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DE102007013824B4 - Schaltkreis mit einem Transistor - Google Patents

Schaltkreis mit einem Transistor Download PDF

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DE102007013824B4
DE102007013824B4 DE102007013824A DE102007013824A DE102007013824B4 DE 102007013824 B4 DE102007013824 B4 DE 102007013824B4 DE 102007013824 A DE102007013824 A DE 102007013824A DE 102007013824 A DE102007013824 A DE 102007013824A DE 102007013824 B4 DE102007013824 B4 DE 102007013824B4
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Shigeki Takahashi
Takashi Nakano
Nozomu Akagi
Yoshiyuki Hattori
Makoto Kuwahara
Kyoko Okada
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Abstract

Schaltkreis mit: – einem Transistor (5) mit einer ersten Elektrode (D), einer zweiten Elektrode (S) und einer Steuerelektrode (G); – einer Zenerdiode (9); und – einem Kondensator (7), wobei – eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode (D) und der zweiten Elektrode (S) zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand wechseln kann, wenn eine Steuerspannung des Transistors (5) gewechselt wird, – die Zenerdiode (9) und der Kondensator (7) zwischen der ersten Elektrode (D) und der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) in Reihe geschaltet sind, – die erste Elektrode (D) ein Drain (D) ist, – der Transistor (5), die Zenerdiode (9) und der Kondensator (7) in dem gleichen Halbleitersubstrat (20) angeordnet sind, – die Zenerdiode (9) über einen Isolierfilm (42) auf dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist, – die Zenerdiode (9) einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich (54) und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich (52) aufweist, – der Kathodenhalbleiterbereich (52) an den Anodenhalbleiterbereich (54) grenzt, – der Kondensator (7) einen eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und einen Beschichtungsisolierbereich (34) aufweist, – sich der eingebettete leitfähige Bereich (36) von einer ersten Oberfläche in Richtung zu einer zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt ...

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft einen Schaltkreis mit einem Transistor.
  • Schaltkreise werden gewöhnlich in Gleichspannungswandlern, Invertern oder dergleichen verwendet. Es gibt viele Möglichkeiten, Transistoren, wie beispielsweise MOSFETs, IGBTs oder dergleichen, in Schaltkreisen zu verwenden. Da die an die Gates der Transistoren gelegten Spannungen in Schaltkreisen gewechselt werden, werden die Signalwege zwischen den Hauptelektroden (d. h. Sourceanschlüssen und Drainanschlüssen bei unipolaren Transistoren, wie beispielsweise MOSFETs usw., Kollektoren und Emittern bei Bipolartransistoren, wie beispielsweise IGBTs usw.) in zeitlicher Abfolge in einen leitenden oder nichtleitenden Zustand geschaltet.
  • Schaltkreise müssen verschiedene Anforderungen erfüllen, wie beispielsweise kompakt ausgelegt und mit einer geringen Anzahl von Schaltungskomponenten aufgebaut sein. Ferner sollten die Durchlasswiderstände und die Schaltverluste der Schaltkreise gering sein und deren Stoßspannungen auf niedrige Stoßspannungen unterdrückt werden.
  • Um die Schaltkreise kompakt auszulegen, ist es von Vorteil, wenn Frequenzen, bei denen Gatespannungen geändert werden, erhöht werden. Der Grund hierfür besteht darin, dass Induktivitäten und Kapazitäten, die für die Schaltkreise erforderlich sind, bei hohen Frequenzen auf geringe Werte unterdrückt werden können.
  • Wenn die Betriebsfrequenzen der Schaltkreise erhöht werden, können die Schaltverluste der Transistoren ernsthafte Probleme verursachen. Um diese Schaltverluste auf geringe Werte zu unterdrücken, ist es von Vorteil, wenn die Schaltgeschwindigkeiten der Transistoren erhöht werden. Da die Forschung/Entwicklung dieser Transistoren fortgeschritten ist, weisen die Transistoren schnelle Schaltgeschwindigkeiten auf.
  • Derzeit ist es jedoch schwierig, sowohl die Schaltverluste als auch die Stoßspannungen gleichzeitig zu unterdrücken. Um die Schaltverluste auf geringe Werte zu unterdrücken, ist es von Vorteil, die Schaltgeschwindigkeiten der Transistoren zu erhöhen. Wenn jedoch die Schaltgeschwindigkeiten erhöht werden, werden auch die Stoßspannungen erhöht. Um die Stoßspannungen auf geringe Spannungen zu unterdrücken, ist es von Vorteil, die Schaltgeschwindigkeiten der Transistoren zu verringern. Wenn die Schaltgeschwindigkeiten jedoch verringert werden, werden die Schaltverluste erhöht. Zwischen den Schaltverlusten und den Stoßspannungen besteht folglich ein Austauschverhältnis. Wenn die Schaltverluste auf geringe Werte unterdrückt werden, werden die Stoßspannungen erhöht, während die Schaltverluste erhöht werden, wenn die Stoßspannungen auf geringe Spannungen unterdrückt werden. Es ist in praktische Hinsicht folglich schwierig, sowohl die Schaltverluste als auch die Stoßspannungen gleichzeitig auf geringe Werte zu unterdrücken.
  • Um sowohl eine Stoßspannung als auch einen Schaltverlust auf eine geringe Stoßspannung bzw. einen geringen Schaltverlust zu unterdrücken, sind Gateansteuerschaltungen vorgeschlagen worden, um die Gatewiderstände stufenweise in Verbindung mit einer verstrichenen Zeitspanne zu schalten. Diese technische Idee ist jedoch mit Problemen behaftet. D. h., die Gateansteuerschaltung wird komplex und eine Gesamtzahl an elektronischen Komponenten zur Fertigung eines Schaltkreises muss erhöht werden.
  • Die JP 2004-6598 A (entspricht der US 6,700,156 ) offenbart einen Transistor, der unter diesen Umständen entwickelt wurde. Dieser Transistor ist als MOSFET aufgebaut, in dem eine p-Schicht mit einer p-leitenden Dotierung geringer Konzentration an einer Position gebildet ist, die neben einer p-leitenden Basisschicht angeordnet ist.
  • Bei einem normalen MOSFET wird eine Kapazität zwischen dem Drain und dem Gate des MOSFET mit zunehmender Spannung zwischen der Source und dem Drain zunehmend verringert. Wenn die Kapazität zwischen dem Drain und dem Gate gering ist, nimmt eine Spannungsänderungsgeschwindigkeit zwischen dem Drain und der Source einen hohen Wert an, was bei einem Ausschalten des Transistors hervorgerufen wird. Bei dem normalen MOSFET wird die Spannungsänderungsgeschwindigkeit zwischen dem Drain und der Source mit zunehmender Spannung zwischen dem Drain und der Source bei einem Ausschalten des MOSFET zunehmend erhöht, so dass eine Stoßspannung erhöht wird.
  • Wenn die die p-leitende Dotierung in geringer Konzentration aufweisende p-Schicht, wie in der JP 2004-6598 A beschrieben, in der geringen Konzentration zur neben der p-Basisschicht liegenden Position hinzugefügt wird, kann die folgende Eigenschaft erzielt werden. D. h., die Kapazität zwischen dem Gate und dem Drain wird mit zunehmende Spannung zwischen dem Drain und der Source zunehmend erhöht. Wenn dieser MOSFET verwendet wird, wird die Kapazität zwischen dem Gate und dem Drain dann, wenn der Transistor derart ausgeschaltet wird, dass die Spannung zwischen dem Drain und der Source erhöht wird, erhöht. Dies führt dazu, dass die Spannungsänderungsgeschwindigkeit zwischen dem Drain und der Source verringert wird, so dass die Stoßspannung auf eine geringe Stoßspannung verringert werden kann.
  • Bei dem vorstehend beschrieben MOSFET tritt jedoch das nachstehend beschriebene Problem auf. D. h., der Strom fließt über die die p-leitende Dotierung in geringer Konzentration aufweisende p-Schicht, so dass der Durchlasswiderstand von diesem erhöht wird. Ferner wird der Durchlasswiderstand des Transistors mit zunehmender Stoßspannung zunehmend erhöht. Ferner muss die die p-leitende Dotierung in geringer Konzentration aufweisende p-Schicht groß ausgebildet werden, um die Stoßspannung effektiv zu unterdrücken. Wenn die p-Schicht groß ausgebildet wird, wird der Zellabstand des Transistors groß, so dass der Durchlasswiderstand des Transistors erhöht wird. D. h., bei einer Maßnahme zur Verbesserung der inneren Struktur des Transistors in praktischer Hinsicht schwierig, den Durchlasswiderstand, die Stoßspannung und den Schaltverlust auf geringe Werte zu unterdrücken.
  • Es besteht folglich der Bedarf an Schaltkreisen, die Durchlasswiderstände, Schaltverluste und ebenso Stoßspannungen auf geringer Werte unterdrücken und gleichzeitig aus einer geringen Anzahl struktureller Komponenten gefertigt werden können.
  • Es sind weitere Schaltkreise auf diesem Gebiet bekannt. Bei den Schaltkreisen sind Stromversorgungen und Lasten zwischen einem Paar von Hauptelektroden der Transistoren in Reihe geschaltet. Es wird durch ein Ein- und Ausschalten der Transistoren wahlweise zwischen einem Zustand, bei welchem die Lasten mit Strom versorgt werden, und einem Zustand, bei welchem die Lasten nicht mit Strom versorgt werden, geschaltet. Wenn eine Inverterschaltung beispielsweise einen Schaltkreis aufweist, wird ein Transistor des Schaltkreises ein- und ausgeschaltet, um eine Gleichspannung in einen Wechselstrom zu wandeln, woraufhin der gewandelte Wechselstrom in einem Motor (Beispiel für eine Last) gespeist wird.
  • Die JP 6-326579 A offenbart solch einen Schaltkreis. Der Schaltkreis weist eine zwischen eine Gateelektrode und eine Drainelektrode eines Transistors geschaltete Reihenschaltung auf, in der eine Zenerdiode in Reihe mit einer Diode geschaltet ist. Die Zenerdiode ist derart vorgesehen, dass sie dann, wenn eine Stoßspannung auf einer Verdrahtungsleitung auf der Drainelektrodenseite des Transistors erzeugt wird, im Ansprechen auf die erzeugte Stoßspannung niederohmig wird. Die Diode soll verhindern, dass ein Gatestrom, der zur Gateelektrode des Transistors fließt, wenn der Transistor eingeschaltet wird, über die Reihenschaltung zur Verdrahtungsleitung auf der Drainelektrodenseite des Transistors fließt.
  • Bei dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis wird die Zenerdiode dann, wenn solch eine Stoßspannung auf der Verdrahtungsleitung auf der Drainelektrodenseite des Transistors erzeugt wird, niederohmig. Diese Stoßspannung liegt über einer Gesamtspannung (VZD + VF) einer Durchbruchspannung ”VDZ” der Zenerspannung und einer Durchlassspannung ”VF” der Diode. Wenn die Zenerdiode niederohmig wird (Durchbruch), fließt der Strom von der Verdrahtungsleitung der Drainelektrodenseite des Transistors über die Reihenschaltung zur Gateelektrode des Transistors, so dass die Spannung der Gateelektrode erhöht wird und der Transistor folglich eingeschaltet wird. Dieser Schaltkreis kann derart betrieben werden, dass die Überspannungsenergie dann, wenn die Stoßspannung erzeugt wird, da der Transistor unverzüglich eingeschaltet wird, über den Transistor zu der externen Schaltung entladen werden kann.
  • Die Durchbruchspannung VDZ der Zenerdiode weist jedoch eine durch Fertigungstoleranzen bedingte Schwankung von etwa ±10% auf. Dies führt dazu, dass ein Zeitpunkt, an welchem die Zenerdiode niederohmig wird, in diesem Schaltkreis in Abhängigkeit der zu verwendenden Zenerdioden schwankt. Folglich weist der vorstehend beschriebene Schaltkreis das Problem auf, dass der Zeitpunkt, an welchem die Stoßspannung nach Außerhalb entladen wird, nicht genau festgelegt werden kann.
  • Folglich besteht der Bedarf an einer anderen Art von Schaltkreis. D. h., es wird nicht nur der Zeitpunkt zur Verlangsamung einer Änderungsgeschwindigkeit einer Spannung einer Steuerelektrode eines Transistor stabilisiert, sondern ebenso die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors an einem Zeitpunkt verlangsamt, der vor einem Zeitpunkt liegt, an dem eine Spannung einer Hauptelektrode des Transistors auf der Hochspannungsseite eine Energieversorgungsspannung überschreitet, so dass das Unterdrückungsvermögen für die Stoßspannung verbessert werden kann.
  • Es ist ferner erforderlich, dass ein durch eine Stoßspannung beim Ausschalten des MOSFET verursachter nachteiliger Einfluss in einem einen Transistor (MOSFET) aufweisenden Schaltkreis verringert wird.
  • Die JP 6-326579 A offenbart eine Lastansteuerschaltung gemäß der 34, die einen MOSFET 5 durch die Schaltung selbst vor einer Stoßspannung schützen kann. Eine Diode 9a und eine Zenerdiode 9 sind in einer Verzweigungsleitung 310 derart in Reihe geschaltet, dass die Diode 9a der Zenerdiode 9 gegenüberliegt. Die Diode 9a dient dazu, einen Strom, der über die Verzweigungsleitung 310 fließt, wenn der MOSFET 5 im Ansprechen auf ein von einem Ausgangsanschluss 418 einer Steuerschaltung 3 ausgegebenes EIN-Signal eingeschaltet wird, zu unterdrücken. Die Zenerdiode 9 dient dazu, eine Spannung an einem Gate G des MOSFET 5 dann zu erhöhen, wenn eine positive Stoßspannung an eine Energieversorgungsleitung 322 gelegt wird, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird. Die positive Stoßspannung ist größer oder gleich der Summe aus der Zenerspannung ”VDZ” und der Dioden-durchlassschwellenwertspannung ”VF”. Dies führt dazu, dass der MOSFET 5 in einen EIN-Zustand gesetzt wird, so dass ein Signalweg zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5 leitend wird und die Stoßspannung folglich entladen werden kann.
  • Eine Zenerspannung ”VDZ” einer Zenerdiode weist jedoch gewöhnlich eine Schwankung von etwa ±10% auf. Folglich ist es bei einer Verwendung der Zenerdiode auf die vorstehend beschriebene Weise schwierig, dass die Referenzspannung (VDZ + VF) zum Unterdrücken der Stoßspannung richtig auf einen vorbestimmten Wert eingestellt ist.
  • 35 zeigt ein Ergebnis, das durch eine Simulation einer zeitlichen Änderung einer Drainspannung bei einem Ausschalten eines MOSFET erhalten wird, wenn eine Spannung einer Spannungsversorgung PS auf 100 V eingestellt ist. 35. zeigt ein Simulationsergebnis für den Fall, bei welchem keine Stoßspannungsunterdrückungsmaßnahme in dem Schaltkreis angewandt wird (durch die Kennlinie ”XXXVA” beschrieben); ein Simulationsergebnis für den Fall, bei welchem die Spannungsunterdrückungsmaßnahme unter Verwendung der Zenerdiode 9 gemäß der vorstehend beschriebenen herkömmlichen Lastansteuerschaltung angewandt wird (durch die Kennlinie ”XXXVB” beschrieben); und ein Simulationsergebnis für den Fall, bei dem, obgleich die Spannungsunterdrückungsmaßnahme unter Verwendung der Zenerdiode 9 gemäß der vorstehend beschriebenen herkömmlichen Lastansteuerschaltung angewandt wird, ”VZD + VF” durch Schwankungen der Zenerdiodenspannung ”VZD” auf 90 und 110 V geändert wird (durch die Kennlinien ”XXXVC” und ”XXXVD” beschrieben).
  • Unter der Annahme, dass eine Stoßspannung als Differenz eines Spitzenwerts der Drainspannung VD zu einem Wert in einem stabilen Zustand definiert ist, liegt die Stoßspannung dann, wenn keine Stoßspannungsunterdrückungsmaßnahme angewandt wird, bei 22 V; und dann, wenn ”VZD + VF” eingestellt ist, bei 3 V, so dass ein Unterdrückungs-effekt der Stoßspannung erzielt werden kann. Bei (VDZ + VF) von 110 V nimmt die Stoßspannung jedoch einen Wert von 13 V an, so dass der Unterdrückungseffekt der Stoßspannung deutlich verringert wird. Auch bei (VDZ + VF) von 90 V kann die Drainspannung VD einen Spannungswert von 100 V, welcher der Energieversorgungsspannung entspricht, nicht wiedererlangen.
  • Bei den die Zenerdioden verwendenden Stoßspannungsunterdrückungsschaltungen wird der Stoßspannungsunterdrückungseffekt gemäß obiger Beschreibung dann erzielt, wenn VDZ + VF derart gesteuert werden, dass sie den vorbestimmten Wert aufweisen. Da die Zenerspannung VZD jedoch gemäß obiger Beschreibung schwankt, kann kein ausreichender Unterdrückungseffekt der Stoßspannung erzielt oder die Drainspannung nicht auf die Energieversorgungsspannung zurückgewonnen werden.
  • Folglich besteht der Bedarf an einem Schaltkreis, der eine Stoßspannung in einem stabilen Zustand unterdrücken kann, und ferner Bedarf an einem Schaltkreis, der sowohl einen Schaltverlust als auch ein Rauschen eines Transistors verringern kann.
  • Auf diesem Gebiet ist ferner ein weiterer Schaltkreis bekannt. Bei diesem Schaltkreis werden ein Zustand, bei welchem einer Last eine elektrische Leistung zugeführt wird, und ein weiterer Zustand, bei welchem die elektrische Leistung nicht zugeführt wird, wahlweise gewechselt, da ein mit der Last verbundener Transistor ein- und ausgeschaltet wird. In einem Inverter wird ein Transistor beispielsweise ein- und ausgeschaltet, um eine Gleichspannung in einen Wechselstrom zu wandeln, woraufhin der gewandelte Wechselstrom in einem Motor gespeist wird. Die Ein- und Ausschaltoperationen des Transistors dieser Schaltungsart werden von einer mit der Gateelektrode (oder Basiselektrode) dieses Transistors verbundenen Ansteuerschaltung gesteuert.
  • Die 65A bis 65E zeigen Beispiele von Betriebswellenformdiagrammen für einen herkömmlichen Fall, bei dem ein FET als diese Transistorart verwendet wird. Eine Ansteuerschaltung schaltet den FET ein und aus, indem sie eine Ansteuerspannung ”Vin” an eine Gateelektrode des FET legt.
  • Nachstehend wird ein Übergangszeitraum beschrieben, während dem der FET eingeschaltet wird. Wenn die Ansteuerspannung Vin von einem niedrigen zu einem hohen Pegel wechselt, fließt ein positiver Gatestrom ”Ig” in Richtung der Gateelektrode des Transistors, so dass Elektronenladungen in der Gateelektrode gespeichert werden. Wenn die Elektronenladungen in der Gateelektrode gespeichert werden, wird eine Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors erhöht. Wenn die Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors erhöht wird, beginnt ein Drainstrom ”Id”, von dem Drain des Transistors zu dessen Source zu fließen, so dass eine Drain-Source-Spannung Vds verringert wird. Der Transistor kann mit Hilfe dieser Operationen eingeschaltet werden.
  • Nachstehend wird ein Übergangszeitraum T100 beschrieben, während dem der FET ausgeschaltet wird. Wenn die Ansteuerspannung Vin von einem hohen Pegel zu einem niedrigen Pegel wechselt, werden die in der Gateelektrode gespeicherten Elektronenladungen entladen und fließt ein negativer Gatestrom ”Ig” von der Gateelektrode in Richtung der Ansteuerschaltung, so dass die Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors verringert wird. Wenn die Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors verringert wird, wird ebenso der Drainstrom ”Id” verringert, so dass die Drain-Source-Spannung Vds erhöht wird. Der Transistor kann mit Hilfe dieser Operationen ausgeschaltet werden.
  • In einer Endphase des Übergangszeitraums T100, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, wird eine Stoßspannung in der Drain-Source-Spannung Vds erzeugt (siehe 65A bis 65E). Diese Stoßspannung wird durch den Drainstrom Id, der stark geändert wird, und eine Induktivität auf der Verdrahtungsleitung der Drainelektrodenseite in der Schaltung induziert.
  • Um die Erhöhung dieser Stoßspannung zu unterdrücken, kann der Drainstrom Id leicht geändert werden. Wenn der Gatewiderstand des Transistors beispielsweise erhöht wird, wird die Geschwindigkeit, mit welcher die in der Gateelektrode gespeicherten Elektronenladungen entladen werden, verringert, so dass ein geringer negativer Gatestrom Ig fließt. Dies führt dazu, dass der Drainstrom Id ebenso langsam erhöht wird, so dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann. Wenn der Drainstrom Id des Transistors jedoch langsam verringert wird, wird eine zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeitspanne erhöht, so dass der Ausschaltverlust erhöht wird. D. h., diese Transistorart weist während des Übergangszeitraums T100 zum Ausschalten des Transistors ein Austauschverhältnis zwischen der Stoßspannung und dem Ausschaltverlust auf.
  • Um dieses Austauschverhältnis zu bewältigen, sollte der Drainstrom Id in der Anfangsphase des Übergangszeitraums T100 der Ausschaltoperation stark geändert und in der Endphase des Übergangszeitraums T100 der Ausschaltoperation leicht geändert werden. Wenn der Drainstrom Id in der Anfangsphase des Übergangszeitraums T100 stark geändert wird, kann die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit verkürzt werden. Dies führt dazu, dass der Ausschaltverlust auf einen geringen Verlust unterdrückt werden kann. Wenn der Drainstrom Id in der Endphase des Übergangszeitraums T100 leicht geändert wird, kann die Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden.
  • Die JP 6-291631 A offenbart eine technische Idee, mit der es möglich ist, einen Widerstandswert eines Gatewiderstands eines Transistors auf der Grundlage von Spannungen zwischen Hauptelektroden des Transistors anzupassen. Als Spannungen zwischen den Hauptelektroden sind eine Spannung zwischen einer Drainelektrode und einer Sourceelektrode, eine Spannung zwischen einer Kollektorelektrode und einer Emitterelektrode usw. Vorhanden. Bei dieser technischen Idee wird die folgende Anpassung vorgenommen: D. h., wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors hoch ist, wird der Widerstandswert des Gates erhöht, und wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors niedrig ist, wird der Widerstandswert des Gates verringert. Genauer gesagt, diese Ansteuerschaltung weist ein mit der Gateelektrode des Transistors verbundenes Widerstandsänderungsmittel auf. Das Widerstandsänderungsmittel ist aus einem Halbleiterschaltelement und einem parallel zum Halbleiterschaltelement geschalteten Festwiderstand aufgebaut. Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors über einem vorbestimmten Wert liegt, wird das Halbleiterschaltelement ausgeschaltet, und wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors unter dem vorbestimmten Wert liegt, wird das Halbleiterschaltelement eingeschaltet. D. h., wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors hoch ist, wird das Halbleiterschaltelement ausgeschaltet, so dass der Gatewiderstand derart angepasst wird, dass er als Antwort auf einen Widerstandswert eines Festwiderstands erhöht wird. Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors niedrig ist, wird das Halbleiterschaltelement eingeschaltet, so dass der Gatewiderstand derart angepasst wird, dass er als Antwort auf einen Innenwiderstandswert des Halbleiterschaltelementes verringert wird.
  • Wenn die vorstehend beschriebene Schaltung verwendet wird, wird das Halbleiterschaltelement in der Anfangsphase (wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden gering ist) des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Halbleiterelements eingeschaltet, so dass der Widerstandswert des Gatewiderstands auf einen geringen Wert angepasst und der Gatestrom folglich stark geändert wird. Dies führt dazu, dass der Drainstrom des Transistors stark geändert wird, so dass die zum Ausschalten des Halbleiterschaltelements erforderliche Zeit verkürzt werden kann. Ferner wird das Halbleiterschaltelement in der Endphase (wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden hoch ist) des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Halbleiterelements ausgeschaltet, so dass der Widerstandswert des Gatewiderstands auf einen hohen Wert angepasst und der Gatestrom folglich leicht geändert wird. Dies führt dazu, dass der Drainstrom des Transistors leicht geändert wird, so dass die eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Folglich wird der Zustand mit dem hohen Widerstandswert des Gatewiderstands bei der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung realisiert, indem der Festwiderstand mit dem hohen Widerstandswert verwendet wird. Um eine Erhöhung der Stoßspannung zu unterdrücken, sollte der Widerstandswert des Festwiderstands vorzugsweise auf einen hohen Wert gesetzt werden. Der einen hohen Widerstandswert aufweisende Festwiderstand erhöht jedoch gegebenenfalls den Ausschaltverlust. Folglich muss ein derartiger Zeitpunkt, an welchem der Widerstand zum Festwiderstand mit dem hohen Widerstandswert geschaltet wird, indem das Halbleiterschaltelement ein- bzw. ausgeschaltet wird, korrekterweise in die Endphase des Übergangszeitraums zum Ein-/Ausschalten des Halbleiterschaltelements gelegt werden, um eine Erhöhung des Ausschaltverlusts zu unterdrücken. In der Endphase des Übergangszeitraums zum Ein-/Ausschalten des Halbleiterschaltelements hat die zwischen den Hauptelektroden des Transistors anliegende Spannung den hohen Spannungszustand erreicht. Bei der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung müssen die Ein-/Ausschaltoperationen des Halbleiterschaltelements derart gesteuert werden, dass die Spannung zwischen den Hauptelektroden dieses Transistors richtig auf den Schwellenwert bezüglich der Ein-/Ausschaltoperationen des Halbleiterschaltelements geändert wird. Folglich muss zur Realisierung solch einer Schaltung die Gesamtzahl an erforderlichen Schaltungskomponenten erhöht werden, was mit einer Erhöhung der hierfür erforderlichen Kosten verbunden ist.
