher wie etwa einem ROM gespeichert ist, steuert die Steuerung 588 die gesamte Sende-/Empfangsschaltung 580. Die Steuerung 588 braucht nicht innerhalb der Sende-/Empfangsschaltung 580 vorgesehen zu sein, sondern kann innerhalb der Signalverarbeitungsschaltung 560 vorgesehen sein. Mit anderen Worten, die Sende-/Empfangsschaltung 580 kann entsprechend einem Steuersignal aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 arbeiten. Alternativ können einige oder alle Funktionen der Steuerung 588 durch eine zentrale Verarbeitungseinheit realisiert sein, die die gesamte Sende-/Empfangsschaltung 580 und Signalverarbeitungsschaltung 560 steuert.
Nachdem die Schwebungssignale auf den Kanälen Ch1 bis ChM durch die jeweiligen Filter 585 passiert sind, werden sie über den Schalter 586 nacheinander dem A/D-Wandler 587 zugeführt. In Synchronisation mit dem Abtastsignal wandelt der A/D-Wandler 587 die Schwebungssignale auf den Kanälen Ch1 bis ChM, die aus dem Schalter 586 eingegeben werden, in digitale Signale um.
Im Folgenden werden Konstruktion und Funktionsweise der Signalverarbeitungsschaltung 560 im Detail beschrieben. In diesem Anwendungsbeispiel werden die Distanz zum Ziel und die relative Geschwindigkeit des Ziels im FMCW-Verfahren geschätzt. Ohne auf das unten beschriebene FMCW-Verfahren beschränkt zu sein, kann das Radarsystem auch durch Verwendung anderer Verfahren implementiert sein, z.B. in 2-Frequenz-CW- und Spreizspektrum-Verfahren.
In dem in 32 gezeigten Beispiel weist die Signalverarbeitungsschaltung 560 auf: einen Speicher 531, einen Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532, einen Distanzdetektionsabschnitt 533, einen Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534, einen DBF- (Digitale-Strahlformung-) Verarbeitungsabschnitt 535, einen Azimut-Detektionsabschnitt 536, einen Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537, einen Matrixgenerierungsabschnitt 538, einen Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 und eine Einfallswellen-Schätzeinheit AU. Wie bereits erwähnt, kann ein Teil der oder die gesamte Signalverarbeitungsschaltung 560 durch FPGA oder durch einen Satz aus (einem) Universalprozessor(en) und (einer) Hauptspeichervorrichtung(en) implementiert sein. Der Speicher 531, der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532, der DBF-Verarbeitungsabschnitt 535, der Distanzdetektionsabschnitt 533, der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534, der Azimut-Detektionsabschnitt 536, der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 und die Einfallswellen-Schätzeinheit AU können einzelne Teile, die in eigenständigen Hardware-Teilen implementiert sind, oder Funktionsblöcke einer einzigen Signalverarbeitungsschaltung sein.
35 zeigt eine Beispielimplementierung, bei der die Signalverarbeitungsschaltung 560 in Hardware einschließlich eines Prozessors PR und einer Speichervorrichtung MD implementiert ist. Auch bei der Signalverarbeitungsschaltung 560 mit dieser Konstruktion kann ein in der Speichervorrichtung MD gespeichertes Computerprogramm die Funktionen des Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitts 532, des DBF-Verarbeitungsabschnitts 535, des Distanzdetektionsabschnitts 533, des Geschwindigkeitsdetektionsabschnitts 534, des Azimut-Detektionsabschnitts 536, des Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitts 537, des Matrixgenerierungsabschnitts 538 und der Einfallswellen-Schätzeinheit AU erfüllen, die in 32 gezeigt sind.
Die Signalverarbeitungsschaltung 560 in diesem Anwendungsbeispiel ist konfiguriert zum Schätzen der Positionsinformationen eines voraus befindlichen Fahrzeugs durch Verwendung eines jeden Schwebungssignals, das in ein digitales Signal umgewandelt ist, als sekundäres Signal des Empfangssignals sowie zum Ausgeben eines Signals, das das Schätzungsergebnis anzeigt. Im Folgenden werden Konstruktion und Funktionsweise der Signalverarbeitungsschaltung 560 in diesem Anwendungsbeispiel im Detail beschrieben.
Für jeden der Kanäle Ch1 bis ChM speichert der Speicher 531 in der Signalverarbeitungsschaltung 560 ein digitales Signal, das aus dem A/D-Wandler 587 ausgegeben wird. Der Speicher 531 kann durch ein generisches Speichermedium wie etwa einen Halbleiterspeicher oder eine Festplatte und/oder eine optische Platte gebildet sein.
Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 wendet Fourier-Transformation auf die jeweiligen Schwebungssignale für die Kanäle Ch1 bis ChM an (in dem unteren Graphen aus 33 gezeigt), die in dem Speicher 531 gespeichert sind. In der vorliegenden Beschreibung wird die Amplitude eines Komplexe-Zahl-Datums nach der Fourier-Transformation als „Signalintensität“ bezeichnet. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt532 wandelt die Komplexe-Zahl-Daten eines Empfangssignals aus einem von der Vielzahl von Antennenelementen oder eine Summe der Komplexe-Zahl-Daten aller Empfangssignale aus der Vielzahl von Antennenelementen in ein Frequenzspektrum um. In dem so entstandenen Spektrum können Schwebungsfrequenzen detektiert werden, die jeweiligen Spitzenwerten entsprechen, welche Vorhandensein und Distanz von Zielen (voraus befindlichen Fahrzeugen) anzeigen. Das Errechnen einer Summe der Komplexe-Zahl-Daten der Empfangssignale aus allen Antennenelementen ermöglicht das Ausmitteln der Rauschanteile, wodurch das S/N-Verhältnis verbessert wird.
In dem Fall, in dem nur ein Ziel, d.h. ein voraus befindliches Fahrzeug, vorhanden ist, wie in 34 gezeigt, erzeugt die Fourier-Transformation ein Spektrum mit nur einem Spitzenwert in einer Periode mit steigender Frequenz (der „Anstiegs“-Periode) und nur einem Spitzenwert in einer Periode mit sich verringernder Frequenz (der „Abfall“-Periode). Die Schwebungsfrequenz des Spitzenwertes in der „Anstiegs“-Periode ist mit „fu“ bezeichnet, während die Schwebungsfrequenz des Spitzenwertes in der „Abfall“-Periode mit „fd“ bezeichnet ist.
Aus den Signalintensitäten von Schwebungsfrequenzen detektiert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 jede Signalintensität, die einen vordefinierten Wert (Schwellenwert) überschreitet, wodurch das Vorhandensein eines Ziels bestimmt wird. Beim Detektieren einer Signalintensitätsspitze gibt der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 die Schwebungsfrequenzen (fu, fd) der Spitzenwerte als die Frequenzen des Objekts von Interesse an den Distanzdetektionsabschnitt533 und den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 aus. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 gibt Informationen, welche die Frequenzmodulationsbreite Δf anzeigen, an den Distanzdetektionsabschnitt 533 aus und gibt Informationen, welche die Mittelfrequenz f0 anzeigen, an den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 aus.
In dem Fall, in dem Signalintensitätsspitzen entsprechend mehreren Zielen detektiert werden, findet der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 Verbindungen zwischen den Anstiegs-Spitzenwerten und den Abfall-Spitzenwerten auf Basis vordefinierter Bedingungen. Spitzen, die als zu Signalen von demselben Ziel gehörig bestimmt werden, erhalten dieselbe Nummer und werden somit in den Distanzdetektionsabschnitt533 und den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 gespeist.
Wenn es mehrere Ziele gibt, erscheinen nach der Fourier-Transformation so viele Spitzen, wie es Ziele gibt, in den Anstiegsteilen und den Abfallteilen des Schwebungssignals. In Proportion zu der Distanz zwischen dem Radar und einem Ziel wird das Empfangssignal weiter verzögert, und das Empfangssignal in 33 verschiebt sich mehr nach rechts. Daher erhält ein Schwebungssignal mit der Erhöhung der Distanz zwischen dem Ziel und dem Radar eine höhere Frequenz.
Auf Basis der aus dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eingegebenen Schwebungsfrequenzen fu und fd berechnet der Distanzdetektionsabschnitt 533 durch die untenstehende Gleichung eine Distanz R und führt sie dem Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 zu. $R = {C \cdot T/ 2 (2 \cdot Δ f)} \cdot {(fu + fd) / 2}$
Außerdem berechnet der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 durch die untenstehende Gleichung auf Basis der aus dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eingegebenen Schwebungsfrequenzen fu und fd eine relative Geschwindigkeit V und führt sie dem Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 zu. $V = {C/ 2 (2 \cdot f 0)} \cdot {(fu - fd) / 2}$
In der Gleichung, die die Distanz R und die relative Geschwindigkeit V berechnet, ist C die Lichtgeschwindigkeit, und T ist die Modulationsperiode.
Es wird darauf hingewiesen, dass die an der Untergrenze liegende Auflösung der Distanz R als C/(2Δf) ausgedrückt ist. Mit einer Erhöhung von Δf erhöht sich daher die Auflösung der Distanz R. In dem Fall, in dem sich die Frequenz f0 im 76-GHz-Band befindet, liegt bei einer Einstellung von Δf in der Größenordnung von 660 Megahertz (MHz) die Auflösung der Distanz R beispielsweise in der Größenordnung von 0,23 Metern (m). Wenn zwei voraus befindliche Fahrzeuge nebeneinander fahren, kann es mit dem FMCW-Verfahren daher schwer zu identifizieren sein, ob ein Fahrzeug oder zwei Fahrzeuge vorhanden sind. In einem solchen Fall könnte das Betreiben eines Algorithmus zur Einfallsrichtungsschätzung mit extrem hoher Winkelauflösung möglich sein, um zwischen den Azimuten der zwei voraus befindlichen Fahrzeuge zu separieren und die Detektion zu ermöglichen.
Durch Nutzung von Phasendifferenzen zwischen Signalen aus den Antennenelementen 11₁ 11₂ , ..., 11_M erlaubt der DBF-Verarbeitungsabschnitt 535 die Durchführung einer Fourier-Transformation der eintreffenden, den jeweiligen Antennenelementen entsprechenden komplexen Daten, die mit Bezug auf die Zeitachse Fourier-transformiert wurden, mit Bezug auf die Richtung, in der die Antennenelemente arrayartig angeordnet sind. Der DBF-Verarbeitungsabschnitt 535 berechnet dann räumliche Komplexe-Zahl-Daten, die die Spektrumsintensität für jeden Winkelkanal, wie durch die Winkelauflösung bestimmt, anzeigen, und gibt sie für die jeweiligen Schwebungsfrequenzen an den Azimut-Detektionsabschnitt 536 aus.
Der Azimut-Detektionsabschnitt 536 ist zu dem Zweck vorgesehen, den Azimut eines voraus befindlichen Fahrzeugs zu schätzen. Aus den Werten von räumlichen Komplexe-Zahl-Daten, die für die jeweiligen Schwebungsfrequenzen berechnet wurden, wählt der Azimut-Detektionsabschnitt 536 einen Winkel θ, der den größten Wert annimmt, und gibt ihn an den Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 als das Azimut aus, bei dem ein Objekt von Interesse existiert.
Es wird darauf hingewiesen, dass das Verfahren zum Schätzen des Winkels θ, der die Einfallsrichtung einer eintreffenden Welle anzeigt, nicht auf dieses Beispiel beschränkt ist. Es können verschiedene Algorithmen zur Einfallsrichtungsschätzung eingesetzt werden, die bereits erwähnt wurden.
Der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 berechnet absolute Werte der Differenzen zwischen den jeweiligen, im aktuellen Zyklus berechneten Werten der Distanz, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts des Objektes von Interesse und den 1 Zyklus zuvor berechneten jeweiligen Werten der Distanz, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts des Objektes von Interesse, die aus dem Speicher 531 ausgelesen werden. Wenn der absolute Wert einer jeden Differenz kleiner als ein Wert ist, der für den jeweiligen Wert definiert ist, bestimmt dann der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537, dass das Ziel, das 1 Zyklus zuvor detektiert wurde, und das in dem aktuellen Zyklus detektierte Ziel ein identisches Ziel sind. In diesem Fall erhöht der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 die Zählung der Zielverbindungsprozesse, die aus dem Speicher 531 gelesen werden, um eins.
Wenn der absolute Wert einer Differenz größer als vorbestimmt ist, bestimmt der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537, dass ein neues Objekt von Interesse detektiert wurde. Der Zielverbindungs-Verarbeitungsabschnitt 537 speichert die jeweiligen, im aktuellen Zyklus berechneten Werte der Distanz, der relativen Geschwindigkeit und des Azimuts des Objekts von Interesse und auch die Zählung der Zielverbindungsprozesse für dieses Objekt von Interesse in dem Speicher 531.
In der Signalverarbeitungsschaltung 560 können die Distanz zu dem Objekt von Interesse und seine relative Geschwindigkeit durch Verwendung eines Spektrums detektiert werden, das durch eine Frequenzanalyse von Schwebungssignalen gewonnen ist, die auf Basis von empfangenen reflektierten Wellen generierte Signale sind.
Der Matrixgenerierungsabschnitt 538 generiert eine räumliche Kovarianzmatrix durch Verwendung der jeweiligen Schwebungssignale für die Kanäle Ch1 bis ChM (unterer Graph in 33), die in dem Speicher 531 gespeichert sind. In der räumlichen Kovarianzmatrix aus Gleichung 4 ist jede Komponente der Wert eines Schwebungssignals, der in Form von realen und imaginären Teilen ausgedrückt Ferner bestimmt der Matrixgenerierungsabschnitt 538 Eigenwerte der räumlichen Kovarianzmatrix Rxx und gibt die so entstehenden Eigenwertinformationen in die Einfallswellen-Schätzeinheit AU ein.
Wenn eine Vielzahl von Signalintensitätsspitzen, die mehreren Objekten von Interesse entsprechen, detektiert wurden, nummeriert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 die Spitzenwerte jeweils in dem Anstiegsteil und in dem Abfallteil, angefangen bei denjenigen mit kleineren Frequenzen, und gibt sie an den Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 aus. In den Anstiegs- und Abfallteilen entsprechen Spitzen mit identischer Nummer demselben Objekt von Interesse. Die Identifikationsnummern sind als die Nummern anzusehen, die den Objekten von Interesse zugewiesen sind. Zur einfacheren Illustration ist eine Bezugslinie von dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 zu dem Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 in 32 der Einfachheit halber weggelassen.
Wenn das Objekt von Interesse eine voraus befindliche Struktur ist, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 die Identifikationsnummer dieses Objektes von Interesse als ein Ziel anzeigend aus. Beim Empfang von Bestimmungsergebnissen zu mehreren Objekten von Interesse in der Weise, dass es alles voraus befindliche Strukturen sind, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 die Identifikationsnummer eines Objekts von Interesse, das sich auf der Fahrspur des Eigenfahrzeugs befindet, als die Objektpositionsinformationen aus, die anzeigen, wo sich ein Ziel befindet. Beim Empfang von Bestimmungsergebnissen zu mehreren Objekten von Interesse in der Weise, dass es alles voraus befindliche Strukturen sind und dass sich auf der Fahrspur des Eigenfahrzeugs zwei oder mehr Objekte von Interesse befinden, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 außerdem die Identifikationsnummer eines Objekts von Interesse, das der höchsten aus dem Verbindungs-Verarbeitungsspeicher 531 gelesenen Zählung der Ziele zugeordnet ist, als die Objektpositionsinformationen aus, die anzeigen, wo sich ein Ziel befindet.
Wiederum mit Bezug auf 31 wird ein Beispiel beschrieben, bei dem das Bordradarsystem 510 in die in 31 gezeigte Beispielkonstruktion eingebaut ist. Die Bildverarbeitungsschaltung 720 erfasst Informationen eines Objekts aus dem Video und detektiert aus den Objektinformationen Zielpositionsinformationen. Beispielsweise ist die Bildverarbeitungsschaltung 720 dazu konfiguriert, durch Detektieren des Tiefenwertes eines Objekts in einem erfassten Video Distanzinformationen eines Objekts zu schätzen oder aus charakteristischen Beträgen in dem Video Größeninformationen und dergleichen zu einem Objekt zu detektieren und so Positionsinformationen des Objekts zu detektieren.
Die Auswahlschaltung 596 führt Positionsinformationen, die aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 oder der Bildverarbeitungsschaltung 720 empfangen werden, selektiv der elektronischen Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 zu. Beispielsweise vergleicht die Auswahlschaltung 596 eine erste Distanz, d.h. die Distanz von dem Eigenfahrzeug zu einem detektierten Objekt, wie in den Objektpositionsinformationen aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 enthalten, mit einer zweiten Distanz, d.h. der Distanz von dem Eigenfahrzeug zu dem detektierten Objekt, wie in den Objektpositionsinformationen aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 enthalten, und bestimmt, welche näher am Eigenfahrzeug ist. Beispielsweise kann die Auswahlschaltung 596 auf Basis des Bestimmungsergebnisses die Objektpositionsinformationen auswählen, die eine nähere Distanz zum Eigenfahrzeug anzeigen, und dieselben an die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ausgeben. Wenn das Bestimmungsergebnis anzeigt, dass die erste Distanz und die zweite Distanz denselben Wert haben, kann die Auswahlschaltung 596 entweder eine davon oder beide an die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ausgeben.
Wenn aus dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 Informationen eingegeben werden, die anzeigen, dass kein potenzielles Ziel vorhanden ist, gibt der Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539 (32) als Objektpositionsinformationen null aus, was anzeigt, dass kein Ziel vorhanden ist. Die Auswahlschaltung 596 wählt dann, auf Basis der Objektpositionsinformationen aus dem Zielausgabe-Verarbeitungsabschnitt 539, durch Vergleich mit einem vordefinierten Schwellenwert, entweder die Objektpositionsinformationen aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 oder die Objektpositionsinformationen aus der Bildverarbeitungsschaltung 720 zur Verwendung.
Auf Basis vordefinierter Bedingungen führt die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 nach Empfang der Positionsinformationen eines voraus befindlichen Objektes aus der Objektdetektionseinrichtung 570 eine Steuerung durch, um den Betrieb für den Fahrer des Eigenfahrzeugs sicherer oder einfacher zu machen, entsprechend der durch die Objektpositionsinformation angezeigten Distanz und Größe, der Geschwindigkeit des Eigenfahrzeugs, Straßenbedingungen wie etwa Regen, Schneefall oder klarem Wetter oder anderen Bedingungen. Wenn die Objektpositionsinformationen anzeigen, dass kein Objekt detektiert wurde, kann die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 beispielsweise ein Steuersignal an eine Beschleunigungssteuerschaltung 526 schicken, um die Drehzahl bis zu einer vordefinierten Geschwindigkeit zu erhöhen, so dass die Beschleunigungssteuerschaltung 526 dazu gesteuert wird, eine Operation durchzuführen, die zu einem Herunterdrücken des Gaspedals äquivalent ist.
In dem Fall, in dem die Objektpositionsinformationen anzeigen, dass ein Objekt detektiert wurde, steuert die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520, wenn festgestellt wird, dass es sich in einer vorbestimmten Distanz zu dem Eigenfahrzeug befindet, die Bremsen über eine Bremssteuerschaltung 524 durch eine Brake-by-Wire-Konstruktion oder dergleichen. Mit anderen Worten: Sie führt eine Operation der Geschwindigkeitsverringerung durch, um einen konstanten Fahrzeugabstand einzuhalten. Beim Empfang der Objektpositionsinformationen schickt die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520 ein Steuersignal an eine Alarmsteuerschaltung 522, um das Aufleuchten einer Lampe zu steuern oder Audio über einen im Fahrzeug vorgesehenen Lautsprecher zu steuern, so dass dem Fahrer die Annäherung eines voraus befindlichen Objekts mitgeteilt wird. Beim Empfang von Objektpositionsinformationen einschließlich einer räumlichen Verteilung von voraus befindlichen Fahrzeugen kann die elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung 520, wenn die Fahrgeschwindigkeit innerhalb eines vordefinierten Bereiches liegt, automatisch eine Betätigung des Lenkrads nach links oder rechts erleichtern oder den Hydraulikdruck auf der Lenkradseite dazu steuern, eine Richtungsänderung der Räder zu erzwingen, wodurch Assistenz bei der Kollisionsverhütung mit Bezug auf das voraus befindliche Objekt bereitgestellt wird.
Die Objektdetektionseinrichtung 570 kann so eingerichtet sein, dass kontinuierliche Nachverfolgung gewählt wird und Objektpositionsinformationen aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 mit Priorität ausgegeben werden, wenn eine Objektpositionsinformation, die im vorherigen Detektionszyklus durch die Auswahlschaltung 596 für einige Zeit kontinuierlich detektiert wurde, die jedoch im aktuellen Detektionszyklus nicht detektiert wird, einer Objektpositionsinformation aus einem kameradetektierten Video zugeordnet wird, die ein voraus befindliches Objekt anzeigt.
