DE10359225A1

DE10359225A1 - Treiberschaltung für eine Halbleitervorrichtung

Info

Publication number: DE10359225A1
Application number: DE10359225A
Authority: DE
Inventors: Akihisa Yamamoto
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2003-04-09
Filing date: 2003-12-17
Publication date: 2004-11-04
Also published as: US20040201935A1; JP2004312924A; US6842064B2

Abstract

Eine Überstromschutzschaltung (6) gibt ein Überstromschutzsignal (S6) auf der Basis einer Erfassungsspannung (V¶sense¶) ab. Eine Maskierschaltung (5) ist derart konfiguriert, daß ein Maskiersignal (S5) auf "L" gesetzt gehalten werden kann, selbst wenn ein Eingangssignal (IN) auf "H" ansteigt (ein IGBT (1) wird eingeschaltet) und ein NPN-Bipolartransistor (23) ausgeschaltet wird, wobei eine Veränderung des Maskiersignals (S5) erst dann ermöglicht wird, wenn ein Kondensator (C12) aufgeladen ist und eine Spannung (V9) eine Referenzspannung (VR) übersteigt. Einem UND-Glied (25) wird das Maskiersignal (S5) an seinem einen Eingangsanschluß zugeführt und das Überstromschutzsignal (S6) an seinem anderen Eingangsanschluß zugeführt, wobei das UND-Glied ein Ausgangssignal liefert, das dann als Unterbrechungssteuersignal (SC_OUT) von einem Erfassungsausgangsanschluß (P2) abgegeben wird und schließlich einem Gate-Anschluß (P3) des IGBT (1) zugeführt wird.

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung zum Ansteuern einer Halbleitervorrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 und betrifft im spezielleren eine Treiberschaltung zum Ansteuern einer Halbleitervorrichtung bzw. eines Halbleiterelements, die bzw. das in einem Leistungswandler, wie zum Beispiel einem Inverter, verwendet wird, der eine Funktion zum Schützen der Halbleitervorrichtung gegen einen Überstromzustand hat.

Eine Treiberschaltung zum Ansteuern eines IGBT, bei dem es sich um ein Beispiel für eine Hochleitstungs-Halbleitervorrichtung handelt, hat häufig eine "Überstromschutzfunktion", d.h. eine Funktion zum Schützen des IGBT gegen einen Überstromzustand. Die Überstromschutzfunktion funktioniert folgendermaßen. Zuerst wird eine IGBT-Zelle in einen Hauptanschluß und einen Erfassungsanschluß geteilt. Ein von dem Erfassungsanschluß gelieferter Erfassungsstrom wird durch einen Stromerfassungswiderstand in eine Spannung umgewandelt und dient als Erfassungsspannung.

Die Erfassungsspannung wird überwacht, um dadurch einen Überstromzustand festzustellen, bei dem ein Hauptstrom in übermäßiger Weise durch den Hauptanschluß des IGBT fließt. Bei Feststellung des Überstromzustands auf der Basis des Erfassungsstroms unterbricht dann die Treiberschaltung den Stromfluß zu dem IGBT.

Die vorstehend beschriebene Verfahrensweise zum Feststellen eines Überstromzustands auf der Basis des Erfassungsstroms (der Erfassungsspannung) hat jedoch einen Nachteil. Bei dem vorstehend beschriebenen Verfahren stehen die Erfassungsspannung und der Hauptstrom während einer Periode unmittelbar nach einem Einschalten oder einem Ausschalten des IGBT in einem ungeeigneten Verhältnis zueinander, so daß es unmöglich wird, einen Überstromzustand, bei dem der Hauptstrom in exzessiver Weise fließt, exakt festzustellen.

Ein solches unangemessenes Verhältnis zwischen der Erfassungsspannung und dem Hauptstrom tritt auf Grund eines Ungleichgewichts zwischen dem Hauptanschluß und dem Erfassungsanschluß des IGBT hinsichtlich der Beziehung zwischen einer Kollektor-Emitter-Spannung V_CE und einer Gate-Emitter-Spannung V_GE auf.

Ein solches Ungleichgewicht wird während einer Periode unmittelbar nach einem Abschalten oder einem Einschalten des IGBT beobachtet, wobei das Ausmaß des Ungleichgewichts während einer "Miller-Periode" (einer Periode des Entladens/Ladens einer Rückkopplungskapazität zwischen einem Kollektor und einem Gate) besonders groß ist. Dieser Nachteil wird durch eine Simulation erkennbar, die unter Verwendung einer Ersatzschaltung der Treiberschaltung für den IGBT ausgeführt wird.

Zur Überwindung des vorstehend erläuterten Nachteils ist eine herkömmliche Überstromschutzschaltung mit einem Filter oder einer Verzögerungsschaltung mit einer ausreichend hohen Zeitkonstante ausgestattet, damit eine Wellenform (die eine Verzögerung beinhaltet) derart geformt werden kann, daß ein fehlerhaftes Feststellen eines Überstromzustands während einer vorbestimmten Periode unmittelbar nach einem Ausschalten oder einem Einschalten verhindert wird.