  • Es ist eine weitere technische Idee erforderlich, mit welcher der Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors auf der Grundlage der Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors in Übereinstimmung mit einem von dem obigen Verfahren verschiedenen Verfahren angepasst werden kann. Es sollte beachtet werden, dass die Probleme im Stand der Technik vorstehend im Wesentlich unter Berücksichtigung des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors beschrieben wurden. Es besteht jedoch auch in einem Übergangszeitraum zum Einschalten des Transistors in vielen Fällen die Möglichkeit, dass der Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors vorzugsweise auf der Grundlage der Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors angepasst werden sollte. D. h., es besteht Bedarf an einer technischen Idee, mit der selbst dann brauchbare Ergebnisse erzielt werden können, wenn der gesamte Übergangszeitraum zum Ein- und zum Ausschalten des Transistors in Betracht gezogen wird.
  • Die JP 1-183214 A offenbart eine Schaltung zur Ansteuern eines Bipolartransistors. Es sollte beachtet werden, dass die diese Ansteuerschaltung betreffende technische Idee ebenso in einem Fall angewandt werden kann, bei dem ein FET angesteuert wird.
  • Die obige Ansteuerschaltung weist zwei Widerstände auf, die mit einer Gateelektrode eines unipolaren Transistors verbunden sind. Gemäß dieser Ansteuerschaltung fließt ein negativer Gatestrom in einer Anfangsphase eines Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors über die zwei Widerstände. In einer Endphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors fließt ein negativer Gatestrom von der Gateelektrode demgegenüber nur über den einen der beiden Widerstände, wobei der andere gesperrt wird.
  • Wenn die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung verwendet wird, wird der negative Gatestrom in der Anfangsphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors stark geändert, so dass der Drainstrom stark geändert wird und die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit folglich verkürzt werden kann. Wenn die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung verwendet wird, wird der negative Gatestrom in der Endphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors leicht geändert, so dass der Drainstrom leicht geändert wird und eine Erhöhung der Stoßspannung folglich unterdrückt werden kann.
  • Bei der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung wird ein Zeitpunkt zum Sperren eines Widerstands im Voraus auf der Grundlage einer Zeitkonstanten eines Kondensators und eines Widerstands der Ansteuerschaltung festgelegt. Folglich kann dann, wenn die Ausschaltoperation wiederholt ausgeführt wird, das folgende Ereignis auftreten. D. h., der Zeitpunkt zum Sperren eines Widerstands weicht von solch einem Zeitpunkt zur Bestimmung der Anfangs- und der Endphase der Ausschaltoperation ab. Das Verfahren zur Steuerung des zuvor festgelegten Sperrzeitpunkts kann nicht mit dem Betrieb des Transistors synchronisiert werden. Dies führt dazu, dass eine Erhöhung der Stoßspannung und eine Erhöhung des Ausschaltverlusts nicht sicher unterdrückt werden können.
  • Folglich besteht Bedarf an der nachstehend aufgeführten technischen Idee. D. h., ein Widerstandswert eines Gatewiderstands des Transistors wird angepasst, während ein Zustand, bei welchem der Transistor betrieben wird, überwacht wird. Es sollte verstanden werden, dass die Probleme im Stand der Technik vorstehend im Wesentlich unter Berücksichtigung des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors beschrieben wurden. Es besteht jedoch auch in einem Übergangszeitraum zum Einschalten des Transistors in vielen Fällen die Möglichkeit, dass die nachstehend beschriebene technische Idee benötigt wird. D. h., während ein Zustand, bei welchem der Transistor betrieben wird, überwacht wird, wird der Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors angepasst, und zwar auch in dem Übergangszeitraum zum Einschalten des Transistors. Folglich besteht Bedarf an einer technischen Idee, mit der selbst dann brauchbare Ergebnisse erzielt werden können, wenn der gesamte Übergangszeitraum zum Ein- und zum Ausschalten des Transistors in Betracht gezogen wird.
  • Aus der JP 08-70572 A ist ein Schaltkreis bekannt mit: einem Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode; einer Zenerdiode; und einem Kondensator, wobei eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand wechseln kann, wenn eine Steuerspannung des Transistors gewechselt wird, die Zenerdiode und der Kondensator zwischen der ersten Elektrode und der Steuerelektrode des Transistors in Reihe geschaltet sind, die erste Elektrode ein Drain ist, und die zweite Elektrode eine Source ist.
  • Die DE 1183945 A offenbart einen Schaltkreis mit einem Transistor, wobei ein Widerstand, eine Diode und ein Kondensator zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode des Transistors in Reihe geschaltet sind.
  • Darüber hinaus offenbart die US 5025298 eine Halbleiteranordnung, bei welcher über einem Isolierfilm auf einem Halbleitersubstrat eine Zenerdiode mit ihren n- und p-Halbleiterbereichen angeordnet ist.
  • Aus der US 4803535 ist schließlich noch eine DRAM-Struktur mit einem Graben-Kondensator bekannt, bei welcher eine Elektrode eines Kondensators in ein Substrat hineinreicht, wobei die eine Elektrode von einer dielektrischen Schicht umgeben ist. Eine um die dielektrische Schicht herum in dem Substrat aufgebaute Inversionsschicht bildet eine weitere Elektrode des Kondensators.
  • Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Schaltkreis mit einem geringen Schaltverlust und einer geringen Stoßspannung bereitzustellen.
  • Die Lösung der Aufgabe erfolgt durch die Merkmale des Anspruchs 1, 7, 10 oder 13. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen ergeben sich aus den Merkmalen der Unteransprüche.
  • Gemäß einer ersten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen Kondensator. Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand wechseln, wenn eine Steuerspannung des Transistors gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Kondensator sind zwischen der ersten Elektrode und der Steuerelektrode des Transistors in Reihe geschaltet. Die erste Elektrode ist ein Drain.
  • Bei dem obigen Schaltkreis können der Schaltverlust und ebenso die Stoßspannung verringert werden. Folglich werden sowohl der Schaltverlust als auch die Stoßspannung derart begrenzt, dass sie einen geringen Wert annehmen. Ferner weist der Transistor einen geringen Durchlasswiderstand (oder eine geringe Durchlassspannung) auf und ist die Anzahl von Teilen zum Bilden der Schaltung gering.
  • Gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden Beispiel der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen Kondensator. Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand wechseln, wenn eine Steuerelektrodenspannung des Transistors gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Kondensator sind zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors in Reihe geschaltet. Die erste Elektrode ist ein Drain oder ein Kollektor. Die zweite Elektrode ist eine Source oder ein Emitter.
  • Bei dem obigen Schaltkreis können sowohl der Schaltverlust als auch die Stoßspannung derart begrenzt, dass sie einen geringen Wert annehmen. Ferner weist der Transistor einen geringen Durchlasswiderstand (oder eine geringe Durchlassspannung) auf und ist die Anzahl von Teilen zum Bilden der Schaltung gering.
  • Gemäß einer dritten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis auf: einen Transistor mit einer Hauptelektrode auf einer Hochspannungsseite, eine Hauptelektrode auf einer Niederspannungsseite und einer Steuerelektrode, wobei eine Energiequelle und einer Last zwischen die Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite und die Hauptelektrode auf der Niederspannungsseite in Reihe geschaltet sind; eine Steuerschaltung zum Ausgeben einer Spannung, die dazu ausgelegt ist, den Transistor ein- und auszuschalten, wobei die Steuerschaltung mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden ist; eine Reihenschaltung aus einem ersten Kondensator und einer ersten Diode, wobei die Reihenschaltung zwischen die Steuerelektrode und die Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite des Transistors geschaltet ist, der erste Kondensator und die erste Diode in Reihe geschaltet sind, eine Kathode der ersten Diode mit der Steuerelektrodenseite verbunden ist und eine Anode der ersten Diode mit einer Hochspannungsseitenhauptelektrodenseite verbunden ist; und eine Spannungssteuerschaltung. Die Spannungssteuerschaltung ist mit einem Verbindungsabschnitt zwischen dem ersten Kondensator und der ersten Diode verbunden. Die Spannungssteuerschaltung steuert eine Spannung des Verbindungsabschnitts.
  • Bei der obigen Schaltung wird ein Timing zur Verlangsamung eine Änderungsspannung einer in der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung mit Hilfe der Spannungssteuerschaltung gesteuert, wenn der Transistor ausgeschaltet wird. Wenn dieses Timing früher angepasst wird, kann die Stoßspannung verringert werden. Ferner können bei obigen Schaltung sowohl der Schaltverlust als auch die Stoßspannung verringert werden, da die Änderungsgeschwindigkeit der in der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung verlangsamt wird, während der Transistor ausgeschaltet wird.
  • Gemäß einer vierten Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode, wobei der Transistor einen über die erste Elektrode fließenden ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal steuert; einen Kondensator; und eine Diode mit einem Anodenanschluss und einem Kathodenanschluss. Die erste Elektrode des Transistors ist über den Kondensator mit dem Anodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode des Transistors ist mit dem Kathodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode ist ein Gate. Die erste Elektrode ist ein Drain.
  • Bei der obigen Schaltung wird die Stoßspannung des den Transistor aufweisenden Schaltkreises genau und stabil verringert.
  • Gemäß einer fünften Ausgestaltung der vorliegenden Offenbarung weist ein Schaltkreis auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode, wobei der Transistor einen über die erste Elektrode fließenden ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal steuert; einen Kondensator; und eine Diode mit einem Anodenanschluss und einem Kathodenanschluss. Die erste Elektrode des Transistors ist mit dem Anodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode des Transistors ist über den Kondensator mit dem Kathodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode ist ein Gate. Die erste Elektrode ist ein Drain.
  • Bei der obigen Schaltung wird die Stoßspannung des den Transistor aufweisenden Schaltkreises genau und stabil verringert.
  • Gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel der vorliegenden Offenbarung weist eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Transistors einen variablen Widerstand auf. Der Transistor weist eine Steuerelektrode, eine erste Elektrode und eine zweite Elektrode auf. Der variable Widerstand ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der variable Widerstand weist eine Sperrschicht auf, die sich in Übereinstimmung mit einer Spannung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors ausdehnbar ist. Die Sperrschicht kann einen Strompfad des variablen Widerstands steuern.
  • Bei der obigen Ansteuerschaltung ist keine Schaltung erforderlich, um einen Schwellenwert genau einzustellen, gleich einer Ein-/Aus-Operation eines Halbleiterschaltelements. Folglich wird der Aufbau der obigen Ansteuerschaltung vereinfacht. Bei der obigen Ansteuerschaltung wird eine Breite des Strompfads des variablen Widerstands über die Sperrschicht gesteuert, die in Übereinstimmung mit der Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors ausdehnbar ist. Ferner wird der Schaltungsaufbau vereinfacht und werden die Fertigungskosten der Schaltung verringert.
  • Gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel der vorliegenden Offenbarung weist eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Transistors eine Steuerschaltung auf. Der Transistor weist eine Steuerelektrode, eine Ausgangselektrode und eine Eingangselektrode auf, und die Steuerschaltung steuert einen Steuerelektrodenwiderstandswert des Transistors auf der Grundlage eines über die Steuerelektrode des Transistors fließenden Steuerstroms.
  • Bei der obigen Ansteuerschaltung wird der Widerstandswert des Gatewiderstands in dem Transistor auf der Grundlage des Gatestroms gesteuert, welcher dem Betriebszustand des Transistors ausreichend entspricht. Folglich kann die obige Ansteuerschaltung den Widerstandswert des Gatewiderstands synchron zum Betrieb des Transistors steuern.
  • Die Aufgabe, Eigenschaften und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden aus der nachfolgenden detaillierten Beschreibung, die unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung gemacht wurde, näher ersichtlich sein.
  • Lediglich 12, 15, 17–33, 36 und 39–42 stellen Ausführungsformen der Erfindung dar. Die übrigen Figuren stellen Beispiele dar, welche nicht den Gegenstand der Erfindung betreffen sondern lediglich deren Erläuterung dienen.
  • In der Zeichnung zeigt/zeigen:
  • 1 einen Schaltplan eines Schaltkreises eines nicht zur Erfindung gehörenden ersten Beispiels;
  • 2 ein Diagramm zeitlicher Änderungen von Drainspannungen, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an dem Transistoren des ersten Beispiels und eines Vergleichsbeispiel ausgeschaltet werden;
  • 3 ein Diagramm zeitlicher Änderungen eines Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem ein Signalweg zwischen einem Drain und einem Gate des Transistors geöffnet ist, ausgeschaltet wird;
  • 4 ein Diagramm zeitlicher Änderungen eines Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem der Signalweg zwischen dem Drain und dem Gate durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode und einem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet wird;
  • 5 ein Diagramm zeitlicher Änderungen eines Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem der Signalweg zwischen dem Drain und dem Gate durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode und dem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet wird, wobei sich eine Zenerspannung der Zenerdiode von der der 4 unterscheidet;
  • 6 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen Schaltverlusten und Stoßspannungen des ersten Beispiels und des Vergleichsbeispiels;
  • 7 einen Schaltplan eines Schaltkreises eines nicht zur Erfindung gehörenden zweiten Beispiels;
  • 8 ein Diagramm zeitlicher Änderungen von Drainspannungen, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an dem Transistoren des zweiten Beispiels und des Vergleichsbeispiel ausgeschaltet werden;
  • 9 ein Diagramm zeitlicher Änderungen eines Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem ein Signalweg zwischen einem Drain und einem Gate durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode und einem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet wird;
  • 10 ein Diagramm zeitlicher Änderungen eines Drainstroms und einer Drainspannung, die vor und nach einem Zeitpunkt auftreten, an welchem der Transistor in einem Zustand, bei dem der Pfad zwischen dem Drain und dem Gate durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode und dem Kondensator verbunden ist, ausgeschaltet wird, wobei sich eine Zenerspannung der Zenerdiode von der der 9 unterscheidet;
  • 11 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen Schaltverlusten und Stoßspannungen des zweiten Beispiels und des Vergleichsbeispiels;
  • 12A eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines Schaltkreises einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung gebildet sind, und 12B einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes der 12A;
  • 13 eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines Schaltkreises gemäß einer Modifikation der dritten Ausführungsform gebildet sind;
  • 14 eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines Schaltkreises gemäß einer weiteren Modifikation der dritten Ausführungsform gebildet sind;
  • 15 eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines Schaltkreises gemäß einer weiteren Modifikation der dritten Ausführungsform gebildet sind;
  • 16A eine Schnittansicht eines Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator eines Schaltkreises gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel gebildet sind, und 16B einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes der 16A;
  • 17 einen Basisschaltplan eines Schaltkreises einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 18A ein Diagramm einer Änderung einer Spannung einer Drainelektrode eines Transistors in einem Schaltkreis, in dem keine Stoßspannungsmessschaltung vorgesehen ist, 18B ein Diagramm einer Änderung einer Spannung einer Drainelektrode eines Transistors in einem Schaltkreis, in dem einzig eine Reihenschaltung innerhalb der Stoßspannungsmessschaltung vorgesehen ist, und 18C ein Diagramm einer Änderung einer Spannung einer Drainelektrode eines Transistors in dem Schaltkreis der vierten Ausführungsform;
  • 19 einen Basisschaltplan eines Schaltkreises der vierten Ausführungsform;
  • 20A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG einer Gateelektrode des Transistors, einer Spannung VD der Drainelektrode D und von Spannungen V1 und V2 in dem Schaltkreis der vierten Ausführungsform; und 20B ein Diagram zeitlicher Änderungen eines Drainstroms ID des Transistors und von Strömen I1 und I2 in dem Schaltkreis der vierten Ausführungsform;
  • 21 ein Diagramm einer Änderung einer Spannung der Drainelektrode in einer Übergangsphase bei einem Ausschalten des Transistors;
  • 22 ein Diagramm einer Änderung eines Drainstroms in der Übergangsphase bei einem Ausschalten des Transistors;
  • 23 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Ausschaltverlust und einer Stoßspannung des Schaltkreises der vierten Ausführungsform;
  • 24A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG einer Gateelektrode, einer Spannung VD einer Drainelektrode D eines Transistors und von Spannungen V1 und V2 in einem Schaltkreis eines Vergleichsbeispiels 1; und 24B ein Diagram zeitlicher Änderungen eines Drainstroms ID eines Transistors und von Strömen I1 und I2 in dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 1;
  • 25A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG einer Gateelektrode, einer Spannung VD einer Drainelektrode D eines Transistors und von Spannungen V1 und V2 in einem Schaltkreis eines Vergleichsbeispiels 2; und 25B ein Diagram zeitlicher Änderungen eines Drainstroms ID eines Transistors und von Strömen I1 und I2 in dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 2;
  • 26A ein Diagramm zeitlicher Änderungen einer Spannung VG einer Gateelektrode, einer Spannung VD einer Drainelektrode D eines Transistors und von Spannungen V1 und V2 in einem Schaltkreis eines Vergleichsbeispiels 3; und 26B ein Diagram zeitlicher Änderungen eines Drainstroms ID eines Transistors und von Strömen I1 und I2 in dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 3;
  • 27 einen Schaltplan eines Schaltkreises, in dem nur eine Reihenschaltung vorgesehen ist;
  • 28 einen Schaltplan eines Schaltkreises gemäß einer fünften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
  • 29 einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes des Schaltkreises der fünften Ausführungsform;
  • 30 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung eines Stroms, der über eine Diode fließt, wenn ein Transistor ausgeschaltet wird;
  • 31 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung einer Gatespannung, wenn der Transistor ausgeschaltet wird;
  • 32 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung einer Gatespannung, wenn der Transistor ausgeschaltet wird;
  • 33 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Ausschaltverlust und einer Stoßspannung;
  • 34 einen Schaltplan einer eine Stoßspannungsunterdrückungsschaltung aufweisenden Lastansteuerschaltung;
  • 35 ein Diagramm einer zeitlichen Änderung der Drainspannung, wenn die herkömmliche Lastansteuerschaltung ausgeschaltet wird;
  • 36A eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts eines Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator des Schaltkreises gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel gebildet sind; und 36B einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes des Schaltkreises;
  • 37 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel gebildet sind;
  • 38 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel gebildet sind;
  • 39 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einer weiteren Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
  • 40 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einer weiteren Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
  • 41 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einer weiteren Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind;
  • 42A eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einer Modifikation des Schaltkreises der fünften Ausführungsform gebildet sind; und 42B einen Schaltplan eines Ersatzschaltbildes des Schaltkreises;
  • 43 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel gebildet sind;
  • 44 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel gebildet sind;
  • 45 eine Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats, in dem ein Transistor, eine Diode und ein Kondensator gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden weiteren Beispiel gebildet sind;
  • 46 einen Schaltplan eines Basisaufbaus einer Ansteuerschaltung gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden sechsten Beispiel;
  • 47A bis 47E Diagramm von Betriebswellenformen der Ansteuerschaltung des sechsten Beispiels;
  • 48 einen Schaltplan eines genauen Aufbaus der Ansteuerschaltung des sechsten Beispiels;
  • 49A bis 49C Schnittansichten von Zuständen von Sperrschichten, die in einem Abschnürwiderstand des sechsten Beispiels erweitert/verdichtet werden;
  • 50 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Widerstandswert des Abschnürwiderstands und einer an den Abschnürwiderstand gelegten Spannung gemäß dem sechsten Beispiel;
  • 51 ein Diagramm eines Simulationsergebnisses der Ansteuerschaltung des sechsten Beispiels;
  • 52 ein Diagramm eines Simulationsergebnisses einer Ansteuerschaltung eines Vergleichsbeispiels;
  • 53 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust einer Ansteuerschaltung gemäß dem sechsten Beispiel;
  • 54 einen Schaltplan eines genauen Aufbaus einer Modifikation der Ansteuerschaltung des sechsten Beispiels;
  • 55 einen Schaltplan eines genauen Aufbaus einer weiteren Modifikation einer Ansteuerschaltung eines nicht zur Erfindung gehörenden siebten Beispiels;
  • 56 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einem Widerstandswert eines Abschnürwiderstands und einer an den Abschnürwiderstand gelegten Spannung gemäß einer Modifikation des siebten Beispiels;
  • 57 ein Diagramm eines Simulationsergebnisses einer Ansteuerschaltung einer Modifikation des siebten Beispiels;
  • 58 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust einer Ansteuerschaltung gemäß einer Modifikation des siebten Beispiels;
  • 59 eine Perspektivansicht eines Abschnürwiderstands eines nicht zur Erfindung gehörenden achten Beispiels;
  • 60 eine Draufsicht auf ein Layout eines Halbleitersubstrats gemäß dem achten Beispiel;
  • 61 eine Schnittansicht des Halbleitersubstrats des achten Beispiels entlang der Linie LXI-LXI der 60;
  • 62 eine Schnittansicht des Halbleitersubstrats des achten Beispiels entlang der Linie LXII-LXII der 60;
  • 63 eine Draufsicht auf ein Beispiel einer Zenerdiode gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden neunten Beispiel;
  • 64 eine Draufsicht auf ein weiteres Beispiel der Zenerdiode gemäß dem neunten Beispiel;
  • 65A bis 65E Diagramme von Betriebswellenformen der herkömmlichen Ansteuerschaltung;
  • 66 einen Schaltplan eines Aufbaus einer Ansteuerschaltung gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden zehnten Beispiel;
  • 67A bis 67E Diagramme von Betriebswellenformen eines in dem zehnten Beispiel eingesetzten Transistors;
  • 68 einen Schaltplan eines Aufbaus einer einen p-MOSFET einsetzenden Ansteuerschaltung;
  • 69 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung eines Transistors, der von der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung angesteuert wird;
  • 70 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust eines Transistors, der von der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung angesteuert wird;
  • 71 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung eines Transistors, wenn ein Widerstandswert eines zweiten Widerstands in der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
  • 72 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands in der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
  • 73 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung eines Transistors, wenn ein Schwellenwert des p-MOSFET in der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
  • 74 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Schwellenwert des p-MOSFET in der den p-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
  • 75 einen Schaltplan eines Aufbaus einer Ansteuerschaltung unter Verwendung eines n-MOSFET;
  • 76 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung eines Transistors, wenn ein Widerstandswert eines zweiten Widerstands in der den n-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
  • 77 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands in der den n-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird;
  • 78 ein Diagramm einer Änderung einer Drain-Source-Spannung eines Transistors, wenn ein Schwellenwert des n-MOSFET in der den n-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird; und
  • 79 ein Diagramm eines Verhältnisses zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust eines Transistors, wenn der Schwellenwert des n-MOSFET in der den n-MOSFET verwendenden Ansteuerschaltung geändert wird.
  • (Erstes Beispiel)
  • 1 zeigt einen Hauptabschnitt eines Schaltkreises 1 gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden ersten Beispiel. Der Schaltkreis 1 weist eine Gleichstromversorgung PS, einen Lastwiderstand R1 und einen Transistor (MOSFET) 5 auf, die in Reihe geschaltet sind. Der Schaltkreis 1 weist ferner eine Kapazitätskomponente C1, eine Widerstandskomponente R2 und eine Streuinduktivitätskomponente L, die durch eine Verdrahtungsleitung verursacht wird, und dergleichen auf. Wenn ein zwischen den Hauptelektroden (Drain D und Source S) des Transistors 5 fließender Strom durch die Streuinduktivitätskomponente L schnell geändert wird, wird zwischen den Hauptelektroden des Transistors 5 eine hohe Stoßspannung erzeugt, die folglich den Transistor 5 beschädigen oder ein Rauschen hervorrufen kann, das gegebenenfalls andere Anwendungen nachteilig beeinflusst.
  • Der Transistor 5 ist ein unipolarer Transistor, dessen Drain D mit der Seite hohen Potentials und dessen Source S mit der Seite niedrigen Potentials verbunden ist. Eine Gatespannungssteuerschaltung 3 ist mit einem Gate G des Transistors 5 verbunden. Die Gatespannungssteuerschaltung 3 gibt solch eine Gatespannung aus. Diese Gatespannung wird mit einer hohen Frequenz zwischen einem Potential, bei welchem der Transistor 5 leitend wird, und einem anderen Potential, bei welchem der Transistor 5 sperrt, invertiert.