Eine spezifische Beispielkonstruktion und -funktionsweise, mit denen die Auswahlschaltung 596 eine Auswahl zwischen den Ausgaben aus der Signalverarbeitungsschaltung 560 und der Bildverarbeitungsschaltung 720 vornehmen kann, sind in der Beschreibung des US-Patents Nr. 8446312 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 8730096 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 8730099 offenbart. Die gesamte Offenbarung derselben wird hier durch Verweis aufgenommen.
(Erste Variante)
In dem Radarsystem zur bordeigenen Verwendung aus dem obigen Anwendungsbeispiel beträgt die (Sweep-) Bedingung für eine einzelne Instanz von FMCW-Frequenzmodulation (frequenzmodulierte kontinuierliche Welle), d.h. eine Zeitspanne, die für eine solche Modulation erforderlich ist (Sweep-Zeit), z.B. 1 Millisekunde, obwohl die Sweep-Zeit auf circa 100 Mikrosekunden verkürzt sein könnte.
Jedoch müssen zur Realisierung einer solchen schnellen Sweep-Bedingung nicht nur diejenigen Bestandteile schnell arbeiten können, die an der Abstrahlung einer Sendewelle beteiligt sind, sondern auch diejenigen Bestandteile, die am Empfang unter dieser Sweep-Bedingung beteiligt sind. Beispielsweise wird ein A/D-Wandler 587 (32) benötigt, der unter dieser Sweep-Bedingung schnell arbeitet. Die Abtastfrequenz des A/D-Wandlers 587 kann beispielsweise 10 MHz betragen. Die Abtastfrequenz kann auch schneller als 10 MHz sein.
Bei der vorliegenden Variante wird eine relative Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel berechnet, ohne eine Frequenzkomponente auf Dopplerverschiebungs-Basis zu nutzen. Bei dieser Variante ist die Sweep-Zeit Tm = 100 Mikrosekunden, was sehr kurz ist. Die niedrigste Frequenz eines detektierbaren Schwebungssignals, die 1/Tm beträgt, ist in diesem Fall gleich 10 kHz. Dies würde einer Dopplerverschiebung einer reflektierten Welle von einem Ziel mit einer relativen Geschwindigkeit von circa 20 m/Sekunde entsprechen. Mit anderen Worten: Solange man eine Dopplerverschiebung zu Grunde legt, wäre es unmöglich, relative Geschwindigkeiten zu detektieren, die gleich diesem Wert oder kleiner sind. Somit wird bevorzugt ein Berechnungsverfahren verwendet, das sich von einem Berechnungsverfahren auf Dopplerverschiebungs-Basis unterscheidet.
Als Beispiel illustriert diese Variante einen Prozess, der ein Signal (Aufwärts-Schwebungssignal) nutzt, das eine Differenz zwischen einer Sendewelle und einer Empfangswelle repräsentiert und in einem Aufwärts- (Anstiegs-) Abschnitt gewonnen ist, in dem die Sendewelle sich in der Frequenz erhöht. Eine einzelne Sweep-Zeit von FMCW beträgt 100 Mikrosekunden, und ihre Wellenform ist eine Sägezahnform, die nur aus einem Aufwärtsteil besteht. Bei dieser Variante hat die durch die Signalwelle, die durch die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581 erzeugt wird, Sägezahnform. Die Sweep-Breite beträgt in der Frequenz 500 MHz. Da keine Dopplerverschiebungen zugeordneten Spitzen zu nutzen sind, generiert der Prozess nicht ein Aufwärts-Schwebungssignal und ein Abwärts-Schwebungssignal, um die Spitzen aus beiden zu nutzen, sondern er beruht nur auf einem dieser Signale. Obwohl hier eine Nutzung eines Aufwärts-Schwebungssignals illustriert ist, kann ein ähnlicher Prozess auch durch Verwendung eines Abwärts-Schwebungssignals durchgeführt werden.
Der A/D-Wandler 587 (32) tastet jedes Aufwärts-Schwebungssignal mit einer Abtastfrequenz von 10 MHz ab und gibt mehrere hundert digitale Daten aus (nachfolgend als „Abtastdaten“ bezeichnet). Die Generierung der Abtastdaten erfolgt auf Basis von Aufwärts-Schwebungssignalen beispielsweise nach einem Zeitpunkt, an dem eine Empfangswelle erfasst wird, und bis zu einem Zeitpunkt, an dem eine Sendewelle die Übertragung beendet. Es wird darauf hingewiesen, dass der Prozess beendet sein kann, sobald eine bestimmte Anzahl von Abtastdaten gewonnen ist.
In dieser Variante werden 128 Aufwärts-Schwebungssignale in Serie gesendet/empfangen, für die jeweils mehrere hundert Abtastdaten gewonnen werden. Die Anzahl der Aufwärts-Schwebungssignale ist nicht auf 128 beschränkt. Sie kann 256 oder 8 betragen. Je nach Zweckbestimmung kann eine beliebige Anzahl ausgewählt werden.
Die so entstehenden Abtastdaten werden in dem Speicher 531 gespeichert. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 wendet eine zweidimensionale schnelle Fourier-Transformation (FFT) auf die Abtastdaten an. Insbesondere wird zuerst für jedes der Abtastdaten, die durch einen einzelnen Sweep gewonnen wurden, ein erster FFT-Prozess (Frequenzanalyseprozess) durchgeführt, um ein Leistungsspektrum zu generieren. Als Nächstes führt der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 einen zweiten FFT-Prozess für die Verarbeitungsergebnisse durch, die aus allen Sweeps gesammelt wurden.
Wenn die reflektierten Wellen von demselben Ziel stammen, haben Spitzenkomponenten in dem zu detektierenden Leistungsspektrum in jeder Sweep-Periode die gleiche Frequenz. Dagegen unterscheiden sich bei unterschiedlichen Zielen die Spitzenkomponenten in der Frequenz. Durch den ersten FFT-Prozess können mehrere Ziele separiert werden, die sich in unterschiedlichen Distanzen befinden.
In dem Fall, in dem eine relative Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel ungleich null ist, verändert sich die Phase des Aufwärts-Schwebungssignals von Sweep zu Sweep etwas. Mit anderen Worten: Durch den zweiten FFT-Prozess wird ein Leistungsspektrum, dessen Elemente die Daten von Frequenzkomponenten sind, welche solchen Phasenveränderungen zugeordnet sind, für die jeweiligen Ergebnisse des ersten FFT-Prozesses gewonnen.
Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 extrahiert Spitzenwerte in dem obigen zweiten Leistungsspektrum und schickt sie an den Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534.
Der Geschwindigkeitsdetektionsabschnitt 534 bestimmt aus den Phasenveränderungen eine relative Geschwindigkeit. Beispielsweise sei angenommen, dass eine Reihe gewonnener Aufwärts-Schwebungssignale durch jede Phase θ [RXd] Phasenveränderungen durchläuft. Angenommen, dass die Sendewelle eine durchschnittliche Wellenlänge λ hat, bedeutet dies, dass jedes Mal, wenn ein Aufwärts-Schwebungssignal gewonnen wird, eine Veränderung der Distanz von λ/(4π/θ) besteht. Da diese Veränderung über ein Intervall der Aufwärts-Schwebungssignalübertragung Tm (=100 Mikrosekunden) aufgetreten ist, wird die relative Geschwindigkeit mit {λ/(4/π/θ)}/Tm bestimmt.
Durch die obigen Prozesse können eine relative Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel und eine Distanz vom Ziel gewonnen werden.
[Zweite Variante]
Das Radarsystem 510 ist fähig zum Detektieren eines Ziels mithilfe von (einer) kontinuierlichen Welle(n) CW mit einer oder mehreren Frequenzen. Dieses Verfahren ist besonders sinnvoll in einem Umfeld, wo eine Vielzahl reflektierter Wellen von unbewegten Objekten in der Umgebung auf dem Radarsystem 510 auftrifft, z.B. wenn das Fahrzeug in einem Tunnel ist.
Das Radarsystem 510 hat ein Antennen-Array zu Empfangszwecken, das fünf Kanäle unabhängiger Empfangselemente aufweist. Bei einem solchen Radarsystem ist die Einfallsazimut-Schätzung für einfallende reflektierte Wellen nur dann möglich, wenn vier oder weniger reflektierte Wellen vorhanden sind, die gleichzeitig einfallen. Bei einem Radar des FMCW-Typs kann die Anzahl reflektierter Wellen, die gleichzeitig einer Einfallsazimut-Schätzung unterzogen werden, reduziert werden, indem ausschließlich reflektierte Wellen aus einer spezifischen Distanz ausgewählt werden. In einer Umgebung, wo eine große Anzahl unbewegter Objekte in der Umgebung existiert, z.B. in einem Tunnel, ist es jedoch so, als gäbe es ein Kontinuum von Objekten zum Reflektieren von Funkwellen; daher ist möglicherweise auch dann, wenn man die reflektierten Wellen auf Basis der Distanz eingrenzt, die Anzahl der reflektierten Wellen immer noch nicht gleich oder kleiner als vier. Jedoch hat jedes solche unbewegte Objekt in der Umgebung mit Bezug auf das Eigenfahrzeug identische relative Geschwindigkeit, und die relative Geschwindigkeit ist größer als diejenige, die jedem anderen Fahrzeug zugeordnet ist, das vorausfährt. Auf dieser Basis können solche unbewegten Objekte auf Basis der Größen der Dopplerverschiebungen von jedem anderen Fahrzeug unterschieden werden.
Daher führt das Radarsystem 510 folgenden Prozess durch: Abstrahlen kontinuierlicher Wellen CW mit mehreren Frequenzen; und Detektieren einer Distanz mithilfe von (einer) Dopplerverschiebungsspitze(n) mit kleinerem Verschiebungsbetrag beziehungsweise - beträgen, während Dopplerverschiebungsspitzen, die unbewegten Objekten entsprechen, in den Empfangssignalen außer Acht gelassen werden. Anders als beim FMCW-Verfahren ist beim CW-Verfahren ein Frequenzunterschied zwischen einer Sendewelle und einer Empfangswelle nur auf eine Dopplerverschiebung zurückführbar. Mit anderen Worten, jede Spitzenfrequenz, die in einem Schwebungssignal auftritt, ist nur auf eine Dopplerverschiebung zurückführbar.
Auch in der Beschreibung dieser Variante wird eine im CW-Verfahren zu verwendende kontinuierliche Welle als „kontinuierliche Welle CW“ bezeichnet. Wie oben beschrieben, hat eine kontinuierliche Welle CW eine konstante Frequenz; d.h. sie ist unmoduliert.
Angenommen, dass das Radarsystem 510 eine kontinuierliche Welle CW einer Frequenz fp abgestrahlt hat und eine reflektierte Welle einer Frequenz fq detektiert hat, die von einem Ziel reflektiert wurde. Die Differenz zwischen der Sendefrequenz fp und der Empfangsfrequenz fq wird als Dopplerfrequenz bezeichnet, die sich auf fp-fq=2 · Vr · fp/c nähert. Dabei ist Vr eine relative Geschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Ziel, und c ist die Lichtgeschwindigkeit. Die Sendefrequenz fp, die Dopplerfrequenz (fp-fq) und die Lichtgeschwindigkeit c sind bekannt. Daher kann aus dieser Gleichung die relative Geschwindigkeit Vr=(fp-fq) · c/2fp bestimmt werden. Die Distanz zum Ziel wird durch Nutzung von Phaseninformationen berechnet, wie noch beschrieben wird.
Zum Detektieren einer Distanz zu einem Ziel durch Verwendung kontinuierlicher Wellen CW wird ein 2-Frequenzen-CW-Verfahren verwendet. In dem 2-Frequenzen-CW-Verfahren werden kontinuierliche Wellen CW zweier Frequenzen, die etwas auseinander liegen, jeweils für eine bestimmte Periode abgestrahlt und ihre jeweiligen reflektierten Wellen erfasst. Beispielsweise würde im Fall der Verwendung von Frequenzen im 76-GHz-Band die Differenz zwischen den zwei Frequenzen mehrere hundert kHz betragen. Wie noch beschrieben wird, ist es vorzuziehen, die Differenz zwischen den zwei Frequenzen unter Berücksichtigung der Minimaldistanz zu bestimmen, bei welcher der verwendete Radar zum Detektieren eines Ziels fähig ist.
Angenommen, dass das Radarsystem 510 kontinuierliche Wellen CW der Frequenzen fp1 und fp2 (fp1<fp2) sequentiell abgestrahlt hat und dass die beiden kontinuierlichen Wellen CW von einem einzigen Ziel reflektiert wurden, so dass reflektierte Wellen der Frequenzen fq1 und fq2 durch das Radarsystem 510 empfangen werden.
Auf Basis der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp1 und der reflektierten Welle (Frequenz fq1) derselben wird eine erste Dopplerfrequenz gewonnen. Auf Basis der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp2 und der reflektierten Welle (Frequenz fq2) derselben wird eine zweite Dopplerfrequenz gewonnen. Die beiden Dopplerfrequenzen haben im Wesentlichen den gleichen Wert. Aufgrund der Differenz zwischen den Frequenzen fp1 und fp2 unterscheiden sich jedoch die komplexen Signale der jeweiligen Empfangswellen in der Phase. Durch Nutzung dieser Phaseninformationen kann eine Distanz (Entfernung) zum Ziel berechnet werden.
Insbesondere ist das Radarsystem 510 fähig zum Bestimmen der Distanz R als R=c · Δφ/4π(fp2-fp1). Dabei bezeichnet Δφ die Phasendifferenz zwischen zwei Schwebungssignalen, d.h. Schwebungssignal 1, das als Differenz zwischen der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp1 und der reflektierten Welle (Frequenz fq1) derselben gewonnen ist, und Schwebungssignal 2, das als Differenz zwischen der kontinuierlichen Welle CW der Frequenz fp2 und der reflektierten Welle (Frequenz fq2) derselben gewonnen ist. Das Verfahren zum Identifizieren der Frequenz fb1 des Schwebungssignals 1 und der Frequenz fb2 des Schwebungssignals 2 ist identisch mit demjenigen im oben genannten Fall eines Schwebungssignals aus einer kontinuierlichen Welle CW einer einzigen Frequenz.
Es wird darauf hingewiesen, dass eine relative Geschwindigkeit Vr gemäß dem 2-Frequenzen-CW-Verfahren folgendermaßen bestimmt wird: $Vr = fb 1 \cdot c/ 2 \cdot fp1 oder Vr = fb 2 \cdot c/ 2 \cdot fp 2$
Außerdem ist die Entfernung, innerhalb derer eine Distanz zu einem Ziel eindeutig identifiziert werden kann, auf die Entfernung begrenzt, die durch Rmax<c/2(fp2-fp1) definiert ist. Der Grund hierfür ist, dass aus einer reflektierten Welle von einem weiter entfernten Ziel resultierende Schwebungssignale ein Δφ erzeugen würden, das größer als 2π ist, so dass sie nicht von Schwebungssignalen unterscheidbar wären, die Zielen an näheren Positionen zugeordnet sind. Daher ist es vorzuziehen, die Differenz zwischen den Frequenzen der zwei kontinuierlichen Wellen CW so einzustellen, dass Rmax größer als die minimale detektierbare Distanz des Radars wird. Im Fall eines Radars, dessen minimale detektierbare Distanz 100 m beträgt, kann fp2-fp1 z.B. als 1,0 MHz vorgesehen sein. In diesem Fall ist Rmax = 150 m, so dass ein Signal von jedem Ziel aus einer Position jenseits von Rmax nicht detektiert wird. Im Fall der Einrichtung eines Radars, der zur Detektion bis zu 250 m fähig ist, kann fp2-fp1 z.B. als 500 kHz vorgesehen sein. In diesem Fall ist Rmax = 300 m, so dass ein Signal von jedem Ziel aus einer Position jenseits von Rmax ebenfalls nicht detektiert wird. In dem Fall, in dem der Radar sowohl einen Betriebsmodus hat, in dem die minimale detektierbare Distanz 100 m und der horizontal Sichtwinkel 120 Grad beträgt, als auch einen Betriebsmodus hat, in dem die minimale detektierbare Distanz 250 m und der horizontale Sichtwinkel 5 Grad beträgt, ist es vorzuziehen, für den Betrieb in dem jeweiligen Betriebsmodus den Wert von fp2-fp1 zwischen 1,0 MHz und 500 kHz umzuschalten.
Es ist ein Detektionsansatz bekannt, bei dem durch Übertragung kontinuierlicher Wellen CW bei N unterschiedlichen Frequenzen (wobei N eine ganze Zahl gleich oder größer als 3 ist) und durch Nutzung von Phaseninformationen der jeweiligen reflektierten Wellen eine Distanz zu jedem Ziel detektiert wird. Gemäß diesem Detektionsansatz kann die Distanz für bis zu N-1 Ziele korrekt erkannt werden. Als Verarbeitung, die dies ermöglicht, wird beispielsweise eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) verwendet. Bei gegebenem N = 64 oder 128 wird eine FFT für Abtastdaten eines Schwebungssignals als Differenz zwischen einem Sendesignal und einem Empfangssignal für jede Frequenz durchgeführt, wodurch ein Frequenzspektrum (relative Geschwindigkeit) gewonnen wird. Danach wird bei der Frequenz der CW-Welle eine weitere FFT für Spitzen derselben Frequenz durchgeführt, um so Distanzinformationen abzuleiten.
Im Folgenden wird dies spezifischer beschrieben.
Zur einfacheren Erläuterung wird zunächst ein Fall beschrieben, in dem Signale mit drei Frequenzen f1, f2 und f3 gesendet werden, während sie im Zeitverlauf geschaltet werden. Es wird angenommen, dass f1>f2>f3 und f1-f2=f2-f3=Δf. Für die Signalwelle für jede Frequenz wird eine Übertragungszeit von Δt angenommen. 36 zeigt ein Verhältnis zwischen drei Frequenzen f1, f2 und f3.
Über die Sendeantenne Tx überträgt die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581 (32) kontinuierliche Wellen CW der Frequenzen f1, f2 und f3, die jeweils für die Zeit Δt andauern. Die Empfangsantennen Rx empfangen reflektierte Wellen, die sich aus der Reflexion der jeweiligen kontinuierlichen Wellen CW von einem oder mehreren Zielen ergeben.
Jeder Mischer 584 mischt eine Sendewelle und eine Empfangswelle, um ein Schwebungssignal zu generieren. Der A/D-Wandler 587 wandelt das Schwebungssignal, das ein analoges Signal ist, beispielsweise in mehrere hundert digitale Daten (Abtastdaten) um.
Unter Verwendung der Abtastdaten führt der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt532 FFT-Berechnung durch. Durch die FFT-Berechnung werden Frequenzspektrumsinformationen von Empfangssignalen für die jeweiligen Sendefrequenzen f1, f2 und f3 gewonnen.
Danach separiert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 Spitzenwerte aus den Frequenzspektrumsinformationen der Empfangssignale. Die Frequenz eines jeden Spitzenwertes, der vorbestimmt oder größer ist, steht in Proportion zu einer relativen Geschwindigkeit mit Bezug auf ein Ziel. Das Separieren von einem beziehungsweise mehreren Spitzenwerten aus den Frequenzspektrumsinformationen von Empfangssignalen ist gleichbedeutend mit dem Separieren eines oder mehrerer Ziele mit unterschiedlichen relativen Geschwindigkeiten.
Als Nächstes misst der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 mit Bezug auf jede der Sendefrequenzen f1 bis f3 Spektrumsinformationen von Spitzenwerten derselben relativen Geschwindigkeit oder relativen Geschwindigkeiten innerhalb eines vordefinierten Bereiches.
Es werde nun ein Szenario betrachtet, in dem zwei Ziele A und B existieren, die ungefähr dieselbe relative Geschwindigkeit haben, sich jedoch in jeweils unterschiedlichen Distanzen befinden. Ein Sendesignal der Frequenz f1 wird von beiden Zielen A und B reflektiert, so dass Empfangssignale gewonnen werden. Die reflektierten Wellen von den Zielen A und B ergeben im Wesentlichen dieselbe Schwebungssignalfrequenz. Daher werden die Leistungsspektren bei den Dopplerfrequenzen der Empfangssignale, entsprechend ihren relativen Geschwindigkeiten, als synthetisches Spektrum F1 gewonnen, zu dem die Leistungsspektren von zwei Zielen A und B verschmolzen wurden.
Ebenso werden für jede der Frequenzen f2 und f3 die Leistungsspektren bei den Dopplerfrequenzen der Empfangssignale entsprechend ihren relativen Geschwindigkeiten als synthetisches Spektrum F1 gewonnen, in dem die Leistungsspektren von zwei Zielen A und B verschmolzen wurden.
37 zeigt ein Verhältnis zwischen synthetischen Spektren F1 bis F3 auf einer komplexen Ebene. In den Richtungen der zwei Vektoren, die jedes der synthetischen Spektren F1 bis F3 bilden, entspricht der rechte Vektor dem Leistungsspektrum einer reflektierten Welle von Ziel A; d.h. in 37 die Vektoren f1A, f2A und f3A. Dagegen entspricht in den Richtungen der zwei Vektoren, die jedes der synthetischen Spektren F1 bis F3 bilden, der linke Vektor dem Leistungsspektrum einer reflektierten Welle von Ziel B; d.h. in 37 die Vektoren f1B, f2B und f3B.