Eine weitere herkömmliche Überstromschutzschaltung mit einer Funktion zum Formen einer solchen Wellenform ist zum Beispiel in der japanischen Offenlegungsschrift Nr. 2001-345688 offenbart. Eine in dieser Schrift offenbarte Überstromschutzschaltung beinhaltet eine Verzögerungsschaltung zum Erzeugen einer Verzögerungszeit beim Abgeben eines Vergleichsergebnisses einer Erfassungsspannung mit einer Referenzspannung, um dadurch ein fälschliches Unterbrechen des Stromflusses zu einem IGBT aufgrund einer durch Rauschen verursachten Schwankung in dem Erfassungsstrom zu verhindern und dadurch das Auftreten von Fehlfunktionen zu vermeiden.

Die herkömmlichen Überstromschutzschaltungen, die eine Funktion zum Formen einer geeigneten Wellenform haben, wie dies vorstehend beschrieben worden ist, benötigen jedoch eine externe Komponente (R, C oder dergleichen) zum Bilden eines Wellenform-Formgebungsfilters mit einer ausreichend hohen Zeitkonstante oder dergleichen. Dies macht die Integration schwierig.

Auch ist eine Echtzeit-Steuerschaltung (eine Schaltung zum Unterbrechen des Stromflusses zu einem IGBT in einem Moment, wenn ein Kurzschlußstrom in den IGBT fließt) zusätzlich erforderlich, um die betriebsmäßige Verzögerung zu kompensieren, die durch Verzögerung einer Erfassungsspannung (eines Erfassungsstroms) verursacht wird. Dies macht die Integration noch schwieriger.

Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht daher in der Angabe einer Treiberschaltung zum Ansteuern einer Halbleitervorrichtung, die in der Lage ist, die Halbleitervorrichtung während einer Periode unmittelbar vor einem Einschalten oder einem Ausschalten der Halbleitervorrichtung vor einem Überstromzustand zu schützen und dabei Fehlfunktionen zu vermeiden, ohne daß dabei eine Integrationsdichte vermindert wird.

Gelöst wird diese Aufgabe durch eine Treiberschaltung für eine Halbleitervorrichtung, wie sie im Kennzeichnungsteil des Anspruchs 1 angegeben ist.

Die vorliegende Erfindung bietet eine Treiberschaltung zum Ansteuern einer Halbleitervorrichtung, die auf der Basis eines einem Gateanschluß zugeführten Signals angesteuert wird und eine Hauptelektrode zum Schaffen eines Ausgangs sowie eine Erfassungselektrode aufweist. Die Treiberschaltung beinhaltet eine Überstromschutzschaltung sowie eine Überstromschutzsignal-Maskiereinrichtung.

Die Überstromschutzschaltung stellt das Auftreten oder Nicht-Auftreten eines Überstromzustands der Halbleitervorrichtung auf der Basis einer von der Erfassungselektrode gelieferten Erfassungsspannung fest und gibt ein Überstromschutzsignal ab, das der Halbleitervorrichtung die Anweisung gibt, den Betrieb zu stoppen, wenn ein Überstromzustand festgestellt wird.

Die Überstromschutzsignal-Maskiereinrichtung bildet eine Maskierperiode, die zumindest eine vorbestimmte Periode unmittelbar nach einem Einschalten und einem Ausschalten der Halbleitervorrichtung beinhaltet, und macht das Überstromschutzsignal in der Maskierperiode ungültig, während sie das Überstromschutzsignal in anderen Perioden als der Maskierperiode gültig macht, um das Überstromschutzsignal dem Gateanschluß der Halbleitervorrichtung zuzuführen.

Aufgrund des Vorhandenseins der Überstromschutzsignal-Maskiereinrichtung ist es möglich, die Ausführung von Vorgängen zum Schützen der Halbleitervorrichtung vor einem Überstromzustand auf der Basis der Erfassungsspannung, die unmittelbar nach einem Einschalten/Ausschalten der Halbleitervorrichtung instabil ist, sicher zu verhindern, so daß sich Fehlfunktionen vermeiden lassen. Ferner benötigt die Überstromschutzschaltung keine Filterschaltung oder dergleichen zum Formen einer Wellenform der Erfassungsspannung, die unmittelbar nach einem Einschalten/Ausschalten der Halbleitervorrichtung instabil ist, so daß sich die Integrationsdichte steigern läßt.

Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung und Weiterbildungen der Erfindung werden im folgenden anhand der zeichnerischen Darstellungen mehrerer Ausführungsbeispiele noch näher erläutert. In den Zeichnungen zeigen:
1 ein Schaltbild zur Erläuterung eines Teils einer Treiberschaltung für einen IGBT gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
2 ein Zeitsteuerungsdiagramm zur Erläuterung von Überstromschutzvorgängen gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel;
3 ein Schaltbild zur Erläuterung eines Teils einer Treiberschaltung für einen IGBT gemäß einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung; und
4 ein Schaltbild zur Erläuterung einer typischen Überstromschutzschaltung.
Erstes bevorzugten Ausführungsbeispiel
1 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung eines Teils einer Treiberschaltung für einen IGBT gemäß einem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung.
Wie aus 1 ersichtlich, ist ein Kollektoranschluß P1 über einen Knotenpunkt N1 mit einem Kollektor eines IGBT 1 verbunden, bei dem es sich um eine anzusteuernde Halbleitervorrichtung handelt. Der IGBT 1 weist einen Hauptanschluß 1a und einen Erfassungsanschluß 1b auf, die jeweils als Emitterelektrode ausgebildet sind. Der Hauptanschluß 1a ist über Knotenpunkte N2 und N3 mit Masse verbunden, und der Erfassungsanschluß 1b ist mit einem Knotenpunkt N4 verbunden.
Ein Gateanschluß P3 ist mit einer Gateelektrode des IGBT 1 elektrisch verbunden und erhält über einen Widerstand RS und einen Knotenpunkt N8 ein Ausgangssignal eines Treibers 15, das als Treibersignal dient. Der Gateanschluß P3 wird in einem normalen Betriebszustand ansprechend auf ein Ausgangssignal des Treibers 15 angesteuert. Ferner ist eine Rückkopplungsdiode 2 zwischen den Knotenpunkten N1 und N2 vorgesehen, wobei eine Anode der Diode 2 näher bei dem Knotenpunkt N2 angeordnet ist.
Ferner ist ein Nebenschlußwiderstand R1 zwischen den Knotenpunkten N3 und N4 vorgesehen. Der Knotenpunkt N4 ist mit einem Erfassungseingangsanschluß P5 verbunden, und eine von dem Erfassungseingangsanschluß P5 gelieferte Spannung bildet eine Erfassungsspannung V_sense.
Eine Überstromschutzschaltung 6 beinhaltet einen Komparator 26 und Widerstände R17 und R18. Die Widerstände R17 und R18 sind zwischen einer Stromversorgung VCC und Masse miteinander in Reihe geschaltet. Ein Widerstandsverhältnis der Widerstände R17 und R18 bildet eine Detektionsschwellenspannung VT1 (ca. 0,5 V), bei der es sich um eine von dem Knotenpunkt N7 zu liefernde Schwellenspannung handelt, die für die Detektion verwendet wird.
Der Komparator 26 erhält die Erfassungsspannung V_sense an seinem positiven Eingangsanschluß, während er die Detektionsschwellenspannung VT1 an seinem negativen Eingangsanschluß erhält, und er vergleicht die Erfassungsspannung V_sense und die Detektionsschwellenspannung VT1 miteinander, um ein Überstromschutzsignal S6 auf der Basis des Ergebnisses des Vergleichs abzugeben.
Das Überstromschutzsignal S6, das auf "H" gesetzt ist, wird dann abgegeben, wenn die Erfassungsspannung V_sense höher ist als die Detektionsschwellenspannung VT1, während das Überstromschutzsignal S6, das auf "L" gesetzt ist, dann abgegeben wird, wenn die Erfassungsspannung V_sense niedriger ist als die Detektionsschwellenspannung VT1.
Eine Maskierschaltung 5 erhält ein Eingangssignal IN von einem Eingangsanschluß P4. Für das Eingangssignal IN kann ein beliebiges Signal verwendet werden, das einem ansteuerungsmäßigen Signal bzw. einem Signal, das mit der Ansteuerung in Verbindung steht, entspricht. Das "ansteuerungsmäßige Signal" beinhaltet das Treibersignal sowie ein Signal, das synchron mit der zeitlichen Steuerung eines Einschalt-/Ausschaltvorgangs des IGBT 1 ansteigt und fällt. Als Eingangssignal IN kann zum Beispiel ein Eingangssignal zu dem Treiber 15 verwendet werden.
Die Maskierschaltung 5 beinhaltet einen Inverter 21, eine Stromquelle 22, einen NPN-Bipolartransistor 23, einen Komparator 24 sowie Widerstände R15 und R16. Der Inverter 21 erhält das Eingangssignal IN über einen Eingangsanschluß P4 und liefert ein Ausgangssignal an eine Basis des NPN-Bipolartransistors 23.
Die Stromquelle 22 (Gleichstrom) ist zwischen einem Kollektor des NPN-Bipolartransistors 23 und der Stromversorgung VCC vorgesehen. Ein Emitter des NPN-Bipolartransistors 23 ist mit Masse verbunden.
Ferner ist ein Kondensator C12 zwischen den Kollektor des NPN-Bipolartransistors 23 und Masse geschaltet, und bei einer Spannung, die von einem Knotenpunkt N9 geliefert wird, der mit einer der Elektroden des Kondensators C12 verbunden ist, handelt es sich um eine Spannung V9.