  • Ein Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 ist durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 und einem Kondensator 7 verbunden. Eine Kathode der Zenerdiode 9 ist mit dem Drain D des Transistors 5 verbunden, und eine Anode der Zenerdiode 9 ist über einen Kondensator 7 mit dem Gate G des Transistors 5 verbunden. Während der Transistor 5 sperrt, liegt ein Potential des Drains D über einem Potential des Gate G, so dass eine Sperrvorspannung an die Zenerdiode 9 gelegt wird.
  • 2 zeigt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung ”Vd”, die vor und nach einem Ausschalten des Transistors 5 der 1 erzeugt wird. Bei diesem Beispiel impliziert eine Drainspannung ”Vd” eine Spannung zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 (Drain-Source-Spannung). Da die Sourcespannung nachstehend als Referenzspannung (Null Volt) bezeichnet wird, wird eine Drain-Source-Spannung nachstehend als Drainspannung ”Vd” bezeichnet. Eine Abszisse der 2 zeigt eine Zeit (μs) und eine Ordinate der 2 eine Spannung an. In der 2 wird der Transistor 5 bei einem Zeitpunkt von 1.53 μs ausgeschaltet. Wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Drainspannung Vd auf eine Energieversorgungsspannung (in diesem Fall 100 V) erhöht.
  • Die 3 bis 5 zeigen zeitliche Änderungen von Drainspannungen ”Vd” und Drainströmen ”Id”, die vor und nach einem Ausschalten des Transistors 5 der 1 erzeugt werden. In diesem Fall impliziert ein Drainstrom ”id” einen zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 fließenden Strom (Drain-Source-Strom). Die Abszissen der 3 bis 5 zeigen eine Zeit (μs), die linken Ordinaten Ströme und die rechten Ordinaten Spannungen an. Der Transistor 5 wird auch in den 3 bis 5 bei einem Zeitpunkt von 1.53 μs ausgeschaltet. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird der Drainstrom Id auf Null verringert.
  • Eine Kennlinie ”Vd-1” der 2 zeigt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd eines Vergleichsbeispiels für einen Vergleich mit dem ersten Beispiel. Der Schaltkreis des Vergleichsbeispiels entspricht einem Fall, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und dem Kondensator 7 nicht zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 vorgesehen ist. Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels überschreitet die Drainspannung Vd die Energieversorgungsspannung (100 V) und wird in hohem Maße erhöht und anschließend an die Energieversorgungsspannung angenähert, während die Drainspannung schwingt. Eine Stoßspannung Vs kann durch eine Differenz zwischen einem Höchstwert solch einer Drainspannung Vd, der erzeugt wird, nachdem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, und einer Drainspannung Vd definiert werden, die nach einem Ausschalten des Transistors 5 stabil wird. Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels wird, wie durch die Kennlinie Vd-1 der 2 gezeigt, eine hohe Stoßspannung ”Vs-1” erzeugt.
  • 3 zeigt eine zeitliche Änderung des Drainstroms Id des Schaltkreises des Vergleichsbeispiels kombiniert mit der zeitlichen Änderung der Drainspannung.
  • Ein Schaltverlust entspricht einem Wert, der erhalten wird, indem Absolutwerte von Drainspannungen ”Vd” oder Drainströmen ”Id” bezüglich einer Zeitspanne auf das Ausschaltens des Transistors 5 folgend bis zu einer Stabilisierung des Drainstroms Id hin integriert werden.
  • Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels ist ein Schaltverlust gering, da sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert werden.
  • 6 zeigt ein Simulationsergebnis eines Schaltverlusts (Abszisse) und einer Stoßspannung Vd (Ordinate). Ein Punkt ”VIA” der 6 zeigt ein Simulationsergebnis für den Fall, bei dem ein Signalweg zwischen einem Drain D und einem Gate G eines MOSFET geöffnet ist, wobei eine Stoßspannung verglichen mit den Ergebnissen 2 und 3 des ersten Beispiels (werden nachstehend noch beschrieben) hoch ist.
  • Eine in der 6 gezeigte Hyperbel beschreibt ein Simulationsergebnis bezüglich von Schaltverlusten und Stoßspannungen für den Fall, bei dem verschiedene MOSFET verwendet werden, wobei es sich um derzeit handelsübliche MOSFETs handelt. Es ist ein deutliches Ausgleichsverhältnis zwischen den Schaltverlusten und den Stoßspannungen gezeigt.
  • Der Punkt ”VIA” liegt auf der Ausgleichskennlinie.
  • Eine in der 2 gezeigte Kennlinie ”Vd-2” beschreibt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung für den Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 mit einer Zenerspannung von 90 V und einem Kondensator 7 mit einer Kapazität von 1 nF verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass eine Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd vor und nach einem Punkt ”P1” geändert wird. Vor diesem Punkt ”P1” wird die Drainspannung Vd schnell geändert, wohingegen die Änderung der Drainspannung Vd nach dem Punkt Pa verlangsamt wird. In diesem Fall entspricht der Zeitpunkt ”P1” einem Punkt, an welchem die Drain-Gate-Spannung einen Wert von 90 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch).
  • Wenn die Zenerdiode 9 an dem Zeitpunkt P1 niederohmig wird, wird eine Gatespannung (obgleich diese Spannung die Gate-Source-Spannung ist, die die Sourcespannung die Referenzspannung bildet, wird diese Spannung einfach als ”Gatespannung” bezeichnet) durch die Drainspannung beeinflusst, so dass diese Spannung erhöht wird. Die sich erhöhende Gatespannung kann alternativ die Ausschaltgeschwindigkeit des Transistors 5 verzögern und alternativ die Erhöhungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd und die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms Id verlangsamen, um die Stoßspannung auf eine geringere Stoßspannung zu unterdrücken.
  • Auf den Zeitpunkt P1 folgend wird die Änderung der Drainspannung Vd verlangsamt, so dass eine Stoßspannung ”Vs-2” (siehe 4) unterdrückt werden kann.
  • In der 4 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung zusammen mit der zeitlichen Änderung der Drainspannung Vd, d. h. der zeitlichen Änderung des Drainstroms ”Id” für den Fall beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verwendet wird.
  • Wenn der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd als auch eine Änderung des Drainstroms Id auf diesen Zeitpunkt P1 folgend verlangsamt. Dies führt dazu, dass ein Schaltverlust leicht erhöht wird. Vor dem Zeitpunkt P1 findet jedoch keine Beeinflussung durch den Kondensator 7 statt, sondern wird sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert. Dies führt dazu, dass ein erhöhter Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs aufrechterhalten werden kann.
  • Ein Punkt ”VIB” der 6 zeigt ein Simulationsergebnis für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verbunden ist.
  • Obgleich ein Schaltverlust dieses Punkts VIB verglichen mit dem des Punkts VIA leicht erhöht ist, wird eine Stoßspannung deutlich unterdrückt. Verglichen mit der herkömmlichen Schaltung, bei welcher die Signalwege zwischen den Drains und den Gates der verschiedenen Arten der derzeit handelsüblichen MOSFETs geöffnet sind, kann der Schaltverlust dann, wenn die Stoßspannung Vs gleichwertig aufrechterhalten wird, auf einen geringeren Schaltverlust als bei der herkömmlichen Schaltung unterdrückt werden, wohingegen die Stoßspannung Vs dann, wenn der Schaltverlust gleichwertig aufrechterhalten wird, auf eine geringere Stoßspannung als bei der herkömmlichen Schaltung unterdrückt werden kann.
  • Eine Kennlinie ”Vd-3” der 2 beschreibt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und einem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass eine Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd vor und nach einem Punkt ”P2” geändert wird. Vor diesem Punkt ”P2” wird die Drainspannung Vd schnell geändert, wohingegen die Änderung der Drainspannung Vd nach dem Punkt P2 verlangsam wird. In diesem Fall entspricht der Punkt ”P2” einem Punkt, bei welchem die Drain-Gate-Spannung einen Wert von 50 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch).
  • Auf den Punkt P2 folgend wird die Änderung der Drainspannung Vd verlangsamt, so dass eine Stoßspannung ”Vs-3” (siehe 5) unterdrückt werden kann.
  • In der 5 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung zusammen mit der zeitlichen Änderung der Drainspannung, d. h. der zeitlichen Änderung des Drainstroms ”Id” für den Fall beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verwendet wird.
  • Wenn der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd als auch eine Änderung des Drainstroms Id auf den Zeitpunkt P2 folgend verlangsamt. Dies führt dazu, dass ein Schaltverlust erhöht wird. Vor dem Zeitpunkt P2 findet jedoch keine Beeinflussung durch den Kondensator 7 statt, sondern wird sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert. Dies führt dazu, dass ein erhöhter Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs aufrechterhalten wird.
  • Ein Punkt ”VIC” der 6 zeigt ein Simulationsergebnis für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verbunden ist.
  • Verglichen mit dem Punkt ”VIB” ist eine Stoßspannung weiter unterdrückt, obgleich ein Schaltverlust dieses Punkts ”VIC” leicht erhöht ist.
  • Wenn eine Zenerdiode verwendet wird, deren Zenerspannung annähernd 0.5 bis 1.0 mal über einer an ein Drain und eine Source eines Transistors gelegten Spannung liegt, wenn der Transistor ausgeschaltet wird (impliziert, dass der Transistor im ausgeschalteten Zustand stabil ist), kann folgendes aufgezeigt werden. D. h., sowohl eine Stoßspannung als auch ein Schaltverlust können in einem besser ausgeglichenen Zustand unterdrückt werden. Wenn die Stoßspannung deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise eine Zenerdiode mit einer geringen Zenerspannung verwendet werden. Wenn eine Erhöhung des Schaltverlusts deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise eine Zenerdiode mit einer höheren Zenerspannung verwendet werden.
  • Eine in der 2 gezeigte Kennlinie ”Vd-4” beschreibt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch einen Kondensator 7 mit einer Kapazität von 1 nf verbunden ist. In diesem Fall wird die Zenerdiode 9 nicht verwendet. Aus der Kennlinie wird ersichtlich, dass sich die Drainspannung Vd während einer Zeitspanne zwischen einem Beginn eines Ausschaltens des Transistors 5 bis zur Stabilisierung des Transistors 5 im ausgeschalteten Zustand langsam ändert. Dies führt dazu, dass der Schaltverlust deutlich erhöht wird, obgleich die Stoßspannung Vs unterdrückt wird.
  • Ein Punkt ”VID” der 6 zeigt ein Simulationsergebnis für den Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch den Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verbunden ist.
  • Ein Schaltverlust dieses Punkts VID ist verglichen mit den Schaltverlusten der Punkte VIB und VIC erhöht. Es wird ersichtlicht, dass es effektiv ist, eine Zenerdiode 9 zu verwenden.
  • Es sollte beachtet werden, dass die Zenerdiode 9 vorzugsweise eine geringe Streukapazität aufweist. Wenn die Streukapazität der Zenerdiode 9 gering ist, kann sowohl eine Spannungsänderung als auch eine Stromänderung kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 bei einer hohen Geschwindigkeit aufrechterhalten werden. Wenn solch eine Zenerdiode 9 mit einer geringen Streukapazität verwendet wird, kann ein Schaltverlust auf einen geringen Wert unterdrückt werden.
  • (Zweites Beispiel)
  • 7 zeigt einen Hauptabschnitt eines Schaltkreises 10 gemäß einem zweiten Beispiel der vorliegenden Offenbarung. Der Schaltkreis 1 weist eine Gleichstromversorgung PS, einen Lastwiderstand R1 und einen Transistor (MOSFET) 5 auf, die in Reihe geschaltet sind. Der Schaltkreis 10 weist ferner eine Kapazitätskomponente C1, eine Widerstandskomponente R2 und eine Streuinduktivitätskomponente L, die durch eine Verdrahtungsleitung verursacht wird, und dergleichen auf. Wenn ein zwischen den Hauptelektroden (Drain D und Source S) des Transistors 5 fließender Strom durch die Streuinduktivitätskomponente L schnell geändert wird, wird zwischen den Hauptelektroden des Transistors 5 eine hohe Stoßspannung erzeugt, die folglich den Transistor 5 beschädigen oder ein Rauschen hervorrufen kann, das gegebenenfalls andere Anwendungen nachteilig beeinflusst.
  • Der Transistor 5 ist ein unipolarer Transistor, dessen Drain D mit der Seite hohen Potentials und dessen Source S mit der Seite niedrigen Potentials verbunden ist. Eine Gatespannungssteuerschaltung 3 ist mit einem Gate G des Transistors 5 verbunden. Die Gatespannungssteuerschaltung 3 gibt solch eine Gatespannung aus. Diese Gatespannung wird mit einer hohen Frequenz zwischen einem Potential, bei welchem der Transistor 5 leitend wird, und einem anderen Potential, bei welchem der Transistor 5 sperrt, invertiert.
  • Ein Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 ist durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 und einem Kondensator 7 verbunden. Eine Kathode der Zenerdiode 9 ist mit dem Drain D des Transistors 5 verbunden, und eine Anode der Zenerdiode 9 ist über einen Kondensator 7 mit der Source S des Transistors 5 verbunden. Während der Transistor 5 sperrt, liegt ein Potential des Drains D über einem Potential der Source S, so dass eine Sperrvorspannung an die Zenerdiode 9 gelegt wird.
  • 8 zeigt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung ”Vd”, die vor und nach einem Ausschalten des Transistors 5 der 7 erzeugt wird. Bei diesem Beispiel impliziert eine Drainspannung ”Vd” eine Spannung zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 (Drain-Source-Spannung). Eine Abszisse der 8 zeigt eine Zeit (μs) und eine Ordinate der 8 eine Spannung an. In der 8 wird der Transistor 5 bei einem Zeitpunkt von 1.53 μs ausgeschaltet. Wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Drainspannung Vd auf eine Energieversorgungsspannung (in diesem Fall 100 V) erhöht.
  • Die 9 und 10 zeigen zeitliche Änderungen von Drainspannungen ”Vd” und Drainströmen ”Id”, die vor und nach einem Ausschalten des Transistors 5 der 7 erzeugt werden. In diesem Fall impliziert ein Drainstrom ”id” einen zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 fließenden Strom (Drain-Source-Strom). Die Abszissen der 9 und 10 zeigen eine Zeit (μs), die linken Ordinaten Ströme und die rechten Ordinaten Spannungen an. Der Transistor 5 wird auch in den 9 und 10 bei einem Zeitpunkt von 1.53 μs ausgeschaltet. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird der Drainstrom Id auf Null verringert.
  • Eine Kennlinie ”Vd-1” der 8 zeigt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd eines Vergleichsbeispiels für einen Vergleich mit dem zweiten Beispiel. Der Schaltkreis des Vergleichsbeispiels entspricht einem Fall, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und dem Kondensator 7 nicht zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 vorgesehen ist. Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels überschreitet die Drainspannung Vd die Energieversorgungsspannung (100 V) und wird in hohem Maße erhöht und anschließend an die Energieversorgungsspannung angenähert, während die Drainspannung schwingt. Eine Stoßspannung Vs kann durch eine Differenz zwischen einem Höchstwert solch einer Drainspannung Vd, der erzeugt wird, nachdem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, und einer Drainspannung Vd definiert werden, die nach einem Ausschalten des Transistors 5 stabil wird. Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels wird, wie durch die Kennlinie Vd-1 der 8 gezeigt, eine hohe Stoßspannung ”Vs-1” erzeugt.
  • Bei dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels ist ein Schaltverlust gering, da sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert werden.
  • 11 zeigt ein Simulationsergebnis eines Schaltverlusts (Abszisse) und einer Stoßspannung (Ordinate). Ein Punkt ”XIA” der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für den Fall, bei dem ein Signalweg zwischen einem Drain D und einer Source S eines MOSFET geöffnet ist, wobei eine Stoßspannung verglichen mit den Ergebnissen 5 bis 7 dieses zweiten Beispiels (werden nachstehend noch beschrieben) hoch ist.
  • Eine in der 11 gezeigte Hyperbel entspricht einer in der 6 gezeigten Ausgleichskennlinie.
  • Eine in der 8 gezeigte Kennlinie ”Vd-5” beschreibt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd für den Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 mit einer Zenerspannung von 90 V und einem Kondensator 7 mit einer Kapazität von 1 nF verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass eine Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd in einer Phase geändert wird, in welcher die Drainspannung Vd auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird. Die Drainspannung Vd wird kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 schnell geändert, wohingegen die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd auf ein Timing folgend, an welchem die Drainspannung Vd annähernd der Energieversorgungsspannung entspricht, verlangsamt wird. Ein Timing, bei welchem die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd geändert wird, entspricht einen Zeitpunkt, an welchem die Drain-Source-Spannung einen Wert von 90 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch). Wenn die Zenerdiode 9 niederohmig wird, wird die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd verlangsamt. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung Vs unterdrückt wird.
  • Ein Punkt ”XIB” der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 1 nf verbunden ist.
  • Obgleich ein Schaltverlust dieses Punkts XIB verglichen mit dem des Punkts XIA leicht erhöht ist, wird eine Stoßspannung unterdrückt. Verglichen mit der herkömmlichen Schaltung, bei welcher die Signalwege zwischen den Drains und den Sources der verschiedenen Arten der derzeit handelsüblichen MOSFETs geöffnet sind, kann der Schaltverlust dann, wenn die Stoßspannung Vs gleichwertig aufrechterhalten wird, auf einen geringeren Schaltverlust als bei der herkömmlichen Schaltung unterdrückt werden, wohingegen die Stoßspannung Vs dann, wenn der Schaltverlust gleichwertig aufrechterhalten wird, auf eine geringere Stoßspannung als bei der herkömmlichen Schaltung unterdrückt werden kann. Wenn der Kondensator 7 jedoch zwischen der Source S und dem Drain D angeordnet ist, kann folgendes aufgezeigt werden. D. h. wenn die Kapazität dieses Kondensators 7 annähernd 1 nF beträgt, kann der Unterdrückungseffekt der Stoßspannung nicht deutlich sichtbar werden.
  • Eine Kennlinie ”Vd-6” der 8 beschreibt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und einem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass eine Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd während einer Phase, in welcher die Drainspannung Vd auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird, geändert wird. Die Drainspannung Vd wird kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 schnell geändert, wohingegen die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd auf ein Timing folgend, an welchem die Drainspannung Vd annähernd der Energieversorgungsspannung entspricht, verlangsamt wird. Ein Timing, bei welchem die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd geändert wird, entspricht einen Zeitpunkt, an welchem die Drain-Source-Spannung einen Wert von 90 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch). Wenn die Zenerdiode 9 niederohmig wird, wird die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd verlangsamt. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung ”Vs-6” (siehe 9) unterdrückt wird. Wenn eine Kapazität eines zwischen den Drain D und die Source S geschalteten Kondensators von 1 nF auf 3 nF erhöht wird, wird die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd auf den Zeitpunkt folgend, an welchem die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch), weiter verlangsamt. Die Stoßspannung ”V3-6” (siehe 9) kann weiter auf einer geringe Stoßspannung unterdrückt werden.
  • In der 9 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung zusammen mit der zeitlichen Änderung der Drainspannung, d. h. der zeitlichen Änderung des Drainstroms ”Id” für den Fall beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verwendet wird.
  • Wenn der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd als auch eine Änderung des Drainstroms Id auf einen Punkt P3 folgend, an welchem die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch), verlangsamt. Dies führt dazu, dass ein Schaltverlust erhöht wird. Vor dem Punkt P3 findet jedoch keine Beeinflussung durch den Kondensator 7 statt, sondern wird sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert. Dies führt dazu, dass ein erhöhter Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs aufrechterhalten wird.
  • Ein Punkt ”XIC” der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 90 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verbunden ist.
  • Verglichen mit dem Punkt ”XIA” ist eine Stoßspannung deutlich unterdrückt, obgleich ein Schaltverlust dieses Punkts ”XIC” leicht erhöht ist.
  • Eine Kennlinie ”Vd-7” der 8 beschreibt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und dem Gate G des Transistors 5 durch eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und einem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verbunden ist. Aus dieser Kennlinie wird ersichtlich, dass eine Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd auf halbem Wege geändert wird, wenn die Drainspannung Vd geändert wird. Die Drainspannung Vd wird kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 schnell geändert, wohingegen die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd auf halbem Wege verlangsamt wird, wenn die Drainspannung Vd auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird. Ein Timing, bei welchem die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd geändert wird, entspricht einen Zeitpunkt, an welchem die Drain-Source-Spannung einen Wert von 50 V annimmt, so dass die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch). Wenn die Zenerdiode 9 niederohmig wird, wird die Änderungsgeschwindigkeit der Drainspannung Vd verlangsamt. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung ”Vs-7” (siehe 10) auf einer geringe Stoßspannung unterdrückt wird.
  • In der 10 wird die nachstehend erwähnte zeitliche Änderung ebenso zusammen mit der zeitlichen Änderung der Drainspannung, d. h. der zeitlichen Änderung des Drainstroms ”Id” für den Fall beschrieben, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verwendet wird.
  • Wenn der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verbunden ist, wird sowohl eine Änderung der Drainspannung Vd als auch eine Änderung des Drainstroms Id auf einen Punkt P4 folgend, an welchem die Zenerdiode 9 niederohmig wird (Durchbruch), verlangsamt. Dies führt dazu, dass ein Schaltverlust erhöht wird. Vor dem Punkt P4 findet jedoch keine Beeinflussung durch den Kondensator 7 statt, sondern wird sowohl die Drainspannung Vd als auch der Drainstrom Id schnell geändert. Dies führt dazu, dass ein erhöhter Betrag des Schaltverlusts innerhalb eines geringen Betragsbereichs aufrechterhalten wird.
  • Ein Punkt ”XID” der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 mit der Zenerspannung von 50 V und dem Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verbunden ist.
  • Verglichen mit dem Punkt ”XIC” ist eine Stoßspannung ”Vs-7” (siehe 10) weiter unterdrückt, obgleich ein Schaltverlust dieses Punkts ”XID” leicht erhöht ist.
  • Auch dann, wenn eine Reihenschaltung zwischen der Source S und dem Drain D des Transistors 5 verwendet wird, kann dann, wenn eine Zenerdiode verwendet wird, deren Zenerspannung annähernd 0.5 bis 1.0 mal über einer an ein Drain und eine Source eines Transistors gelegten Spannung liegt, wenn der Transistor ausgeschaltet wird (impliziert, dass der Transistor im ausgeschalteten Zustand stabil ist), folgendes aufgezeigt werden. D. h., sowohl eine Stoßspannung als auch ein Schaltverlust können in einem besser ausgeglichenen Zustand unterdrückt werden. Wenn die Stoßspannung deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise eine Zenerdiode mit einer geringen Zenerspannung verwendet werden. Wenn eine Erhöhung des Schaltverlusts deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise eine Zenerdiode mit einer höheren Zenerspannung verwendet werden. Ebenso sollte dann, wenn die Stoßspannung deutlich unterdrückt wird, vorzugsweise ein Kondensator mit einer hohen Kapazität verwendet werden. Wenn der Schaltverlust deutlich unterdrückt wird, sollte vorzugsweise ein Kondensator mit einer geringen Kapazität verwendet werden.
  • Eine in der 8 gezeigte Kennlinie ”Vd-8” beschreibt eine zeitliche Änderung einer Drainspannung Vd für einen Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch einen Kondensator 7 mit einer Kapazität von 3 nf verbunden ist. In diesem Fall wird die Zenerdiode 9 nicht verwendet. Aus der Kennlinie wird ersichtlich, dass sich die Änderung der Drainspannung Vd während einer Zeitspanne zwischen einem Beginn eines Ausschaltens des Transistors 5 bis zur Stabilisierung des Transistors 5 im ausgeschalteten Zustand verlangsamt. Dies führt dazu, dass der Schaltverlust deutlich erhöht wird, obgleich die Stoßspannung Vs unterdrückt wird.
  • Ein Punkt ”XIE” der 11 zeigt ein Simulationsergebnis für den Fall, bei welchem der Signalweg zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 durch den Kondensator 7 mit der Kapazität von 3 nf verbunden ist.
  • Ein Schaltverlust dieses Punkts XIE ist verglichen mit den Schaltverlusten der Punkte XIB bis XID erhöht. Es wird ersichtlicht, dass es effektiv ist, die Zenerdiode 9 zu verwenden.
  • Es sollte beachtet werden, dass die Streukapazität der Zenerdiode 9 vorzugsweise selbst dann gering ist, wenn der Kondensator 7 zwischen dem Drain D und der Source S des Transistors 5 verwendet wird. Wenn die Streukapazität der Zenerdiode 9 gering ist, kann sowohl eine Spannungsänderung als auch eine Stromänderung kurz nach einem Ausschalten des Transistors 5 bei einer hohen Geschwindigkeit aufrechterhalten werden. Wenn solch eine Zenerdiode 9 mit einer geringen Streukapazität verwendet wird, kann ein Schaltverlust auf einen geringen Wert unterdrückt werden.