Bei einer konstanten Differenz Δf zwischen den Sendefrequenzen steht die Phasendifferenz zwischen den Empfangssignalen, die den jeweiligen Sendesignalen der Frequenzen f1 und f2 entsprechen, in Proportion zu der Distanz zu einem Ziel. Daher haben die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f1A und f2A und die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f2A und f3A denselben Wert θA, wobei diese Phasendifferenz θA zu der Distanz zu Ziel A in Proportion steht. Ebenso haben die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f1B und f2B und die Phasendifferenz zwischen den Vektoren f2B und f3B denselben Wert θB, wobei diese Phasendifferenz θB zu der Distanz zu Ziel B in Proportion steht.
Durch Verwendung eines bekannten Verfahrens können die jeweiligen Distanzen zu den Zielen A und B aus den synthetischen Spektren F1 bis F3 und der Differenz Δf zwischen den Sendefrequenzen bestimmt werden. Diese Technik ist beispielsweise im US-Patent Nr. 6703967 offenbart. Die gesamte Offenbarung dieser Veröffentlichung wird hier durch Verweis aufgenommen.
Eine ähnliche Verarbeitung ist auch anwendbar, wenn die übertragenen Signale vier oder mehr Frequenzen haben.
Es wird darauf hingewiesen, dass vor dem Übertragen kontinuierlicher Wellen CWs bei N unterschiedlichen Frequenzen ein Prozess der Bestimmung der Distanz zu jedem Ziel und der relativen Geschwindigkeit desselben im 2-Frequenzen-CW-Verfahren durchgeführt werden kann. Von diesem Prozess kann dann unter vorbestimmten Bedingungen zu einem Prozess der Übertragung kontinuierlicher Wellen CW bei N unterschiedlichen Frequenzen umgeschaltet werden. Beispielsweise kann eine FFT-Berechnung durch Verwendung der jeweiligen Schwebungssignale bei den zwei Frequenzen erfolgen, und wenn das Leistungsspektrum einer jeden Sendefrequenz im Zeitverlauf einer Veränderung von 30% oder mehr unterliegt, kann der Prozess umgeschaltet werden. Die Amplitude einer reflektierten Welle von jedem Ziel unterliegt im Zeitverlauf einer großen Veränderung durch Mehrwegeinflüsse und dergleichen. Wenn eine Veränderung von einer vorbestimmten Größenordnung oder mehr existiert, kann in Betracht gezogen werden, dass möglicherweise mehrere Ziele vorhanden sind.
Außerdem ist bekannt, dass das CW-Verfahren ein Ziel nicht detektieren kann, wenn die relative Geschwindigkeit zwischen dem Radarsystem und dem Ziel null beträgt, d.h. wenn die Dopplerfrequenz null beträgt. Wenn jedoch beispielsweise mit den folgenden Verfahren ein Pseudo-Dopplersignal bestimmt wird, ist es möglich, durch Verwendung dieser Frequenz ein Ziel zu detektieren.
(Verfahren 1) Es wird ein Mischer hinzugefügt, der eine bestimmte Frequenzverschiebung in der Ausgabe einer empfangenden Antenne bewirkt. Durch Verwendung eines Sendesignals und eines Empfangssignals mit einer verschobenen Frequenz kann ein Pseudo-Dopplersignal gewonnen werden.
(Verfahren 2) Zwischen dem Ausgang einer empfangenden Antenne und einem Mischer wird zum kontinuierlichen Einführen von Phasenveränderungen im Zeitverlauf ein variabler Phasenschieber eingefügt, so dass zu dem Empfangssignal eine Pseudo-Phasendifferenz hinzugefügt wird. Durch Verwendung eines Sendesignals und eines Empfangssignals mit einer hinzugefügten Phasendifferenz kann ein Pseudo-Dopplersignal gewonnen werden.
Ein Beispiel für eine spezifische Konstruktion und Funktionsweise zum Einführen eines variablen Phasenschiebers zum Generieren eines Pseudo-Dopplersignals gemäß Verfahren 2 ist in der japanischen Patentveröffentlichungsschrift Nr. 2004-257848 offenbart. Die gesamte Offenbarung dieser Veröffentlichung wird hier durch Verweis aufgenommen.
Wenn Ziele ohne oder mit sehr geringer relativer Geschwindigkeit detektiert werden müssen, können die oben genannten Prozesse der Generierung eines Pseudo-Dopplersignals verwendet werden, oder es kann zu einem Zieldetektionsprozess im FMCW-Verfahren umgeschaltet werden.
Als Nächstes wird mit Bezug auf 38 eine Verarbeitungsprozedur beschrieben, die durch die Objektdetektionseinrichtung 570 des Bordradarsystems 510 durchzuführen ist.
Das untenstehende Beispiel illustriert einen Fall, in dem kontinuierliche Wellen CW bei zwei unterschiedlichen Frequenzen fp1 und fp2 (fp1<fp2) übertragen werden und die Phaseninformationen einer jeden reflektierten Welle genutzt werden, um jeweils eine Distanz mit Bezug auf ein Ziel zu detektieren.
38 ist ein Ablaufdiagramm, das die Prozedur eines Bestimmungsprozesses für die relative Geschwindigkeit und Distanz gemäß dieser Variante zeigt.
Bei Schritt S41 generiert die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581 zwei kontinuierliche Wellen CW mit Frequenzen, die etwas auseinander liegen, d.h. den Frequenzen fp1 und fp2.
Bei Schritt S42 führen die Sendeantenne Tx und die Empfangsantennen Rx ein Senden / einen Empfang der generierten Serie kontinuierlicher Wellen CW durch. Es wird darauf hingewiesen, dass der Prozess aus Schritt S41 und der Prozess aus Schritt S42 durch die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung581 und die Sendeantenne Tx / die Empfangsantenne Rx parallel durchführbar sind, anstelle einer Durchführung von Schritt S42 erst nach Beendigung von Schritt S41.
Bei Schritt S43 generiert jeder Mischer 584 durch Nutzung einer jeden Sendewelle und einer jeden Empfangswelle ein Differenzsignal, wodurch zwei Differenzsignale gewonnen werden. Jede Empfangswelle schließt eine von einem unbewegten Objekt ausgehende Empfangswelle und eine von einem Ziel ausgehende Empfangswelle ein. Daher wird als Nächstes ein Prozess der Identifikation von Frequenzen zur Nutzung als Schwebungssignale durchgeführt. Es wird darauf hingewiesen, dass der Prozess aus Schritt S41, der Prozess aus Schritt S42 und der Prozess aus Schritt 43 durch die Dreieckswellen-/CW-Wellen-Generierungsschaltung 581, die Sendeantenne Tx / Empfangsantenne Rx und die Mischer 584 parallel durchführbar sind, anstelle einer Durchführung von Schritt S42 erst nach Beendigung von Schritt S41 oder von Schritt S43 erst nach Beendigung von Schritt S42.
Bei Schritt S44 identifiziert die Objektdetektionseinrichtung 570 für jedes der zwei Differenzsignale bestimmte Spitzenfrequenzen als Frequenzen fb1 und fb2 von Schwebungssignalen in der Weise, dass diese Frequenzen gleich oder kleiner als eine Frequenz sind, die als Schwellenwert vordefiniert ist, dabei aber Amplitudenwerte haben, die gleich oder größer als ein vorbestimmter Amplitudenwert sind, und dass die Differenz zwischen den zwei Frequenzen gleich oder kleiner als ein vorbestimmter Wert ist.
Bei Schritt S45 detektiert der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 auf Basis von einer der zwei identifizierten Schwebungssignalfrequenzen eine relative Geschwindigkeit. Der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 berechnet die relative Geschwindigkeit beispielsweise gemäß Vr=fb1 · c/2 · fp1. Es wird darauf hingewiesen, dass eine relative Geschwindigkeit durch Nutzung einer jeden der zwei Schwebungssignalfrequenzen berechnet werden kann, was dem Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eine Verifikation dessen erlaubt, ob sie übereinstimmen oder nicht, wodurch die Genauigkeit der Berechnung der relativen Geschwindigkeit erhöht wird.
Bei Schritt S46 bestimmt der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 eine Phasendifferenz Δφ zwischen den zwei Schwebungssignalen 1 und 2 und bestimmt eine Distanz R=c · Δφ/4π(fp2-fp1) zu dem Ziel.
Durch die obigen Prozesse kann die relative Geschwindigkeit und Distanz zu einem Ziel detektiert werden.
Es wird darauf hingewiesen, dass kontinuierliche Wellen CW bei N unterschiedlichen Frequenzen übertragen werden können (wobei N = 3 oder mehr ist) und dass durch Nutzung von Phaseninformationen der jeweiligen reflektierten Welle Distanzen zu mehreren Zielen mit derselben relativen Geschwindigkeit, jedoch an unterschiedlichen Positionen detektiert werden können.
Zusätzlich zu dem Radarsystem 510 kann das oben beschriebene Fahrzeug 500 ferner ein weiteres Radarsystem aufweisen. Beispielsweise kann das Fahrzeug 500 ferner ein Radarsystem mit einem Detektionsbereich in Richtung der Rückseite oder der Seiten der Fahrzeugkarosserie aufweisen. Im Fall des Einbaus eines Radarsystems mit einem Detektionsbereich in Richtung der Fahrzeugkarosserierückseite kann das Radarsystem die Rückseite überwachen, und wenn die Gefahr besteht, dass ein anderes Fahrzeug hinten auffährt, eine Reaktion durchführen, indem beispielsweise ein Alarm ausgelöst wird. Im Fall des Einbaus eines Radarsystems mit einem Detektionsbereich in Richtung der Seiten der Fahrzeugkarosserie kann das Radarsystem eine benachbarte Fahrspur überwachen, wenn das Eigenfahrzeug die Fahrspur wechselt usw., und gegebenenfalls eine Reaktion durchführen, indem ein Alarm ausgelöst wird oder dergleichen.
Die Anwendungen des oben beschriebenen Radarsystems 510 sind nicht ausschließlich auf die bordeigene Verwendung beschränkt. Vielmehr kann das Radarsystem 510 als Sensoren für verschiedene Zwecke verwendet werden. Beispielsweise kann es als Radar zur Überwachung der Umgebung eines Hauses oder jedes anderen Gebäudes verwendet werden. Alternativ ist es verwendbar als Sensor zum Detektieren der Anwesenheit oder Abwesenheit einer Person an einer bestimmten Position in einem Innenraum, oder zum Detektieren dessen, ob eine solche Person sich bewegt usw., ohne Nutzung optischer Bilder.
(Ergänzende Details zur Verarbeitung)
Weitere Ausführungsformen werden in Verbindung mit den 2-Frequenz-CW- oder FMCW-Techniken für die oben beschriebenen Array-Antennen beschrieben. Wie bereits beschrieben, wendet der Empfangsintensitäts-Berechnungsabschnitt 532 in dem Beispiel aus 32 eine Fourier-Transformation auf die jeweiligen Schwebungssignale für die Kanäle Ch1 bis ChM an (unterer Graph aus 33), die in dem Speicher 531 gespeichert sind. Diese Schwebungssignale sind komplexe Signale, damit die Phase des Signals identifiziert wird, das für die Berechnung von Interesse ist. Dies erlaubt eine korrekte Identifikation der Richtung einer eintreffenden Welle. In diesem Fall erhöht sich jedoch die Rechenlast für eine Fourier-Transformation, so dass es einer größeren Schaltung bedarf.
Zur Lösung dieses Problems kann ein skalares Signal als ein Schwebungssignal generiert werden. Für jedes von einer Vielzahl von Schwebungssignalen, die generiert wurden, können zwei komplexe Fourier-Transformationen in Bezug auf die Raumachsenrichtung, die dem Antennen- Array entspricht, und auf die Zeitachsenrichtung, die dem Verstreichen der Zeit entspricht, durchgeführt werden, um so Ergebnisse der Frequenzanalyse zu gewinnen. Infolgedessen kann mit geringem Rechenaufwand letztlich eine Strahlformung in der Weise erreicht werden, dass Richtungen des Eintreffens reflektierter Wellen identifizierbarsind, wodurch Frequenzanalyseergebnisse für die jeweiligen Strahlen gewonnen werden können. Als auf die vorliegende Offenbarung bezogenes Patentdokument wird die gesamte Offenbarung der Beschreibung des US-Patents Nr. 6339395 hier durch Verweis aufgenommen.
Als Nächstes werden ein Vergleich zwischen der oben beschriebenen Array-Antenne und herkömmlichen Antennen sowie ein Anwendungsbeispiel beschrieben, bei dem sowohl die vorliegende Array-Antenne als auch ein optischer Sensor (z.B. eine Kamera) genutzt werden. Es wird darauf hingewiesen, dass LIDAR oder dergleichen als der optische Sensor einsetzbar ist.
Ein Millimeterwellenradar ist fähig zum direkten Detektieren einer Distanz (Entfernung) zu einem Ziel und einer relativen Geschwindigkeit desselben. Eine weitere Eigenschaft besteht darin, dass seine Detektionsleistung sich nachts (einschließlich der Dämmerung) oder bei schlechtem Wetter, z.B. Regen, Nebel oder Schneefall, nicht besonders verringert. Andererseits wird davon ausgegangen, dass eine zweidimensionale Erfassung eines Ziels mit einem Millimeterwellenradar nicht so einfach ist wie mit einer Kamera. Dagegen ist eine zweidimensionale Erfassung eines Ziels und Erkennung seiner Form mit einer Kamera relativ einfach. Jedoch kann eine Kamera ein Ziel möglicherweise nicht bei Nacht oder schlechtem Wetter abbilden, was ein erhebliches Problem darstellt. Dieses Problem ist besonders dann bedeutsam, wenn sich an dem Abschnitt, durch den die Belichtung sichergestellt werden soll, Wassertröpfchen angelagert haben oder die Sicht durch Nebel eingeschränkt ist. Dieses Problem besteht in ähnlicher Weise für LIDAR oder dergleichen, was ebenfalls das Gebiet optischer Sensoren betrifft.
In Reaktion auf eine steigende Nachfrage nach sichererem Fahrzeugbetrieb werden seit einigen Jahren Fahrerassistenzsysteme zur Verhinderung von Kollisionen oder dergleichen entwickelt. Ein Fahrerassistenzsystem erfasst ein Bild in Fahrtrichtung mit einem Sensor wie etwa einer Kamera oder einem Millimeterwellenradar, und wenn ein Hindernis erkannt wird, bei dem vorhergesagt wird, dass es die Fahrt des Fahrzeugs hemmt, werden Bremsen oder dergleichen automatisch betätigt, um Kollisionen oder dergleichen zu verhindern. Von einer solchen Funktion der Kollisionsvermeidung wird normales Funktionieren auch bei Nacht oder schlechtem Wetter erwartet.
Daher gewinnen Fahrerassistenzsysteme mit einer sogenannten zusammengeführten Konstruktion an Verbreitung, bei denen zusätzlich zu einem herkömmlichen optischen Sensor wie etwa einer Kamera ein Millimeterwellenradar als Sensor angebracht ist, wodurch ein Erkennungsprozess realisiert wird, der beides ausnutzt. Ein solches Fahrerassistenzsystem wird noch erläutert.
Andererseits werden an die Funktionen des Millimeterwellenradars selbst immer höhere Erwartungen gestellt. Ein Millimeterwellenradar zur bordeigenen Verwendung nutzt hauptsächlich elektromagnetische Wellen des 76-GHz-Bands. Die Antennenleistung seiner Antenne ist gemäß den jeweiligen Landesgesetzen oder dergleichen unter ein bestimmtes Niveau eingeschränkt. Beispielsweise ist sie in Japan auf 0,01 W oder weniger begrenzt. Gemäß solchen Einschränkungen wird von einem Millimeterwellenradar zur bordeigenen Verwendung die erforderliche Leistung erwartet, dass beispielsweise sein Detektionsbereich 200 m oder mehr beträgt; die Antennengröße 60 mm MAL 60 mm oder weniger beträgt; ihr horizontaler Erfassungswinkel 90 Grad oder mehr beträgt; ihre Entfernungsauflösung 20 cm oder weniger beträgt; dass sie zu Nahbereichsdetektion innerhalb von 10 m fähig ist und so weiter. Bei herkömmlichen Millimeterwellenradars wurden Mikrostreifenleitungen als Wellenleiter und Patch-Antennen als Antennen verwendet (im Folgenden werden beide als „Patch-Antennen“ bezeichnet). Jedoch war mit einer Patch-Antenne die oben genannte Leistungsfähigkeit nur schwer zu erzielen.
Mit einer Schlitz-Array-Antenne, auf welche die Technik der vorliegenden Offenbarung angewandt ist, haben die Erfinder die oben genannte Leistungsfähigkeit erzielt. Infolgedessen wurde ein Millimeterwellenradar realisiert, der kleinere Größe hat, effizienter ist und höhere Leistungsfähigkeit besitzt als herkömmliche Patch-Antennen und dergleichen. Daneben wurde durch Kombinieren dieses Millimeterwellenradars und eines optischen Sensors wie etwa einer Kamera eine klein bemessene, hocheffiziente und hochleistungsfähige zusammengeführte Einrichtung realisiert, die es zuvor nicht gab. Dies wird unten ausführlich beschrieben.
39 ist ein Diagramm zu einer zusammengeführten Einrichtung in einem Fahrzeug 500, wobei die zusammengeführte Einrichtung ein Bordkamerasystem 700 und ein Radarsystem 510 (nachfolgend als der Millimeterwellenradar 510 bezeichnet) mit einer Schlitz-Array-Antenne aufweist, auf weiche die Technik der vorliegenden Offenbarung angewandt ist. Mit Bezug auf diese Figur werden unten verschiedene Ausführungsformen beschrieben.
(Einbau des Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum)
Eine herkömmlicher Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis ist hinter und einwärts von einem Grill 512 platziert, dersich an der Frontpartie eines Fahrzeugs befindet. Eine elektromagnetische Welle, die aus einer Antenne abgestrahlt wird, gelangt durch die Öffnungen in dem Grill 512 und wird vor dem Fahrzeug 500 abgestrahlt. In dem Bereich, durch den die elektromagnetische Welle passiert, existiert in diesem Fall keine dielektrische Schicht, z.B. Glas, welche die Energie der elektromagnetischen Welle vermindert oder reflektiert. Infolgedessen reicht eine elektromagnetische Welle, die von dem Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis abgestrahlt wird, über einen langen Bereich, z.B. zu einem Ziel, das 150 m oder weiter entfernt ist. Durch Empfangen der davon reflektierten elektromagnetischen Welle mit der Antenne ist der Millimeterwellenradar 510' fähig, ein Ziel zu detektieren. Da die Antenne hinter und einwärts von dem Grill 512 des Fahrzeugs platziert ist, kann der Radar in diesem Fall jedoch beschädigt werden, wenn das Fahrzeug mit einem Hindernis kollidiert. Zudem kann er bei Regen usw. mit Schlamm oder dergleichen verschmutzt werden, und der an der Antenne anhaftende Schmutz kann Abstrahlung und Empfang elektromagnetischer Wellen hemmen.
Ähnlich wie auf herkömmliche Weise kann der Millimeterwellenradar 510, der eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, hinter dem Grill 512 platziert sein, der an der Frontpartie des Fahrzeugs (nicht gezeigt) angeordnet ist. Dies erlaubt eine Ausnutzung der von der Antenne abzustrahlenden elektromagnetischen Welle zu 100%, wodurch eine Ferndetektion über das übliche Niveau hinaus ermöglicht wird, z.B. die Detektion eines Ziels, das sich in einer Distanz von 250 m oder mehr befindet.
Außerdem kann der Millimeterwellenradar 510 gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung auch im Fahrzeugraum, d.h. im Inneren des Fahrzeugs, platziert sein. In diesem Fall ist der Millimeterwellenradar 510 einwärts von der Windschutzscheibe 511 des Fahrzeugs platziert, um in einen Raum zwischen der Windschutzscheibe 511 und einer Fläche des Rückspiegels (nicht gezeigt) zu passen, die zu dessen Spiegeloberfläche entgegengesetzt ist. Der herkömmliche Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis kann dagegen hauptsächlich aus folgenden zwei Gründen nicht im Inneren des Fahrzeugraums platziert werden. Ein erster Grund ist seine große Größe, die eine Unterbringung in dem Raum zwischen der Windschutzscheibe 511 und dem Rückspiegel verhindert. Ein zweiter Grund besteht darin, dass eine nach vorn abgestrahlte elektromagnetische Welle von der Windschutzscheibe 511 reflektiert wird und sich aufgrund dielektrischer Verluste abschwächt, so dass sie die gewünschte Distanz nicht mehr überwinden kann. Daher können bei Platzierung eines herkömmlichen Millimeterwellenradars auf Patch-Antennen-Basis im Fahrzeugraum beispielsweise nur Ziele erfasst werden, die sich 100 m oder weniger voraus befinden. Dagegen vermag ein Millimeterwellenradar gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung ein Ziel in einer Distanz von 200 m oder mehr trotz Reflexion oder Verminderung an der Windschutzscheibe 511 zu detektieren. Diese Leistungsfähigkeit ist äquivalent zu oder sogar größer als in dem Fall, in dem ein herkömmlicher Millimeterwellenradar auf Patch-Antennen-Basis außerhalb des Fahrzeugraums platziert ist.