Die Widerstände R15 und R16 sind zwischen der Stromversorgung VCC und Masse miteinander in Reihe geschaltet, und bei einer Spannung, die an einem Knotenpunkt N6 geliefert wird, der zwischen die Widerstände R15 und R16 geschaltet ist, handelt es sich um eine Referenzspannung VR.
Der Komparator 24 erhält die Spannung V9 an seinem positiven Eingangsanschluß, während er die Referenzspannung VR an seinem negativen Eingangsanschluß erhält, um diese beiden Spannungen miteinander zu vergleichen. Der Komparator 24 gibt dann ein Maskiersignal S5 auf der Basis des Vergleichsergebnisses ab. Das Maskiersignal S5, das auf "N" gesetzt ist, wird dann abgegeben, wenn die Spannung V9 höher ist als die Referenzspannung VR (V9 > VR), während das auf "L" gesetzte Maskiersignal S5 abgegeben wird, wenn die Spannung V9 niedriger ist als die Referenzspannung VR (V9 < VR).
Ein UND-Glied 25 ist ferner vorgesehen, um das Maskiersignal S5 von dem Komparator 24 an einem seiner Eingangsanschlüsse zu empfangen, während es das Überstromschutzsignal S6 von der Überstromschutzschaltung 6 an seinem anderen Eingangsanschluß erhält. Das UND-Glied 25 erzeugt ein Ausgangssignal S25, das dann von einem Erfassungsausgangsanschluß P2 als Unterbrechungssteuersignal SC_OUT abgegeben wird. Das Unterbrechungssteuersignal SC_OUT wird dem Gateanschluß P3 des IGBT 1 über den Widerstand R6 und den Knotenpunkt N8 zugeführt.
2 zeigt ein Zeitsteuerungsdiagramm zur Erläuterung von Vorgängen zum Schützen des IGBT vor einem Überstromzustand ("Überstromschutzvorgänge") gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel. In 2 bezeichnet "V_GE" eine Gate-Emitter-Spannung, wobei es sich um eine Spannung zwischen dem Hauptanschluß 1a und der Gateelektrode des IGBT 1 handelt, und "I_C" bezeichnet einen Kollektorstrom des IGBT 1.
Wie unter Bezugnahme auf 2 zu sehen, ist vor einem Zeitpunkt t1 das Eingangssignal IN auf "L" gesetzt, so daß sich der NPN-Bipolartransistor 23 in einem EIN-Zustand befindet und der Kondensator C12 entladen wird. Ferner ist das Maskiersignal S5 auf "L" gesetzt (wobei hierdurch das Ausführen einer Maskierperiode angefordert wird) und somit findet eine Maskierperiode TM1 statt.
Zu dem Zeitpunkt t1 steigt das Eingangssignal IN von "L" auf "N" (der IGBT 1 wird eingeschaltet). In einer Periode unmittelbar nach dem Zeitpunkt t1, die eine Miller-Periode T1 beinhaltet, sind dann sowohl die Gate-Emitter-Spannung V_GE als auch die Erfassungsspannung V_sense instabil, wie dies in 2 dargestellt ist.
Dabei unterscheidet sich das Verhältnis zwischen einem von dem Nauptanschluß 1a gelieferten Strom und einem von dem Erfassungsanschluß 1b in dem IGBT 1 gelieferten Strom in signifikanter Weise von dem Verhältnis in einem normalen Betriebszustand. Dadurch ist ein festgestellter Wert der Erfassungsspannung V_sense nicht genau.
Das von dem Komparator 24 abgegebene Maskiersignal S5 wird nicht von "L" auf "H" geändert, wenn das Eingangssignal IN auf "H" gesetzt wird und der NPN-Bipolartransistor 23 ausgeschaltet wird. Das Maskiersignal S5 bleibt weiterhin auf "L" gesetzt, und die Maskierperiode TM1 setzt sich fort, bis der Kondensator C12 aufgeladen ist und die Spannung V9 die Referenzspannung VR übersteigt. Somit wird das von der Überstromschutzschaltung 6 abgegebene Überstromschutzsignal S6 durch das UND-Glied 25 ungültig gemacht, so daß das Unterbrechungssteuersignal SC_OUT auf "L" gesetzt wird. Somit wirken die Maskierschaltung 5 und das UND-Glied 25 als Überstromschutzsignal-Maskiereinrichtung zum Maskieren des Überstromschutzsignals S6.
Wenn die Spannung V9 zu einem Zeitpunkt t2 dann die Referenzspannung VR übersteigt, wird das Maskiersignal S5 auf "H" gesetzt, und die Maskierperiode TM1 wird durch eine Erfassungsperiode bzw. Detektionsperiode TS ersetzt. Infolgedessen wird das von der Überstromschutzschaltung 6 abgegebene Überstromschutzsignal S6 gültig gemacht und als Unterbrechungssteuersignal SC_OUT abgegeben.
Wie vorstehend beschrieben, wird selbst dann, wenn das Eingangssignal IN auf "N" gesetzt ist und Vorgänge zum Einschalten des IGBT 1 initiiert werden, die Maskierperiode TM1 während einer Periode unmittelbar nach dem Zeitpunkt t1 bis zu dem Zeitpunkt t2 fortgesetzt.
Das Überstromschutzsignal S6 bleibt während der Maskierperiode, die von dem Zeitpunkt t1 bis zu dem Zeitpunkt t2 anhält, ungültig gehalten, selbst wenn der IGBT 1 zu dem Zeitpunkt t1 eingeschaltet wird. Dies ermöglicht ein sicheres Verhindern, daß die Überstromschutzvorgänge fälschlicherweise auf der Basis der Erfassungsspannung V_sense ausgeführt werden, die unmittelbar nach einem Einschalten des IGBT 1 instabil ist.