  • Ferner können in sowohl dem ersten als auch dem zweiten Beispiel, wenn die Anordnungsreihenfolge der Zenerdiode 9 und des Kondensators 7 geändert wird, äquivalente Schaltungen erhalten und der gleiche Effekt erzielt werden.
  • Alternativ können das erste und die zweite Beispiel gleichzeitig ausgeführt werden.
  • Ferner sind die vorstehend beschriebenen Beispiele nicht auf einen unipolaren Transistor, wie beispielsweise einen MOSFET, beschränkt, sondern können alternativ einen Bipolartransistor, wie beispielsweise einen IGBT, einsetzen, mit welchem der gleiche Effekt erzielt werden kann. Da zusätzlich die Schaltung der vorliegenden Offenbarung vorgesehen wird, kann sowohl die Stoßspannung als auch der Schaltverlust zur gleichen zeit unterdrückt werden.
  • Ein Transistor und eine Reihenschaltung aus einer Zenerdiode und einem Kondensator, die einen Signalweg zwischen einem Drain (oder Kollektor) und einem Gate des Transistors oder ein anderer Signalweg zwischen dem Drain (oder Kollektor) und einer Source (oder Emitter) des Transistors verbindet, kann alternativ in einem einteiligen Körper auf dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden. Ein konkretes Halbleitermodel wird nachstehend in einer dritten und vierten Ausführungsform beschrieben. In diesem Fall ist keine zusätzliche Komponente mehr erforderlich und können sowohl eine Stoßspannung als auch ein Schaltverlust nur durch einen Chip unterdrückt werden.
  • Gemäß der vorliegenden Offenbarung können selbst dann, wenn der herkömmliche Transistor direkt verwendet wird, sowohl eine Stoßspannung als auch ein Schaltverlust selbst dann unterdrückt werden, da preiswerte Mehrzweckkomponenten, wie beispielsweise eine Zenerdiode und ein Kondensator, verwendet werden. Ferner werden eine Kapazität eines Kondensators und eine Zenerspannung einer Zenerdiode geändert, so dass verschiedene Abstimmungsmöglichkeiten realisiert werden können. Es ist beispielsweise möglich, eine Kennlinie zu realisieren, die dazu ausgelegt ist, einen Schaltverlust innerhalb einer zulässigen Stoßspannung auf den minimalen Schaltverlust zu unterdrücken.
  • (Dritte Ausführungsform)
  • Die 12A bis 16B zeigen Beispiele, bei denen Transistoren, Zenerdioden 9 und Kondensatoren 7, die in Schaltkreisen verwendet werden, in dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet sind. Jedes der in den 12A bis 16B gezeigten Beispiele dient dazu, die Abschnitte des Transistors, der Zenerdiode 9 und des Kondensators 7, die in dem Schaltkreis 1 des ersten Beispiels eingesetzt wurden, zu verkörpern. Jedes dieser in den 12A bis 16B gezeigten Beispiele entspricht einem Halbleitermodel, bei welchem der Transistor und der Kondensator in dem Halbleitersubstrat 20 gebildet sind, während die Zenerdiode 9 auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet ist. Der Transistor, die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 sind unter Verwendung des Halbleitersubstrats 20 in einem einteiligen Körper gebildet und in einer Ein-Chip-Struktur aufgebaut. Es sollte beachtet werden, dass das Halbleitersubstrat 20 aus Einkristallsilizium aufgebaut ist.
  • Das in den 12A und 12B gezeigte Halbleitermodel zeigt ein Beispiel, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und dem Kondensator 7 zwischen ein Drain D und ein Gate G des Transistors und der Kondensator 7 ferner zwischen den Drain D des Transistors und die Zenerdiode 9 geschaltet ist. 12A zeigt eine schematische Schnittsansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats 20. 12B zeigt eine Ersatzschaltung des in der 12A gezeigten Aufbaus.
  • 12A zeigt einen Nahbereich einer Grenze zwischen einem Elementebereich und einem Peripheriebereich. Der Elementebereich entspricht einem Bereich, in dem eine Halbleiterbereichsgruppe gebildet ist, die dafür vorgesehen ist, einen Signalweg zwischen den Hauptelektroden (d. h. Drain D und Source S) zeitweise in einen leitenden und in einen nichtleitenden Zustand zu schalten. Der Elementebereich ist an einer mittleren Seite des Halbleitersubstrats 20 angeordnet. Der Peripheriebereich ist kreisförmig um einen mittleren Bereich angeordnet. In dem Peripheriebereich ist ein Anschlussbereich gebildet. Der Anschlussbereich ist kreisförmig um den mittleren Bereich herum gebildet. Der Anschlussbereich entspricht einem Bereich, bei welchem eine an den Transistor gelegte Spannung dann, wenn der Transistor sperrt, entlang einer seitlichen Richtung geladen wird, indem eine Sperrschicht von dem Elementebereich in Richtung einer Seitenrichtung ausgedehnt wird. Obgleich nachstehend noch näher beschrieben, ist ein Größenverhältnis der Breiten des in der 12A gezeigten Anschlussbereichs entlang der seitlichen Richtung in komprimierter Form dargestellt, um die Darstellung zu vereinfachen.
  • Das Halbleitersubstrat 20 weist einen n+-leitenden Drainbereich 22 und einen n–leitenden Driftbereich 24 auf. Der n+-leitende Drainbereich 22 ist auf einer Rückfläche des Halbleitersubstrats 20 und der n–-leitende Driftbereich 24 auf dem Drainbereich 22 gebildet. Sowohl der Drainbereich 22 als auch der Driftbereich 24 sind kontinuierlich entlang der seitlichen Richtung vom Elementebereich zum Peripheriebereich innerhalb des Halbleitersubstrats 20 gebildet.
  • Ein p-leitender Körperbereich 76, ein n+-leitender Sourcebereich 72 und ein p+-leitender Körperkontaktbereich 74 sind auf einer Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet. Ein Körperbereich 76 ist kontinuierlich auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs entlang der seitlichen Richtung gebildet. Der Sourcebereich 72 und der Körperkontaktbereich 74 sind gezielt auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 vorgesehen. Der Sourcebereich 72 ist durch den Körperbereich 76 von dem Driftbereich 24 isoliert. Der Körperkontaktbereich 74 weist eine höhere Störstellenkonzentration als der Körperbereich 76 auf. Sowohl der Sourcebereich 72 als auch der Körperkontaktbereich 74 sind elektrisch mit der Source S auf dem Halbleitersubstrat 20 verbunden.
  • Eine Trench-Gate-Elektrode 64 und ein Gateisolierfilm 62 sind ferner auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet. Die Trench-Elektrode 64 erstreckt sich von der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 in Richtung der Rückfläche des Halbleitersubstrats 20, wobei sie den Körperbereich 76 durchdringt und anschließend den Driftbereich 24 erreicht. Der Gateisolierfilm 62 bedeckt die Trench-Gate-Elektrode 64 derart, dass die Trench-Gate-Elektrode 64 elektrisch von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert ist. Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist über den Gateisolierfilm 62 gegenüber dem Körperbereich 76 angeordnet, wobei der Körperbereich 76 den Sourcebereich 72 von dem Driftbereich 24 isoliert. Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist aus polykristallinem Silizium aufgebaut. Der Gateisolierfilm 62 ist aus Siliziumoxid aufgebaut.
  • Ein Trennoxidfilm 42 (Beispiel für einen Isolierfilm) ist auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs vorgesehen. Der Trennoxidfilm 42 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut. Der Trennoxidfilm 42 kann ein elektrisches Feld der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Anschlussbereichs abbauen. Im Allgemeinen gibt es eine Vielzahl von Möglichkeiten, bei denen Strukturen, wie beispielsweise eine RESURF-Schicht und ein Schutzring, innerhalb des unter dem Trennoxidfilm 42 vorgesehenen Halbleitersubstrats 20 gebildet sind. Diese Strukturen sind dazu ausgelegt, eine in dem Peripherieabschnitt des Elementebereichs auftretende Konzentration des elektrischen Feldes abzubauen, um auf diese Art und Weise die Spannungsfestigkeit des Transistors zu verbessern. Bei dieser dritten Ausführungsform sind diese Strukturen jedoch ausgelassen, um die Darstellung zu vereinfachen.
  • Ein n-leitender Diffusionshalbleiterbereich 38 und ein n+-leitender Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind auf einer Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet, die sich in einer anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. Sowohl der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 als auch der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind auf wenigstens einem Abschnitt der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet, der sich in der anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. D. h., der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 und der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 müssen nicht kreisförmig entlang des Peripherieabschnitts des Anschlussbereich gebildet sein.
  • Ein eingebetteter leitfähiger Bereich 36 und ein Beschichtungsisolierbereich 34 sind ferner in einem Abschnitt der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet, der sich in einer anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 erstreckt sich von der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 zu dessen Rückfläche und verbleibt anschließend innerhalb des n-leitenden Diffusionshalbleiterbereichs 38. Der Beschichtungsisolierbereich 34 bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich 36 derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich 36 elektrisch von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert ist. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 ist aus polykristallinem Silizium aufgebaut. Der Beschichtungsisolierbereich 34 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut.
  • Der eingebettete leitfähige Bereich 36 ist über den Beschichtungsisolierbereich 34 dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 gegenüberliegend angeordnet. Der Kondensator 7 ist folglich aus dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36, dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 aufgebaut. Es sollte beachtet werden, dass der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 gebildet ist, um eine Erzeugung einer Sperrschicht an einer Grenze zwischen dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 zu unterdrücken, und folglich, um die Kapazität des Kondensators 7 zu stabilisieren.
  • Der eingebettete leitfähige Bereich 36 weist die gleiche Tiefe wie die Trench-Gate-Elektrode 64 des Elementebereichs auf. Der Beschichtungsisolierbereich 34 weist die gleiche Dicke wie der Gateisolierfilm 62 des Elementebereichs auf. Folglich können der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 gleichzeitig gebildet werden, indem der Prozess zur Fertigung der Trench-Gate-Elektrode 64 des Elementebereichs des Gateisolierfilms 62 angewandt wird.
  • Die Zenerdiode 9 ist auf der Stirnfläche des Trennbereichs 42 gebildet. Die Zenerdiode 9 ist aus einem p-leitenden Anodenhalbleiterbereich 54 und einem n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich 52 aufgebaut. Der Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind auf der Stirnfläche des Trennoxidfilms 42 gebildet, wobei sie direkt an diesen grenzen. Der Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind aus polykristallinem Silizium aufgebaut.
  • Der Anodenhalbleiterbereich 54 der Zenerdiode 9 ist, wie in 12A gezeigt, elektrisch mit der Trench-Gate-Elektrode 64 des Transistors verbunden. Der Kathoden halbleiterbereich 52 der Zenerdiode 9 ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. D. h., der Kathodenhalbleiterbereich 52 der Zenerdiode 9 ist elektrisch mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden. Der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 ist über den n+-leitenden Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 elektrisch mit dem Drain D verbunden. Der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 ist ferner über den Driftbereich 24 und den Drainbereich 22 elektrisch mit dem Drain D verbunden. Folglich ist das andere Ende des Kondensators 7 elektrisch mit dem Drain D des Transistors verbunden. Ein Schaltkreischip zum Aufnehmen einer in der 12B gezeigten Ersatzschaltung wurde angeordnet, indem diese elektronischen Elemente elektrisch miteinander verbunden wurden. Es sollte beachtet werden, dass diese elektrischen Verbindungen aus beispielsweise Aluminiumverdrahtungsleitungen gebildet sein können.
  • Wenn die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7, wie vorstehend beschrieben, wie der Transistor in dem einteiligen Körper auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet sind, müssen die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 nicht getrennt vorbereitet werden. Folglich kann der hierin offenbarte Schaltkreischip gebildet werden, ohne eine Gesamtzahl dieser Komponenten zu erhöhen. Wenn der Transistor, die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet wurden, kann der Schaltkreis angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der Komponenten verwendet wird. Folglich kann der Schaltkreis kompakter ausgebildet und mit praktischeren Eigenschaften gefertigt werden.
  • Die 13 und 14 zeigen eine technische Idee zur Änderung einer Kapazität des Kondensators 7. Die Kapazität des Kondensators 7 wird auf der Grundlage einer Dicke und einer Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34 angepasst. Die Kapazität des Kondensators 7 ist invers proportional zur Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 und direkt proportional zur Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34.
  • Wenn der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34, wie in 13 gezeigt, bis zu einer tief gelegenen Position des Halbleitersubstrats 20 gebildet werden, um die Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34 zu erhöhen, wird die Kapazität des Kondensators 7 erhöht. Wenn demgegenüber, wie in 14 gezeigt, die Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 erhöht wird, wird die Kapazität des Kondensators 7 verringert. Die Halbleitermodelle bezüglich des eingebetteten leitfähigen Bereichs 36 und des Beschichtungsisolierbereichs 34 sind, wie vorstehend beschrieben, nur beispielhaft, so dass die Kapazität des Kondensators 7 leicht angepasst werden kann.
  • 15 zeigt ein Beispiel eines Halbleiteraufbaus, bei dem eine Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs gebildet ist. Der Driftbereich 24 der Super-Junction-Struktur ist aus einer Folgestruktur bestehend aus einer n-leitenden Säule 24a und einer p-leitenden Säule 24b gebildet. Die Störstellenkonzentration der p-leitenden Säule 24b entspricht im Wesentlichen der des Körperbereichs 76. In der Super-Junction-Struktur wird dann, wenn der Transistor ausgeschaltet wird, eine Sperrschicht von dem p-n-Übergang zwischen der n-leitenden Säule 24a und der p-leitenden Säule 24b ausgedehnt, so dass der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmt werden kann. Dies führt dazu, dass dann, wenn ein Abstand zwischen der n-leitenden Säule 24a und der p-leitenden Säule 24b angepasst wird, auch dann, wenn die Störstellenkonzentration erhöht wird, der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmt werden kann. Dies führt dazu, dass die Super-Junction-Struktur als Lösung für das Austauschverhältnis herangezogen werden kann, das zwischen dem Durchlasswiderstand (oder der Durchlassspannung) des Transistors und der Spannungsfestigkeit besteht, da die Störstellenkonzentration der n-leitenden Säule 24a und der p-leitenden Säule 24b erhöht werden kann.
  • D. h., eine Super-Junction-Struktur wird gebildet, indem das Halbleitersubstrat 20 verwendet wird, welches eine relativ hohe Konzentration an n-leitenden Störstellen aufweist. Genauer gesagt, es werden eine Mehrzahl von Gräben von der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 an gebildet, indem ein anisotroper Ätzprozess ausgeführt wird. Anschließend werden die p-leitenden Säulen durch ein Kristallwachstum innerheralb dieser Gräben gebildet. Die Abschnitte, die bei der Bildung der Mehrzahl von Gräben verbleiben, werden als n-leitende Säulen 24a ausgebildet. Auf diese Weise kann eine Super-Junction-Struktur, bei welche die n-leitenden Säulen 24a und die p-leitenden Säulen 24b wiederholt angeordnet sind, gefertigt werden.
  • Wenn die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs verwendet wird, wird das Halbleitersubstrat 20 verwendet, welches die n-leitenden Störstellen in einer verhältnismäßig hohen Konzentration aufweist. Dies führt dazu, dass die Störstellenkonzentration des Driftbereichs 24 des Peripheriebereichs dann, wenn die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs verwendet wird, erhöht wird. Folglich kann ein Phänomen, bei welchem die Sperrschicht an der Grenze des Beschichtungsisolierbereichs 34 erzeugt wird, bei diesem Beispiel selbst dann unterdrückt werden, wenn der in dem Beispiel der 12 gebildete n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 nicht vorgesehen ist.
  • Das Verfahren zum Bilden des Transistors, der Zenerdiode 9 und des Kondensators 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 kann, wie vorstehend beschrieben, auf verschiedene Arten von Transistoren angewandt werden. D. h., es bestehen verschiedene Möglichkeiten, einen Peripheriebereich eines Transistors mit dem Trennoxidfilm 42 zu versehen. Wenn die Zenerdiode 9 auf der Stirnfläche dieses Trennoxidfilms 42 gebildet wird, kann die Zenerdiode 9 über dem Halbleitersubstrat 20 des Peripheriebereichs gebildet werden, ohne die Transistorart einzuschränken. Da der Abstand der Oberfläche des Trennoxidfilms 42 ausgenutzt wird, kann die Zenerdiode 9 leicht in dem Halbleitersubstrat 20 in einem einteiligen Körper gebildet werden, wobei eine Erhöhung der Elementefläche verhindert wird. Ferner kann der Kondensator 7 dann, wenn der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 verwendet werden, leicht innerhalb des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs gebildet werden. Da sowohl der eingebettete leitfähige Bereich 36 als auch der Beschichtungsisolierbereich 34 die Grabenformen aufweisen, kann der Kondensator 7 leicht in dem Halbleitersubstrat 20 in einem einteiligen Körper gebildet werden, wobei eine Erhöhung der Elementefläche verhindert wird.
  • Die in den 16A und 16B gezeigten Halbleitermodelle dienen als Beispiel, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode 9 und dem Kondensator 7 zwischen den Drain D und das Gate G des Transistors und der Kondensator 7 ferner zwischen das Gate G des Transistors und die Zenerdiode 9 geschaltet ist. 16A zeigt eine schematische Schnittansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats 20. 16B zeigt eine Ersatzschaltung mit dem Halbleitersubstrat 20 der 16A.
  • Bei diesem Halbleitermodell sind eine Position des Kondensators 7 und eine Position der Zenerdiode 9, wie in 16A gezeigt, im entgegengesetzten Anordnungssinn zu den in den 12A bis 15 gezeigten Positionen angeordnet. Bei dem in der 16A gezeigten Halbleitermodel sind ebenso ein p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 und ein p+-leitender Kontaktbereich 132 auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs gebildet. Der p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 umgibt den eingebetteten leitfähigen Bereich 36 und den Beschichtungsisolierbereich 34. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 sind durch den p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 von dem Driftbereich 24 isoliert. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 sind den Beschichtungsisolierbereich 34 gegenüberliegend angeordnet. Dies führt dazu, dass der p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 sowohl den eingebetteten leitfähigen Bereich 36 als auch den Beschichtungsisolierbereich 34 umgibt. Der Kondensator 7 ist aus dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36, dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem p-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 138 aufgebaut.
  • Der eingebettete leitfähige Bereich 36 des Kondensators 7 ist, wie in 16A gezeigt, elektrisch mit dem Gate G des Transistors verbunden. D. h., das eine Ende des Kondensators 7 ist elektrisch mit dem Gate G des Transistors verbunden. Der p-leitende Diffusionshalbleiterbereich 138 ist über den Kontaktbereich 132 elektrisch mit dem Anodenhalbleiterbereich 54 der Zenerdiode 9 verbunden. D. h., das andere Ende des Kondensators 7 ist elektrisch mit dem Anodenhalbleiterbereich 54 der Zenerdiode 9 verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich 52 der Zenerdiode 9 ist elektrisch mir dem Drain D des Transistors verbunden. Ein Schaltkreischip zum Aufnehmen einer in der 16B gezeigten Ersatzschaltung wurde angeordnet, indem diese elektronischen Elemente elektrisch miteinander verbunden wurden. Es sollte beachtet werden, dass diese elektrischen Verbindungen aus beispielsweise Aluminiumverdrahtungsleitungen gebildet sein können.
  • Wenn die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7, wie vorstehend beschrieben, wie der Transistor in dem einteiligen Körper auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet sind, müssen die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 nicht getrennt vorbereitet werden. Folglich kann der hierin offenbarte Schaltkreischip gebildet werden, ohne eine Gesamtzahl dieser Komponenten zu erhöhen. Wenn der Transistor, die Zenerdiode 9 und der Kondensator 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet wurden, kann der Schaltkreis angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der Komponenten verwendet wird. Folglich kann der Schaltkreis kompakter ausgebildet und mit praktischeren Eigenschaften gefertigt werden.
  • (Vierte Ausführungsform)
  • 27 zeigt ein Beispiel eines Schaltkreises 200 gemäß einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Offenbarung. Der Schaltkreis 200 weist einen Transistor 5, eine Steuerschaltung 3 und eine Reihenschaltung 6 auf. Der Transistor 5 wird verwendet, indem eine Stromversorgung ”PS” und eine Last R1 in Reihe zwischen eine Drainelektrode ”D” und eine Sourceelektrode ”S” des Transistors 5 geschaltet werden. Die Steuerschaltung 3 ist mit einer Gateelektrode ”G” des Transistors 5 verbunden. Die Reihenschaltung 6 ist zwischen die Gateelektrode G und die Drainelektrode D des Transistors 5 geschaltet, und ein Kondensator 7 ist in Reihe zu einer Diode 9a geschaltet. Das Bezugszeichen ”L” kennzeichnet eine Streuinduktivität. Der Schaltkreis 200 kann eine Stoßspannung auf der Grundlage des nachstehend beschriebenen Betriebs unterdrücken. Es sollte beachtet werden, dass ein Ausdruck, mit welchem ein Phänomen beschrieben wird, das mit Hilfe einer Formel beschrieben werden sollte, nachstehend nicht immer ideal ist.
  • Wenn die Steuerschaltung 3 eine Spannung zum Ausschalten des Transistors 5 ausgibt, wird eine Spannung (Vps – VF) die erhalten wird, indem eine Durchlassspannung ”VF” der Diode 9a von einer Energieversorgungsspannung ”Vps” abgezogen wird, an den Kondensator 7 gelegt wird und nimmt eine Ladespannung des Kondensators 7 den Wert (Vps – VF) an.
  • Anschließend, wenn die Steuerschaltung 3 eine Spannung zum Einschalten des Transistors 5 ausgibt, wird eine Spannung an der Drainelektrode D des Transistors 5 verringert. Da eine Sperrvorspannung an die Diode 9a gelegt wird, kann der Kondensator 7 nicht entladen werden und hält die bis zu diesem Zeitpunkt geladene Ladespannung (Vps – VF).
  • Anschließend, wenn die Steuerschaltung 3 eine Spannung zum Ausschalten des Transistors 5 ausgibt, wird die Spannung der Drainelektrode D des Transistors 5 erhöht. Da die Streuinduktivität ”L” vorhanden ist, überschreitet die Spannung der Drainelektrode D die Energieversorgungsspannung Vps und wird weiter erhöht. Es wird eine so genannte ”Stoßspannung” erzeugt.
  • Wenn die Spannung an der Drainelektrode D des Transistors 5 eine summierte Spannung zwischen der Ladespannung (Vps – VF) des Kondensators 7 und der Durchlassspannung VF der Diode 9a überschreitet, d. h. die Energieversorgungsspannung Vps überschreitet, wird die Durchlassspannung der Diode 9a beeinflusst und fließt folglich ein Ladestrom über den Kondensator 7. Da eine Entladegeschwindigkeit der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt wird, werden folglich eine Änderungsgeschwindigkeit eines Drainstroms des Transistors 5; und eine Änderungsgeschwindigkeit eines Drainstroms des Transistors 5 verlangsamt, so dass ein steiler Anstieg der Spannung der Drainelektrode D des Transistors 5 verhindert und folglich die Stoßspannung auf eine geringe Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Es sollte beachtet werden, dass bei dem obigen Beispiel eine Reihenschaltung als Beispiel dient, bei welcher der Kondensator 7 auf der Seite der Gateelektrode (Steuerelektrode) und die Diode 9a auf der Seite der Drainelektrode (Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite) angeordnet ist. Alternativ kann die Stoßspannung selbst dann, wenn eine andere Reihenschaltung, bei welcher die Diode 9a auf der Gateelektrodenseite und der Kondensator 7 auf der Drainelektrodenseite angeordnet ist, auf eine geringe Spannung unterdrückt werden.
  • Eine Durchbruchspannung einer Zenerdiode schwankt bedingt durch Fertigungstoleranzen um ungefähr ±10%, wobei dann, wenn eine Spannung an einer Drainelektrode eines Transistors die Energieversorgungsspannung Vps überschreitet, eine Verringerungsgeschwindigkeit einer Spannung an einer Gateelektrode des Transistors in Übereinstimmung mit einer Methode zur Verwendung eines Kondensators und eine Verringerungsgeschwindigkeit eines Drainstroms des Transistors verlangsamt werden. Folglich kann ein Schaltkreis mit einer Schwankung bezüglich eines Unterdrückungsvermögens einer Stoßspannung als Massenprodukt gefertigt werden.
  • Wenn der Kondensator verwendet wird, werden gemäß obiger Beschreibung dann, wenn die Spannung an der Drainelektrode des Transistors 5 die Energieversorgungsspannung Vps überschreitet, die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode des Transistors und die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms des Transistors verlangsamt. Dies führt dazu, dass das Unterdrückungsvermögen der Stoßspannung stabil wird.