(Zusammengeführte Konstruktion auf Basis von Millimeterwellenradar und Kamera usw., die im Fahrzeugraum platziert sind)
Gegenwärtig wird in vielen Fahrerassistenzsystemen eine optische Bildgebungsvorrichtung wie etwa eine CCD-Kamera als der Hauptsensor verwendet. Üblicherweise ist eine Kamera oder dergleichen im Fahrzeugraum, einwärts von der Windschutzscheibe 511 platziert, um ungünstige Einflüsse der Außenumgebung usw. zu berücksichtigen. Zur Minimierung der Einflüsse von Regentropfen und dergleichen wird dabei die Kamera oder dergleichen in einem Bereich platziert, der von den Scheibenwischern (nicht gezeigt) überstrichen wird, jedoch einwärts von der Windschutzscheibe 511 liegt.
Wegen des Bedarfs an erhöhter Leistungsfähigkeit eines Fahrzeugs, z.B. im Hinblick auf eine Bremsautomatik, besteht seit einigen Jahren der Wunsch nach einer Bremsautomatik oder dergleichen, deren Funktionieren unabhängig von derAußenumgebung gewährleistet ist. Wenn der einzige Sensor in dem Fahrerassistenzsystem eine optische Vorrichtung wie etwa eine Kamera ist, besteht in diesem Fall das Problem, dass ein zuverlässiges Funktionieren bei Nacht oder schlechtem Wetter nicht gewährleistet ist. Hierdurch entstand Bedarf an einem Fahrerassistenzsystem, das nicht nur einen optischen Sensor (wie etwa eine Kamera), sondern auch einen Millimeterwellenradar enthält, wobei diese für eine gemeinsame Verarbeitung verwendet werden, so dass ein zuverlässiger Betrieb auch bei Nacht oder schlechtem Wetter erreicht wird.
Wie bereits beschrieben, ist ein Millimeterwellenradar, der die vorliegende Schlitz-Array-Antenne enthält, aufgrund der Größenverringerung und merklichen Erhöhung des Wirkungsgrades der abgestrahlten elektromagnetischen Welle gegenüber einer herkömmlichen Patch-Antenne, im Fahrzeugraum platzierbar. Durch Nutzung dieser Eigenschaften, wie in 39 gezeigt, ermöglicht der Millimeterwellenradar 510, der nicht nur einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera (Bordkamerasystem 700), sondern auch die vorliegende Schlitz-Array-Antenne enthält, eine Platzierung von beidem einwärts von der Windschutzscheibe 511 des Fahrzeugs 500. Hierdurch sind folgende neuartige Wirkungen entstanden.
(1) Das Fahrerassistenzsystem ist leichter an dem Fahrzeug 500 anzubringen. Bei dem herkömmlichen Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis war bisher zur Aufnahme des Radars ein Raum hinter dem Grill 512 an der Frontpartie erforderlich. Da dieser Raum einige Stellen aufweisen kann, die sich auf die strukturelle Gestaltung des Fahrzeugs auswirken, konnte es bei einer Größenänderung der Radarvorrichtung notwendig sein, die strukturelle Gestaltung zu überdenken. Diese Schwierigkeit wird durch Platzierung des Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum vermieden.
(2) Ohne Einflüsse durch Regen, Nacht oder andere äußere Umgebungsfaktoren auf das Fahrzeug kann ein zuverlässigeres Funktionieren erreicht werden. Durch Platzierung des Millimeterwellenradars (Bordradarsystems) 510 und des Bordkamerasystems 700 an im Wesentlichen derselben Position im Fahrzeugraum, wie in 40 gezeigt, können dieselben insbesondere ein identisches Sichtfeld und eine identische Sichtlinie erreichen, was den „Abgleichprozess“, der noch beschrieben wird, erleichtert, d.h. einen Prozess, mit dem festgestellt werden soll, dass jeweilige Zielinformationen, die durch dieselben erfasst werden, von einem identischen Objekt stammen. Wenn der Millimeterwellenradar 510' dagegen hinter dem Grill 512 platziert wäre, der sich an der Frontpartie außerhalb des Fahrzeugraums befindet, würde seine Radarsichtlinie L von einer Radarsichtlinie M des Falls abweichen, in dem derselbe im Fahrzeugraum platziert ist, woraus sich gegenüber dem durch das Bordkamerasystem 700 zu erfassenden Bild ein großer Versatz ergäbe.
(3) Die Zuverlässigkeit des Millimeterwellenradars wird verbessert. Da, wie oben beschrieben, der herkömmliche Millimeterwellenradar 510' auf Patch-Antennen-Basis hinter dem Grill 512 platziert ist, der sich an der Frontpartie befindet, setzt er leicht Schmutz an und kann schon bei einem kleinen Kollisionsunfall oder dergleichen beschädigt werden. Aus diesen Gründen sind Reinigung und Funktionalitätsprüfungen dauernd erforderlich. Wenn sich die Position oder Richtung der Anbringung des Millimeterwellenradars durch einen Unfall oder dergleichen verschiebt, ist zudem, wie unten beschrieben wird, eine Wiederherstellung der Ausrichtung bezüglich der Kamera notwendig. Die Wahrscheinlichkeit solcher Erscheinungen wird durch Platzierung des Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum reduziert, so dass die oben genannten Schwierigkeiten vermieden werden.
In einem Fahrerassistenzsystem einer solchen zusammengeführten Konstruktion können der optische Sensor, z.B. eine Kamera, und der Millimeterwellenradar 510, der die vorliegende Schlitz-Array-Antenne enthält, eine integrierte Konstruktion haben, d.h. in Bezug zueinander an fester Position sein. In diesem Fall sollte eine bestimmte relative Positionierung zwischen der optischen Achse des optischen Sensors wie etwa einer Kamera und der Direktivität der Antenne des Millimeterwellenradars gewahrt bleiben, wie noch beschrieben wird. Wenn dieses Fahrerassistenzsystem mit einer integrierten Konstruktion im Fahrzeugraum des Fahrzeugs 500 fixiert ist, sollte die optische Achse der Kamera usw. so eingestellt sein, dass sie dem Fahrzeug voraus in einer bestimmten Richtung ausgerichtet ist. Siehe hierzu die US-Patentanmeldung mit derVeröffentlichungsnr. 2015/193366, die US-Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnr. 2016/0264065, die US-Patentanmeldung Nr. 15/067503 , die US-Patentanmeldung Nr. 15/248141 , die US-Patentanmeldung Nr. 15/248149 und die US-Patentanmeldung Nr. 15/248156 , die durch Verweis hier aufgenommen werden. Verwandte Techniken bezüglich der Kamera sind in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7355524 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 7420159 beschrieben, deren gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird.
Zur Platzierung eines optischen Sensors wie etwa einer Kamera und eines Millimeterwellenradars im Fahrzeugraum siehe beispielsweise die Beschreibung des US-Patents Nr. 8604968 , die Beschreibung des US-Patents Nr. 8614640 und die Beschreibung des US-Patents Nr. 7978122 , deren gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird. Jedoch waren zum Anmeldezeitpunkt dieser Patente nur herkömmliche Antennen mit Patch-Antennen die bekannten Millimeterwellenradare, und somit war eine Observation nicht über ausreichende Distanzen möglich. Beispielsweise wird die mit einem herkömmlichen Millimeterwellenradar observierbare Distanz mit höchstens 100 m bis 150 m beziffert. Wenn ein Millimeterwellenradar einwärts von der Windschutzscheibe platziert ist, wird außerdem durch die Größe des Radars das Sichtfeld des Fahrers in unpraktischer Weise versperrt, was eine sichere Fahrt verhindert. Dagegen ist ein Millimeterwellenradar, der ein Schlitz-Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung enthält, wegen seiner geringen Größe und merklichen Erhöhung des Wirkungsgrades der abgestrahlten elektromagnetischen Welle gegenüber demjenigen einer herkömmlichen Patch-Antenne, im Fahrzeugraum platzierbar. Dies ermöglicht eine Fernobservation über 200 m, wobei das Sichtfeld des Fahrers nicht versperrt wird.
(Einstellung der Anbringungsposition zwischen Millimeterwellenradar und Kamera usw.)
Bei der Verarbeitung mit einer zusammengeführten Konstruktion (die im Folgenden als „zusammengeführter Prozess“ bezeichnet werden kann) ist es erwünscht, dass ein mit einer Kamera oder dergleichen gewonnenes Bild und die mit dem Millimeterwellenradar gewonnenen Radarinformationen auf dasselbe Koordinatensystem abgebildet werden, da ihre Abweichung hinsichtlich Position und Zielgröße eine gemeinsame Verarbeitung zwischen beiden behindert.
Hierzu gehört eine Einstellung unter folgenden drei Gesichtspunkten.
(1) Die optische Achse der Kamera oder dergleichen und die Antennendirektivität des Millimeterwellenradars müssen ein bestimmtes festes Verhältnis haben.
Es ist erforderlich, dass die optische Achse der Kamera oder dergleichen und die Antennendirektivität des Millimeterwellenradars abgeglichen sind. Alternativ kann ein Millimeterwellenradar zwei oder mehr Sendeantennen und zwei oder mehr Empfangsantennen aufweisen, wobei die Direktivitäten dieser Antennen gezielt unterschiedlich gestaltet sind. Es muss daher gewährleistet sein, dass mindestens ein bestimmtes, bekanntes Verhältnis zwischen der optischen Achse der Kamera oder dergleichen und den Direktivitäten dieser Antennen besteht.
In dem Fall, in dem die Kamera oder dergleichen und der Millimeterwellenradar die oben genannte integrierte Konstruktion haben, d.h. in fester Position zueinander stehen, bleibt die relative Positionierung zwischen der Kamera oder dergleichen und dem Millimeterwellenradar fest. Daher sind die oben genannten Anforderungen in Bezug auf eine solche integrierte Konstruktion erfüllt. Dagegen ist bei einer herkömmlichen Patch-Antenne oder dergleichen, bei welcher der Millimeterwellenradar hinter dem Grill 512 des Fahrzeugs 500 platziert ist, die relative Positionierung zwischen ihnen normalerweise gemäß (2) unten einzustellen.
(2) In einem Anfangszustand (z.B. bei Lieferung) nach Anbringung an dem Fahrzeug besteht zwischen einem mit der Kamera oder dergleichen erfassten Bild und Radarinformationen des Millimeterwellenradars ein bestimmtes festes Verhältnis.
Die Anbringungspositionen des optischen Sensors wie etwa einer Kamera und des Millimeterwellenradars 510 oder 510' an dem Fahrzeug 500 werden zuletzt auf folgende Weise bestimmt. An einer vorbestimmten Position 800 dem Fahrzeug 500 voraus wird ein als Referenz verwendbares Diagramm oder ein Ziel, das der Observation durch den Radar unterliegt, korrekt positioniert (im Folgenden als „Referenzdiagramm“ bzw. „Referenzziel“ und zusammen als „Vergleichspunkt“ bezeichnet). Dies wird mit dem optischen Sensor wie etwa einer Kamera oder mit dem Millimeterwellenradar 510 observiert. Die Observationsinformationen bezüglich des observierten Vergleichspunktes werden mit zuvor gespeicherten Forminformationen oder dergleichen des Vergleichspunktes verglichen, und die aktuellen Versatzinformationen werden quantifiziert. Auf Basis dieser Versatzinformationen werden durch mindestens eins derfolgenden Mittel die Anbringungspositionen des optischen Sensors wie etwa einer Kamera und des Millimeterwellenradars 510 oder 510' eingestellt oder korrigiert. Es kann auch jedes andere Mittel eingesetzt werden, das ähnliche Ergebnisse zu liefern vermag.
(i) Einstellung der Anbringungspositionen der Kamera und des Millimeterwellenradars in der Weise, dass der Vergleichspunkt an einen Mittelpunkt zwischen der Kamera und dem Millimeterwellenradar gelangt. Diese Einstellung kann mit einem Hilfsmittel oder Werkzeug usw. erfolgen, das separat vorgesehen ist. (ii) Bestimmung eines Versatzbetrags in den Azimuten der Kamera und des Millimeterwellenradars relativ zu dem Vergleichspunkt und Korrigieren dieser Versatzbeträge der Achse/Direktivität durch Bildverarbeitung des Kamerabildes und Radarverarbeitung.
Zu beachten ist, dass in dem Fall, in dem der optische Sensor 700 wie etwa eine Kamera und der Millimeterwellenradar 510, der eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, eine integrierte Konstruktion haben, d.h. in fester Position zueinander stehen, bei einer Einstellung eines Versatzes der Kamera oder des Radars mit Bezug auf den Vergleichspunkt der Versatzbetrag auch dem anderen bekannt wird, so dass sich eine Überprüfung des Versatzes des anderen mit Bezug auf den Vergleichspunkt erübrigt.
Spezifisch kann bezüglich des Bordkamerasystems 700 ein Referenzdiagramm an einer vorbestimmten Position 750 platziert sein, und ein durch die Kamera aufgenommenes Bild wird mit Vorausinformationen verglichen, die anzeigen, wo in dem Sichtfeld der Kamera das Referenzdiagrammbild sich befinden soll, wodurch ein Versatzbetrag detektiert wird. Auf dieser Basis wird die Kamera durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) eingestellt. Als Nächstes wird der Versatzbetrag, der für die Kamera festgestellt wurde, in einen Versatzbetrag des Millimeterwellenradars übersetzt. Danach wird eine Einstellung des Versatzbetrags in Bezug auf die Radarinformationen durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) vorgenommen.
Alternativ kann dies auf Basis des Millimeterwellenradars 510 erfolgen. In Bezug auf den Millimeterwellenradar 510 kann ein Referenzziel an einer vorbestimmten Position 800 platziert sein, und die Radarinformationen desselben werden mit Vorausinformationen verglichen, die anzeigen, wo in dem Sichtfeld des Millimeterwellenradars 510 das Referenzziel angeordnet sein soll, so dass ein Versatzbetrag detektiert wird. Auf dieser Basis wird der Millimeterwellenradar 510 durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) eingestellt. Als Nächstes wird der Versatzbetrag, der für den Millimeterwellenradar festgestellt wurde, in einen Versatzbetrag der Kamera übersetzt. Danach wird eine Versatzbetragseinstellung in Bezug auf die durch die Kamera gewonnenen Bildinformationen durch mindestens eins der obigen Mittel (i) und (ii) vorgenommen.
(3) Auch nach einem Anfangszustand des Fahrzeugs wird ein bestimmtes Verhältnis zwischen einem mit der Kamera oder dergleichen erfassten Bild und Radarinformationen des Millimeterwellenradars beibehalten.
Üblicherweise wird angenommen, dass ein mit der Kamera oder dergleichen erfasstes Bild und Radarinformationen des Millimeterwellenradars im Anfangszustand fixiert sind und kaum schwanken, es sei denn bei einem Unfall des Fahrzeugs oder dergleichen. Wenn jedoch tatsächlich ein Versatz zwischen denselben auftritt, ist eine Einstellung mit den folgenden Mitteln möglich.
Die Kamera ist beispielsweise so angebracht, dass Abschnitte 513 und 514 (charakteristische Punkte), die für das Eigenfahrzeug charakteristisch sind, in ihr Sichtfeld passen. Die Positionen, an denen diese charakteristischen Punkte durch die Kamera tatsächlich abgebildet werden, werden mit den Information der Positionen verglichen, die diese charakteristischen Punkte einnehmen sollten, wenn die Kamera korrekt an ihrem Ort angebracht ist, und (ein) Versatzbetrag/-beträge werden dazwischen detektiert. Auf Basis dieses/dieser detektierten Versatzbetrags/-beträge kann die Position jedes danach aufgenommenen Bildes korrigiert werden, wodurch ein Versatz der physikalischen Anbringungsposition der Kamera ausgeglichen werden kann. Wenn diese Korrektur die von dem Fahrzeug erforderte Leistungsfähigkeit ausreichend ausbildet, erübrigt sich möglicherweise die Einstellung gemäß dem obigen Punkt (2). Durch regelmäßige Durchführung dieser Einstellung während des Startens oder Betriebs des Fahrzeugs 500 ist ein Ausgleich des Versatzbetrags auch bei erneutem Auftreten eines Versatzes der Kamera oder dergleichen möglich, was zur Fahrtsicherheit beiträgt.
Jedoch ergibt dieses Mittel nach allgemeiner Auffassung geringere Einstellgenauigkeit als bei dem oben genannten Mittel (2). Wenn die Einstellung auf Basis eines Bildes erfolgen soll, das durch Aufnehmen eines Vergleichspunktes mit einer Kamera gewonnen ist, wird das Azimut des Vergleichspunktes sehr genau bestimmt, so dass eine hohe Einstellungsgenauigkeit leicht erreichbar ist. Dieses Mittel nutzt für die Einstellung jedoch ein Bild eines Teils der Fahrzeugkarosserie anstelle eines Vergleichspunktes, was eine Erhöhung der Bestimmungsgenauigkeit für den Azimut etwas schwierig macht. Das Ergebnis ist also eine geringere Einstellungsgenauigkeit. Als Korrekturmittel kann dies aber wirksam sein, wenn die Anbringungsposition der Kamera oder dergleichen aus Gründen wie etwa einem Unfall oder einer großen äußeren Kraft, die auf die Kamera oder dergleichen im Fahrzeugraum wirkt, usw. erheblich verändert ist.
(Abbildung des durch Millimeterwellenradar und Kamera oder dergleichen detektierten Ziels: Abgleichprozess)
In einem zusammengeführten Prozess muss für ein gegebenes Ziel festgestellt werden, dass ein mit einer Kamera oder dergleichen erfasstes Bild desselben und mit dem Millimeterwellenradar erfasste Radarinformationen sich auf „dasselbe Ziel“ beziehen. Es sei beispielsweise angenommen, dass dem Fahrzeug 500 voraus zwei Hindernisse (erste und zweite Hindernisse), z.B. zwei Fahrräder, aufgetreten sind. Diese zwei Hindernisse werden als Kamerabilder erfasst und als Radarinformationen des Millimeterwellenradars detektiert. Zu diesem Zeitpunkt müssen das Kamerabild und die Radarinformationen mit Bezug auf das erste Hindernis so aufeinander abgebildet sein, dass sie beide auf dasselbe Ziel gerichtet sind. Ebenso müssen das Kamerabild und die Radarinformationen mit Bezug auf das zweite Hindernis so aufeinander abgebildet sein, dass sie beide auf dasselbe Ziel gerichtet sind. Wenn das Kamerabild des ersten Hindernisses und die Millimeterwellen-Radarinformationen des zweiten Hindernisses fälschlicherweise als auf ein identisches Ziel bezogen erkannt werden, kann es zu einem schwerwiegenden Unfall kommen. Ein solcher Prozess der Bestimmung dessen, ob ein Ziel auf einem Kamerabild und ein Ziel auf einem Radarbild dasselbe Ziel betreffen, kann in der vorliegenden Beschreibung nachfolgend als „Abgleichprozess“ bezeichnet werden.
Dieser Abgleichprozess kann durch verschiedene Detektionsvorrichtungen (oder Verfahren) implementiert sein, die unten beschrieben sind. Nachfolgend werden diese spezifisch beschrieben. Es wird darauf hingewiesen, dass jede der folgenden Detektionsvorrichtungen in dem Fahrzeug zu installieren ist und mindestens einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt, einen Bilddetektionsabschnitt (z.B. eine Kamera), der in einer Richtung ausgerichtet ist, welche die Richtung der Detektion durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt überlagert, und einen Abgleichsabschnitt aufweist. Dabei weist der Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt eine Schlitz-Array-Antenne gemäß einer der Ausführungsformen der vorliegenden Offenbarung auf und erfasst mindestens Radarinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Der Bilderfassungsabschnitt erfasst mindestens Bildinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Der Abgleichsabschnitt weist eine Verarbeitungsschaltung auf, die ein Detektionsergebnis des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts mit einem Detektionsergebnis des Bilddetektionsabschnitts abgleicht, um zu bestimmen, ob durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Ziel detektiert wird oder nicht. Für die Bildung des Bilddetektionsabschnitts können dabei eines, zwei oder mehr von einer optischen Kamera, LIDAR, einem Infrarotradar und einem Ultraschallradar gewählt sein. Die folgenden Detektionsvorrichtungen unterscheiden sich voneinander hinsichtlich des Detektionsprozesses an ihrem jeweiligen Abgleichsabschnitt.