Wenn das Eingangssignal IN zu einem Zeitpunkt t3 auf "L" abfällt, wird der NPN-Bipolartransistor 23 eingeschaltet. Auch sinkt die Spannung V9 unter die Referenzspannung VR, und das Maskiersignal S5 fällt auf "L". In dieser Hinsicht ist es durch derartiges Konfigurieren des NPN-Bipolartransistors 23, daß dieser eine ausreichend gesteigerte Ansteuerbarkeit aufweist, möglich, das Maskiersignal S5 nahezu gleichzeitig mit dem Fallen des Eingangssignals IN fallen zu lassen.
Die Detektionsperiode TS wird zu dem Zeitpunkt t3 durch eine Maskierperiode TM2 ersetzt, so daß das von der Überstromschutzschaltung 6 abgegebene Überstromschutzsignal S6 wiederum ungültig gemacht wird. Anschließend wird das Unterbrechungssteuersignal SC_OUT auf "L" gesetzt.
Wie vorstehend beschrieben, beginnt die Maskierperiode TM2, so daß das Überstromschutzsignal S6 ungültig gemacht wird, unmittelbar nach dem Zeitpunkt t3, an dem das Eingangssignal IN wieder auf "L" gesetzt wird und Vorgänge zum Ausschalten des IGBT initiiert werden. Dadurch ist es möglich, ein fälschliches Ausführen der Überstromschutzvorgänge auf der Basis der Erfassungsspannung V_sense, die unmittelbar nach einem Ausschalten des IGBT 1 instabil ist, sicher zu verhindern.
Eine Länge der Maskierperiode TM1 unmittelbar nach einem Einschalten des IGBT sowie ein Zeitpunkt, an dem die Maskierperiode TM2 unmittelbar nach einem Ausschalten des IGBT 1 beginnt, werden auf der Basis des Eingangssignals IN (des antriebsmäßigen Signals) bestimmt, das synchron mit einem Zeitpunkt des Einschaltens/Ausschaltens des IGBT ansteigt und abfällt. Auf diese Weise läßt sich eine korrekte Bestimmung ausführen.
4 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung einer typischen Überstromschutzschaltung in einer Treiberschaltung für einen IGBT. Wie in 4 gezeigt ist, wird eine Erfassungsspannung V_sense über eine Filterschaltung 3 einem positiven Eingangsanschluß eines Komparators 4 zugeführt. Die Filterschaltung 3 beinhaltet einen Kondensator C11 und einen Widerstand R13.
Der Widerstand R13 ist zwischen einem Knotenpunkt N4 und einem Knotenpunkt N5 vorgesehen, bei dem es sich um den positiven Eingangsanschluß des Komparators 4 handelt. Der Kondensator C11 ist zwischen dem Knotenpunkt N5 und Masse vorgesehen.
Die Filterschaltung 3 mit der vorstehend genannten Konfiguration filtert die Erfassungsspannung V_sense unter Verwendung einer RC-Zeitkonstante, die durch den Widerstand R13 und den Kondensator C11 bestimmt wird, und liefert die gefilterte Erfassungsspannung V_sense als Signal S3 zu dem positiven Eingangsanschluß des Komparators 4. Es ist darauf hinzuweisen, daß der Kondensator C11 und der Widerstand R13 mit einer relativ großen Größe ausgebildet sein sollten, um eine hohe RC-Zeitkonstante zu erzielen.
Daher ist es schwierig, den Kondensator C11 und den Widerstand R13 zusammen mit weiteren Komponenten in einer einzigen Vorrichtung zu integrieren, und aus diesem Grund sind der Kondensator C11 und der Widerstand R13 in den meisten Fällen extern von den anderen integrierten Komponenten vorgesehen.
Ferner sind die Widerstände R11 und R12 zwischen einer Stromversorgung VCC und Masse miteinander in Reihe verbunden. Bei einer Spannung, die von einem Knotenpunkt N6 zwischen den Widerständen R11 und R12 geliefert wird, handelt es sich um eine Detektionsschwellenspannung VT3, die eine für die Detektion verwendete Schwellenspannung bildet.
Der Komparator 4 erhält das Signal S3 und die Detektionsschwellenspannung VT3 an seinem positiven Eingangsanschluß bzw. seinem negativen Eingangsanschluß, und er gibt ein Überstromschutzsignal S4 von einem Erfassungsausgangsanschluß PS ab. Das auf "N" gesetzte Überstromschutzsignal S4 wird abgegeben, wenn das Signal S3 höher ist als die Detektionsschwellenspannung VT3 (S3 > VT3), während das auf "L" gesetzte Überstromschutzsignal S4 abgegeben wird, wenn das Signal S3 niedriger ist als die Detektionsschwellenspannung VT3 (S3 < VT3).
Das Überstromschutzsignal S4 wird schließlich dem Gateanschluß P3 des IGBT 1 zugeführt (wobei dies in der Zeichnung nicht dargestellt ist). Der IGBT 1 sowie die peripheren Komponenten sind mit den in 1 dargestellten Komponenten identisch, so daß eine ausführliche Beschreibung derselben entbehrlich ist.