  • Wenn der Kondensator verwendet wird, wird die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode jedoch nicht verlangsamt, und wird ebenso die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms des Transistors solange nicht verlangsamt, bis die Spannung der Drainelektrode die Energieversorgungsspannung überschreitet. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung gegebenenfalls nur schwer unterdrückt werden kann.
  • Folglich sieht diese vierte Ausführungsform gemäß nachstehender Beschreibung einen Schaltkreis vor, mit dem das Unterdrückungsvermögen der Stoßspannung verbessert werden kann. D. h., es wird nicht nur das Timing zur Verlangsamung der Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors stabil, sondern ebenso die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors an einem Zeitpunkt verlangsamt, der früher als der Zeitpunkt gelegen ist, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode des Transistors auf der Hochspannungsseite die Energieversorgungsspannung überschreitet.
  • Nachstehend wird ein bevorzugtes Halbleitermodel dieser Ausführungsform beschrieben. Ein Schaltkreis der vierten Ausführungsform verwendet einen FET. Der Schaltkreis der vierten Ausführungsform verwendet einen MOSFET. Eine Stoßspannungsunterdrückungsschaltung und der Transistor sind in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet.
  • 17 zeigt einen Schaltplan eines Schaltkreises 210 mit einem FET (n-leitendender MOSFET) 5. Der Transistor 5 ist derart vorgesehen, dass eine Stromversorgung PS zwischen einer Drainelektrode D und einer Sourceelektrode S des Transistors 5 in Reihe mit einer Last geschaltet ist. Eine Streuinduktivität ”L” ist in einer Verdrahtungsleitung zwischen dem Transistor 5 und der Last R1 dargestellt. Der Schaltkreis 210 schaltet den Transistor 5 auf der Grundlage einer Ansteuerspannung Vin der Steuerschaltung 3 an und aus. Die Ansteuerspannung Vin wird an die Gateelektrode G gegeben.
  • Da der Schaltkreis 210 den Transistor 5 an- und ausschaltet, schaltet der Schaltkreis 210 derart, dass die von der Stromversorgung PS gelieferte Energieversorgungsspannung Vps an die Last R1 gelegt wird, oder derart, dass die von der Stromversorgung PS gelieferte Energieversorgungsspannung Vps nicht an die Last R1 gelegt wird.
  • Es sollte ferner beachtet werden, dass die Drainelektrode D einer Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite, die Sourceelektrode S einer weiteren Hauptelektrode auf der Niederspannungsseite und die Gateelektrode G der Steuerelektrode entspricht.
  • Der Schaltkreis 210 weist den Transistor 5, eine Steuerschaltung 3 und eine Stoßspannungsmessschaltung 212 auf. Da die Steuerschaltung 3 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden ist, gibt die Steuerschaltung 3 eine Ansteuerspannung Vin mit einer Rechteckwellenform, in der eine Spannung zum Einschalten des Transistors 5 und eine weitere Spannung zum Ausschalten des Transistors 5 abwechselnd erscheinen, an die Gateelektrode G des Transistors 5. Die Stoßspannungsmessschaltung 212 weist eine Reihenschaltung 230 und eine Spannungsanpassschaltung 220 auf. Der eine Anschluss der Reihenschaltung 230 ist mit einem ersten Knotenpunkt 241 zwischen der Gateelektrode G des Transistors 5 und der Steuerschaltung 3 verbunden. Der andere Anschluss der Reihenschaltung 230 ist mit einem zweiten Knotenpunkt 251 zwischen der Drainelektrode D des Transistors 5 und der Last R1 verbunden. Die Reihenschaltung 230 weist einen ersten Kondensator 7a und eine erste Diode 9a auf, die mit dem ersten Kondensator 7a in Reihe geschaltet ist. Eine Kathode der ersten Diode 9a ist mit der Seite des ersten Knotenpunkts 241 und eine Anode der ersten Diode 9a mit der Seite des zweiten Knotenpunkts 251 verbunden. Die Spannungsanpassschaltung 220 ist mit einem dritten Knotenpunkt 233 einer Verbindungsleitung verbunden, welche den ersten Kondensator 7a mit der ersten Diode 9a verbindet. Die Spannungsanpassschaltung 220 verringert eine Spannung des dritten Knotenpunkts 233, wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, verglichen mit der bei einem Ausschalten des Transistors 5. D. h., die Spannungsanpassschaltung 220 kann alternativ eine Ladespannung des ersten Kondensators 7a verringern, wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, verglichen mit der bei einem Ausschalten des Transistors 5. Die die Reihenschaltung 230 aufweisende Stoßspannungsmessschaltung 212 ist in dem gleichen Halbleitersubstrat wie der Transistor 5 gebildet.
  • Nachstehend wird der Betrieb des Schaltkreises unter Bezugnahme auf die 18A bis 18C beschrieben. Die 18A bis 18C zeigen Änderungen der Spannungen VD an der Drainelektrode D des Transistors 5, d. h. zeitliche Änderungen der Spannung VD in einem Übergangszeitraum, in dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird. 18A zeigt einen als Vergleichsbeispiel dienenden Fall, bei dem die Stoßspannungsmessschaltung 212 nicht vorgesehen ist. 18B zeigt einen als weiteres Vergleichsbeispiel dienenden Fall, bei dem einzig die Reihenschaltung 230 innerhalb der Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen ist. 18C zeigt einen Fall des Schaltkreises 210 gemäß dieser vierten Ausführungsform.
  • Nachstehend wird der Betrieb für den Fall, bei dem keine Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen ist, unter Bezugnahme auf die 18A beschrieben.
  • Wenn keine Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen ist, wird die Spannung VD der Drainelektrode D dann, wenn der Transistor 5 an dem Zeitpunkt ”Toff” ausgeschaltet wird, erhöht. Anschließend wurde in einer letzten Phase eines Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors 5 eine durch den Drainstrom ID des Transistors 5 und die Streukapazität L bedingte Stoßspannung erzeugt.
  • Nachstehend wird der Betrieb für den Fall, bei dem einzig die Reihenschaltung 230 in der Stoßspannungsmessschaltung 212 vorgesehen ist, unter Bezugnahme auf die 18B beschrieben.
  • Zunächst wird ein Zustand, bei dem der Transistor 5 ausgeschaltet wurde sich in einem stabilen Zustand befindet, betrachtet. Bei dem Schaltkreis dieses Vergleichsbeispiels wird dann, wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wurde und sich in einem stabilen Zustand befindet, eine Spannung (Vps – VF) an den ersten Kondensator 7a gelegt. Diese Spannung (Vps – VF) wird erhalten, indem eine Durchlassspannung VF der Diode 9a von der Energieversorgungsspannung Vps abgezogen wird. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wurde und sich in einem stabilen Zustand befindet, wurde der erste Kondensator 7a auf diese Spannung (Vps – VF) geladen. D. h., eine Spannung ”V1” an dem dritten Knotenpunkt 233 nimmt den Spannungswert (Vps – VF) an.
  • Anschließend, wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Spannung VD der Drainelektrode D verringert. Dies führt dazu, dass die erste Diode 9a nicht entladen werden kann, da eine Sperrvorspannung an die erste Diode 9a gelegt wird, wobei die geladene Spannung des ersten Kondensators 7a bei der vorher geladenen Spannung (Vps – VF) gehalten wird, während der Transistor 5 ausgeschaltet wird.
  • Anschließend, wenn der Transistor 5 an dem Zeitpunkt ”Toff” ausgeschaltet wird, wird die Spannung VD der Drainelektrode D erhöht. Wenn die Spannung VD der Drainelektrode D eine Gesamtspannung (V1 + VF = Vps – VF + VF = Vps), d. h. die Energieversorgungsspannung überschreitet, wird eine Durchlassspannung an die erste Diode 9a gelegt (Zeitpunkt ”Tb” in der 18B). Die Gesamtspannung wird definiert, indem die Spannung V1 (Vps – VF) des dritten Knotenpunkts 233 zu der Durchlassspannung VF der Diode 9a addiert wird. Wenn die Durchlassspannung an dem Zeitpunkt ”Tb” an die erste Diode 9a gelegt wird, beginnt ein Ladestrom, über den ersten Kondensator 7a zu fließen. Anschließend wird die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt und die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms ID des Transistors 5 verringert. Dies führt dazu, dass der steile Anstieg der Drainspannung VD der Drainelektrode D auf den Zeitpunkt ”Tb” folgend unterdrückt wird, so dass die Stoßspannung auf die geringe Stoßspannung unterdrückt wird.
  • Wenn die Spannungsanpassschaltung 220 jedoch nicht vorgesehen ist, ist ein derartiger Zeitpunkt auf den Zeitpunkt ”Tb” festgelegt, an dem die Spannung der Drainelektrode D den Wert der Energieversorgungsspannung Vps annimmt. Dies führt dazu, dass es die Stoßspannung in einigen Fällen nicht unterdrückt werden kann. Der vorstehend beschriebene Zeitpunkt impliziert einen Zeitpunkt, an welchem die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt wird, und an welchem die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms ID des Transistors 5 verringert wird, und an dem ebenso die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Drainelektrode D des Transistors 5 verlangsamt wird.
  • Nachstehend wird der Betrieb für den Fall, bei dem die Spannungsanpassschaltung 220 vorgesehen wurde, unter Bezugnahme auf die 18C beschrieben.
  • Der Zeitpunkt, an welchem der Ladestrom beginnt, über den ersten Kondensator 7a zu fließen, entspricht, wie bezüglich der 18B beschrieben, einem Zeitpunkt, an dem eine Durchlassspannung an die erste Diode 9a gelegt wird. Der Zeitpunkt, an welchem die Durchlassspannung beginnt, die erste Diode 9a zu beeinflussen, entspricht einem Zeitpunkt, an welchem die Spannung VD der Drainelektrode D eine Gesamtspannung (V1 + VF) zu überschreiten, die erhalten wird, indem die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 zu der Durchlassspannung VF der Diode 9a addiert wird. Dies führt dazu, dass der Zeitpunkt, an welchem die Durchlassspannung beginnt, die erste Diode 9a zu beeinflussen, dann, wenn die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 auf eine geringe Spannung angepasst wird, früher erfolgt, und dass ein Zustand, bei welchem der Ladestrom beginnt, über den ersten Kondensator 7a zu fließen, wenn die Spannung VD der Drainelektrode D gering ist, auftreten kann.
  • Die Spannungsanpassschaltung 220 verringert die elektrische Ladung, die in dem ersten Kondensator 7a geladen wird, während der Transistor 5 ausgeschaltet ist, wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, um die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 auf eine Spannung ”Vt” zu verringern (siehe 18C). Diese Spannung ”Vt” kann einen vorbestimmten Betrag oder alternativ jedes Mal verschiedene Beträge aufweisen, wenn der Schaltvorgang wiederholt wird. Wenn die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 dann, wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wie in der 18C gezeigt, auf die Spannung Vt verringert wird, wird der Zeitpunkt ”Tc”, an welchem der Ladestrom beginnt, über den ersten Kondensator 7a zu fließen, auf einen früheren Zeitpunkt gesetzt. D. h., wenn die Spannung VD der Drainelektrode D gering ist, beginnt der Ladestrom, über den ersten Kondensator 7a zu fließen; wird die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt; wird die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms ID des Transistors 5 verlangsamt; und wird die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Drainelektrode D verlangsamt. D. h., der Ladestrom beginnt, an einem Zeitpunkt über den ersten Kondensator 7a zu fließen, der ausreichen weit vor dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Stoßspannung einen Spitzenwert aufweist; die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt wird; die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms ID des Transistors 5 verlangsamt wird; und die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Drainelektrode D verlangsamt wird. Dies führt dazu, dass die der Anstieg der Stoßspannung deutlich unterdrückt werden kann.
  • Es sollte verstanden werden, dass durch ein Vorsehen des ersten Kondensators 7a auf der Seite der Drainelektrode D des Transistors 5 und durch ein Vorsehen der ersten Diode 9a auf der Seite der Gateelektrode G des Transistors 5 dann, wenn die Spannungsanpassschaltung 220 zusätzlich vorgesehen wird, solch ein Phänomen erzielt werden kann. D. h., der Ladestrom beginnt an einem Zeitpunkt, über den ersten Kondensator 7a zu fließen, der ausreichend weit vor dem Zeitpunkt gelegen ist, an welchem die Stoßspannung einen Spitzenwert aufweist; die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt wird; und die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Drainelektrode D verlangsamt wird. Dies führt dazu, dass der Anstieg der Stoßspannung deutlich unterdrückt werden kann.
  • 19 zeigt einen konkreten Schaltplan der Spannungsanpassschaltung 220.
  • Die Spannungsanpassschaltung 220 ist zwischen den dritten Knotenpunkt 233 und die Anode der ersten Diode 9a geschaltet, wobei der dritte Knotenpunkt 233 den ersten Kondensator 7a mit der ersten Diode 9a verbindet. Die Spannungsanpassschaltung 220 ist derart aufgebaut, dass ein zweiter Kondensator 7b mit der zweiten Diode 9b in Reihe geschaltet ist. Eine Kathode der zweiten Diode 9b ist mit der Anodenseite der ersten Diode 9a und eine Anode der zweiten Diode 9b mit der Seite des dritten Knotenpunkts 233 verbunden.
  • Die 20A und 20B zeigen Versuchsergebnisse für den Fall, bei welchem der Transistor 5 unter Verwendung des in der 19 gezeigten Schaltkreises angesteuert wird. 20A zeigt zeitliche Änderungen einer Spannung VG an der Gateelektrode G des Transistors 5, einer Spannung VD an dessen Drainelektrode D und von Spannungen V1, V2. Es sollte verstanden werden, dass die Spannung V1 einer Spannung an dem dritten Knotenpunkt 233 und die Spannung V2 einer Spannung auf einer Verbindungsleitung zwischen der zweiten Diode 9b und dem zweiten Kondensator 7b entspricht. Die 20B zeigt zeitliche Änderungen eines Drainstroms ID des Transistors 5 und von Strömen I1 und I2. Der Strom I1 entspricht einem über die erste Diode 9a fließenden Strom, und der Strom I2 entspricht einem über die zweite Diode 9b fließenden Strom. Die 20A und 20B zeigen die Versuchsergebnisse, die erhalten werden, wenn eine elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 1 nF; einer elektrostatische Kapazität C2 des zweiten Kondensator 7b 0.5 nF; die Energieversorgungsspannung Vps 100 V; und die Durchlassspannung VF der Diode 9a und der Diode 9b 0.8 V beträgt.
  • Zunächst wird ein Zeitraum ”T1”, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wurde und sich in einem stabilen Zustand befindet, betrachtet. Bei dem Schaltkreis 210 wird dann, wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wurde und sich in einem stabilen Zustand befindet, eine Spannung (Vps – VF) an den ersten Kondensator 7a und an den zweiten Kondensator 7b gelegt. Diese Spannung (Vps – VF) wird erhalten, indem eine Durchlassspannung VF der Diode 9a von der Energieversorgungsspannung Vps abgezogen wird. Eine Ladespannung des ersten Kondensators 7a, während der Transistor 5 ausgeschaltet wurde, ist gleich einem Wert (Vps – VF), und die Spannung V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 nimmt den Wert (Vps – VF) an. Es sollte verstanden werden, dass die Spannung V2 zwischen dem zweiten Kondensator 7b und der zweiten Diode 9b ebenso den Wert (Vps – VF) annimmt. D. h., der zweite Kondensator 7b wird nicht geladen. Sowohl die Spannung V1 als auch die Spannung V2 liegt, wie in den 20A und 20B gezeigt, während des Zeitraums T1 bei einem Wert von annähernd 100 V.
  • Nachstehend wird der Zeitraum ”T2”, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, betrachtet. In dem Zeitraum T2 wird zunächst die Spannung VG der Gateelektrode G des Transistors 5 erhöht. Sowohl die Spannung V1 als auch die Spannung V1 wird in Verbindung mit der Erhöhung der Gatespannung VG erhöht. Wenn die Spannung VG der Gateelektrode G einen Schwellenwert überschreitet, fließt der Drainstrom Id zwischen der Sourceelektrode S und der Drainelektrode D des Transistors 5, so dass der Transistor 5 eingeschaltet wird. Wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die Spannung VD der Drainelektrode D verringert. Wenn die Spannung VD der Drainelektrode D verringert wird, wird eine Sperrvorspannung an die erste Diode 9a gelegt, so dass die erste Diode 9a gesperrt wird. An die zweite Diode 9b wird demgegenüber eine Durchlassspannung gelegt. Wenn eine Differenz zwischen der Spannung V2 und der Spannung VD der Drainelektrode D die Durchlassspannung VF der zweiten Diode 9b überschreitet, wird die zweite Diode 9b leitend.
  • Nachstehend wird ein an diesem Zeitpunkt aufgetretenes Phänomen unter Bezugnahme auf die 19 näher beschrieben. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet ist, wird der zwischen dem dritten Knotenpunkt 233 und dem ersten Knotenpunkt 241 vorhandene erste Kondensator 7a geladen. Der dritte Knotenpunkt 233 entspricht der Hochspannungsseite, während der erste Knotenpunkt 241 der Niederspannungsseite entspricht. Zu diesem Zeitpunkt ist das Potential V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 gleich dem Potential V2 auf der Verbindungsleitung zwischen dem zweiten Kondensator 7b und der zweiten Diode 9b, und ist die Änderungsspannung des zweiten Kondensators 7b gleich Null. Anschließend, wenn der Transistor 5 eingeschaltet wird, wird die zweite Diode 9b, wie vorstehend beschrieben, leitend, und wird ein Teil der Elektronen, die in dem ersten Kondensator 7a geladen wurden, in den zweiten Kondensator 7b verschoben, um den zweiten Kondensator 7b zu laden. Zu diesem Zeitpunkt entspricht der zweite Knotenpunkt 251 der Niederspannungsseite bezüglich des dritten Knotenpunkts 233, da der Transistor 5 eingeschaltet ist. Dies führt dazu, dass dann, wenn der Transistor 5 eingeschaltet ist, beurteilt werden kann, dass eine Parallelschaltung aus dem ersten Kondensator 7a und dem zweiten Kondensator 7b vorgesehen ist. D. h., eine elektrostatische Kapazität zwischen dem ersten Knotenpunkt 241 und dem zweiten Knotenpunkt 251 wird zu einer elektrostatischen Reihenkapazität aus der ersten Kapazität 7a und der zweiten Kapazität 7b. Dies führt dazu, dass die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 verringert wird. D. h., ein Teil der in dem ersten Kondensator 7a geladenen Elektronen bewegt sich zum zweiten Kondensator 7b. Dies führt dazu, dass die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 verringert wird. In einem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, fließt der Strom I2, wie in 20B gezeigt, über den ersten Kondensator 7a, den zweiten Kondensator 7b, die zweite Diode 9b und den zweiten Knotenpunkt 251, so dass die Spannung V1 des dritten Knotenpunkts 233 verringert wird. Es wird ersichtlich, dass der Verringerungsbetrag der Spannung V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 angepasst werden kann, indem ein Verhältnis der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators 7a zu der des zweiten Kondensators 7b angepasst wird.
  • In einem Zeitraums ”T3”, während dem der Transistor 5 vollständig eingeschaltet wurde, wird sowohl die erste Diode 9a als auch die zweite Diode 9b ausgeschaltet, so dass beide Spannungen V1 und V2 aufrechterhalten werden.
  • Nachstehend wird der Zeitraum ”T4”, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, beschrieben. Wenn der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird die Spannung VD der Drainelektrode D erhöht. Wenn die Spannung VD der Drainelektrode D eine Gesamtspannung (V1 + VF = Vt + VF) überschreitet, die berechnet wird, indem die Ladespannung V1 des ersten Kondensators 7a zur Durchlassspannung VF der ersten Diode 9a addiert wird, wird die erste Diode 9a hierauf folgend leitend. Wenn die erste Diode 9a leitend wird, beginnt der Strom I1, über den ersten Kondensator 7a zu fließen; wird die Verringerungsgeschwindigkeit der Spannung an der Gateelektrode G des Transistors 5 verlangsamt; und wird die Verringerungsgeschwindigkeit des Drainstroms ID des Transistors 5 verlangsamt. Dies führt dazu, dass der steile Anstieg der Spannung VD der Drainelektrode D anschließend unterdrückt werden kann, so dass die Stoßspannung auf eine geringe Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Da diese Vorgänge wiederholt ausgeführt werden, kann der Schaltkreis 210 den Transistor 5 ansteuern und gleichzeitig die Stoßspannung unterdrücken.
  • Die 21 zeigt eine Änderung der Spannung VD der Drainelektrode D des Transistors 5 in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird. In dieser Abbildung ist das Ergebnis einer Änderung, das erhalten wird, wenn die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a und die elektrostatische Kapazität C2 des zweiten Kondensators 7b geändert werden, zusammen mit der vorstehend beschriebenen Änderung gezeigt. Es sollte beachtet werden, dass die Beschriftung ”OHNE MAßNAHME” ein Änderungsergebnis impliziert, das erhalten wird, wenn die Stoßspannungsmessschaltung 212 nicht vorgesehen ist.
  • Wenn der Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 1 nF beträgt, mit dem Fall verglichen wird, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 0.5 nF beträgt, wird, wie in der 21 gezeigt, ersichtlich, dass sich die Steigungen der Spannungen der Drainelektrode D voneinander unterscheiden. Der Betrag der elektrostatischen Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a bestimmt die Steigung der Spannung VD der Drainelektrode D.
  • Wenn der Fall, bei dem ein Verhältnis der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators 7a zu der elektrostatischen Kapazität des zweiten Kondensators 7b 1:1 ist, mit dem Fall verglichen wird, bei dem ein Verhältnis beider bei 1:0.5 liegt, ist der Zeitpunkt, an welchem die Spannungen VD der Drainelektrode D damit beginnen, zu steigen, wie in 21 gezeigt, jeweils verschieden. Das Verhältnis der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators 7a zu der des zweiten Kondensators 7b bestimmt den Zeitpunkt, an welchem die Spannung VD der Drainelektrode D damit beginnt, zu steigen.
  • 22 zeigt eine Änderung des Drainstroms ID des Transistors 5 in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird.
  • Wenn der Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 1 nF beträgt, mit dem Fall verglichen wird, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 0.5 nF beträgt, wird, wie in 22 gezeigt, ersichtlich, dass sich die Steigungen des Drainstroms ID des Transistors 5 voneinander unterscheiden. Der Betrag der elektrostatischen Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a bestimmt die Steigung des Drainstroms ID des Transistors 5.
  • Wenn der Fall, bei dem ein Verhältnis der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators 7a zu der elektrostatischen Kapazität des zweiten Kondensators 7b 1:1 ist, mit dem Fall verglichen wird, bei dem ein Verhältnis beider bei 1:0.5 liegt, ist der Zeitpunkt, an welchem die Drainströme ID des Transistors 5 damit beginnen, zu steigen, wie in 22 gezeigt, jeweils verschieden. Das Verhältnis der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators 7a zu der des zweiten Kondensators 7b bestimmt den Zeitpunkt, an welchem der Drainstrom ID des Transistors 5 damit beginnt, zu steigen.
  • Aus den Ergebnissen der 21 und 22 wird ersichtlich, dass die Eigenschaften der Übergangszeiträume, während der der Transistor 5 ausgeschaltet wird, verbessert werden können, da die elektrostatischen Kapazitäten des ersten Kondensators 7a und des zweiten Kondensators 7b angepasst werden.
  • Wie aus der 21 ersichtlich, kann insbesondere der Schaltkreis 210 der vierten Ausführungsform die Spannung VD der Drainelektrode D in der Anfangsphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, stark ändern und die Spannung VD der Drainelektrode D in der Endphase des Übergangszeitraums leicht ändern. Dies führt dazu, dass ein Anstieg des Ausschaltverlusts unterdrückt werden kann, da die Spannung VD der Drainelektrode D in der Anfangsphase des Übergangszeitraums stark geändert wird, während der Anstieg der Stoßspannung unterdrückt werden kann, da die Spannung VD der Drainelektrode D leicht geändert wird.
  • 23 zeigt eine Austauschkennlinie zwischen einem Ausschaltverlust und einer Stoßspannung für den Fall, bei welchem der Transistor 5 angesteuert wird. Eine gestrichelte Linie dieser Abbildung beschreibt eine Austauschkennlinie für den Fall ”OHNE MAßNAHME”.
  • Der Schaltkreis 210 der vierten Ausführungsform kann, wie aus der 23 ersichtlich, die Stoßspannung verringern, während der Ausschaltverlust nicht wesentlich erhöht wird. Der Schaltkreis 210 dieser vierten Ausführungsform kann das zwischen dem Ausschaltverlust und der Stoßspannung bestehende Austauschverhältnis bewältigen.