Bei einer ersten Detektionsvorrichtung führt der Abgleichsabschnitt zwei Abgleiche wie folgt durch. Zu einem ersten Abgleich gehören für ein Ziel von Interesse, das durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert wurde, das Gewinnen von Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen desselben und auch das Finden eines Ziels, das sich am nächsten an dem Ziel von Interesse befindet, aus einem Ziel oder zwei oder mehr Zielen, die durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wurden, und das Detektieren von (einer) Kombination(en) daraus. Zu einem zweiten Abgleich gehören für ein Ziel von Interesse, das durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wurde, das Gewinnen von Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen desselben und auch das Finden eines Ziels, das sich am nächsten an dem Ziel von Interesse befindet, aus einem Ziel oderzwei oder mehr Zielen, die durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert sind, und Detektieren von (einer) Kombination(en) daraus. Außerdem bestimmt dieser Abgleichsabschnitt, ob es eine übereinstimmende Kombination zwischen der bzw. den Kombination(en) solcher Ziele, wie durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert, und der bzw. den Kombination(en) solcher Ziele, wie durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert, gibt. Wenn es eine übereinstimmende Kombination gibt, wird sodann bestimmt, dass durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Objekt detektiert wird. Auf diese Weise wird ein Abgleich zwischen den jeweiligen Zielen erreicht, die durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt und den Bilddetektionsabschnitt detektiert wurden.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7358889 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird. In dieserVeröffentlichung ist der Bilddetektionsabschnitt durch eine sogenannte Stereokamera illustriert, die zwei Kameras aufweist. Jedoch ist diese Technik nicht darauf begrenzt. In dem Fall, in dem der Bilddetektionsabschnitt eine einzige Kamera aufweist, können detektierte Ziele gegebenenfalls einem Bilderkennungsprozess oder dergleichen unterzogen werden, um Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen der Ziele zu gewinnen. In ähnlicher Weise kann ein Laser-Sensor wie etwa ein Laser-Scanner als der Bilddetektionsabschnitt verwendet werden.
Bei einer zweiten Detektionsvorrichtung gleicht derAbgleichsabschnitt mit jeder vorbestimmten Zeitperiode ein Detektionsergebnis des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts und ein Detektionsergebnis des Bilddetektionsabschnitts ab. Wenn der Abgleichsabschnitt bestimmt, dass durch die zwei Detektionsabschnitte in dem vorherigen Abgleichsergebnis dasselbe Ziel detektiert wurde, führt er einen Abgleich mithilfe dieses vorherigen Abgleichsergebnisses durch. Spezifisch gleicht der Abgleichsabschnitt ein Ziel, das aktuell durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert wird, und ein Ziel, das aktuell durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wird, mit dem Ziel ab, das in dem vorherigen Abgleichsergebnis als durch die zwei Detektionsabschnitte detektiert bestimmt wurde. Sodann bestimmt der Abgleichsabschnitt auf Basis des Abgleichsergebnisses für das Ziel, das aktuell durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert wird, und des Abgleichsergebnisses für das Ziel, das aktuell durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert wird, ob durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Ziel detektiert wird oder nicht. Statt eines direkten Abgleichs der Ergebnisse der Detektion durch die zwei Detektionsabschnitte führt diese Detektionsvorrichtung somit einen chronologischen Abgleich zwischen den zwei Detektionsergebnissen und einem vorherigen Abgleichsergebnis durch. Daher wird die Genauigkeit der Detektion gegenüber dem Fall verbessert, in dem nur ein momentaner Abgleich erfolgt, so dass ein stabilerAbgleich realisiert wird. Insbesondere ist durch die Nutzung vergangener Abgleichsergebnisse ein Abgleich auch dann noch möglich, wenn die Genauigkeit des Detektionsabschnitts momentan nachlässt. Zudem ist diese Detektionsvorrichtung durch Nutzung des vorherigen Abgleichsergebnisses zur leichten Durchführung eines Abgleichs zwischen den zwei Detektionsabschnitten fähig.
Bei dem aktuellen Abgleich, der das vorherige Abgleichsergebnis nutzt, schließt der Abgleichsabschnitt dieser Detektionsvorrichtung, wenn er bestimmt, dass durch die zwei Detektionsabschnitte dasselbe Objekt detektiert wird, dieses bestimmte Objekt bei der Durchführung des Abgleichs zwischen aktuell durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektierten Objekten und aktuell durch den Bilddetektionsabschnitt detektierten Objekten aus. Sodann bestimmt dieser Abgleichsabschnitt, ob ein identisches Objekt existiert, das aktuell durch die zwei Detektionsabschnitte detektiert wird. Die Objektdetektionsvorrichtung nimmt somit, unter Berücksichtigung des Ergebnisses des chronologischen Abgleichs, auch einen momentanen Abgleich auf Basis von zwei Detektionsergebnissen vor, die von Moment zu Moment gewonnen werden. Infolgedessen ist die Objektdetektionsvorrichtung fähig zur sicheren Durchführung eines Abgleichs für jedes Objekt, das während der aktuellen Detektion detektiert wird.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7417580 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird. In dieser Veröffentlichung ist der Bilddetektionsabschnitt durch eine sogenannte Stereokamera illustriert, die zwei Kameras aufweist. Jedoch ist diese Technik nicht darauf begrenzt. In dem Fall, in dem der Bilddetektionsabschnitt eine einzige Kamera aufweist, können detektierte Ziele gegebenenfalls einem Bilderkennungsprozess oder dergleichen unterzogen werden, um Distanzinformationen und Lateralpositionsinformationen der Ziele zu gewinnen. In ähnlicher Weise kann ein Laser-Sensor wie etwa ein Laser-Scanner als der Bilddetektionsabschnitt verwendet werden.
In einer dritten Detektionsvorrichtungführen die zwei Detektionsabschnitte und der Abgleichsabschnitt eine Detektion von Zielen und Abgleiche dazwischen in vorbestimmten Zeitintervallen durch, und die Ergebnisse einer solchen Detektion sowie die Ergebnisse eines solchen Abgleichs werden chronologisch in einem Speicherungsmedium, z.B. Speicher, abgelegt. Auf Basis einer Veränderungsrate der Größe eines Ziels auf dem Bild, wie durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert, und einer Distanz von dem Eigenfahrzeug zu einem Ziel und ihrer Veränderungsrate (relativen Geschwindigkeit in Bezug auf das Eigenfahrzeug), wie durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert, bestimmt dann der Abgleichsabschnitt, ob das durch den Bilddetektionsabschnitt detektierte Ziel und das durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektierte Ziel ein identisches Objekt sind.
Wenn auf Basis der Position des Ziels auf dem Bild, wie durch den Bilddetektionsabschnitt detektiert, und der Distanz von dem Eigenfahrzeug zu dem Ziel und/oder ihrerVeränderungsrate, wie durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektiert, bestimmt wird, dass diese Ziele ein identisches Objekt sind, sagt der Abgleichsabschnitt eine Möglichkeit der Kollision mit dem Fahrzeug voraus.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6903677 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Wie oben beschrieben, werden in einem zusammengeführten Prozess eines Millimeterwellenradars und einer Bildgebungsvorrichtung wie etwa einer Kamera ein Bild, das mit der Kamera oder dergleichen gewonnen ist, und Radarinformationen, die mit dem Millimeterwellenradar gewonnen sind, gegeneinander abgeglichen. Ein Millimeterwellenradar, der die oben genannte Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, kann so konstruiert sein, dass er geringe Größe und hohe Leistungsfähigkeit hat. Daher können für den gesamten zusammengeführten Prozess einschließlich des oben genannten Abgleichprozesses hohe Leistungsfähigkeit und Größenverringerung usw. erreicht werden. Dies verbessert die Genauigkeit der Zielerkennung und ermöglicht eine sicherere Fahrtsteuerung für das Fahrzeug.
(Weitere zusammengeführte Prozesse)
In einem zusammengeführten Prozess sind unterschiedliche Funktionen auf Basis eines Abgleichprozesses zwischen einem Bild, das mit einer Kamera oder dergleichen gewonnen ist, und Radarinformationen realisiert, die mit dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt gewonnen sind. Beispiele für Verarbeitungseinrichtungen, die repräsentative Funktionen eines zusammengeführten Prozesses realisieren, werden unten beschrieben.
Jede der folgenden Verarbeitungseinrichtungen ist in einem Fahrzeug zu installieren und weist mindestens auf: einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt zum Senden oder Empfangen von elektromagnetischen Wellen in einer vorbestimmten Richtung; einen Bilderfassungsabschnitt wie etwa eine monokulare Kamera mit einem Sichtfeld, welches das Sichtfeld des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts überlagert; und einen Verarbeitungsabschnitt, der Informationen daraus gewinnt, um Zieldetektion und dergleichen durchzuführen. Der Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt erfasst Radarinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Der Bilderfassungsabschnitt erfasst Bildinformationen in seinem eigenen Sichtfeld. Ein ausgewähltes oder zwei oder mehr ausgewählte von einer optischen Kamera, LIDAR, einem Infrarotradar und einem Ultraschallradar können als der Bilderfassungsabschnitt verwendet werden. Der Verarbeitungsabschnitt kann durch eine Verarbeitungsschaltung implementiert sein, die mit dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt und dem Bilderfassungsabschnitt verbunden ist. Die folgenden Verarbeitungseinrichtungen unterscheiden sich voneinander mit Bezug auf den Inhalt der Verarbeitung durch diesen Verarbeitungsabschnitt.
Bei einer ersten Verarbeitungseinrichtung extrahiert der Verarbeitungsabschnitt aus einem Bild, das durch den Bilderfassungsabschnitt erfasst ist, ein Ziel, das als dasselbe Ziel wie das durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt detektierte erkannt wird. Anders ausgedrückt: Es wird ein Abgleichprozess entsprechend der oben genannten Detektionsvorrichtung durchgeführt. Sodann erfasst sie Informationen eines rechten Randes und eines linken Randes des extrahierten Zielbildes und leitet Ortsnäherungslinien ab, die Geraden oder vorbestimmte gekrümmte Linien zum Annähern an Orte des erfassten rechten Randes und des linken Randes sind, die für beide Ränder erfasst werden. Der Rand, der eine größere Anzahl von Rändern hat, die auf der Ortsnäherungslinie liegen, wird als ein echter Rand des Ziels ausgewählt. Die laterale Position des Ziels wird auf Basis der Position des Randes abgeleitet, der als echter Rand ausgewählt wurde. Dies erlaubt eine weitere Verbesserung der Detektionsgenauigkeit für eine laterale Position des Ziels.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 8610620 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer zweiten Verarbeitungseinrichtung verändert der Verarbeitungsabschnitt bei der Bestimmung des Vorhandenseins eines Ziels eine Bestimmungsschwelle zur Verwendung bei der Überprüfung hinsichtlich eines Zielvorhandenseins in Radarinformationen auf der Basis von Bildinformationen. Wenn ein Zielbild, das ein Hindernis für die Fahrt des Fahrzeugs sein kann, mit einer Kamera oder dergleichen bestätigt wurde, oder wenn das Vorhandensein eines Ziels geschätzt wurde usw., ist somit beispielsweise die Bestimmungsschwelle für die Zieldetektion durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt so optimierbar, dass korrektere Zielinformationen gewonnen werden können. Wenn die Möglichkeit des Vorhandenseins eines Hindernisses groß ist, wird die Bestimmungsschwelle so verändert, dass diese Verarbeitungseinrichtung mit Sicherheit aktiviert wird. Ist die Möglichkeit des Vorhandenseins eines Hindernisses dagegen gering, wird die Bestimmungsschwelle so verändert, dass eine unerwünschte Aktivierung dieser Verarbeitungseinrichtung verhindert wird. Dies erlaubt eine angemessene Aktivierung des Systems.
Außerdem kann in diesem Fall auf Basis von Radarinformationen der Verarbeitungsabschnitt einen Detektionsbereich für die Bildinformationen angeben und eine Möglichkeit des Vorhandenseins eines Hindernisses auf Basis von Bildinformationen innerhalb dieses Bereichs schätzen. Hieraus ergibt sich ein effizienterer Detektionsprozess.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7570198 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer dritten Verarbeitungseinrichtung führt der Verarbeitungsabschnitt ein kombiniertes Anzeigen durch, bei dem Bilder, die aus einerVielzahl unterschiedlicher Bildgebungsvorrichtungen und einem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt gewonnen sind, und ein Bildsignal auf Basis von Radarinformationen auf mindestens einer Anzeigevorrichtung angezeigt werden. In diesem Anzeigeprozess werden Horizontal- und Vertikal-Synchronisationssignale zwischen der Vielzahl von Bildgebungsvorrichtungen und dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt synchronisiert, und unter den Bildsignalen aus diesen Vorrichtungen kann selektiv zu einem gewünschten Bildsignal innerhalb einer Horizontal-Abtastungsperiode oder einer Vertikal-Abtastungsperiode umgeschaltet werden. Dies erlaubt, auf Basis der Horizontal- und Vertikal-Synchronisationssignale, ein Anzeigen von Bildern einer Vielzahl von ausgewählten Bildsignalen nebeneinander; und aus der Anzeigevorrichtung wird ein Steuersignal zum Einstellen eines Steuerbetriebes in der gewünschten Bildgebungsvorrichtung und dem Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt geschickt.
Wenn eine Vielzahl unterschiedlicher Anzeigevorrichtungen jeweilige Bilder oder dergleichen anzeigen, ist ein Vergleich der jeweiligen Bilder miteinander schwierig. Wenn Anzeigevorrichtungen separat von der dritten Verarbeitungseinrichtung selbst vorgesehen sind, besteht zudem nur geringe Funktionsfähigkeit der Vorrichtung. Mit der dritten Verarbeitungseinrichtung würden solche Nachteile behoben.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6628299 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 7161561 beschrieben, deren gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer vierten Verarbeitungseinrichtung weist der Verarbeitungsabschnitt mit Bezug auf ein Ziel, das sich einem Fahrzeug voraus befindet, einen Bilderfassungsabschnitt und einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt dazu an, ein Bild und Radarinformationen zu erfassen, die dieses Ziel enthalten. Aus solchen Bildinformationen bestimmt der Verarbeitungsabschnitt einen Bereich, in dem das Ziel enthalten ist. Außerdem extrahiert der Verarbeitungsabschnitt Radarinformationen innerhalb dieses Bereichs und detektiert eine Distanz von dem Fahrzeug zu dem Ziel und eine relative Geschwindigkeit zwischen dem Fahrzeug und dem Ziel. Auf Basis solcher Informationen bestimmt der Verarbeitungsabschnitt eine Möglichkeit, dass eine Kollision zwischen Ziel und Fahrzeug erfolgt. Dies ermöglicht eine frühzeitige Detektion einer möglichen Kollision mit einem Ziel.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 8068134 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer fünften Verarbeitungseinrichtung erkennt der Verarbeitungsabschnitt auf Basis von Radarinformationen oder durch einen zusammengeführten Prozess, der auf Radarinformationen und Bildinformationen basiert, ein Ziel oder zwei oder mehr Ziele, die sich dem Fahrzeug voraus befinden. Das „Ziel“ schließt jedes bewegte Objekt ein wie etwa andere Fahrzeuge oder Fußgänger, durch weiße Linien auf der Straße angezeigte Fahrspuren, Seitenstreifen und alle unbewegten Objekte (einschließlich Straßengräben, Hindernissen usw.), Ampeln, Fußgängerüberwege und dergleichen, die möglicherweise vorhanden sind. Der Verarbeitungsabschnitt kann eine GPS-Antenne (globales Positionierungssystem) einschließen. Durch Verwendung einer GPS-Antenne kann die Position des Eigenfahrzeugs detektiert werden, und auf Basis dieser Position kann eine Speicherungsvorrichtung (als Karteninformations-Datenbankvorrichtung bezeichnet), die Straßenkarteninformationen speichert, durchsucht werden, um eine aktuelle Position auf der Karte zu ermitteln. Diese aktuelle Position auf der Karte kann mit einem Ziel oder zwei oder mehr Zielen verglichen werden, die auf Basis von Radarinformationen oder dergleichen erkannt wurden, wodurch die Fahrtumgebung erkannt werden kann. Auf dieser Basis kann der Verarbeitungsabschnitt jedes Ziel extrahieren, das einer Einschätzung gemäß die Fahrt des Fahrzeugs behindert, sicherere Fahrtinformationen finden und diese gegebenenfalls auf einer Anzeigevorrichtung anzeigen, um den Fahrer zu informieren.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6191704 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Die fünfte Verarbeitungseinrichtung kann weiterhin eine Datenkommunikationsvorrichtung (mit Kommunikationsschaltungen) aufweisen, die mit einer Karteninformations-Datenbankvorrichtung kommuniziert, die zum Fahrzeug extern ist. Die Datenkommunikationsvorrichtung kann auf die Karteninformations-Datenbankvorrichtung mit einer Periode von z.B. einmal pro Woche oder einmal pro Monat zugreifen, um die neuesten Karteninformationen davon herunterzuladen. Dies erlaubt eine Durchführung der oben genannten Verarbeitung mit den neuesten Karteninformationen.
Außerdem kann die fünfte Verarbeitungseinrichtung zwischen den neuesten Karteninformationen, die während der oben genannten Fahrt des Fahrzeugs erfasst wurden, und Informationen, die auf Basis von Radarinformationen usw. über ein Ziel oder zwei oder mehr Ziele erkannt wurden, vergleichen, um Zielinformationen (im Folgenden als „Kartenaktualisierungsinformationen“ bezeichnet) zu extrahieren, die nicht in den Karteninformationen enthalten sind. Sodann können diese Kartenaktualisierungsinformationen über die Datenkommunikationsvorrichtung an die Karteninformations-Datenbankvorrichtung gesendet werden. Die Karteninformations-Datenbankvorrichtung kann diese Kartenaktualisierungsinformationen in Verknüpfung mit den Karteninformationen speichern, die in der Datenbank sind, und die aktuellen Karteninformationen nötigenfalls selbst aktualisieren. Bei der Durchführung der Aktualisierung können jeweilige einzelne Kartenaktualisierungsinformationen, die aus einer Vielzahl von Fahrzeugen gewonnen sind, miteinander verglichen werden, um die Sicherheit der Aktualisierung zu überprüfen.
Es wird darauf hingewiesen, dass diese Kartenaktualisierungsinformationen möglicherweise detailliertere Informationen enthalten als die Karteninformationen, die durch jede aktuell verfügbare Karteninformations-Datenbankvorrichtung geführt werden. Beispielsweise sind aus üblicherweise verfügbaren Karteninformationen möglicherweise schematische Formen von Straßen bekannt, sie enthalten jedoch typischerweise nicht Informationen wie etwa die Breite des Seitenstreifens, die Breite des möglicherweise vorhandenen Straßengrabens, neu aufgetretene Erhebungen oder Senken, Gebäudeformen und so weiter. Sie enthalten auch nicht die Höhen der Fahrbahn und des Bürgersteigs, die mögliche Verbindung einer Schräge mit dem Bürgersteig usw. Auf Basis von Bedingungen, die separat eingestellt sind, kann die Karteninformationen-Datenbankvorrichtung solche detaillierten Informationen (nachfolgend als „Kartenaktualisierungs-Detailinformationen“ bezeichnet) in Verbindung mit den Karteninformationen speichern. Solche Kartenaktualisierungs-Detailinformationen liefern einem Fahrzeug (einschließlich des Eigenfahrzeugs) Informationen, die detaillierter sind als die ursprünglichen Karteninformationen, wodurch sie nicht nur zur Sicherstellung einer sicheren Fahrt, sondern auch für andere Zwecke verfügbar werden. Wie hier verwendet, kann ein „Fahrzeug (einschließlich des Eigenfahrzeugs)“ z.B. ein Kraftfahrzeug, ein Motorrad, ein Fahrrad oder jedes autonome Fahrzeug sein, das in Zukunft erhältlich wird, z.B. ein elektrischer Rollstuhl. Die Kartenaktualisierungs-Detailinformationen sind für die Fahrt eines jeden solchen Fahrzeugs verwendbar.
(Erkennung über neuronales Netz) Jede der ersten bis fünften Verarbeitungseinrichtungen kann weiterhin eine komplexe Erkennungseinrichtung aufweisen. Die komplexe Erkennungseinrichtung kann extern zu dem Fahrzeug vorgesehen sein. In diesem Fall kann das Fahrzeug eine Hochgeschwindigkeits-Datenkommunikationsvorrichtung aufweisen, die mit der komplexen Erkennungseinrichtung kommuniziert. Die komplexe Erkennungseinrichtung kann aus einem neuronalen Netz gebildet sein, das sogenanntes tiefes Lernen und dergleichen einschließen kann. Dieses neuronale Netz kann beispielsweise ein neuronales Konvolutionsnetz aufweisen (im Folgenden als „CNN“ bezeichnet). Ein CNN, ein neuronales Netz, das sich bei der Bilderkennung als erfolgreich erwiesen hat, ist dadurch gekennzeichnet, dass es ein oder mehr Sätze aus zwei Schichten besitzt, und zwar eine Konvolutionsschicht und eine Pooling-Schicht.