Wie in 4 dargestellt, ist die typische Überstromschutzschaltung mit der eine hohe Zeitkonstante aufweisenden Filterschaltung 3 ausgestattet, die mit einer Seite des Komparators 4 verbunden ist, auf der sich der Eingangsanschluß befindet, um dadurch die Instabilität der Erfassungsspannung V_sense zu überwinden, die unmittelbar nach einem Einschalten/Ausschalten des IGBT 1 beobachtet wird. Die Ausbildung der Filterschaltung 3 führt jedoch zu einer beträchtlichen Reduzierung der Integrationsdichte.
Im Gegensatz dazu benötigt die Treiberschaltung für einen IGBT gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel keine Komponente wie die Filterschaltung 3 (es ist keine groß dimensionierte Komponente, wie R oder C erforderlich), so daß sich eine beträchtliche Steigerung der Integrationsdichte erzielen läßt.
Wenn bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel eine anzusteuernde Halbleitervorrichtung, wie zum Beispiel der IGBT 1, eine relativ geringe Kapazität aufweist, können somit alle Komponenten innerhalb eines Integrationsbereichs 32, der den Treiber 15, die Widerstände R5 und R6, die Maskierschaltung 5 sowie die Überstrom schutzschaltung 6 beinhaltet, in einfacherer Weise integriert werden als im Stand der Technik. Selbst wenn eine anzusteuernde Halbleitervorrichtung eine relativ hohe Kapazität aufweist, können ebenfalls alle Komponenten innerhalb eines Integrationsbereichs 31, der das UND-Glied 25, die Maskierschaltung 5 und die Überstromschutzschaltung 6 beinhaltet, bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel in einfacherer Weise integriert werden als im Stand der Technik.
Ferner wird bei der Treiberschaltung für einen IGBT gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel kein Vorgang zum Formen einer Wellenform der Erfassungsspannung V_sense ausgeführt, wie dieser von der Filterschaltung 3 bei der typischen Überstromschutzschaltung ausgeführt wird. Somit wird die Detektionsgenauigkeit hinsichtlich eines Überstromzustands auf der Basis der Erfassungsspannung V_sense gesteigert.
Zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel
3 zeigt ein Schaltbild zur Erläuterung eines Teils einer Treiberschaltung für einen IGBT gemäß einem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung. Wie in 3 dargestellt, unterscheidet sich die Treiberschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel von der Treiberschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel dadurch, daß eine Kurzschluß-Schutzschaltung 7 und ein ODER-Glied 28 zusätzlich vorgesehen sind.
Die Kurzschluß-Schutzschaltung 7 beinhaltet einen Komparator 27 sowie Widerstände R19 und R20. Die Widerstände R19 und R20 sind zwischen einer Stromversorgung VCC und Masse in Reihe miteinander verbunden. Ein Widerstandsverhältnis der Widerstände R19 und R20 regelt eine Detektionsschwellenspannung VT2, bei der es sich um eine an dem Knotenpunkt N9 zu liefernde Schwellenspannung handelt, die für die Detektion verwendet wird.
Die Detektionsschwellenspannung VT2 der Kurzschluß-Schutzschaltung 7 ist relativ hoch festgelegt und beträgt ca. 2V. Im Gegensatz dazu ist die Detektionsschwellen spannung VT1 der Überstromschutzschaltung 6 in der vorstehend beschriebenen Weise relativ niedrig festgelegt und beträgt ca. 0,5V.
Der Komparator 27 erhält die Erfassungsspannung V_sense an seinem positiven Eingangsanschluß und die Detektionsschwellenspannung VT2 an seinem negativen Eingangsanschluß, und er gibt ein Kurzschluß-Schutzsignal S7 ab.
Das ODER-Glied 28 erhält das von dem UND-Glied 25 gelieferte Ausgangssignal S25 an seinem einen Eingangsanschluß und das Kurzschluß-Schutzsignal S7 an seinem anderen Eingangsanschluß, und es liefert ein Ausgangssignal, das dann als Unterbrechungssteuersignal SC_OUT abgegeben wird. Die Treiberschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel ist hinsichtlich der übrigen Konstruktionsmerkmale mit der Treiberschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel identisch.
Die Treiberschaltung gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel beinhaltet selbstverständlich in der gleichen Weise wie die Treiberschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungs-beispiel die übrigen in 3 nicht dargestellten Komponenten, wie zum Beispiel den IGBT 1 und den Treiber 15.
Bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei der Maskierperiode TM1 oder TM2 um eine erfassungsfreie Periode, während der keine Detektion eines Überstromzustands auf der Basis der Erfassungsspannung V_sense von der Überstromschutzschaltung 6 ausgeführt wird, wie dies in 2 gezeigt ist. Somit werden Operationen zum Eliminieren eines Überstromzustands, der während der Maskierperiode TM1 oder TM2 auftritt (im spezielleren das Absperren eines Gate) frühestens nach Verstreichen der Maskierperiode TM1 oder TM2 initiiert. Dies kann zu einer Verzögerung beim Schützen des IGBT 1 vor einem Überstromzustand führen. Das zweite bevorzugte Ausführungsbeispiel trägt einer derartigen Situation Rechnung.