  • Die nachstehend beschriebenen Vergleichsergebnisse zeigen Versuchsergebnisse, die dann erhalten werden, wenn extreme elektrostatische Kapazitäten als die elektrostatischen Kapazitäten der ersten Kapazität 7a und der zweiten Kapazität 7b verwendet werden. Es sollte beachtet werden, dass die Anordnungen der Schaltkreise in den nachstehend beschriebenen Vergleichsbeispielen der Anordnung des in der 19 gezeigten Schaltkreises 210 entsprechen.
  • (Vergleichsbeispiel 1)
  • Die in den 24A und 24B gezeigten Ergebnisse entsprechen einem Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 1 nF und die elektrostatische Kapazität C2 des zweiten Kondensators 7b 0.1 nF beträgt. Die elektrostatische Kapazität C2 des zweiten Kondensators 7b ist äußerst gering. Dies führt dazu, dass das Vergleichsbeispiel 1 im Wesentlichen einem Fall entspricht, bei welchem der zweite Kondensator 7b nicht vorgesehen ist.
  • Bei dem Vergleichsbeispiel 1 fließt der Strom I2, wie in den 24A und 24B gezeigt, nicht in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird. Dies führt dazu, dass die Spannung V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 nicht verringert wird.
  • (Vergleichsbeispiel 2)
  • Die in den 25A und 25B gezeigten Ergebnisse entsprechen einem Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 0.1 pF und die elektrostatische Kapazität C2 des zweiten Kondensators 7b 1 nF beträgt. Die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a ist äußerst gering.
  • Bei dem Vergleichsbeispiel 2 fließt der Strom I2, wie in den 25A und 25B gezeigt, nicht in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird. Ferner fließt der Strom I11 nicht in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird. Dies führt dazu, dass das Vergleichsbeispiel 2 derart beurteilt werden kann, dass es im Wesentlichen einem Fall entspricht, bei welchem die Stoßspannungsmessschaltung 212 nicht vorgesehen ist.
  • (Vergleichsbeispiel 3)
  • Die in den 26A und 26B gezeigten Ergebnisse entsprechen einem Fall, bei welchem die elektrostatische Kapazität C1 des ersten Kondensators 7a 1 nF und die elektrostatische Kapazität C2 des zweiten Kondensators 7b 10 nF beträgt. Die elektrostatische Kapazität C2 des zweiten Kondensators 7b ist äußerst hoch.
  • Bei dem Vergleichsbeispiel 3 fließt der überhöhte Strom I2, wie in den 26A und 26B gezeigt, in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird. Dies führt dazu, dass die Spannung V1 an dem dritten Knotenpunkt 233 übermäßig verringert wird. Folglich wird die Spannung VD an dem zweiten Knotenpunkt in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, von dessen Anfangsphase an geneigt. In dem Schaltkreis des Vergleichsbeispiels 3 wird der Ausschaltverlust erhöht.
  • Ersatzweise können in dem Schaltkreis 210 der 19 die Reihenschaltung aus dem zweiten Kondensator 7b und der zweiten Diode 9b, die Parallelschaltung aus der ersten Diode 9a und der erste Kondensator 7a alternativ in entgegengesetzter die Lage betreffender Anordnung zwischen dem ersten Knotenpunkt 241 und dem zweiten Knotenpunkt 251 vorgesehen sein. Alternativ kann die Anordnungsreihenfolge zwischen dem zweiten Kondensator 7b und der zweiten Diode 9b umgekehrt werden.
  • (Fünftes Beispiel)
  • Ein Schaltkreis 300 gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden fünften Beispiel weist, wie in 28 gezeigt, einen Transistor (MOSFET) 5, einen Lastwiderstand R1, eine Gatesteuerschaltung 3, einen Gatewiderstand 336, eine Stromversorgung PS, eine Diode 9a und einen Kondensator 7 auf.
  • Der Schaltkreis 300 weist einen MOSFET 5 auf, welcher dem Schaltelement entspricht. Der MOSFET 5 ist ein N-Kanal-MOSFET. Ein Drainanschluss D des MOSFET 5 ist über den Lastwiderstand R1 mit einer Seite positiver Polarität der Stromversorgung PS verbunden. Ein Sourceanschluss S des MOSFET 5, eine Seite negativer Polarität der Stromversorgung PS und ein Masseanschluss Y der Gatesteuerschaltung 3 sind geerdet. Ein Gateanschluss G des MOSFET 5 ist über den Gatewiderstand 336 mit einem Steuerspannungausgangsanschluss X der Gatesteuerschaltung 3 verbunden.
  • Der Schaltkreis 300 weist ferner eine Stoßspannungsunterdrückungsschaltung auf, die einer Reihenschaltung aus der Diode 9a und dem Kondensator 7 entspricht. Die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung verbindet einen Signalweg zwischen dem Drain und dem Gate des MOSFET 5. Der Drainanschluss D des MOSFET 5 ist über den Kondensator 7 mit einem Anodenanschluss der Diode 9a verbunden. Der Gateanschluss G des MOSFET 5 ist mit einem Kathodenanschluss der Diode 9a verbunden.
  • Die Gatesteuerschaltung 3 gibt eine Steuerspannung (Gatespannung) ”VG” zum Ein-/Ausschalten des MOSFET 5 von dem Steuerspannungsausgangsanschluss X an den Gateanschluss G des MOSFET 5. Wenn die Gatespannung unter einer Schwellenwertspannung liegt, befindet sich der MOSFET 5 in einem AUS-Zustand. Wenn die Gatespannung VG größer oder gleich der Schwellenwertspannung (z. B. 5 bis 15 V) ist, befindet sich der MOSFET 5 in einem EIN-Zustand.
  • Wenn der MOSFET 5 sperrt (AUS-Zustand), wird die Drainspannung VD des Drainanschlusses D auf der Energieversorgungsspannung Vps gehalten. Dies führt dazu, dass ein Vorspannung in Durchlassrichtung an die Diode 9a gelegt wird, und diese folglich in einen leitenden Zustand versetzt wird. Dies führt dazu, dass eine Potentialdifferenz zwischen dem Gateanschluss G und dem Drainanschluss D des MOSFET 5 gleich der Energieversorgungsspannung Vps wird und eine Ladespannung Vc des Kondensators 7 gleich einer Spannung wird, die berechnet wird, indem die Durchlassspannung VF der Diode 9a von der Energieversorgungsspannung Vps abgezogen wird. Es sollte beachtet werden, dass die Ladespannung Vc zwischen den Anschlüssen des Kondensators 7 im Wesentlichen gleich der Energieversorgungsspannung Vps wird, da die Durchlassspannung VF der Diode 9a verglichen mit der normalen Energieversorgungsspannung ausreichend gering ist (z. B. annähernd 0.7 V bei einer Siliziumdiode).
  • Anschließend, wenn der MOSFET 5 durchgeschaltet wird (EIN-Zustand), wird die Drainspannung VD des Drainanschlusses D von der Energieversorgungsspannung Vps auf eine Spannung ”Vds” zwischen der Source und dem Drain verringert (annähernd einige V). Zu diesem Zeitpunkt wird die Ladespannung Vc des Kondensators 7 bei der Energieversorgungsspannung Vps gehalten und eine Sperrvorspannung an die Diode 9a gelegt, so dass die Diode 9a gesperrt wird.
  • Anschließend, wenn die Gatespannung VG verringert wird, so dass der MOSFET 5 von dem EIN- in den AUS-Zustand geschaltet wird, wird die Drainspannung VD erhöht. Da der Schaltkreis 300, wie in 29 gezeigt, die Streuinduktivität ”L” aufweist, wird durch diese bedingt eine Stoßspannung erzeugt, so dass die Drainspannung VD auf einen Wert größer oder gleich der Energieversorgungsspannung Vps erhöht wird. In Verbindung mit dem Anstieg der Drainspannung VD wird die Diode 9a dann, wenn die Spannung Vdg zwischen dem Gate und dem Drain größer oder gleich einer Summenspannung zwischen der Spannung Vc in dem Kondensator 7 und der Durchlassspannung VF der Diode 9a ist, derart i Durchlassrichtung vorgespannt, dass sie leitend wird. Folglich fließt ein Strom über den Gatewiderstand 336, so dass die Spannung an dem Gateanschluss erhöht wird. Dies führt dazu, dass der Strom Id zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5 erhöht und einer Verringerungsgeschwindigkeit des Stroms Id zwischen der Source und dem Drain verlangsamt wird, so dass die Drainspannung VD verringert wird.
  • Da der Anstieg der Drainspannung negativ über die Reihenschaltung aus der Diode 9a und dem Kondensator 7 auf den Gateanschluss zurückgekoppelt wird, wird der Strom zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5, wie vorstehend beschrieben, erhöht, so dass der durch die Stoßspannung bedingte Anstieg der Drainspannung VD unterdrückt werden kann.
  • Es sollte beachtet werden, dass der vorstehend beschriebene Schaltkreis 300 alternativ auf einen Inverter, einen Gleichspannungswandler und dergleichen angewandt werden kann.
  • Nachstehend wird ein Beispiel des Schaltkreises 300 mit dem N-Kanal-MOSFET 5 beschrieben. In diesem Fall wird ein Unterdrückungseffekt einer Stoßspannung für einen Fall aufgezeigt, bei welchem der Kondensator 7 mit Werten von 1 und 10 nF gewählt wird, während die Energieversorgungsspannung Vps bei 100 V liegt.
  • Wenn der MOSFET 5 sperrt, wird die Diode 9a in einen leitenden Zustand versetzt, so dass eine Potentialdifferenz zwischen dem Gate G und dem Drain D des MOSFET 5 gleich der Energieversorgungsspannung Vps wird. Eine Spannung Vc, die erhalten wird, indem die Durchlassspannung VF (annähernd 0.7 V) der Diode 9a von der Energieversorgungsspannung Vps (100 V) abgezogen wird, wird in dem Kondensator 7 gehalten. Wenn der MOSFET 5 durchschaltet, wird die Drainspannung VD auf einige Volt verringert, verbleibt der Kondensator 7 bei annähernd 100 V und wird eine Sperrvorspannung an die Diode 9a gelegt, so dass die Diode 9a sperrt. Wenn die Steuerspannung VG verringert wird, so dass der MOSFET 5 von dem EIN- in den AUS-Zustand geschaltet wird, wird die Drainspannung VD erhöht.
  • 30 zeigt eine zeitliche Änderung eines über die Diode 9a fließenden Stroms, wenn der MOSFET durchgeschaltet und eine Stoßspannung an dem Drainanschluss D erzeugt wird. 31 zeigt ferner eine zeitliche Änderung der Gatespannung VG, die an den Gateanschluss G gelegt wird, wenn die Stoßspannung an dem Drainanschluss D erzeugt wird. 31 zeigt ferner eine zeitliche Änderung der Gatespannung als Vergleichsbeispiel, wenn die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung nicht vorgesehen ist.
  • Wenn eine Stoßspannung während einer Zeitspanne zwischen einem Zeitpunkt bei 1.57 × 10–6 Sekunden und einem Zeitpunkt bei 1.60 × 10–6 Sekunden erzeugt wird und die Spannung Vdg zwischen dem Gate und dem Drain größer oder gleich einer Summenspannung zwischen der in dem Kondensator 7 gehaltenen Spannung und der Durchlassspannung VF der Diode 9a, d. h. der Energieversorgungsspannung Vps von 100 V wird, wird die Diode 9a in Durchlassrichtung vorgespannt, so dass sie leitend wird. Dies führt dazu, dass ein Strom zwischen dem Gatewiderstand 336 fließt und die Spannung VG des Gateanschlusses G folglich erhöht wird. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Schaltungsimpedanz, wie in 30 gezeigt, in dem Fall, bei welchem der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 10 nF liegt (Kennlinie ”XXXB”), kleiner als eine Schaltungsimpedanz in dem Fall, bei welchem der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 1 nF liegt (Kennlinie ”XXXA”), so dass ein hoher Strom fließt. Dies führt dazu, dass in dem Fall, bei welchem der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 10 nF liegt (Kennlinie ”XXXB”), eine Gatespannung VG, die, wie in 31 gezeigt, geringer als eine Gatespannung ist, die in dem Fall erzeugt wird, bei welchem der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 1 nF liegt (Kennlinie ”XXXA”), an den Gateanschluss G des MOSFET 5 gelegt wird. Es sollte beachtet werden, dass dann, wenn die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung nicht vorgesehen ist, kein Strom über den Gatewiderstand 336 fließt und die Gatespannung VG folglich nicht erhöht wird.
  • 32 zeigt eine zeitliche Änderung der Drainspannung Vd, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird. Da die Gatespannung VG erhöht wird, wenn der Strom Id zwischen der Source und dem Drain des MOSFET 5 erhöht wird, wird die Drainspannung Vd verringert, so dass der nachteilige Einfluss der Stoßspannung unterdrückt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird der Unterdrückungseffekt der Stoßspannung, der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 10 nF liegt (Kennlinie ”XXXIIB”), wie in 32 gezeigt, höher als der Unterdrückungseffekt der Stoßspannung, der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 1 nF liegt (Kennlinie ”XXXIIA”).
  • Es sollte ferner verstanden werden, dass dann, wenn die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung nicht vorgesehen ist, kein Strom über den Gatewiderstand 336 fließt und die Gatespannung VG folglich nicht erhöht wird.
  • Wenn, wie in 33 gezeigt, keine Unterdrückungsschaltung für die Stoßspannung vorgesehen ist, besteht ein Austauschverhältnis zwischen einer Stoßspannung und einem Verlust, der erzeugt wird, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird. In diesem Diagramm ist ein Produkt aus einer Drainspannung VD und einem Drainstrom Id, das für eine Ausschaltperiode integriert wird, als Verlust definiert, der auftritt, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird. D. h. eine Ausschaltzeit muss verkürzt werden, wenn der Verlust, der auftritt, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird, verringert werden soll. Wenn die Ausschaltzeit jedoch verkürzt wird, wird eine durch eine Streuinduktivität verursachte Stoßspannung erhöht. Wenn demgegenüber die Stoßspannungsunterdrückungsschaltung dieser fünften Ausführungsform verwendet wird, kann die Stoßspannung, wie in 33 gezeigt, verringert werden, während der Verlust, der auftritt, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird, auf einen geringen Verlust unterdrückt werden. Zu diesem Zeitpunkt wird der Unterdrückungseffekt der Stoßspannung, der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 10 nF liegt (Kennlinie ”XXXIIIB”) höher als der Unterdrückungseffekt der Stoßspannung, der erzielt wird, wenn der Kapazitätswert des Kondensators 7 der Stoßspannungsunterdrückungsschaltung bei 1 nF liegt (Kennlinie ”XXXIIIA”). In diesem Fall beschreibt eine punktierte Linie ”XXXIIIC” eine Austauschkennlinie zwischen einer Stoßspannung und einem Aus-schaltverlust eines Leistungs-MOSFET für eine allgemeine Anwendung.
  • Ein Abschnitt des Schaltkreises 300 kann, wie in den 36A bis 45 gezeigt, aufgebaut werden, indem der MOSFET 5, die Diode 9a und der Kondensator 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet werden. Jedes der in den 36A bis 45 gezeigten Beispiele entspricht einem Halbleitermodel, bei welchem der MOSFET 5 und der Kondensator 7 in dem Halbleitersubstrat 20 und die Diode 9a auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet ist. Der MOSFET 5, die Diode 9a und der Kondensator 7 sind unter Verwendung des Halbleitersubstrats 20 in einem einteiligen Körper gebildet und in einer Ein-Chip-Struktur aufgebaut. Es sollte beachtet werden, dass das Halbleitersubstrat 20 aus Einkristallsilizium aufgebaut ist.
  • Das in den 36A und 36B gezeigte Halbleitermodel zeigt ein Beispiel, bei welchem die Reihenschaltung aus der Diode 9a und dem Kondensator 7 zwischen den Drain D und das Gate G des MOSFET 5 und der Kondensator 7 zwischen den Drain D des MOSFET 5 und die Diode 9a geschaltet ist. 36A zeigt eine schematische Schnittsansicht eines Hauptabschnitts des Halbleitersubstrats 20. 36B zeigt eine Ersatzschaltung dieses Halbleiteraufbaus.
  • 36A zeigt einen Nahbereich einer Grenze zwischen einem Elementebereich und einem Peripheriebereich. Der Elementebereich entspricht einem Bereich, in dem eine Halbleiterbereichsgruppe gebildet ist, die dafür vorgesehen ist, einen Signalweg zwischen den Hauptelektroden (d. h. Drain D und Source S) zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand zu wechseln. Der Elementebereich ist an einer mittleren Seite des Halbleitersubstrats 20 angeordnet. Der Peripheriebereich ist derart angeordnet, dass ein peripherer Abschnitt eines Zentralbereichs umgeben ist. In dem Peripheriebereich ist ein Anschlussbereich gebildet. Der Anschlussbereich ist derart angeordnet, dass der periphere Abschnitt des Zentralbereichs umgeben ist. Der Anschlussbereich entspricht einem Bereich, bei welchem eine an den MOSFET 5 gelegte Spannung dann, wenn der MOSFET 5 sperrt, entlang einer seitlichen Richtung geladen wird, indem eine Sperrschicht von dem Elementebereich in Richtung einer Seitenrichtung ausgedehnt wird. Es sollte verstanden werden, dass die Breiten des in der 36A gezeigten Anschlussbereichs entlang der seitlichen Richtung in komprimierter Form dargestellt sind, um die Darstellung zu vereinfachen.
  • Das Halbleitersubstrat 20 weist einen n+-leitenden Drainbereich 22 und einen n–leitenden Driftbereich 24 auf. Der n+-leitende Drainbereich 22 ist auf einer Rückfläche des Halbleitersubstrats 20 und der n–leitende Driftbereich 24 auf dem Drainbereich 22 gebildet. Sowohl der Drainbereich 22 als auch der Driftbereich 24 sind kontinuierlich entlang der seitlichen Richtung vom Elementebereich zum Peripheriebereich innerhalb des Halbleitersubstrats 20 gebildet.
  • Ein p-leitender Körperbereich 76, ein n+-leitender Sourcebereich 72 und ein p+-leitender Körperkontaktbereich 74 sind auf einer Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet. Ein Körperbereich 76 ist kontinuierlich auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs entlang der seitlichen Richtung gebildet. Der Sourcebereich 72 und der Körperkontaktbereich 74 sind gezielt auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet. Der Sourcebereich 72 ist durch den Körperbereich 76 von dem Driftbereich 24 isoliert. Der Körperkontaktbereich 74 weist eine höhere Dotierkonzentration als der Körperbereich 76 auf. Sowohl der Sourcebereich 72 als auch der Körperkontaktbereich 74 sind elektrisch mit der Source S auf dem Halbleitersubstrat 20 verbunden.
  • Ferner sind eine Trench-Gate-Elektrode 64 und ein Gateisolierfilm 62 auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Elementebereichs gebildet. Die Trench-Elektrode 64 erstreckt sich von der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 in Richtung von dessen Rückfläche, wobei sie den Körperbereich 76 durchdringt und anschließend den Driftbereich 24 erreicht. Der Gateisolierfilm 62 bedeckt die Trench-Gate-Elektrode 64 derart, dass die Trench-Gate-Elektrode 64 elektrisch von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert ist. Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist über den Gateisolierfilm 62 gegenüber dem Körperbereich 76 angeordnet, wobei der Körperbereich 76 den Sourcebereich 72 von dem Driftbereich 24 isoliert. Die Trench-Gate-Elektrode 64 ist aus polykristallinem Silizium aufgebaut. Der Gateisolierfilm 62 ist aus Siliziumoxid aufgebaut.
  • Ein Trennoxidfilm 42 (Beispiel für einen Isolierfilm) ist auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs gebildet. Der Trennoxidfilm 42 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut. Der Trennoxidfilm 42 kann ein elektrisches Feld der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 des Anschlussbereichs abbauen. Im Allgemeinen gibt es eine Vielzahl von Möglichkeiten, bei denen Strukturen, wie beispielsweise eine RESURF-Schicht und ein Schutzring, innerhalb des unter dem Trennoxidfilm 42 vorgesehenen Halbleitersubstrats 20 gebildet sind. Diese Strukturen sind dazu ausgelegt, eine in dem peripheren Abschnitt des Elementebereichs auftretende Konzentration des elektrischen Feldes abzubauen, um auf diese Art und Weise die Spannungsfestigkeit des MOSFET 5 zu verbessern. In der 16A sind diese sehr feinen Strukturen jedoch ausgelassen, um die Darstellung zu vereinfachen.
  • Ein n-leitender Diffusionshalbleiterbereich 38 und ein n+-leitender Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind auf einer Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet, die sich in einer anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. Sowohl der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 als auch der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 sind auf wenigstens einem Abschnitt der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet, der sich in der anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. D. h., der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 und der n+-leitende Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 müssen nicht derart gebildet sein, dass der periphere Abschnitt des Anschlussbereichs von diesen Bereichen 32 und 38 umgeben ist.
  • Ferner sind ein eingebetteter leitfähiger Bereich 36 und ein Beschichtungsisolierbereich 34 in einem Abschnitt der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet, der sich in einer anderen Seitenrichtung als der Anschlussbereich befindet. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 erstreckt sich von der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 zu dessen Rückfläche und verbleibt anschließend innerhalb des n-leitenden Diffusionshalbleiterbereichs 38. Der Beschichtungsisolierbereich 34 bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich 36 derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich 36 elektrisch von dem Halbleitersubstrat 20 isoliert ist. Der eingebettete leitfähige Bereich 36 ist aus polykristallinem Silizium aufgebaut. Der Beschichtungsisolierbereich 34 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut.
  • Der eingebettete leitfähige Bereich 36 ist über den Beschichtungsisolierbereich 34 dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 gegenüberliegend angeordnet. Der Kondensator 7 ist folglich aus dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36, dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 aufgebaut. Es sollte beachtet werden, dass der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 gebildet ist, um eine Erzeugung einer Sperrschicht an einer Grenze zwischen dem Beschichtungsisolierbereich 34 und dem n-leitenden Diffusionshalbleiterbereich 38 zu unterdrücken, und folglich, um die Kapazität des Kondensators 7 zu stabilisieren.
  • Der eingebettete leitfähige Bereich 36 weist die gleiche Tiefe wie die Trench-Gate-Elektrode 64 des Elementebereichs auf. Der Beschichtungsisolierbereich 34 weist die gleiche Dicke wie der Gateisolierfilm 62 des Elementebereichs auf. Folglich können der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 gleichzeitig gebildet werden, indem der Prozess zur Fertigung der Trench-Gate-Elektrode 64 des Elementebereichs des Gateisolierfilms 62 angewandt wird.
  • Die Diode 9a ist auf der Stirnfläche des Trennbereichs 42 gebildet. Die Diode 9a ist aus einem p-leitenden Anodenhalbleiterbereich 54 und einem n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich 52 aufgebaut. Der Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind auf der Stirnfläche des Trennoxidfilms 42 gebildet, wobei sie direkt an diesen grenzen. Der Anodenhalbleiterbereich 54 und der Kathodenhalbleiterbereich 52 sind aus polykristallinem Silizium aufgebaut.
  • Der Kathodenhalbleiterbereich 52 der Diode 9a ist, wie in 36 gezeigt, elektrisch mit der Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich 54 der Diode 9 ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. D. h., der Anodenhalbleiterbereich 54 der Diode 9a ist elektrisch mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden. Der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 ist über den n+-leitenden Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 elektrisch mit dem Drain D verbunden. Der n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 ist ferner über den Driftbereich 24 und den Drainbereich 22 elektrisch mit dem Drain D verbunden. Folglich ist das andere Ende des Kondensators 7 elektrisch mit dem Drain D des MOSFET 5 verbunden. Ein Schaltkreischip zum Aufnehmen einer in der 36B gezeigten Ersatzschaltung wurde angeordnet, indem diese elektronischen Elemente elektrisch miteinander verbunden wurden. Es sollte verstanden werden, dass diese elektrischen Verbindungen aus beispielsweise Aluminiumverdrahtungsleitungen gebildet sein können.
  • Wenn die Diode 9a und der Kondensator 7, wie vorstehend beschrieben, wie der MOSFET 5 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet sind, müssen die Diode 9a und der Kondensator 7 nicht getrennt vorbereitet werden. Folglich kann ein Halbleiterchip für den Schaltkreis 300 gebildet werden, ohne eine Gesamtzahl der Komponenten zu erhöhen. Wenn der MOSFET 5, die Diode 9 und der Kondensator 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet wurden, kann der Schaltkreis angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der Komponenten verwendet wird. Folglich kann der Schaltkreis 300 ferner kompakt ausgebildet werden.
  • Die 37 und 38 zeigen eine technische Idee zur Änderung einer Kapazität des Kondensators 7. Die Kapazität des Kondensators 7 wird auf der Grundlage einer Dicke und einer Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34 angepasst. Die Kapazität des Kondensators 7 ist invers proportional zur Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 und direkt proportional zur Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34.