Es existieren mindestens folgende drei Arten von Informationen, die jeweils in eine Konvolutionsschicht in der Verarbeitungseinrichtung eingebbar sind:

(1) Informationen, die auf Radarinformationen basieren, welche durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt erfasst sind;
(2) Informationen, die auf spezifischen Bildinformationen basieren, welche auf Basis von Radarinformationen durch den Bilderfassungsabschnitt erfasst sind; oder
(3) zusammengeführte Informationen, die auf Radarinformationen und Bildinformationen, die durch den Bilderfassungsabschnitt erfasst sind, basieren, oder Informationen, die auf Basis solcher zusammengeführter Informationen gewonnen sind.

Auf Basis von Informationen jeder der oben genannten Arten oder Informationen auf Basis einer Kombination daraus werden Produkt-Summen-Operationen durchgeführt, die einer Konvolutionsschicht entsprechen. Die Ergebnisse werden in die nachfolgende Pooling-Schicht eingegeben, wo Daten gemäß einer vorbestimmten Regel ausgewählt werden. Im Fall eines Maximal-Poolings, bei dem ein Maximalwert unter Pixelwerten gewählt wird, kann die Regel beispielsweise vorschreiben, dass ein Maximalwert für jeden Teilungsbereich in der Konvolutionsschicht gewählt wird, wobei dieser Maximalwert als der Wert der entsprechenden Position in der Pooling-Schicht angesehen wird.
Eine komplexe Erkennungseinrichtung, die aus einem CNN gebildet ist, kann einen einzelnen Satz aus einer Konvolutionsschicht und einer Pooling-Schicht oder eine Vielzahl solcher Sätze aufweisen, die in Serie kaskadiert sind. Dies ermöglicht eine korrekte Erkennung eines Ziels, das in den Radarinformationen und den Bildinformationen enthalten ist, die um ein Fahrzeug vorhanden sein können.
Verwandte Techniken sind beschrieben im US-Patent Nr. 8861842 , in der Beschreibung des US-Patents Nr. 9286524 und der Beschreibung der US-Patentanmeldung mit der Veröffentlichungsnr. 2016/0140424, deren gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Bei einer sechsten Verarbeitungseinrichtung führt der Verarbeitungsabschnitt Verarbeitung bezüglich der Frontscheinwerfersteuerung eines Fahrzeugs durch. Wenn ein Fahrzeug nachts unterwegs ist, kann der Fahrer überprüfen, ob sich dem Eigenfahrzeug voraus ein anderes Fahrzeug oder ein Fußgänger befindet, und (einen) Lichtstrahl(en) aus dem/den Frontscheinwerfer(n) des Eigenfahrzeugs steuern, um zu verhindern, dass der Fahrer des anderen Fahrzeugs oder der Fußgänger durch den/die Frontscheinwerfer des Eigenfahrzeugs geblendet wird. Diese sechste Verarbeitungseinrichtung steuert automatisch den/die Frontscheinwerfer des Eigenfahrzeugs mithilfe von Radarinformationen oder einer Kombination aus Radarinformationen und einem Bild, das von einer Kamera oder dergleichen aufgenommen ist.
Auf Basis von Radarinformationen, oder durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen, detektiert der Verarbeitungsabschnitt ein Ziel, das einem dem Fahrzeug voraus befindlichen Fahrzeug oder Fußgänger entspricht. In diesem Fall kann ein einem Fahrzeug voraus befindliches Fahrzeug ein voranfahrendes Fahrzeug, ein Fahrzeug oder ein Motorrad auf der Gegenfahrbahn und so weiter einschließen. Beim Detektieren eines solchen Ziels gibt der Verarbeitungsabschnitt einen Befehl aus, den/die Strahl(en) des Frontscheinwerfers beziehungsweise der Frontscheinwerfer abzublenden. Beim Empfang dieses Befehls kann der Steuerabschnitt (die Steuerschaltung), der sich intern im Fahrzeug befindet, den/die Frontscheinwerfer dazu steuern, den/die daraus ausgesandten Strahl(en) abzublenden.
Verwandte Techniken sind beschrieben in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6403942 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 6611610 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 8543277 , der Beschreibung des US-Patents Nr. 8593521 und der Beschreibung des US-Patents Nr. 8636393 , deren gesamte Offenbarung hier jeweils durch Verweis aufgenommen wird.
Gemäß der oben beschriebenen Verarbeitung durch den Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt und dem oben beschriebenen zusammengeführten Prozess des Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitts und einer Bildgebungsvorrichtung wie etwa einer Kamera kann der Millimeterwellenradar mit geringer Größe und hoher Leistungsfähigkeit konstruiert sein, so dass hohe Leistungsfähigkeit und Größenverringerung usw. für die Radarverarbeitung oder den gesamten zusammengeführten Prozess erreicht werden können. Dies verbessert die Genauigkeit der Zielerkennung und ermöglicht eine sicherere Fahrtsteuerung für das Fahrzeug.
<Anwendungsbeispiel 2: Verschiedene Überwachungssysteme (Naturelemente, Gebäude, Straßen, Bewachung, Sicherheit)>
Ein Millimeterwellenradar (Radarsystem), der eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, hat auch einen breiten Anwendungsbereich auf den Gebieten der Überwachung, was Naturelemente, das Wetter, Gebäude, Sicherheit, Pflege und dergleichen einschließen kann. Bei einem Überwachungssystem in diesem Zusammenhang kann eine Überwachungseinrichtung, die den Millimeterwellenradar aufweist, z.B. an einer festen Position installiert sein, um (einen) Überwachungsgegenstand/-gegenstände ständig zu überwachen. Bei der Realisierung wird bei einem gegebenen Überwachungsgegenstand bzw. Überwachungsgegenständen die Detektionsauflösung des Millimeterwellenradars eingestellt und auf einen optimalen Wert gesetzt.
Ein Millimeterwellenradar, der eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung enthält, ist fähig zur Detektion mit einer elektromagnetischen Welle mit einer Hochfrequenz von z.B. mehr als 100 GHz. Hinsichtlich des Modulationsbands in den Schemata, die bei der Radarerkennung verwendet werden, z.B. dem FMCW-Verfahren, erzielt der Millimeterwellenradar aktuell ein breites Band von mehr als 4 GHz, wodurch das oben genannte Ultrabreitband (UWB) unterstützt wird. Es wird darauf hingewiesen, dass das Modulationsband mit der Entfernungsauflösung zusammenhängt. Bei einer herkömmlichen Patch-Antenne betrug das Modulationsband bis zu circa 600 MHz, was eine Entfernungsauflösung von 25 cm ergab. Dagegen hat ein Millimeterwellenradar, welcher der vorliegenden Array-Antenne zugeordnet ist, eine Entfernungsauflösung von 3,75 cm, was auf eine Leistungsfähigkeit hinweist, die mit der Entfernungsauflösung eines herkömmlichen LIDAR konkurrieren kann. Während ein optischer Sensor wie etwa LIDAR zum Detektieren eines Ziels bei Nacht oder schlechtem Wetter nicht fähig ist, wie oben erwähnt, ist ein Millimeterwellenradar immer zur Detektion fähig, gleichgültig ob bei Tag oder Nacht und ungeachtet des Wetters. Infolgedessen ist ein der vorliegenden Array-Antenne zugeordneter Millimeterwellenradar für vielfältige Anwendungen verfügbar, die mit einem Millimeterwellenradar, der eine herkömmliche Patch-Antenne enthält, nicht möglich waren.
41 ist ein Diagramm, das eine Beispielkonstruktion für ein Überwachungssystem 1500 auf Basis von Millimeterwellenradar zeigt. Das Überwachungssystem 1500 auf Basis von Millimeterwellenradar weist mindestens einen Sensorabschnitt 1010 und einen Hauptabschnitt 1100 auf. Der Sensorabschnitt 1010 weist mindestens eine Antenne 1011, die auf den Überwachungsgegenstand 1015 gerichtet ist, einen Millimeterwellenradar-Detektionsabschnitt 1012, der auf Basis einer gesendeten oder empfangenen elektromagnetischen Welle ein Ziel detektiert, und einen Kommunikationsabschnitt (Kommunikationsschaltung) 1013 auf, der detektierte Radarinformationen sendet. Der Hauptabschnitt 1100 weist mindestens einen Kommunikationsabschnitt (eine Kommunikationsschaltung) 1103, der Radarinformationen empfängt, einen Verarbeitungsabschnitt (Verarbeitungsschaltung) 1101, der vorbestimmte Verarbeitung auf Basis der empfangenen Radarinformationen durchführt, und einen Datenspeicherungsabschnitt (Speicherungsmedium) 1102 auf, in dem ältere Radarinformationen und andere Informationen gespeichert sind, die für die vorbestimmte Verarbeitung usw. benötigt werden. Zwischen dem Sensorabschnitt 1010 und dem Hauptabschnitt 1100 existieren Telekommunikationsverbindungen 1300, über die Senden und Empfang von Informationen und Befehlen zwischen denselben stattfinden. Wie hier verwendet, können die Telekommunikationsverbindungen beispielsweise ein Allzweck-Kommunikationsnetz wie etwa das Internet, ein Mobilkommunikationsnetz, dedizierte Telekommunikationsverbindungen und so weiter einschließen. Es wird darauf hingewiesen, dass das vorliegende Überwachungssystem 1500 so angeordnet sein kann, dass der Sensorabschnitt 1010 und der Hauptabschnitt 1100 statt über Telekommunikationsverbindungen direkt verbunden sind. Zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar kann der Sensorabschnitt 1010 auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen. Dies erlaubt eine Zielerkennung durch einen zusammengeführten Prozess, der auf Radarinformationen und Bildinformationen aus der Kamera oder dergleichen basiert, wodurch eine komplexere Detektion des Überwachungsgegenstandes 1015 oder dergleichen ermöglicht wird.
Nachfolgend werden Beispiele für Überwachungssysteme, die diese Anwendungen verkörpern, spezifisch beschrieben.
(Naturelement-Überwachungssystem)
Ein erstes Überwachungssystem ist ein System, das Naturelemente überwacht (im Folgenden als „Naturelement-Überwachungssystem“ bezeichnet). Mit Bezug auf 41 wird dieses Naturelement-Überwachungssystem beschrieben. Überwachungsgegenstände 1015 des Naturelement-Überwachungssystems 1500 können beispielsweise ein Fluss, die Meeresoberfläche, ein Berg, ein Vulkan, die Bodenoberfläche oder dergleichen sein. Wenn der Überwachungsgegenstand 1015 beispielsweise ein Fluss ist, überwacht der an einer fixen Position befestigte Sensorabschnitt 1010 ständig die Wasseroberfläche des Flusses 1015. Diese Wasseroberflächeninformationen werden ständig an einen Verarbeitungsabschnitt 1101 in dem Hauptabschnitt 1100 gesendet. Erreicht oder überschreitet die Wasseroberfläche dann eine bestimmte Höhe, benachrichtigt der Verarbeitungsabschnitt 1101 ein getrenntes System 1200, das separat von dem Überwachungssystem existiert (z.B. ein Wetterbeobachtungs-Überwachungssystem), über die Telekommunikationsverbindungen 1300. Alternativ kann derVerarbeitungsabschnitt 1101 Informationen an ein System (nicht gezeigt) schicken, das die Schleuse verwaltet, wodurch das System auf Anweisung eine an dem Fluss 1015 vorgesehene Schleuse usw. (nicht gezeigt) automatisch schließt.
Das Naturelement-Überwachungssystem 1500 istfähigzum Überwachen einer Vielzahl von Sensorabschnitten 1010, 1020, usw. mit dem einzelnen Hauptabschnitt 1100. Wenn die Vielzahl von Sensorabschnitten über einen bestimmten Bereich verteilt sind können die Pegelstände von Flüssen in diesem Bereich gleichzeitig erfasst werden. Dies erlaubt eine Einschätzung dessen, wie der Niederschlag in diesem Bereich die Pegelstände der Flüsse beeinflussen kann, mit möglicherweise katastrophalen Folgen wie etwa Überschwemmungen. Informationen hierzu können über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an das getrennte System 1200 (z.B. ein Wetterbeobachtungs-Überwachungssystem) übermittelt werden. So ist das getrennte System 1200 (z.B. ein Wetterbeobachtungs-Überwachungssystem) fähig, die übermittelten Informationen zur Wetterbeobachtung oder Katastrophenvorhersage in einem weiteren Bereich zu nutzen.
Das Naturelement-Überwachungssystem 1500 ist in ähnlicher Weise auch auf jedes andere Naturelement als einen Fluss anwendbar. Beispielsweise ist bei einem Überwachungssystem, das Tsunamis oder Sturmfluten überwacht, der Meeresspiegel der Überwachungsgegenstand. Es ist auch möglich, in Antwort auf einen Anstieg des Meeresspiegels automatisch eine Seedeichschleuse zu öffnen oder zu schließen. Alternativ kann der Überwachungsgegenstand eines Überwachungssystems, das Erdrutsche infolge von Niederschlag, Erdbeben oder dergleichen überwacht, die Bodenoberfläche einer Berggegend usw. sein.
(Verkehrsüberwachungssystem)
Ein zweites Überwachungssystem ist ein System, das den Verkehr überwacht (im Folgenden als „Verkehrsüberwachungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Verkehrsüberwachungssystems kann beispielsweise ein Bahnübergang, eine spezifische Bahnlinie, eine Flughafen-Start- und Landebahn, eine Straßenkreuzung, eine spezifische Straße, ein Parkplatz usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand beispielsweise ein Bahnübergang ist, ist der Sensorabschnitt 1010 an einer Position platziert, wo das Innere des Bahnübergangs überwacht werden kann. In diesem Fall kann der Sensorabschnitt 1010 zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen, der eine Detektion eines Ziels (Überwachungsgegenstandes) aus mehr Perspektiven durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen zulässt. Die mit dem Sensorabschnitt 1010 gewonnenen Zielinformationen werden über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an den Hauptabschnitt 1100 geschickt. Der Hauptabschnitt 1100 sammelt andere Informationen (z.B. Fahrplaninformationen), die bei einem komplexeren Erkennungsprozess oder komplexerer Steuerung notwendig sein können, und gibt auf dessen Basis notwendige Steueranweisungen oder dergleichen aus. Wie hier verwendet, kann eine notwendige Steueranweisung beispielsweise eine Anweisung sein, einen Zug anzuhalten, wenn bei geschlossenem Bahnübergang eine Person, ein Fahrzeug usw. in dem Bahnübergang aufgefunden wird.
Wenn der Überwachungsgegenstand beispielsweise eine Start- und Landebahn auf einem Flughafen ist, kann eine Vielzahl von Sensorabschnitten 1010, 1020 usw. entlang der Start- und Landebahn platziert sein, um die Start- und Landebahn auf eine vorbestimmte Auflösung einzustellen, z.B. eine Auflösung, die das Detektieren eines Fremdkörpers mit einer Größe von 5 cm mal 5 cm auf der Start- und Landebahn zulässt. Das Überwachungssystem 1500 überwacht die Start- und Landebahn ständig, gleichgültig, ob bei Tag oder Nacht, und ungeachtet des Wetters. Ermöglicht wird diese Funktion gerade durch die Fähigkeit des Millimeterwellenradars gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung, UWB zu unterstützen. Da der vorliegende Millimeterwellenradar mit geringer Größe, hoher Auflösung und niedrigen Kosten ausgebildet sein kann, stellt er zudem eine realistische Lösung dafür dar, die gesamte Start- und Landebahnoberfläche von einem Ende zum anderen abzudecken. In diesem Fall hält der Hauptabschnitt 1100 die Vielzahl von Sensorabschnitten 1010, 1020 usw. unter integrierter Verwaltung. Wenn ein Fremdkörper auf der Start- und Landebahn gefunden wird, sendet der Hauptabschnitt 1100 Informationen bezüglich Position und Größe des Fremdkörpers an ein Flugsicherungssystem (nicht gezeigt). Beim Empfang derselben verbietet das Flugsicherungssystem vorübergehend das Starten und Landen auf dieser Bahn. In der Zwischenzeit sendet der Hauptabschnitt 1100 Informationen bezüglich Position und Größe des Fremdkörpers an ein separat vorgesehenes Fahrzeug, das beispielsweise automatisch die Oberfläche der Start- und Landebahn reinigt usw. Beim Empfang hiervon kann das Reinigungsfahrzeugsich autonom an die Position bewegen, an der sich der Fremdkörper befindet, und den Fremdkörper automatisch beseitigen. Sobald die Beseitigung des Fremdkörpers beendet ist, sendet das Reinigungsfahrzeug Informationen über die Beendigung an den Hauptabschnitt 1100. Der Hauptabschnitt 1100 bestätigt dann wiederum, dass der Sensorabschnitt 1010 oder dergleichen, der den Fremdkörper detektiert hat, nun meldet, dass „kein Fremdkörper vorhanden ist“ und dass es nun sicher ist, und benachrichtigt das Flugsicherungssystem darüber. Beim Empfang hiervon kann das Flugsicherungssystem die Unterbindung von Starten und Landen auf der Start- und Landebahn aufheben.
In dem Fall, in dem der Überwachungsgegenstand ein Parkplatz ist, kann es außerdem beispielsweise möglich sein, automatisch zu erkennen, welche Position auf dem Parkplatz aktuell frei ist. Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6943726 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
(Sicherheitsüberwachungssystem)
Ein drittes Überwachungssystem ist ein System, das einen Eindringling auf einem privaten Grundstück oder in einem Haus überwacht (im Folgenden als „Sicherheitsüberwachungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Sicherheitsüberwachungssystems kann beispielsweise ein spezifischer Bereich innerhalb eines privaten Grundstücks oder eines Hauses usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand ein privates Grundstück ist, können der beziehungsweise die Sensorabschnitte 1010 beispielsweise an einer Position oder zwei oder mehr Positionen platziert sein, an denen der beziehungsweise die Sensorabschnitte 1010 dasselbe überwachen können. In diesem Fall können der beziehungsweise die Sensorabschnitt(e) zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar 1010 auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen, der eine Detektion eines Ziels (Überwachungsgegenstandes) aus mehr Perspektiven durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen zulässt. Die mit dem beziehungsweise den Sensorabschnitt(en) 1010 gewonnenen Zielinformationen werden über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an den Hauptabschnitt 1100 geschickt. Der Hauptabschnitt 1100 sammelt andere Informationen (z.B. Referenzdaten oder dergleichen, die zur korrekten Erkennung dessen notwendig sind, ob der Eindringling eine Person oder ein Tier wie etwa ein Hund oder eine Vogel ist), die bei einem komplexeren Erkennungsprozess oder komplexerer Steuerung notwendig sein können, und gibt auf Basis dessen notwendige Steueranweisungen oder dergleichen aus. Wie hier verwendet, kann eine notwendige Steueranweisung beispielsweise eine Anweisung sein, einen Alarm auszulösen oder Beleuchtung zu aktivieren, die auf dem Gelände installiert ist, und auch eine Anweisung, über Mobil-Telekommunikationsverbindungen oder dergleichen einen für das Gelände Verantwortlichen direkt zu verständigen usw. Der Verarbeitungsabschnitt 1101 in dem Hauptabschnitt 1100 kann eine Erkennung des detektierten Ziels durch eine intern enthaltene, komplexe Erkennungseinrichtung zulassen (die tiefes Lernen oder eine ähnliche Technik verwendet). Alternativ kann eine solche komplexe Erkennungseinrichtung extern vorgesehen sein, wobei die komplexe Erkennungseinrichtung dann über die Telekommunikationsverbindungen 1300 angeschlossen sein kann.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 7425983 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Eine weitere Ausführungsform eines solchen Sicherheitsüberwachungssystems kann ein Personenüberwachungssystem sein, das an einem Gate auf einem Flughafen, einer Sperre am Bahnhof, einem Eingang eines Gebäudes oder dergleichen zu installieren ist. Der Überwachungsgegenstand eines solchen Personenüberwachungssystems kann beispielsweise ein Gate auf einem Flughafen, eine Sperre am Bahnhof, ein Eingang eines Gebäudes oder dergleichen sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand ein Gate auf einem Flughafen ist, kann/können der/die Sensorabschnitt(e) 1010 beispielsweise in einer Anlage zur Überprüfung persönlicher Gegenstände an dem Gate installiert sein. In diesem Fall kann es folgende zwei Überprüfungsverfahren geben. In einem ersten Verfahren sendet der Millimeterwellenradar eine elektromagnetische Welle und empfängt die von einem Passagier (der der Überwachungsgegenstand ist) reflektierte elektromagnetische Welle, wodurch persönliche Gegenstände oder dergleichen des Passagiers überprüft werden. In einem zweiten Verfahren wird durch die Antenne eine vom Körper des Passagiers abgestrahlte schwache Millimeterwelle empfangen, wodurch eine Überprüfung auf etwaige Fremdkörper erfolgt, die der Passagier möglicherweise versteckt. In letzterem Verfahren hat der Millimeterwellenradar bevorzugt die Funktion, die empfangene Millimeterwelle abzutasten. Diese Abtastfunktion ist durch Verwendung digitaler Strahlformung oder durch einen mechanischen Abtastvorgang implementierbar. Es wird darauf hingewiesen, dass die Verarbeitung durch den Hauptabschnitt 1100 einen Kommunikationsprozess und einen Erkennungsprozess ähnlich denen in den oben beschriebenen Beispielen nutzen kann.