Das Kurzschluß-Schutzsignal S7 wird über das ODER-Glied 28 als Unterbrechungssteuersignal SC OUT abgegeben und wird selbst in der Maskierperiode TM1 oder TM2 nicht maskiert. Somit wird selbst in der Maskierperiode TM1 oder TM2 unmittelbar nach einem Einschalten/Ausschalten des IGBT 1 das Kurzschluß-Schutzsignal S7 auf "N" geändert, wenn die Erfassungsspannung V_sense die Detektionsschwellenspannung VT2 übersteigt, so daß der IGBT 1 auf der Basis des Unterbrechungssteuersignals SC OUT geschützt werden kann.
Die unmittelbar nach einem Einschalten/Ausschalten vorhandene Erfassungsspannung V_sense hängt von dem Hauptstrom, d.h. dem Kollektorstrom I_C, ab und hat somit wahrscheinlich einen relativ hohen Wert. In Anbetracht dieser Tatsache ist die Detektionsschwellenspannung VT2 der Kurzschluß-Schutzschaltung 7 auf einen relativ hohen Wert gesetzt, wie dies vorstehend beschrieben worden ist.
Da ferner die unmittelbar nach einem Einschalten/Ausschalten vorhandene Erfassungsspannung V_sense instabil ist, kann ein Wert der Erfassungsspannung V_sense, wie dieser vorgesehen ist, möglicherweise nicht so äußerst genau sein, wie dies vorstehend beschrieben wurde, wobei er jedoch ausreichend genau ist, um zum Schutz eines IGBT vor einem Kurzschlußzustand verwendet zu werden, bei dem ein beträchtlich exzessiver Strom, wie zum Beispiel ein Zweig-Kurzschlußstrom (ein Strom, der einen Nennstrom stark übersteigt) fließt.
Als Ergebnis der Festlegung der Detektionsschwellenspannung VT2 auf einen relativ hohen Wert (VT2 > VT1) in der Kurzschluß-Schutzschaltung 7 ist ferner die in 4 dargestellte Filterschaltung 3 nicht notwendig. Außerdem kann eine zum Schützen des IGBT 1 erforderliche Signalfortpflanzungs-Verzögerungszeit im wesentlichen identisch mit der in einer allgemeinen integrierten Schaltung gehalten werden. Somit ist es möglich, den IGBT 1 sehr rasch innerhalb von 1 μs ab dem Zeitpunkt der Detektion eines Kurzschlußzustands auf der Basis der Erfassungsspannung V_sense zu schützen.
Es ist darauf hinzuweisen, daß eine Sättigungsspannung des IGBT 1 etwa 1,5V unter einem Nennstrom liegt. Eine Summe aus einer Sättigungsspannung des Erfassungsanschlusses 1b des IGBT 1 und der Erfassungsspannung V_sense (eine Spannung, die von dem Nebenschlußwiderstand R1 als Stromdetektionswiderstand erzeugt wird) entspricht einer Sättigungsspannung des Hauptanschlusses 1a des IGBT 1. Somit liegt die Erfassungsspannung V_sense, die unter einem Nennstrom in einem normalen Betriebszustand festgestellt wird, nicht über 1V maximal.
Ein Überstromzustand (bei dem V_sense höher ist als V2) wird somit in einem normalen Betriebszustand von der Kurzschluß-Schutzschaltung 7 nicht detektiert, da die Detektionsschwellenspannung VT2 auf einen höheren Wert festgelegt ist als die Sättigungsspannung des IGBT 1. Im Gegensatz zu der Überstromschutzschaltung 6 ist es somit für die Kurzschluß-Schutzschaltung 7 nicht notwendig, eine Maskierperiode vorzusehen, während der ein Signal tatsächlich maskiert wird.
Wie aus dem Vorstehenden erkennbar, beinhaltet die Treiberschaltung für einen IGBT gemäß dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel die Kurzschluß-Schutzschaltung 7 zusätzlich zu den Vorteilen, die durch die Treiberschaltung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel erzeugt werden, den weiteren Vorteil, daß ein IGBT vor einem Kurzschlußzustand, der unmittelbar nach einem Einschalten/Ausschalten auftreten kann, sicher geschützt wird.
Ferner können bei dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel, ähnlich wie bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel dann, wenn eine anzusteuernde Halbleitervorrichtung, wie zum Beispiel der IGBT 1, eine relativ geringe Kapazität aufweist, alle Komponenten innerhalb eines Integrationsbereichs, der den Treiber 15, die Widerstände R5 und R6, die Maskierschaltung 5, die Überstromschutzschaltung 6, die Kurzschluß-Schutzschaltung 7 und das ODER-Glied 28 beinhaltet, in einfacherer Weise integriert werden als beim Stand der Technik.
Selbst wenn eine anzusteuernde Halbleitervorrichtung eine relativ große Kapazität hat, lassen sich wiederum alle Komponenten eines Integrationsbereichs, der das UND-Glied 25, die Maskierschaltung 5, die Überstromschutzschaltung 6, das ODER-Glied 28 und die Kurzschluß-Schutzschaltung 7 beinhaltet, bei dem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel einfacher integrieren als beim Stand der Technik.