  • Wenn der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34, wie in 37 gezeigt, bis zu einer tief gelegenen Position des Halbleitersubstrats 20 gebildet werden, um die Fläche des Beschichtungsisolierbereichs 34 zu erhöhen, wird die Kapazität des Kondensators 7 erhöht. Wenn demgegenüber, wie in 38 gezeigt, die Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 erhöht wird, wird die Kapazität des Kondensators 7 verringert. Die Halbleitermodelle bezüglich des eingebetteten leitfähigen Bereichs 36 und des Beschichtungsisolierbereichs 34 sind, wie vorstehend beschrieben, nur beispielhaft, so dass die Kapazität des Kondensators 7 leicht angepasst werden kann. Aus der obigen Beschreibung wird ersichtlich, dass die Dicke des Beschichtungsisolierbereichs 34 dicker ausgelegt werden kann, und dass sowohl der eingebettete leitfähige Bereich 36 als auch der Beschichtungsisolierbereich 34 alternativ bis zu einer tieferen Position des Halbleitersubstrats 20 ausgedehnt werden können.
  • 39 zeigt ein Beispiel eines Halbleiteraufbaus, bei dem eine Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs gebildet ist. Der Driftbereich 24 der Super-Junction-Struktur ist aus einer Folgestruktur bestehend aus einer n-leitenden Säule 24a und einer p-leitenden Säule 24b gebildet. Die Störstellenkonzentration der p-leitenden Säule 24b entspricht im Wesentlichen der des Körperbereichs 76. In der Super-Junction-Struktur wird dann, wenn der MOSFET 5 ausgeschaltet wird, eine Sperrschicht von dem p-n-Übergang zwischen der n-leitenden Säule 24a und der p-leitenden Säule 24b ausgedehnt, so dass der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmen kann. Dies führt dazu, dass dann, wenn ein Abstand zwischen der n-leitenden Säule 24a und der p-leitenden Säule 24b angepasst wird, auch dann, wenn die Störstellenkonzentration erhöht wird, der Driftbereich 24 im Wesentlichen vollständig verarmen kann. Dies führt dazu, dass die Super-Junction-Struktur als Lösung für das Austauschverhältnis herangezogen werden kann, das zwischen dem Durchlasswiderstand (oder der Durchlassspannung) des MOSFET 5 und der Spannungsfestigkeit besteht, da die Störstellenkonzentration der n-leitenden Säule 24a und der p-leitenden Säule 24b erhöht werden kann.
  • D. h., eine Super-Junction-Struktur wird gebildet, indem das Halbleitersubstrat 20 verwendet wird, welches eine relativ hohe Konzentration an n-leitenden Störstellen aufweist. Genauer gesagt, es werden eine Mehrzahl von Gräben von der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 an gebildet, indem ein anisotroper Ätzprozess ausgeführt wird. Anschließend werden die p-leitenden Säulen durch ein Kristallwachstum innerhalb dieser Gräben gebildet. Die Abschnitte, die bei der Bildung der Mehrzahl von Gräben verbleiben, werden als n-leitende Säulen 24a ausgebildet. Auf diese Weise kann eine Super-Junction-Struktur, bei welche die n-leitenden Säulen 24a und die p-leitenden Säulen 24b wiederholt angeordnet sind, gefertigt werden.
  • Wenn die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs verwendet wird, wird das Halbleitersubstrat 20 verwendet, welches die n-leitenden Störstellen in einer verhältnismäßig hohen Konzentration aufweist. Dies führt dazu, dass die Störstellenkonzentration des Driftbereichs 24 des Peripheriebereichs dann, wenn die Super-Junction-Struktur in dem Driftbereich 24 des Elementebereichs verwendet wird, erhöht wird. Folglich kann ein Phänomen, bei welchem die Sperrschicht an der Grenze des Beschichtungsisolierbereichs 34 erzeugt wird, bei diesem Beispiel selbst dann unterdrückt werden, wenn der in dem Beispiel der 36 gebildete n-leitende Diffusionshalbleiterbereich 38 nicht vorgesehen ist.
  • Das Verfahren zum Bilden des MOSFET 5, der Diode 9a und des Kondensators 7 auf dem gleichen Halbleitersubstrat 20 kann, wie vorstehend beschrieben, auf verschiedene Arten von Transistoren angewandt werden. D. h., es bestehen verschiedene Möglichkeiten, einen Peripheriebereich eines Transistors mit dem Trennoxidfilm 42 zu versehen. Wenn die Diode 9a auf der Stirnfläche dieses Trennoxidfilms 42 gebildet wird, kann die Diode 9a über dem Halbleitersubstrat 20 des Peripheriebereichs gebildet werden, ohne die Transistorart einzuschränken. Da der Abstand der Oberfläche des Trennoxidfilms 42 ausgenutzt wird, kann die Diode 9a leicht in dem Halbleitersubstrat 20 in einem einteiligen Körper gebildet werden, wobei eine Erhöhung der Elementefläche verhindert wird. Ferner kann der Kondensator 7 dann, wenn der eingebettete leitfähige Bereich 36 und der Beschichtungsisolierbereich 34 verwendet werden, leicht innerhalb des Halbleitersubstrats 20 des Peripheriebereichs gebildet werden. Da sowohl der eingebettete leitfähige Bereich 36 als auch der Beschichtungsisolierbereich 34 die Grabenformen aufweisen, kann der Kondensator 7 leicht in dem Halbleitersubstrat 20 in einem einteiligen Körper gebildet werden, wobei eine Erhöhung der Elementefläche verhindert wird.
  • 40 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Diode 9a nicht auf der Stirnfläche des Trennoxidfilms 42, sondern in dem Halbleitersubstrat 20 eingebettet gebildet ist. Bei diesem Beispiel wurde die Diode 9a angeordnet, indem sowohl ein n+-leitender Kathodenhalbleiterbereich 350 als auch ein p+-leitender Anodenhalbleiterbereich 352 auf der Stirnfläche des p-leitenden Körperbereichs 76 angeordnet werden, der sich entlang der Seitenrichtung des MOSFET 5 erstreckt. Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 können gebildet werden, indem die n-leitende Dotiersubstanz bzw. die p-leitende Dotiersubstanz mit Hilfe eines Thermodiffusionsverfahrens oder dergleichen auf die Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 diffundiert werden. Folglich können der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 aus einkristallinen Siliziumschichten gebildet werden.
  • Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 der Diode 9a ist, wie in 40 gezeigt, elektrisch mit der Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 verbunden. Der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. D. h., der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden. Es sollte verstanden werden, dass diese elektrischen Verbindungen beispielsweise aus Aluminiumverdrahtungsleitungen gebildet werden können.
  • Ein Trennoxidfilm 42 (Beispiel für einen Isolierfilm) ist auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 entlang der Seitenrichtung des p+-leitenden Anodenhalbleiterbereich 352 gebildet. Der Trennoxidfilm 42 ist aus einem Siliziumoxid aufgebaut. Der Trennoxidfilm 42 kann ein elektrisches Feld der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 abbauen. Im Allgemeinen gibt es eine Vielzahl von Möglichkeiten, bei denen Strukturen, wie beispielsweise eine RESURF-Schicht und ein Schutzring, innerhalb des unter dem Trennoxidfilm 42 vorgesehenen Halbleitersubstrats 20 gebildet sind. In der 40 sind diese sehr feinen Strukturen jedoch ausgelassen, um die Darstellung zu vereinfachen.
  • 41 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Position des eingebetteten Bereichs der Diode 9a und die Position für den Elementetrennbereich durch den Trennoxidfilm 42, die in der 40 gezeigt sind, durch die jeweils andere Position ersetzt sind. Bei diesem Beispiel ist der Trennoxidfilm 42 auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 entlang der Seitenrichtung des Elementebereichs des MOSFET 5 gebildet. Ein p-leitender Wannenbereich 356, der gebildet wird, indem eine p-leitende Dotiersubstanz diffundiert wird, indem ein Thermodiffusionsverfahren und dergleichen ausgeführt wird, ist in einer weiteren Seitenrichtung dieses Trennoxidfilms 42 gebildet. Die Diode 9a wurde angeordnet, indem sowohl ein n+-leitender Kathodenhalbleiterbereich 350 mit der n-leitenden Dotiersubstanz als auch ein p+-leitender Anodenhalbleiterbereich 352 mit der p-leitenden Dotiersubstanz auf der Stirnfläche dieses p-leitenden Wannenbereichs angeordnet wurden. Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 können gebildet werden, indem die n-leitende Dotiersubstanz bzw. die p-leitende Dotiersubstanz mit Hilfe eines Thermodiffusionsverfahrens und dergleichen auf die Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 diffundiert werden.
  • Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 der Diode 9a ist, gleich der 40, elektrisch mit der Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 verbunden. Der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. D. h., der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch mit dem einen Ende des Kondensators 7 verbunden.
  • Die 42A und 42B zeigen ein strukturelles Beispiel, bei welchem die Position der Diode 9a und die Position des Kondensators 7, die in der 40 gezeigt sind, gegen die jeweils andere Position ausgetauscht sind. Bei diesem Beispiel ist der Trennoxidfilm 42 auf der Oberfläche des Halbleitersubstrats 20 entlang der Seitenrichtung des Elementebereichs des MOSFET 5 gebildet. Alternativ kann eine Potentialsteuerschicht 358 mit einer p-leitenden Dotiersubstanz auf der Stirnfläche des Körperbereichs 76 entlang der Seitenrichtung des Elementebereichs des MOSFET 5 gebildet sein.
  • Ein Kondensator 7 aus dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36, dem Diffusionshalbleiterbereich 38 und dem Beschichtungsisolierbereich 34 ist auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 entlang der Seitenrichtung des Trennoxidfilms 42 gebildet. Der Kondensator 7 kann auf die gleiche Weise wie die auf die 36 folgenden Beispiele gebildet werden.
  • Ferner ist ein p-leitende Wannenbereich 356, der gebildet wird, indem eine p-leitende Dotiersubstanz diffundiert wird, indem ein Thermodiffusionsverfahren und dergleichen ausgeführt wird, auf der Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 entlang einer weiteren Seite des Kondensators 7 vorgesehen. Eine Diode 9a wurde angeordnet, indem sowohl ein n+-leitender Kathodenhalbleiterbereich 350 mit der n-leitenden Dotiersubstanz als auch ein p+-leitender Anodenhalbleiterbereich 352 mit der p-leitenden Dotiersubstanz auf der Stirnfläche dieses p-leitenden Wannenbereichs 356 angeordnet wurden. Der n+-leitende Kathodenhalbleiterbereich 350 und der p+-leitende Anodenhalbleiterbereich 352 können gebildet werden, indem die n-leitende Dotiersubstanz bzw. die p-leitende Dotiersubstanz mit Hilfe eines Thermodiffusionsverfahrens und dergleichen auf die Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 diffundiert werden.
  • Bei dem in der 42A gezeigten Aufbau ist die Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich 350 der Diode 9a ist elektrisch mit dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des Kondensators 7 verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch mit dem Drain D verbunden. D. h., die in der 42B gezeigte Struktur ist derart aufgebaut, dass die Diode 9a und der Kondensator 7 bei der in der 36B gezeigten Ersatzschaltung gegenseitig ausgetauscht sind. D. h., diese Struktur kann, wie in 42B gezeigt, durch eine Ersatzschaltung beschrieben werden, bei welcher die Anode der Diode 9a mit dem Drain D des MOSFET 5 und das Gate G des MOSFET 5 über den Kondensator 7 mit der Kathode der Diode 9a verbunden ist.
  • 43 zeigt eine Struktur, bei welcher die Verbindung zwischen der Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 und des eingebetteten leitfähigen Bereichs 36 des Kondensators 7 und die Verbindung zwischen dem Kathodenhalbleiterbereich 350 der Diode 9a und dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des Kondensators 7, die in der 42 verwendet werden, gegenseitig ausgetauscht sind. D. h., die Trench-Gate-Elektrode 64 des MOSFET 5 ist elektrisch mit dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des Kondensators 7 verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich 350 der Diode 9a ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 des Kondensators 7 verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich 352 der Diode 9a ist elektrisch mit dem Drain D verbunden. Die in der 43 gezeigte Struktur entspricht ferner der in der 42B gezeigten Ersatzschaltung.
  • Es sollte verstanden werden, dass es ferner möglich ist, andere Anordnungen zu realisieren, indem die Verbindungen unter dem eingebetteten leitfähigen Bereich 36 und dem Oberflächendiffusionshalbleiterbereich 32 des Kondensators 7 und anderen strukturellen Abschnitten ausgetauscht werden. Die Verbindungen können alternativ bedingt durch Zustände von Verdrahtungsmustern auf der Oberfläche des Halbleitersubstrats 20 geändert werden.
  • 44 zeigt ein Beispiel, bei dem eine Super-Junction-Struktur auf den Driftbereich 24 des Elementebereichs der 1 angewandt wurde. 45 zeigte ferner ein Beispiel, bei dem eine Super-Junction-Struktur auf dem Driftbereich 24 des Elementebereichs der 40 angewandt wurde. Der Driftbereich 24 der Super-Junction-Struktur wurde aus einer Folgestruktur bestehend aus einer n-leitenden Säule 24a und einer p-leitenden Säule 24b gebildet. Der Driftbereich 24 mit der Super-Junction-Struktur kann auf die gleiche Weise wie der in der 39 gezeigte Driftbereich gebildet werden. Da der Driftbereich 24 als Super-Junction-Struktur gebildet ist, kann die Störstellenkonzentration der n-leitenden Säule 24a und der p-leitenden Säule 24b erhöht werden, so dass die Super-Junction-Struktur dazu ausgelegt ist, das zwischen dem Durchlasswiderstand (oder Durchlassspannung) des MOSFET 5 und der Spannungsfestigkeit bestehende Austauschverhältnis zu bewältigen.
  • Die Diode 9a kann selbst dann, wenn eine Struktur, bei welcher die Diode 9a in dem Halbleitersubstrat 20 eingebettet ist, verwendet wird, in dem gleichen Halbleitersubstrat 20 wie der Kondensator 7 oder der MOSFET 5 gebildet werden. Dies führt dazu, dass die Diode 9a und der Kondensator 7 nicht getrennt vorbereitet werden müssen. Folglich kann der Halbleiterchip für den Schaltkreis 300 gebildet werden, ohne die Gesamtzahl an strukturellen Komponenten zu erhöhen. Wenn die Diode 9a, der Kondensator 7 und der MOSFET 5 in dem gleichen Halbleitersubstrat 20 gebildet werden, kann der Schaltkreis 300 gefertigt werden, indem eine geringere Anzahl dieser strukturellen Komponenten verwendet wird, und folglich kompakt ausgebildet werden.
  • Wenn die Diode 9a auf dem Trennoxidfilm 42 gebildet wird, wird eine Flächeneffizienz bezüglich der Oberfläche des Halbleitersubstrats 20 gegebenenfalls erhöht, während die Diode 9a dann, wenn die eingebettet wird, aus einkristallinem Silizium gebildet werden kann, so dass die Gleichrichtungseigenschaften gegebenenfalls verbessert werden.
  • Obgleich der Transistor bei dem obigen konkreten Beispiel als MOSFET beschrieben wurde, können selbst dann, wenn der obige MOSFET durch einen Bipolartransistor oder einen IGBT ausgetauscht wird, die gleichen Operationen und Effekte erzielt werden. Wird der Transistor diesbezüglich durch einen Bipolartransistor ausgetauscht, so wird der Transistor derart angeordnet, dass das Gate G durch eine Basis ”B”, der Drain durch einen Kollektor ”C” und die Source durch einen Emitter ”E” ausgetauscht wird.
  • (Sechstes Beispiel)
  • Nachstehend wird eine Ansteuerschaltung gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden sechsten Beispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Ansteuerschaltung dieses sechsten Beispiels steuert einen FET an. Ein variable Widerstand ist in dem gleichen Halbleitersubstrat wie ein Transistor gebildet. Der variable Widerstand ist ein Abschnürwiderstand. Der Abschnürwiderstand ist derart aufgebaut, dass ein p-leitende Halbleiterbereich zwischen einem n-leitenden Halbleiterbereich angeordnet ist. Wenn ein Gleichspannung, die an den Transistor angelegt wird, an den n-leitenden Halbleiterbereich gelegt wird, wird der p-leitende Halbleiterbereich im Wesentlichen vollständig verarmt. Der variable Widerstand ist ein MOS-(Metalloxid-Halbleiter)-Widerstand. Der MOS-Widerstand weist einen geschichteten Aufbau aus einem Leitungsbereich, einem Isolierbereich und einem p-leitenden Beriech auf. Wenn die Gleichspannung, die an den Transistor gelegt wird, an den n-leitenden Halbleiterbereich gelegt wird, wird der p-leitende Halbleiterbereich im Wesentlichen vollständig verarmt.
  • 46 zeigt einen Schaltplan einer Ansteuerschaltung 410 zur Ansteuerung eines FET-Transistors (n-leitender MOSFET) 5. Der Transistor 5 ist zwischen eine Last R1 und Masse geschaltet. Eine Streuinduktivität einer Verdrahtungsleitung ist zwischen den Transistor 5 und die Last R1 geschaltet. Die Ansteuerschaltung 410 legt eine Ansteuerspannung ”Vin” mit einer Rechteckwellenform an die Gateelektrode G des Transistors 5 und schaltet den Transistor auf der Grundlage dieser Ansteuerspannung ”Vin” an und aus. Die Ansteuerschaltung 410 schaltet den Transistor 5 ein und aus, um einen Zustand, bei dem eine Gleichspannung Vps einer Spannungsversorgungsquelle PS an die Last R1 gelegt wird, und einen Zustand, bei welchem die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS nicht an die Last R1 gelegt wird. Eine zum Schutz dienende Zenerdiode 422 ist zwischen eine Sourceelektrode ”S” und die Gateelektrode ”G” des Transistors 5 geschaltet, um zu vermeiden, dass eine Spannung, die größer oder gleich einer vorbestimmten Spannung ist, an die Gateelektrode G gelegt wird.
  • Die Ansteuerschaltung 410 weist eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411, einen Festwiderstand R10, eine erste Diode D10, eine zweite Diode D12 und einen variable Widerstand R12 auf. Die zweite Diode D12 kann alternativ ausgelassen werden, wenn dies erforderlich ist. Der Festwiderstand R10, die erste Diode D10, der variable Widerstand R12 und die Schutzzenerdiode 422 sind auf dem gleichen Halbleitersubstrat wie der Transistor 5 gebildet. Nachstehend wird ein konkretes Halbleitermodel beschrieben.
  • Eine Reihenschaltung aus dem Festwiderstand R10 und der ersten Diode D10 ist zwischen die Gateelektrode G und einen Gateanschluss G geschaltet. Eine weitere Reihenschaltung aus dem variablem Widerstand R12 und der zweiten Diode D12 ist zwischen die Gateelektrode G und den Gateanschluss G10 geschaltet. Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 ist elektrisch mit dem Gateanschluss G10 verbunden. D. h., die Reihenschaltung aus dem Festwiderstand R10 und der ersten Diode D10 und die Reihenschaltung aus dem variablem Widerstand R12 und der zweiten Diode D12 bilden eine Parallelschaltung zwischen der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und dem Transistor 5. Eine Anode der ersten Diode D10 ist über den Festwiderstand R10 mit dem Gateanschluss G10 und eine Kathode der ersten Diode D10 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Eine Anode der zweiten Diode D12 ist über den variablen Widerstand R12 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 und eine Kathode der zweiten Diode D12 mit dem Gateanschluss G10 verbunden.
  • Ein Widerstandswert des variablen Widerstands R12 kann auf der Grundlage einer von einem Drainspannungserfassungsmittel 450 gemessenen Source-Drain-Spannung ”Vds” des Transistors 5 angepasst werden. Der Widerstandswert des variablen Widerstands R12 wird derart angepasst, dass er einen kleinen Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung Vds des Transistors 5 gering ist. Der Widerstandswert des variablen Widerstands R12 wird derart angepasst, dass er einen hohen Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung Vds des Transistors 5 hoch ist.
  • Die 47A bis 47E zeigen Diagramme mit Betriebswellenformen des Transistors 5.
  • Zunächst wird ein Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Da die zweite Diode D12 in einer Rückwärtsrichtung vorgesehen ist, wird die Ansteuerspannung Vin auf eine Verdrahtungsleitung auf der Seite des Festwiderstands R10 gegeben. Wenn ein Signalpegel der Ansteuerspannung Vin von einem niedrigen (L) zu einem hohen (H) Pegel gewechselt wird, wird die Ansteuerspannung Vin an dem Festwiderstand R10 in einen positiven Gatestrom ”Ig(+)” gewandelt, und der positive Gatestrom ”Ig(+)” anschließend an die Gateelektrode G des Transistors 5 geliefert. Wenn der positive Gatestrom ”Ig(+)” an die Gateelektrode G des Transistors 5 geliefert wird, werden Elektronenladungen in der Gateelektrode G gespeichert. Wenn die Elektronenladungen in der Gateelektrode G gespeichert werden, wird eine Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors 5 erhöht. Wenn die Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors 5 erhöht wird, beginnt ein Drainstrom ”Id” damit, von der Drainelektrode D des Transistors 5 in Richtung der Sourceelektrode S zu fließen, so dass die Drain-Source-Spannung Vds verringert wird. Der Zustand des Transistors 5 wird mit Hilfe dieser Operationsschritte von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand versetzt.
  • Nachstehend wird ein Übergangszeitraum ”T10”, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Wenn der Signalpegel der Ansteuerspannung Vin vom H- zum L-Pegel wechselt, werden die in der Gateelektrode G gespeicherten Elektronenladungen entladen. Da die erste Diode D10 entlang der Rückwärtsrichtung vorgesehen ist, fließt ein negativer Gatestrom ”Ig(–)”, der in Verbindung mit der Entladung der Elektronenladungen erzeugt wird, in Richtung der Verdrahtungsleitung auf der Seite des variablen Widerstands R12. In der Anfangsphase des Übergangszeitraums T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird der Widerstandswert des variablen Widerstands R12 auf einen geringen Wert angepasst, da die Drain-Source-Spannung Vds gering ist. Dies führt dazu, dass der negative Gatestrom ”Ig(–)” in der Anfangsphase des Übergangszeitraums T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, stark geändert werden kann. Folglich können die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen in der Anfangsphase des Übergangszeitraums T10 bezüglich des Ausschaltens des Transistors 5 schnell entladen werden. Dies führt dazu, dass ein Zeit, die zum Ausschalten des Transistors 5 in der Anfangsphase des Übergangszeitraums T10 verkürzt werden kann. In einigen Fällen kann die Zeit für den Übergangszeitraum T10 zum Ausschalten des Transistors 5 verglichen mit dem Übergangszeitraum T100 der herkömmlichen Ansteuerschaltung, wie in den 47A bis 47E gezeigt, verkürzt werden.
  • Wenn der Betrieb die letzte Phase des Übergangszeitraums T10 zum Ausschalten des Transistors 5 erreicht hat, wird die Drain-Source-Spannung Vds erhöht. Der Widerstandswert des variablen Widerstands R12 wird in Verbindung mit der Erhöhung der Source-Drain-Spannung Vds stark angepasst. Dies führt dazu, dass der negative Gatestrom ”Ig(–)” in der letzten Phase des Übergangszeitraums T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, leicht geändert werden kann. Folglich können die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen in der letzten Phase des Übergangszeitraums T10 zum Ausschalten des Transistors 5 langsam entladen werden. Dies führt dazu, dass ein leichter Drainstrom Id des Transistors 5 fließt, so dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Gemäß der Ansteuerschaltung 410 kann ein zwischen der Stoßspannung und dem Ausschaltverlust bestehendes Austauschverhältnis in dem Übergangszeitraum T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bewältigt werden.
  • Nachstehend wird der Aufbau konkreter Schaltungen aufgezeigt. Es sollte beachtet werden, dass gleiche Teile oder gleiche Strukturen mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, und dass eine redundante Beschreibung dieser ausgelassen ist.
  • 48 zeigt ein Beispiel, bei welchem sowohl der variable Widerstand R12 als auch das Drainspannungserfassungsmittel 450 der 46 durch den Abschnürwiderstand 460 realisiert sind. Der Abschnürwiderstand 460 weist einen n-leitenden ersten Halbleiterbereich 462 aus polykristallinem Silizium mit einer n-leitenden Dotierung, einen p-leitenden Halbleiterbereich 464 aus polykristallinem Silizium mit einer p-leitenden Dotierung und einen n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 465 aus polykristallinem Silizium mit einer n-leitenden Dotierung auf. Der n-leitende erste Halbleiterbereich 462 und der n-leitende zweite Halbleiterbereich 465 sind durch den p-leitenden Halbleiterbereich 464 voneinander isoliert. Der n-leitende erste Halbleiterbereich 462 ist über eine erste Elektrode 461 elektrisch mit der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden. Der n-leitende zweite Halbleiterbereich 465 ist über eine zweite Elektrode 466 elektrisch mit der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden. Das eine Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 ist über eine dritte Elektrode 467 elektrisch mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Das andere Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 ist über eine vierte Elektrode 463 elektrisch mit dem Gateanschluss G10 verbunden.