Ein viertes Überwachungssystem ist ein System, das das Betonmaterial einer Straße, einer Eisenbahnüberführung, eines Gebäudes usw. oder das Innere einer Straße oder des Bodens usw. überwacht oder überprüft (im Folgenden als „Gebäudeuntersuchungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Gebäudeuntersuchungssystems kann beispielsweise das Innere des Betonmaterials einer Überführung oder eines Gebäudes usw. oder das Innere einer Straße oder des Bodens usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand das Innere eines Betongebäudes ist, ist der Sensorabschnitt 1010 beispielsweise so strukturiert, dass die Antenne 1011 Abtastbewegungen entlang der Oberfläche eines Betongebäudes durchführen kann. Wie hier verwendet, können „Abtastbewegungen“ manuell implementiert sein, oder es kann separat eine ortsfeste Schiene für die Abtastbewegung vorgesehen sein, auf der die Bewegung durch Verwendung der Antriebskraft aus einem Elektromotor oder dergleichen bewirkt werden kann. In dem Fall, dass der Überwachungsgegenstand eine Straße oder der Boden ist, kann die Antenne 1011 mit der Fläche nach unten an einem Fahrzeug oder dergleichen installiert sein, und das Fahrzeug kann mit einer konstanten Geschwindigkeit fahren gelassen werden, wodurch eine „Abtastbewegung“ erzeugt wird. Die durch den Sensorabschnitt 1010 zu verwendende elektromagnetische Welle kann eine Millimeterwelle z.B. im sogenannten Terahertz-Bereich sein, der 100 GHz überschreitet. Wie bereits beschrieben, ist auch bei einer elektromagnetischen Welle von mehr als z.B. 100 GHz eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung dazu anpassbar, geringere Verluste aufzuweisen, als dies bei herkömmlichen Patch-Antennen oder dergleichen der Fall ist. Eine elektromagnetische Welle einer höheren Frequenz vermag tiefer in den überprüften Gegenstand, wie etwa Beton, einzudringen, wodurch eine korrektere zerstörungsfreie Untersuchung realisiert wird. Es wird darauf hingewiesen, dass die Verarbeitung durch den Hauptabschnitt 1100 auch einen Kommunikationsprozess und einen Erkennungsprozess ähnlich denen in den oben beschriebenen anderen Überwachungssystemen nutzen kann.
Eine verwandte Technik ist in der Beschreibung des US-Patents Nr. 6661367 beschrieben, dessen gesamte Offenbarung hier durch Verweis aufgenommen wird.
Ein fünftes Überwachungssystem ist ein System, das eine Pflege erhaltende Person bewacht (im Folgenden als „Personenbewachungssystem“ bezeichnet). Überwachungsgegenstand dieses Personenbewachungssystems kann beispielsweise eine Pflege erhaltende Person oder ein Patient in einem Krankenhaus usw. sein.
Wenn der Überwachungsgegenstand eine Pflege erhaltende Person in einem Zimmer einer Pflegeeinrichtung ist, ist/sind der/die Sensorabschnitt(e) 1010 beispielsweise an einer Position oder zwei oder mehr Positionen in dem Zimmer platziert, an denen der/die Sensorabschnitt(e) 1010 zum Überwachen des gesamten Innenraums des Zimmers fähig ist/sind. In diesem Fall kann der Sensorabschnitt 1010 zusätzlich zu dem Millimeterwellenradar auch einen optischen Sensor wie etwa eine Kamera aufweisen. In diesem Fall kann der Überwachungsgegenstand durch einen zusammengeführten Prozess auf Basis von Radarinformationen und Bildinformationen aus mehr Perspektiven überwacht werden. Wenn der Überwachungsgegenstand eine Person ist, kann andererseits eine Überwachung mit einer Kamera oder dergleichen aus Datenschutzsicht unangebracht sein. Daher muss die Auswahl der Sensoren unter Berücksichtigung dieses Aspektes erfolgen. Es wird darauf hingewiesen, dass eine Zieldetektion durch den Millimeterwellenradar es erlaubt, eine Person, die der Überwachungsgegenstand ist, nicht durch ihr Bild, sondern durch ein Signal zu erfassen (das gewissermaßen ein Schatten der Person ist). Daher kann der Millimeterwellenradar als aus Datenschutzsicht vorteilhafter Sensor angesehen werden.
Informationen über die Pflege erhaltende Person, die durch den/die Sensorabschnitt(e) 1010 gewonnen wurden, werden über die Telekommunikationsverbindungen 1300 an den Hauptabschnitt 1100 geschickt. Der Hauptabschnitt 1100 sammelt andere Informationen (z.B. Referenzdaten oder dergleichen, die zum korrekten Erkennen von Zielinformationen der Pflege erhaltenden Person benötigt werden), die in einem komplexeren Erkennungsprozess oder komplexerer Steuerung möglicherweise benötigt werden, und gibt auf dieser Basis notwendige Steueranweisungen oder dergleichen aus. Wie hier verwendet, kann eine notwendige Steueranweisung beispielsweise eine Anweisung sein, auf Basis des Detektionsergebnisses einen Verantwortlichen direkt zu verständigen usw. Der Verarbeitungsabschnitt 1101 in dem Hauptabschnitt 1100 kann eine Erkennung des detektierten Ziels durch eine intern enthaltene, komplexe Erkennungseinrichtung zulassen (die tiefes Lernen oder eine ähnliche Technik verwendet). Alternativ kann eine solche komplexe Erkennungseinrichtung extern vorgesehen sein, wobei die komplexe Erkennungseinrichtung dann über die Telekommunikationsverbindungen 1300 angeschlossen sein kann.
In dem Fall, in dem der Überwachungsgegenstand des Millimeterwellenradars eine Person ist, können mindestens die folgenden zwei Funktionen hinzugefügt sein.
Eine erste Funktion ist eine Funktion der Überwachung der Herzfrequenz und/oder der Atemfrequenz. Bei einem Millimeterwellenradar ist eine elektromagnetische Welle fähig zum Hindurchsehen durch die Kleidung, um die Position und die Bewegungen der Hautoberfläche des Körpers einer Person zu detektieren. Zuerst detektiert der Verarbeitungsabschnitt 1101 eine Person, die der Überwachungsgegenstand ist, und eine äußere Form derselben. Als Nächstes kann im Fall der Detektion einer Herzfrequenz beispielsweise eine Position auf der Körperoberfläche identifiziert werden, an der die Herzschlagbewegungen leicht detektierbar sind, und die Bewegungen dort können chronologisch detektiert werden. Dies erlaubt beispielsweise das Detektieren einer Herzfrequenz pro Minute. Das gleiche gilt beim Detektieren einer Atemfrequenz. Durch Verwendung dieser Funktion kann der Gesundheitszustand einer Pflege erhaltenden Person ständig überprüft werden, was eine höherwertige Bewachung einer Pflege erhaltenden Person ermöglicht.
Eine zweite Funktion ist eine Funktion der Sturzdetektion. Eine Pflege erhaltende Person wie etwa eine ältere Person kann aufgrund einer Schwächung der Beine und Füße von Zeit zu Zeit stürzen. Wenn eine Person stürzt, gelangt die Geschwindigkeit oder Beschleunigung einer Spezifikationsstelle des Körpers der Person, z.B. des Kopfes, auf ein bestimmtes Niveau oder darüber. Wenn der Überwachungsgegenstand des Millimeterwellenradars eine Person ist, kann die relative Geschwindigkeit oder Beschleunigung des Ziels von Interesse ständig detektiert werden. Daher kann beispielsweise durch Identifizieren des Kopfes als des Überwachungsgegenstandes und chronologisches Detektieren seiner relativen Geschwindigkeit oder Beschleunigung ein Sturz erkannt werden, wenn eine Geschwindigkeit mit einem bestimmten Wert oder darüber detektiert wird. Beim Erkennen eines Sturzes kann der Verarbeitungsabschnitt 1101 eine Anweisung oder dergleichen ausgeben, die beispielsweise relevanter Pflegeassistenz entspricht.
Es wird darauf hingewiesen, dass der beziehungsweise die Sensorabschnitte 1010 in dem oben beschriebenen Überwachungssystem oder dergleichen an einer beziehungsweise mehreren festen Positionen befestigt sind. Jedoch können der beziehungsweise die Sensorabschnitt(e) 1010 auch an einem bewegten Objekt installiert sein, z.B. einem Roboter, einem Fahrzeug, einem fliegenden Objekt wie etwa einer Drohne. Wie hier verwendet, kann das Fahrzeug oder dergleichen nicht nur ein Kraftfahrzeug einschließen, sondern beispielsweise auch ein kleineres bewegtes Objekt wie etwa einen elektrischen Rollstuhl. In diesem Fall kann dieses bewegte Objekt eine interne GPS-Einheit aufweisen, mit der seine aktuelle Position jederzeit bestätigt werden kann. Zusätzlich kann dieses bewegte Objekt auch die Funktion haben, die Genauigkeit seiner eigenen aktuellen Position durch Verwendung von Karteninformationen und den Kartenaktualisierungsinformationen, die mit Bezug auf die oben genannte fünfte Verarbeitungseinrichtung beschrieben wurden, weiter zu verbessern.
Außerdem kann bei jeder Vorrichtung oder jedem System, das den oben beschriebenen ersten bis dritten Detektionsvorrichtungen, ersten bis sechsten Verarbeitungseinrichtungen, ersten bis fünften Überwachungssystemen usw. ähnlich ist, die gleiche Konstruktion verwendet werden, um eine Array-Antenne oder einen Millimeterwellenradar gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung zu nutzen.
<Anwendungsbeispiel 3: Kommunikationssystem>
(Erstes Beispiel für ein Kommunikationssystem)
Die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung (Array-Antenne) gemäß der vorliegenden Offenbarung kann für den Sender und/oder Empfänger verwendet werden, mit dem ein Kommunikationssystem (Telekommunikationssystem) konstruiert ist. Die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung sind aus schichtartig angeordneten leitenden Baugliedern gebildet und sind deshalb fähig, die Größe des Senders und/oder Empfängers kleiner zu halten als bei Verwendung eines Hohlwellenleiters. Zudem ist ein Dielektrikum nicht notwendig, und somit kann der dielektrische Verlust von elektromagnetischen Wellen kleiner gehalten werden als bei Verwendung einer Mikrostreifenleitung. Daher kann ein Kommunikationssystem konstruiert werden, das einen kleinen und hocheffizienten Sender und/oder Empfänger enthält.
Ein solches Kommunikationssystem kann ein Kommunikationssystem analoger Art sein, das ein analoges Signal sendet oder empfängt, welches direkt moduliert wird. Jedoch kann zur Konstruktion eines flexibleren und leistungsfähigeren Kommunikationssystems ein digitales Kommunikationssystem verwendet werden.
Nachfolgend wird mit Bezug auf 42 ein digitales Kommunikationssystem 800A beschrieben, bei dem eine Wellenleitervorrichtung und eine Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung verwendet werden.
42 ist ein Blockdiagramm, das eine Konstruktion für das digitale Kommunikationssystem 800A zeigt. Das Kommunikationssystem 800A weist einen Sender 810A und einen Empfänger 820A auf. Der Sender 810A weist einen Analog-Digital- (A/D-) Wandler 812, einen Codierer 813, einen Modulator 814 und eine Sendeantenne 815 auf. Der Empfänger 820A weist eine Empfangsantenne 825, einen Demodulator 824, einen Decodierer 823 und einen Digital-Analog-(D/A-) Wandler 822 auf. Mindestens entweder die Sendeantenne 815 oder die Empfangsantenne 825 können mithilfe einer Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung implementiert sein. In diesem Anwendungsbeispiel werden die Schaltkreise, die den Modulator 814, den Codierer 813, den A/D-Wandler 812 und so weiter aufweisen, welche mit der Sendeantenne 815 verbunden sind, als die Sendeschaltung bezeichnet. Die Schaltkreise, die den Demodulator 824, den Decodierer 823, den D/A-Wandler 822 und so weiter aufweisen, welche mit der Empfangsantenne 825 verbunden sind, werden als die Empfangsschaltung bezeichnet. Die Sendeschaltung und die Empfangsschaltung können zusammen als die Kommunikationsschaltung bezeichnet werden.
Mit dem Analog-Digital- (A/D-) Wandler 812 wandelt der Sender 810A ein analoges Signal, das aus der Signalquelle 811 empfangen wird, in ein digitales Signal um. Als Nächstes wird das digitale Signal durch den Codierer 813 codiert. Wie hier verwendet, bedeutet „Codieren“ ein Verändern des zu sendenden digitalen Signals in ein Format, das für die Kommunikation geeignet ist. Beispiele für eine solche Codierung sind unter anderem CDM (Code-Multiplexen) und dergleichen. Außerdem ist auch jede Wandlung zum Bewirken von TDM (Zeitmultiplexen) oder FDM (Frequenz-Multiplexen) oder OFDM (orthogonalem Frequenz-Multiplexen) ein Beispiel für die Codierung. Das codierte Signal wird durch den Modulator 814 in ein Hochfrequenzsignal gewandelt, um aus der Sendeantenne 815 gesendet zu werden.
Auf dem Gebiet der Kommunikation kann eine Welle, die ein auf eine Trägerwelle zu überlagerndes Signal repräsentiert, als eine „Signalwelle“ bezeichnet werden; jedoch hat der Ausdruck „Signalwelle“, wie er in der vorliegenden Beschreibung verwendet wird, nicht diese Definition. Eine „Signalwelle“ gemäß der vorliegenden Beschreibung bedeutet im breiten Sinne jede elektromagnetische Welle, die sich in einem Wellenleiter ausbreiten soll, oder jede elektromagnetische Welle zum Senden/Empfang über ein Antennenelement.
Der Empfänger 820A stellt das Hochfrequenzsignal, das durch die Empfangsantenne 825 empfangen wurde, an dem Demodulator 824 zu einem Niederfrequenzsignal und an dem Decodierer 823 zu einem digitalen Signal wieder her. Das decodierte digitale Signal wird durch den Digital-Analog- (D/A-) Wandler 822 zu einem analogen Signal wiederhergestellt und wird an eine Datensenke (einen Datenempfänger) 821 geschickt. Durch die oben genannten Prozesse wird eine Sequenz aus Sende- und Empfangsprozessen beendet.
Wenn die kommunizierende Einheit ein digitales Gerät wie etwa ein Computer ist, sind die Analog-Digital-Wandlung des Sendesignals und Digital-Analog-Wandlung des Empfangssignals in den oben genannten Prozessen nicht nötig. Somit können der Analog-Digital-Wandler 812 und der Digital-Analog-Wandler 822 in 42 weggelassen sein. Ein so konstruiertes System ist ebenfalls in einem digitalen Kommunikationssystem eingeschlossen.
In einem digitalen Kommunikationssystem können zur Sicherstellung der Signalintensität oder zur Erweiterung der Kanalkapazität verschiedene Verfahren verwendet werden. Viele dieser Verfahren sind auch in einem Kommunikationssystem wirksam, das Funkwellen des Millimeterwellenbands oder des Terahertz-Bands nutzt.
Funkwellen im Millimeterwellenband oder im Terahertz-Band haben höhere Geradlinigkeit als Funkwellen niedrigerer Frequenzen und unterliegen geringerer Beugung, d.h. geringerem Umlenken auf die Schattenseite eines Hindernisses. Daher ist es nicht ungewöhnlich, dass ein Empfänger eine aus einem Sender gesendete Funkwelle nicht direkt empfängt. Auch in solchen Situationen können reflektierte Wellen oft empfangen werden, jedoch ist eine reflektierte Welle eines Funkwellensignals häufig von schlechterer Qualität als die direkte Welle, was einen stabilen Empfang schwieriger macht. Außerdem kann eine Vielzahl reflektierter Wellen auf unterschiedlichen Wegen eintreffen. In diesem Fall könnten die Empfangswellen mit unterschiedlichen Weglängen sich in der Phase voneinander unterscheiden und so Mehrwegeschwund verursachen.
Als eine Technik zur Verbesserung solcher Situationen kann eine sogenannte Antennendiversitätstechnik verwendet werden. Bei dieser Technik weist mindestens entweder der Sender oder der Empfänger eine Vielzahl von Antennen auf. Wenn die Vielzahl von Antennen voneinander um Distanzen getrennt sind, die sich mindestens um circa die Wellenlänge unterscheiden, sind die so entstehenden Zustände der Empfangswellen unterschiedlich. Dementsprechend wird selektiv die Antenne verwendet, die von allen zum Senden/Empfang mit der höchsten Qualität fähig ist, was die Zuverlässigkeit der Kommunikation verbessert. Alternativ können Signale, die aus mehr als einer Antenne gewonnen sind, zur Verbesserung der Signalqualität verschmolzen werden.
Bei dem in 42 gezeigten Kommunikationssystem 800A kann beispielsweise der Empfänger 820A eine Vielzahl von Empfangsantennen 825 aufweisen. In diesem Fall existiert zwischen der Vielzahl von Empfangsantennen 825 und dem Demodulator 824 eine Umschalteinrichtung. Durch die Umschalteinrichtung verbindet der Empfänger 820A die Antenne, die von der Vielzahl von Empfangsantennen 825 das Signal mit der höchsten Qualität bereitstellt, mit dem Demodulator 824. In diesem Fall kann der Sender 810A auch eine Vielzahl von Sendeantennen 815 aufweisen.
(Zweites Beispiel für ein Kommunikationssystem)
43 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für ein Kommunikationssystem 800B zeigt, welches einen Sender 810B aufweist, der zum Variieren des Strahlungsmusters von Funkwellen fähig ist. In diesem Anwendungsbeispiel ist der Empfänger identisch mit dem in 42 gezeigten Empfänger 820A; deshalb ist der Empfänger in der Illustration in 43 weggelassen. Zusätzlich zu der Konstruktion des Senders 810A weist der Sender 810B auch ein Antennen-Array 815b auf, das eine Vielzahl von Antennenelementen 8151 aufweist. Das Antennen-Array 815b kann eine Array-Antenne gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung sein. Der Sender 810B weist ferner eine Vielzahl von Phasenschiebern (PS) 816 auf, die jeweils zwischen dem Modulator 814 und der Vielzahl von Antennenelementen 8151 verbunden sind. In dem Sender 810B wird ein Ausgang des Modulators 814 an die Vielzahl von Phasenschiebern 816 geschickt, wo Phasendifferenzen eingebracht werden und die so entstehenden Signale zu der Vielzahl von Antennenelementen 8151 geführt werden. In dem Fall, in dem die Vielzahl von Antennenelementen 8151 in gleichen Intervallen angeordnet sind, ist eine Hauptkeule 817 des Antennen-Arrays 815b, wenn ein Hochfrequenzsignal, dessen Phase in Bezug auf ein benachbartes Antennenelement um einen bestimmten Betrag abweicht, in jedes Antennenelement 8151 gespeist wird, in einem Azimut ausgerichtet, das von vorne aus geneigt ist, wobei diese Neigung mit der Phasendifferenz übereinstimmt. Dieses Verfahren kann als Strahlformung bezeichnet werden.
Das Azimut der Hauptkeule 817 kann verändert werden, indem zugelassen wird, dass die jeweiligen Phasenschieber 816 variierende Phasendifferenzen einbringen. Dieses Verfahren kann als Strahllenkung bezeichnet werden. Durch Finden von Phasendifferenzen, die für den besten Sende-/Empfangszustand förderlich sind, kann die Zuverlässigkeit der Kommunikation erhöht werden. Obwohl das vorliegende Beispiel einen Fall illustriert, in dem die Phasendifferenz, die durch die Phasenschieber 816 einzubringen ist, zwischen jeweils benachbarten Antennenelementen 8151 konstant ist, ist dies nicht einschränkend. Zudem können Phasendifferenzen in der Weise eingebracht werden, dass die Funkwelle in einem Azimut abgestrahlt wird, welches ermöglicht, dass nicht nur die direkte Welle, sondern auch reflektierte Wellen den Empfänger erreichen.