Claims

Treiberschaltung zum Ansteuern einer Halbleitervorrichtung (1), die auf der Basis eines einem Gateanschluß (3) zugeführten Signals angesteuert wird und eine Hauptelektrode (1a) zum Schaffen eines Ausgangssignals sowie eine Erfassungselektrode (1b) aufweist, gekennzeichnet durch: eine Überstromschutzschaltung (6) zum Detektieren des Auftretens oder Nicht-Auftretens eines Überstromzustands der Halbleitervorrichtung auf der Basis einer von der Erfassungselektrode gelieferten Erfassungsspannung (V_sense) sowie zum Abgeben eines Überstromschutzsignals (S6), das der Halbleitervorrichtung eine Anweisung zum Stoppen des Betriebs gibt, wenn eine Überstromzustand festgestellt wird; und durch eine Überstromschutzsignal-Maskiereinrichtung (5, 25) zum Bilden einer Maskierperiode, die zumindest eine vorbestimmte Periode unmittelbar nach einem Einschalten und einem Ausschalten der Halbleitervorrichtung beinhaltet, wobei die Überstromschutzsignal-Maskiereinrichtung das Überstromschutzsignal in der Maskierperiode ungültig macht, während sie das Überstromschutzsignal in anderen Perioden als der Maskierperiode gültig macht, um das Überstromschutzsignal dem Gateanschluß der Halbleitervorrichtung zuzuführen.
Treiberschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Kurzschluß-Schutzschaltung (7) zum Feststellen des Auftretens oder Nicht-Auftretens eines Kurzschlußzustands der Halbleitervorrichtung auf der Basis der Erfassungsspannung sowie zum Zuführen eines Kurzschluß-Schutzsignals (S7), das bei Feststellung eines Kurzschlußzustands der Halbleitervorrichtung eine Anweisung zum Stoppen des Betriebs gibt, an den Gateanschluß der Halbleitervorrichtung.
Treiberschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Überstromschutzschaltung feststellt, daß die Halbleitervorrichtung einem Überstromzustand ausgesetzt ist, wenn die Erfassungsspannung höher ist als eine erste Detektionsschwellenspannung (VT1), daß die Kurzschluß-Schutzschaltung feststellt, daß die Halbleitervorrichtung einem Kurzschlußzustand ausgesetzt ist, wenn die Erfassungsspannung höher ist als eine zweite Detektionsschwellenspannung (VT2), und daß die zweite Detektionsschwellenspannung auf einen höheren Wert festgelegt ist als die erste Detektionsschwellenspannung.
Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Überstromschutzsignal-Maskiereinrichtung ein ansteuerungsmäßiges Signal (IN) zugeführt wird, das mit einem die Halbleitervorrichtung zum Einschalten oder Ausschalten derselben steuernden Signal synchronisiert ist, um die Maskierperiode in Abhängigkeit von dem ansteuerungsmäßigen Signal zu bilden.
Treiberschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleitervorrichtung einen IGBT beinhaltet.