Ein Verfahren namens Nullsteuerung kann in dem Sender 810B ebenfalls verwendet werden. Dies ist ein Verfahren, bei dem Phasendifferenzen dazu eingestellt werden, einen Zustand zu erzeugen, in dem die Funkwelle in keiner spezifischen Richtung abgestrahlt wird. Mit Durchführung von Nullsteuerung wird es möglich, ein Abstrahlen von Funkwellen in Richtung jedes anderen Empfängers, an den die Funkwelle nicht gesendet werden soll, einzuschränken. Hierdurch können Interferenzen vermieden werden. Obwohl für die digitale Kommunikation unter Nutzung von Millimeterwellen oder Terahertz-Wellen ein sehr breites Frequenzband zur Verfügung steht, ist es dennoch vorzuziehen, die Bandbreite möglichst effizient zu nutzen. Durch Verwendung von Nullsteuerung können mehrere Instanzen eines Sendens/Empfangs innerhalb desselben Bands durchgeführt werden, wodurch der Nutzungsgrad der Bandbreite erhöht werden kann. Ein Verfahren, das den Nutzungsgrad der Bandbreite durch Verwendung von Techniken wie etwa Strahlformung, Strahllenkung und Nullsteuerung erhöht, kann manchmal als SDMA (Mehrfachzugriff mit räumlicher Teilung) bezeichnet werden.
(Drittes Beispiel für ein Kommunikationssystem)
Zur Erhöhung der Kanalkapazität in einem spezifischen Frequenzband kann ein Verfahren namens MIMO (Mehrfach-Eingang und Mehrfach-Ausgang) verwendet werden. Gemäß MIMO wird eine Vielzahl von Sendeantennen und eine Vielzahl von Empfangsantennen verwendet. Aus jeder von der Vielzahl von Sendeantennen wird eine Funkwelle abgestrahlt. In einem Beispiel können jeweils unterschiedliche Signale auf die abzustrahlenden Funkwellen überlagert sein. Jede von der Vielzahl von Empfangsantennen empfängt sämtliche aus der gesendeten Vielzahl von Funkwellen. Da jedoch unterschiedliche Empfangsantennen Funkwellen empfangen, die auf unterschiedlichen Wegen eintreffen, treten unter den Phasen der empfangenen Funkwellen Differenzen auf. Durch Nutzung dieser Differenzen ist es möglich, auf der Empfängerseite die Vielzahl von Signalen, die in der Vielzahl von Funkwellen enthalten waren, zu separieren.
Die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung kann auch in einem Kommunikationssystem verwendet werden, das MIMO nutzt. Nachfolgend wird ein Beispiel für ein solches Kommunikationssystem beschrieben.
44 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel für ein Kommunikationssystem 800C zeigt, welches eine MIMO-Funktion implementiert. In dem Kommunikationssystem 800C weist ein Sender 830 einen Codierer 832, einen TX-MIMO-Prozessor 833 sowie zwei Sendeantennen 8351 und 8352 auf. Ein Empfänger 840 weist zwei Empfangsantennen 8451 und 8452, einen RX-MIMO-Prozessor 843 sowie einen Decodierer 842 auf. Es wird darauf hingewiesen, dass die Anzahl der Sendeantennen und die Anzahl der Empfangsantennen jeweils größer als zwei sein kann. Hier wird zur einfacheren Erläuterung ein Beispiel illustriert, bei dem es von jeder Sorte zwei Antennen gibt. Allgemein erhöht sich die Kanalkapazität eines MIMO-Kommunikationssystems proportional zu der Anzahl der Sendeantennen oder der Empfangsantennen; je nachdem, welche geringer ist.
Nach dem Empfang eines Signals aus der Datensignalquelle 831 codiert der Sender 830 das Signal an dem Codierer 832 in der Weise, dass das Signal zum Senden bereit ist. Das codierte Signal wird durch den TX-MIMO-Prozessor 833 zwischen den zwei Sendeantennen 8351 und 8352 verteilt.
In einem Verarbeitungsverfahren gemäß einem Beispiel des MIMO-Verfahrens teilt der TX-MIMO-Prozessor 833 eine Sequenz codierter Signale in zwei, d.h. so viele, wie es Sendeantennen 8352 gibt, und schickt sie parallel an die Sendeantennen 8351 und 8352. Die Sendeantennen 8351 und 8352 strahlen jeweils Funkwellen ab, die Informationen der geteilten Signalsequenzen enthalten. Wenn N Sendeantennen vorhanden sind, wird die Signalsequenz in N geteilt. Die abgestrahlten Funkwellen werden durch die zwei Empfangsantennen 8451 und 8452 gleichzeitig empfangen. Mit anderen Worten: In den Funkwellen, die durch jede der Empfangsantennen 8451 und 8452 empfangen werden, sind die zwei Signale, die zur Zeit des Sendens geteilt wurden, gemischt enthalten. Die Separierung zwischen diesen gemischten Signalen wird durch den RX-MIMO-Prozessor 843 erreicht.
Die zwei gemischten Signale können separiert werden, indem beispielsweise die Phasendifferenzen zwischen den Funkwellen beachtet werden. Eine Phasendifferenz zwischen zwei Funkwellen bei einem Empfang der aus der Sendeantenne 8351 eingetroffenen Funkwellen durch die Empfangsantennen 8451 und 8452 unterscheidet sich von einer Phasendifferenz zwischen zwei Funkwellen bei einem Empfang der aus der Sendeantenne 8352 eingetroffenen Funkwellen durch die Empfangsantennen 8451 und 8452. Das bedeutet: Die Phasendifferenz zwischen Empfangsantennen differiert abhängig von dem Sende-/Empfangsweg. Sofern das räumliche Verhältnis zwischen einer Sendeantenne und einer Empfangsantenne nicht verändert wird, bleibt zudem die Phasendifferenz dazwischen unverändert. Auf Basis einer Korrelation zwischen Empfangssignalen, die durch die zwei Empfangsantennen empfangen werden, verschoben um eine Phasendifferenz, die durch den Sende-/Empfangsweg bestimmt ist, ist es daher möglich, jedes Signal zu extrahieren, das auf diesem Sende-/Empfangsweg empfangen wird. Der RX-MIMO-Prozessor 843 kann die zwei Signalsequenzen aus dem Empfangssignal z.B. durch dieses Verfahren separieren, wodurch die Signalsequenz vor der Teilung wiederhergestellt wird. Die wiederhergestellte Signalsequenz ist noch codiert und wird daher an den Decodierer 842 geschickt, um dort zu dem ursprünglichen Signal wiederhergestellt zu werden. Das wiederhergestellte Signal wird an die Datensenke 841 geschickt.
Obwohl das MIMO-Kommunikationssystem 800C in diesem Beispiel ein digitales Signal sendet oder empfängt, ist auch ein MIMO-Kommunikationssystem realisierbar, das ein analoges Signal sendet oder empfängt. In diesem Fall sind zusätzlich zu der Konstruktion aus 44 ein Analog-Digital-Wandler und ein Digital-Analog-Wandler vorgesehen, wie sie mit Bezug auf 42 beschrieben wurden. Es wird darauf hingewiesen, dass die Informationen, die zum Unterscheiden zwischen Signalen aus unterschiedlichen Sendeantennen verwendbar sind, nicht auf Phasendifferenzinformationen begrenzt sind. Allgemein ausgedrückt, kann für eine andere Kombination aus Sendeantenne und Empfangsantenne die empfangene Funkwelle nicht nur bezüglich der Phase, sondern auch bezüglich Streuung, Schwund und anderer Bedingungen differieren. Diese werden gemeinsam als CSI (Kanalzustandsinformationen) bezeichnet. CSI sind in einem System, das MIMO nutzt, zur Unterscheidung zwischen unterschiedlichen Sende-/Empfangswegen nutzbar.
Es wird darauf hingewiesen, dass es keine wesentliche Bedingung ist, dass die Vielzahl von Sendeantennen Sendewellen abstrahlt, die jeweils unabhängige Signale enthalten. Solange ein Separieren auf der Seite der Empfangsantenne möglich ist, kann jede Sendeantenne eine Funkwelle abstrahlen, die eine Vielzahl von Signalen enthält. Zudem kann auf der Seite der Sendeantenne Strahlformung durchgeführt werden, während eine Sendewelle, die ein einzelnes Signal enthält, als eine synthetische Welle der Funkwellen aus den jeweiligen Sendeantennen an der Empfangsantenne geformt werden kann. Auch in diesem Fall ist jede Sendeantenne zum Abstrahlen einer Funkwelle angepasst, die eine Vielzahl von Signalen enthält.
Wie im ersten und zweiten Beispiel können auch in diesem dritten Beispiel verschiedene Verfahren wie etwa CDM, FDM, TDM und OFDM als Verfahren zur Signalcodierung verwendet werden.
In einem Kommunikationssystem kann eine Leiterplatte, die eine integrierte Schaltung implementiert (als Signalverarbeitungsschaltung oder Kommunikationsschaltung bezeichnet), zum Verarbeiten von Signalen als eine Schicht auf die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung gestapelt sein. Da die Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung so strukturiert ist, dass plattenartige leitende Bauglieder darin schichtartig angeordnet sind, ist es einfach, außerdem eine Leiterplatte auf dieselben zu stapeln. Durch Verwendung einer solchen Anordnung können ein Sender und ein Empfänger mit kleinerem Volumen als in dem Fall realisiert werden, in dem ein Hohlwellenleiter oder dergleichen eingesetzt wird.
Im ersten bis dritten Beispiel des Kommunikationssystems, wie oben beschrieben, ist jedes Element eines Senders oder eines Empfängers, z.B. ein Analog-Digital-Wandler, ein Digital-Analog-Wandler, ein Codierer, ein Decodierer, ein Modulator, ein Demodulator, ein TX-MIMO-Prozessor oder ein RX-MIMO-Prozessor in 42, 43 und 44 als ein unabhängiges Element illustriert; jedoch brauchen dieselben nicht getrennt zu sein. Beispielsweise können diese Elemente alle durch einen einzigen integrierten Schaltkreis implementiert sein. Alternativ können einige dieser Elemente kombiniert sein, um durch einen einzigen integrierten Schaltkreis implementiert zu sein. Beide Fälle gelten als Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, solange die Funktionen, die in der vorliegenden Offenbarung beschrieben wurden, dadurch realisiert werden.
Das oben genannte Bordradarsystem ist nur ein Beispiel. Die oben beschriebene Array-Antenne ist auf jedem technischen Gebiet anwendbar, auf dem eine Antenne zum Einsatz kommt.
GEWERBLICHE ANWENDBARKEIT
Ein Wellenleitervorrichtung und Antennenvorrichtung gemäß der vorliegenden Offenbarung ist für verschiedene Anwendungen verwendbar, bei denen Senden/Empfang von elektromagnetischen Wellen des Gigahertz-Bands oder des Terahertz-Bands durchgeführt werden. Insbesondere wird sie geeigneterweise in Bordradars und Drahtlos-Kommunikationssystemen verwendet, wo eine Größenverringerung erwünscht ist.
Bezugszeichenliste

1: Montagesubstrat
2: Millimeterwellen-MMIC (Millimeterwellen-IC)
4: Leiterplatte
4a: Montagefläche
6: Koppler
20: Anschluss
20a: erster Antennen-I/O-Anschluss
20b: zweiter Antennen-I/O-Anschluss
20c: anderer Anschluss
40: Zwischenverbindungsmuster
45: Basis
60: Metallschicht
60a: erster Leiterabschnitt
60b: zweiter Leiterabschnitt
64a: Endfläche des ersten Leiterabschnitts
64b: Endfläche des zweiten Leiterabschnitts
66: länglicher Zwischenraum
100: Wellenleitervorrichtung
110: erstes leitendes Bauglied
110a: leitende Oberfläche des ersten leitenden Bauglieds
112, 112a, 112b, 112c, 112d: Schlitz
114: Horn
120: zweites leitendes Bauglied
120a: leitende Oberfläche des zweiten leitenden Bauglieds
122, 122L, 122U: Wellenleiterbauglied
122a: Wellenleiterfläche
124, 124L, 124U: leitender Stab
124a: führendes Ende des leitenden Stabes 124
124b: Wurzel des leitenden Stabes 124
125: Oberfläche von künstlichem magnetischem Leiter
130: Hohlwellenleiter
132: innerer Raum des Hohlwellenleiters
300: Schlitz Array-Antenne
400: Objektdetektionseinrichtung
500: Eigenfahrzeug
502: voranfahrendes Fahrzeug
510: Bordradarsystem
520: elektronische Fahrassistenz-Steuereinrichtung
530: Radarsignal-Verarbeitungseinrichtung
540: Kommunikationsvorrichtung
550: Computer
552: Datenbank
560: Signalverarbeitungsschaltung
570: Objektdetektionseinrichtung
580: Sende-/Empfangsschaltung
596: Auswahlschaltung
600: Fahrzeug-Fahrsteuereinrichtung 700 Bordkamerasystem 710 Kamera
720: Bildverarbeitungsschaltung
1000: Mikrowellenmodul

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

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US 6661367 [0366]

Zitierte Nicht-Patentliteratur

Kirino et al., „A 76 GHz Multi-Layered Phased Array Antenna Using a Non-Metal Contact Metamaterial Waveguide“, IEEE Transaction on Antennas and Propagation, Vol. 60, Nr. 2, Februar 2012, S. 840-853, und (5) Kildal et al., „Local Metamaterial-Based Waveguides in Gaps Between Parallel Metal Plates“, IEEE Antennas and Wireless Propagation Letters, Vol. 8, 2009, S. 84-87 [0021]

Claims

Montagesubstrat, umfassend: eine Leiterplatte mit einer Montagefläche, auf die ein integriertes Mikrowellenschaltungselement montierbar ist, wobei das integrierte Mikrowellenschaltungselement eine Vielzahl von Anschlüssen hat, wobei die Vielzahl von Anschlüssen erste und zweite Antennen-Eingangs/Ausgangs- (I/O-) Anschlüsse aufweist; und einen Koppler zum Verbinden der ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüsse mit einer Wellenleitervorrichtung, wobei die Leiterplatte eine Zwischenverbindung zum Verbinden mit einem anderen Anschluss als den ersten und zweiten Antennen-I/O-Anschlüssen aus der Vielzahl von Anschlüssen aufweist und der Koppler einen ersten elektrischen Leiterabschnitt zum Verbinden mit dem ersten Antennen-I/O-Anschluss, einen zweiten elektrischen Leiterabschnitt zum Verbinden mit dem zweiten Antennen-I/O-Anschluss und einen länglichen Zwischenraum, in dem eine Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts und eine Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts zueinander entgegengesetzt sind, aufweist; wobei der längliche Zwischenraum einen schmalen Abschnitt hat, an dem eine Distanz zwischen der Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts und der Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts lokal verringert ist, wobei der Koppler ein elektromagnetisches Feld, das an dem schmalen Abschnitt erzeugt ist, an einen Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung koppelt.
Montagesubstrat nach Anspruch 1, wobei der längliche Zwischenraum sich entlang der Montagefläche erstreckt.
Montagesubstrat nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Koppler mindestens eines von einem ersten Vorsprung und einem zweiten Vorsprung aufweist, wobei der erste Vorsprung von der Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts in Richtung der Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts absteht, der zweite Vorsprung von der Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts in Richtung der Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts absteht und der schmale Abschnitt des länglichen Zwischenraums als mindestens eines von: einem Zwischenraum zwischen dem ersten Vorsprung und der Endfläche des zweiten elektrischen Leiterabschnitts; einem Zwischenraum zwischen dem zweiten Vorsprung und der Endfläche des ersten elektrischen Leiterabschnitts; und einem Zwischenraum zwischen dem ersten Vorsprung und dem zweiten Vorsprung bestimmt ist.
Montagesubstrat nach Anspruch 3, wobei der Koppler sowohl den ersten Vorsprung als auch den zweiten Vorsprung aufweist; eine erste Spitze des ersten Vorsprungs und eine zweite Spitze des zweiten Vorsprungs zueinander entgegengesetzt sind, wobei die erste Spitze eine Spitze des ersten Vorsprungs ist, der näher an dem zweiten elektrischen Leiterabschnitt ist, die zweite Spitze eine Spitze des zweiten Vorsprungs ist, der näher an dem ersten elektrischen Leiterabschnitt ist; und der schmale Abschnitt als ein Zwischenraum zwischen der ersten Spitze und der zweiten Spitze bestimmt ist.
Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei ein Anschlussende des ersten elektrischen Leiterabschnitts und ein Anschlussende des zweiten elektrischen Leiterabschnitts verbunden sind.
Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei ein Anfangsende des ersten elektrischen Leiterabschnitts und ein Anfangsende des zweiten elektrischen Leiterabschnitts verbunden sind.
Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei ein Abschnitt des länglichen Zwischenraums gebogen ist, während er sich entlang der Montagefläche erstreckt.
Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 7, das eine Metallplatte umfasst, welche den ersten elektrischen Leiterabschnitt und den zweiten elektrischen Leiterabschnitt aufweist, wobei der längliche Zwischenraum ein Spalt oder ein Durchgangsloch ist, das sich durch die Metallplatte erstreckt.
Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 7, das eine dielektrische Basis umfasst, die den ersten elektrischen Leiterabschnitt und den zweiten elektrischen Leiterabschnitt trägt, wobei der erste elektrische Leiterabschnitt und der zweite elektrische Leiterabschnitt aus einer Metallschicht auf der dielektrischen Basis gebildet sind.
Montagesubstrat nach Anspruch 9, wobei die dielektrische Basis ein Durchgangsloch hat, das mit dem länglichen Zwischenraum kommuniziert; und aus einer Normalrichtung der Montagefläche gesehen, der schmale Abschnitt des länglichen Zwischenraums innerhalb des Durchgangslochs der dielektrischen Basis angeordnet ist.
Montagesubstrat nach Anspruch 9 oder 10, wobei die dielektrische Basis ein Abschnitt der Leiterplatte ist und mindestens ein Abschnitt der Zwischenverbindung auf der dielektrischen Basis getragen ist.
Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei mindestens ein Abschnitt der Leiterplatte eine flexible gedruckte Leiterplatte ist.
Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei der längliche Zwischenraum durch den schmalen Abschnitt in einen ersten breiten Abschnitt und einen zweiten breiten Abschnitt geteilt ist und bei einer gegebenen Wellenlänge λm einer elektromagnetischen Welle im freien Raum, die eine höchste Frequenz in einem Frequenzband eines Mikrowellensignals hat, das durch das auf die Leiterplatte zu montierende integrierte Mikrowellenschaltungselement zu generieren ist, die ersten und zweiten breiten Abschnitte jeweils eine Breite haben, die kleiner als λm/2 ist, und die ersten und zweiten breiten Abschnitte jeweils eine Länge haben, die kleiner als λm/2 ist.
Mit einer integrierten Schaltung zusammenmontiertes Substrat, umfassend: das Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 11 und ein integriertes Mikrowellenschaltungselement, das auf das Montagesubstrat montiert ist.
Wellenleitermodul, umfassend: das Montagesubstrat nach einem der Ansprüche 1 bis 13 und eine Wellenleitervorrichtung zum Verbinden mit dem Koppler des Montagesubstrats, wobei die Wellenleitervorrichtung ein elektrisch leitendes Bauglied mit einer elektrisch leitenden Oberfläche, ein Wellenleiterbauglied mit einer elektrisch leitenden Wellenleiterfläche, die zu der elektrisch leitenden Oberfläche entgegengesetzt ist und sich längs der elektrisch leitenden Oberfläche erstreckt, und einen künstlichen magnetischen Leiter, der sich auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds erstreckt, aufweist; der schmale Abschnitt des länglichen Zwischenraums des Kopplers zu dem Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung an einer vorbestimmten Position auf dem Wellenleiter entgegengesetzt ist und eine Richtung, in der sich der Wellenleiter erstreckt, und eine Richtung, in der sich der längliche Zwischenraum erstreckt, einander an der vorbestimmten Position schneiden.
Wellenleitermodul, umfassend: das Montagesubstrat nach Anspruch 8 und eine Wellenleitervorrichtung zum Verbinden mit dem Koppler des Montagesubstrats, wobei die Wellenleitervorrichtung ein Wellenleiterbauglied mit einer elektrisch leitenden Wellenleiterfläche, die zu einer hinteren Fläche der Metallplatte entgegengesetzt ist und sich längs der hinteren Fläche der Metallplatte erstreckt, und einen künstlichen magnetischen Leiter, der sich auf beiden Seiten des Wellenleiterbauglieds erstreckt, aufweist und der schmale Abschnitt des länglichen Zwischenraums des Kopplers zu dem Wellenleiter in der Wellenleitervorrichtung entgegengesetzt ist.
Mikrowellenmodul, umfassend: das Wellenleitermodul nach Anspruch 15 und ein integriertes Mikrowellenschaltungselement, das auf das Montagesubstrat des Wellenleitermoduls montiert ist.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 17, das ferner eine Abdeckung mit einem künstlichen magnetischen Leiter umfasst, wobei die Abdeckung den schmalen Abschnitt abdeckt, um ein Lecken einer elektromagnetischen Welle aus dem schmalen Abschnitt des länglichen Zwischenraums des Kopplers zu verhindern.
Mikrowellenmodul nach Anspruch 18, wobei die Abdeckung einen Abschnitt oder die Gesamtheit des integrierten Mikrowellenschaltungselements abdeckt.