  • Nachstehend wird eine technische Idee zur Ausdehnung/Komprimierung einer in dem Abschnürwiderstand 460 gebildeten Sperrschicht unter Bezugnahme auf die 49A bis 49C beschrieben. Es sollte verstanden werden, dass, was die Störstellen-konzentration und eine Breite jedes den Abschnürwiderstand 460 bildenden Halbleiterbereichs betrifft, diese Halbleiterbereiche derart gebildet sind, dass die jeweiligen Halbleiterbeeiche im Wesentlich vollständig verarmen, wenn eine der Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS entsprechende Spannung zwischen die erste Elektrode 461 und die zweite Elektrode 466 gelegt wird. Wenn demgegenüber, wie nachstehend noch beschrieben, eine Zenerdiode Dz zwischen dem Abschnürwiderstand 460 und der Drainelektrode D des Transistors 5 gebildet wird, werden, was die Störstellenkonzentration und eine Breite jedes den Abschnürwiderstand 460 bildenden Halbleiterbereichs betrifft, diese Halbleiterbereiche derart gebildet, dass die jeweiligen Halbleiterbereiche im Wesentlichen vollständig verarmen, um einen gewünschten Widerstandswert zu erhalten, wenn eine durch Abziehen einer Durchbruchspannung der Zenerdiode Dz von der Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS erhaltene Spannung zwischen die erste Elektrode 461 und die zweite Elektrode 466 gelegt wird.
  • Wenn die Source-Drain-Spannung Vds bei 0 V liegt, wurde eine Sperrschicht auf der Grundlage einer Diffusionspotentialdifferenz zwischen dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 und den n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 466 gebildet. Eine Breite diese Sperrschicht wird auf einem hohen Wert gehalten, und eine Breite eines Strompfads des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 wird auf einem hohen Wert gehalten.
  • Wenn die Source-Drain-Spannung Vds bei 20 V liegt, wird ein p-n-Übergang zwischen dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 und den n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 466 in Rückwärtsrichtung vorgespannt, so dass die Sperrschicht in dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 ausgedehnt wird. Dies führt dazu, dass die Breite des Strompfads des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmal wird.
  • Wenn die Source-Drain-Spannung Vds bei 75 V liegt, wird der p-n-Übergang zwischen dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 und den n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 466 weiter in Rückwärtsrichtung vorgespannt, so dass die Sperrschicht in dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 weiter ausgedehnt wird. Dies führt dazu, dass die Breite des Strompfads des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmaler wird und der p-leitende Halbleiterbereich 464 einen hohen Widerstand annimmt.
  • 50 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Spannung V und einem Widerstandswert R des Abschnürwiderstands 460, während die Spannung V zwischen die erste Elektrode 461 und die zweite Elektrode 466 des Abschnürwiderstands 460 gelegt wird. Der Widerstandswert R des Abschnürwiderstands 460 wird, wie in 50 gezeigt, im Ansprechen auf die angelegte Spannung V fortlaufend erhöht.
  • Dies führt dazu, dass der Widerstandswert R des Abschnürwiderstands 460 derart angepasst wird, dass er einen geringen Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung Vds gering ist, und einen hohen Wert annimmt, wenn die Source-Drain-Spannung Vds hoch ist.
  • 51 zeigt ein Versuchsergebnis der Ansteuerschaltung 410 bei Verwendung des Abschnürwiderstands 460 mit den vorstehend beschriebenen Eigenschaften. Es sollte beachtet werden, dass der Widerstandswert des Festwiderstands R10 auf 3 Ω gesetzt wurde. 52 zeigt ferner ein Versuchsergebnis, das erhalten wird, wenn der Abschnürwiderstand 460 nicht vorgesehen ist, als Vergleichsbeispiel.
  • Bei der Ansteuerschaltung 410 mit dem Abschnürwiderstand 460 kann, wie in 51 gezeigt, bestätigt werden, dass die Stoßspannung deutlich unterdrückt wird.
  • 53 zeigt eine zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust bestehende Austauschkennlinie.
  • Eine Angabe ”OHNE MAßNAHME” zeigt ein Ergebnis einer Ansteuerschaltung, bei der kein Abschnürwiderstand 460 vorgesehen ist. Eine andere Angabe ”MIT MAßNAHME” zeigt ein Ergebnis der Ansteuerschaltung 410, bei der ein Abschnürwiderstand 460 vorgesehen ist.
  • Im Fall ”MIT MAßNAHME” wird die Stoßspannung verglichen mit dem Fall ”OHNE MAßNAHME” deutlich verringert, ohne den Ausschaltverlust wesentlich zu erhöhen. Das Ergebnis im Fall ”MIT MAßNAHME” kann wie folgt bewertet werden: D. h., eine deutliche Verbesserung kann weitgehend auf der Austauschkurve basierend erzielt werden.
  • 54 zeigt ein Beispiel einer Modifikation der Ansteuerschaltung 410. Diese Ansteuerschaltung 410 weist als besondere Eigenschaft einer Zenerdiode Dz zwischen den Elektroden 461 und 466 des Abschnürwiderstands 460 und der Drainelektrode D des Transistors 5 auf. Eine Anode der Zenerdiode Dz ist mit der Seite der Elektroden 461 und 466 des Abschnürwiderstands 460 und deren Kathode mit der Seite der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden.
  • Wenn die Zenerdiode Dz vorgesehen ist, wird die Source-Drain-Spannung Vds des Transistors 5 nicht an die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 des Abschnürwiderstands 460 gelegt, bis die Zenerdiode Dz niederohmig wird (Durchbruch). Folglich wird der Strompfad des Abschnürwiderstands 460 solange breit gehalten, bis die Zenerdiode Dz niederohmig wird. Dies führt dazu, dass der Widerstandswert des Abschnürwiderstands 460 in der Anfangsphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, klein gehalten und der negative Gatestrom Ig(–) stark geändert werden kann. Folglich kann der Drainstrom Id des Transistors 5 stark geändert werden, so dass eine zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche Zeit weiter verkürzt werden kann.
  • Alternativ können eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz in einer Reihenschaltung vorgesehen sein. Die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 465 gelegte Spannung kann auf eine geringe Spannung angepasst werden, indem die Mehrzahl von Zenerdioden Dz in Reihe geschaltet werden. Wenn die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte Spannung auf die geringe Spannung angepasst wird, kann die Störstellenkonzentration des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 gering ausgelegt werden und/oder die Breite des zwischen den n-leitenden Halbleiterbereichen angeordneten p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmal ausgelegt werden. Folglich wird die Änderung der Breite der Sperrschicht dann, wenn die Spannung zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegt wird, erhöht und der Widerstandswert des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 folglich deutlich geändert. Dies führt dazu, dass der nachstehend beschriebene besondere Effekt erzielt werden kann. D. h., der Widerstandswert des Abschnürwiderstands 460 wird in der Anfangsphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, auf einem kleinen Wert und in der Endphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, auf einem hohen Wert gehalten.
  • (Siebtes Beispiel)
  • 55 zeigt einen Schaltplan einer Ansteuerschaltung 410 gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden siebten Beispiel der vorliegenden Offenbarung. Diese Ansteuerschaltung 410 weist als besondere Eigenschaft einen MOS-Widerstand 560 mit einer MOS-Struktur auf.
  • Der MOS-Widerstand 560 weist einen ersten Isolierbereich 562 aus einem Siliziumoxid, einen p-leitenden Halbleiterbereich 564 aus einem einkristallinem Silizium mit einer p-leitenden Dotierung und einen zweiten Isolierbereich 565 aus einem Siliziumoxid auf. Der erste Isolierbereich 562 und der zweite Isolierbereich 565 sind durch den p-leitenden Halbleiterbereich 564 voneinander isoliert. Die erste Elektrode 561 ist über den ersten Isolierbereich 562 dem p-leitenden Halbleiterbereich 564 gegenüberliegend angeordnet. Die zweite Elektrode 566 ist über den zweiten Isolierbereich 565 dem p-leitenden Halbleiterbereich 564 gegenüberliegend angeordnet. Sowohl die erste Elektrode 561 als auch die zweite Elektrode 566 ist elektrisch mit der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden. Das eine Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 564 ist über eine dritte Elektrode 567 elektrisch mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Das andere Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 564 ist über eine vierte Elektrode 563 elektrisch mit dem Gateanschluss G10 verbunden.
  • In dem MOS-Widerstand 560 kann eine Breite einer Sperrschicht, die innerhalb des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 ausgedehnt/komprimiert wird, durch ein elektrische Feld angepasst werden.
  • 56 zeigt ein Verhältnis zwischen eine Spannung V und einem Widerstand R des MOS-Widerstands 560, wobei die Spannung V zwischen die erste Elektrode 561 und die zweite Elektrode 566 des MOS-Widerstands 560 gelegt wird. Der Widerstandswert R des MOS-Widerstands 560 wird, wie in 56 gezeigt, im Wesentlichen kontinuierlich im Ansprechen auf die anzulegende Spannung erhöht.
  • Dies führt dazu, dass der Widerstandswert R des MOS-Widerstands 560 derart angepasst wird, dass er einen geringen Wert aufweist, wenn die Source-Drain-Spannung Vds gering ist, und einen hohen Wert aufweist, wenn die Source-Drain-Spannung Vds hoch ist.
  • 57 zeigt ein Versuchsergebnis der Ansteuerschaltung 410 bei einer Verwendung des MOS-Widerstands 560 mit den vorstehend beschriebenen Eigenschaften. Es sollte beachtet werden, dass der Widerstandswert des Festwiderstands R10 auf 3 Ω gesetzt wurde. 52 zeigt ferner ein Versuchsergebnis, das erhalten wird, wenn der MOS-Widerstand 560 nicht vorgesehen ist, als Vergleichsbeispiel.
  • Bei der Ansteuerschaltung 410 mit dem MOS-Widerstand 560 kann, wie in 57 gezeigt, bestätigt werden, dass die Stoßspannung deutlich unterdrückt wird.
  • 58 zeigt eine zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust bestehende Austauschkennlinie.
  • Eine Angabe ”OHNE MAßNAHME” zeigt ein Ergebnis einer Ansteuerschaltung, bei der kein MOS-Widerstand 560 vorgesehen ist. Eine andere Angabe ”MIT MAßNAHME” zeigt ein Ergebnis der Ansteuerschaltung 410, bei welcher der MOS-Widerstand 560 vorgesehen ist.
  • Im Fall ”MIT MAßNAHME” wird die Stoßspannung verglichen mit dem Fall ”OHNE MAßNAHME” deutlich verringert, ohne den Ausschaltverlust wesentlich zu erhöhen. Das Ergebnis im Fall ”MIT MAßNAHME” kann wie folgt bewertet werden: D. h., eine deutliche Verbesserung der Stoßspannungsverringerung kann größtenteils über die Austauschkurve erzielt werden.
  • (Achtes Beispiel)
  • Die 59 bis 62 zeigen ein nicht zur Erfindung gehörendes achtes Beispiel der vorliegenden Offenbarung, bei welchem die folgenden Schaltungselemente der in der 54 gezeigten Ansteuerschaltung 410, d. h. der Abschnürwiderstand 460, die Zenerdiode Dz, die Diode D10, der Festwiderstand R10 und die Schutzzenerdiode 422 in dem gleichen Halbleitersubstrat 20 wie der Transistor 5 vorgesehen sind. Jedes dieser Schaltungselemente ist auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet. Der Transistor 5 und diese Schaltungselemente sind in einteiliger Form unter Verwendung des Halbleitersubstrats 20 gebildet und in einer Ein-Chip-Struktur angeordnet.
  • Es sollte beachtet werden, dass die zweite Diode D12 in der Ansteuerschaltung 410 der 54 bei diesem achten Beispiel ausgelassen ist. Wenn die zweite Diode D12 ausgelassen wird, kann der folgende Effekt erzielt werden. D. h., der positive Gate-Strom Ig(+) wird in der Anfangsphase der Einschaltoperation leicht und in der Endphase der Einschaltoperation stark geändert.
  • 59 zeigt eine Perspektivansicht eines Hauptabschnitts des auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildeten Abschnürwiderstands 460. Es sollte beachtet werden, dass die in der 59 gezeigten Bezugszeichen den Bezugszeichen entsprechen, die für die jeweiligen strukturellen Elemente des Abschnürwiderstands 460 in der 54 vorgesehen sind. Der Abschnürwiderstand 460 ist, wie nachstehend noch beschrieben, über einen Oxidfilm auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet. Als Material für den Abschnürwiderstand 460 wurde polykristallines Silizium verwendet. Phosphor ist sowohl dem n-leitenden ersten Halbleiterbereich 462 als auch dem n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 465 zugeführt worden, während Bor dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 zugeführt wurde.
  • 60 zeigt ein Layout eines Halbleitersubstrats 20, bei welchem der Transistor 5 und die Schaltungselemente, wie beispielsweise der Abschnürwiderstand 460 in einem einteiligen Körper gebildet sind. Ein durch eine gestrichelte Linie gekennzeichneter Bereich enthält einen Abschnitt, in dem eine Aluminiumverdrahtungsleitung gebildet ist. Nachstehend wird der in der 54 gezeigte Schaltplan unter Bezugnahme auf die 60 beschrieben.
  • Eine Sourceelektrode S des Transistors 5 ist auf einem Hauptabschnitt einer Stirnfläche des Halbleitersubstrats 20 gebildet. Halbleiterbereiche, die für den Transistor 5 erforderlich sind, sind unter der Sourceelektrode S in dem Halbleitersubstrat 20 gebildet. Eine Gateelektrode G erstreckt sich in einem von der Sourceelektrode S elektrisch isolierten Zustand von einem Umfangsabschnitt der Sourceelektrode S in Richtung einer Innenseite von diesem. Die Sourceelektrode S und die Gateelektrode G des Transistors 5 sind an einem oberen linken Eckabschnitt über die Schutzzenerdiode 422 miteinander verbunden. Als Material für die Schutzzenerdiode 422 wurde polykristallines Silizium verwendet. Die Schutzzenerdiode 422 ist über einen Oxidfilm auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet.
  • Die Zenerdiode Dz, der Abschnürwiderstand 460 und die Diode D10 und ebenso der Festwiderstand R10 sind an einem oberen rechten Eckabschnitt des Layouts angeordnet. 61 zeigt eine Längsschnittansicht entsprechend einer Linie ”LXI-LXI” in der 60. 62 zeigt eine Längsschnittansicht entsprechend einer Linie ”LXII-LXII” in der 60.
  • Ein Abschnürwiderstand 460 ist, wie in 61 gezeigt, über einem Oxidfilm 472 auf dem Halbleitersubstrat 20 gebildet. Obgleich sich eine Aluminiumverdrahtungsleitung oberhalb des Abschnürwiderstands 460 erstreckt, ist diese Aluminiumverdrahtungsleitung mit sowohl einem n-leitenden ersten Halbleiterbereich 462 als auch einem n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 465 des Abschnürwiderstands 460 verbunden. Diese Aluminiumverdrahtungsleitung ist elektrisch von dem p-leitenden Halbleiterbereich 464 des Abschnürwiderstands 460 isoliert. Ein Abschnitt, mit welchem die Aluminiumverdrahtungsleitung und der n-leitende erste Halbleiterbereich 462 verbunden sind, wird als erste Elektrode 461 bezeichnet, welche der ersten Elektrode 461 der 54 entspricht. Ein Abschnitt, mit welchem die Aluminiumverdrahtungsleitung und der n-leitende zweite Halbleiterbereich 465 verbunden sind, wird als zweite Elektrode 466 bezeichnet, welche der zweiten Elektrode 466 der 54 entspricht. Das eine Ende der Aluminiumverdrahtungsleitung ist, wie in 60 gezeigt, elektrisch mit der Kathode der Zenerdiode Dz verbunden. Die Anode der Zenerdiode Dz ist mit einer Ringelektrode (EQR) gleichen Potentials verbunden, die kreisförmig um das Halbleitersubstrat 20 herum gebildet ist. Die Ringelektrode (EQR) gleichen Potentials ist elektrisch mit der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden. Folglich ist die Anode der Zenerdiode Dz über die Ringelektrode (EQR) gleichen Potentials elektrisch mit der Drainelektrode D des Transistors 5 verbunden.
  • Der p-leitende Halbleiterbereich 464 des Abschnürwiderstands 460 ist, wie in 62 gezeigt, elektrisch mit zwei Aluminiumverdrahtungsleitungssätzen an deren beiden Anschlüssen verbunden. Eine Aluminiumverdrahtungsleitung erstreckt sich, wie in 60 gezeigt, von dem Gateanschluss G10 aus. Diese Aluminiumverdrahtungsleitung ist über eine dritte Elektrode 63 elektrisch mit dem einen Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 verbunden. Die andere Aluminiumverdrahtungsleitung erstreckt sich, wie in 60 gezeigt, von der Gateelektrode G des Transistors 5. Diese Aluminiumverdrahtungsleitung ist über eine vierte Elektrode 67 elektrisch mit dem anderen Ende des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 verbunden. Die dritte Elektrode 63 und die vierte Elektrode 67 entsprechen der dritten Elektrode 63 und der vierten Elektrode 67 der 54.
  • Eine Reihenschaltung aus der Diode D10 und dem Festwiderstand R10 ist, wie in 60 gezeigt, zwischen die Gateelektrode G und den Gateanschluss G10 geschaltet. Als Material für die Diode D10 und den Festwiderstand R10 wurde polykristallines Silizium verwendet. Der Widerstandswert des Festwiderstands R10 wird basierend auf einer Konzentration einer zugeführten Dotierung angepasst.
  • Da der obige Aufbau verwendet wird, können Schaltungselemente, wie beispielsweise der Abschnürwiderstand 460, die Zenerdiode Dz, die Diode D10, der Festwiderstand R10 und die Schutzzenerdiode 422 in einem einteiligen Körper auf dem gleichen Halbleitersubstrat wie der Transistor 5 gefertigt werden. Da solch ein Aufbau verwendet wird, müsse die vorstehend beschriebenen jeweiligen Schaltungselemente nicht getrennt vorbereitet werden. Folglich kann der Schaltkreischip der vorliegenden Offenbarung gebildet werden, ohne eine Gesamtzahl dieser Komponenten zu erhöhen. Wenn der Transistor und die vorstehend beschriebenen Schaltungselemente auf dem gleichen Halbleitersubstrat vorgesehen sind, kann der Schaltkreis angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl der Komponenten verwendet wird. Folglich kann der Schaltkreis ferner kompakt ausgebildet und mit hervorragenden praktischen Eigenschaften gefertigt werden.
  • (Neuntes Beispiel)
  • Die 63 und 64 zeigen ein Beispiel von Zenerdioden Dz, die zwischen die Drainelektrode D des Transistors 5 und den Abschnürwiderstand 460 geschaltet sind, gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden neunten Beispiel der vorliegenden Offenbarung.
  • Bei dem in der 63 gezeigten Beispiel sind eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz zwischen einen n-leitenden ersten Halbleiterbereich 462 des Abschnürwiderstands 460 und die Drainelektrode D des Transistors 5 geschaltet. Ferner sind eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz zwischen einen n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 465 des Abschnürwiderstands 460 und den Drain D des Transistors 5 geschaltet. D. h., eine Parallelschaltung zwischen der Mehrzahl von Zenerdioden Dz und der Mehrzahl von Zenerdioden Dz ist zwischen die Drainelektrode D des Transistors 5 und den Abschnürwiderstand 460 geschaltet. Bei diesem Beispiel ist eine Gesamtzahl der vorstehend beschriebenen Zenerdioden Dz, die zwischen den n-leitenden ersten Halbleiterbereich 462 und die Drainelektrode D geschaltet sind, gleich der Gesamtzahl der zwischen den n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 465 und die Drainelektrode D geschalteten Zenerdioden. Alternativ kann eine Reihenschaltung aus den Zenerdioden Dz, wie in 64 gezeigt, zwischen der Drainelektrode D und dem n-leitenden ersten oder dem n-leitenden zweiten Halbleiterbereich 462, 465 kombiniert werden.
  • Wenn eine Mehrzahl von Zenerdioden Dz vorgesehen ist, kann eine zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte Spannung auf eine geringere Spannung angepasst werden. D. h., die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte Spannung wird auf eine Spannung angepasst, die erhalten wird, indem ein Gesamtwert der Durchbruchspannungen der Mehrzahl von Zenerdioden Dz von der Source-Drain-Spannung Vds des Transistors 5 abgezogen wird. Folglich kann die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte Spannung als Antwort auf eine Gesamtzahl an Zenerdioden Dz angepasst werden. Wenn die zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 gelegte Spannung auf die geringe Spannung angepasst wird, kann die Störstellenkonzentration des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 gering ausgelegt und/oder die Breite des zwischen den n-leitenden Halbleiterbereichen 462 und 465 angeordneten p-leitenden Halbleiterbereichs 464 schmal ausgelegt werden. Folglich wird die Änderung der Breite der Sperrschicht bei einem Anlegen der Spannung zwischen die n-leitenden Halbleiterbereiche 462 und 465 erhöht, so dass der Widerstandswert des p-leitenden Halbleiterbereichs 464 in hohem Maße geändert wird. Dies führt dazu, dass der nachstehend aufgeführt besondere Effekt erzielt werden kann. D. h., der Widerstandswert des Abschnürwiderstands 460 wird in der Anfangsphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bei einem geringen Wert und in der Endphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bei einem hohen Wert gehalten.
  • (Zehntes Beispiel)
  • Nachstehend wird eine bevorzugte Eigenschaft einer Ansteuerschaltung gemäß einem nicht zur Erfindung gehörenden zehnten Beispiel der vorliegenden Offenbarung beschrieben. Die Ansteuerschaltung dieses zehnten Beispiels steuert einen FET an. Ein zur Anpassung dienender Transistor ist als p-leitender MOSFET ausgelegt. In diesem Fall ist ein Widerstand, dessen Widerstandswert über einem Durchlasswiderstand des p-leitenden MOSFET liegt, zwischen einer Sourceelektrode und einer Gateelektrode des p-leitenden MOSFET vorgesehen. Ferner ist die Sourceelektrode des p-leitenden MOSFET mit der Gateelektrode des Transistors verbunden; eine Drainelektrode des p-leitenden MOSFET geerdet; und die Gateelektrode des p-leitenden MOSFET mit einer Ansteuerspannungs-erzeugungsschaltung verbunden. Ein zur Anpassung dienender Transistor (Anpasstransistor) ist als n-leitender MOSFET ausgelegt. In diesem Fall ist ein Widerstand, dessen Widerstandswert über dem eines Durchlasswiderstands des n-leitenden MOSFET liegt, zwischen einer Sourceelektrode und einer Gateelektrode des n-leitenden MOSFET vorgesehen. Ferner sind die Sourcelektrode und die Gateelektrode des n-leitenden MOSFET mit der Gateelektrode des Transistors verbunden; und ist die Sourceelektrode des n-leitenden MOSFET mit einer Ansteuerspannungserzeugungsschaltung verbunden.
  • 66 zeigt einen Schaltplan einer Ansteuerschaltung 610 zur Ansteuerung eines FET 5. Der FET 5 ist zwischen eine Last R1 und die Masse (GND) geschaltet. Eine Streuinduktivität einer Verdrahtungsleitung und dergleichen ist zwischen den Transistor 5 und die Last R1 geschaltet. Die Ansteuerschaltung 610 legt eine Ansteuerspannung ”Vin” mit einer Rechteckwellenform an eine Gateelektrode G des Transistors 5 und schaltet den Transistor 5 auf der Grundlage dieser Ansteuerspannung ”Vin” ein und aus. Die Ansteuerschaltung 610 schaltet den Transistor 5 ein und aus, um einen Zustand, bei welchem eine Gleichspannung Vps einer Spannungsversorgungsquelle PS an die Last R1 gelegt wird, und einen Zustand, bei dem die Gleichspannung Vps nicht an die Last R1 gelegt wird, zu erzielen.
  • Die Ansteuerschaltung 610 weist eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411, einen dritten Widerstand Rg3 (ein Beispiel eines Festwiderstands), eine erste Diode D10 und eine Anpassschaltung 620 auf. Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 ist über den dritten Widerstand Rg3 und die erste Diode D10 elektrisch mit der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Eine Anode der ersten Diode D10 ist mit der Seite der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und eine Kathode der ersten Diode D10 mit der Seite der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Die erste Diode D10 und die Anpassschaltung 620 bilden eine Parallelschaltung zwischen der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und dem Transistor 5. Die Anpassschaltung 620 weist eine Gatestromanpassschaltung 622, ein Schaltungsmittel SW, einen ersten Widerstand Rg1, einen zweiten Widerstand Rg2 und eine zweite Diode D12 auf. Ein Widerstandswert des ersten Widerstands Rg1 ist geringer als ein Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2. Eine Anode der zweiten Diode D12 ist mit der Seite der Gateelektrode G des Transistors 5 und eine Kathode der zweiten Diode D12 mit der Seite der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 verbunden.
  • Die Gatestromanpassschaltung 622 erfasst einen negativen Gatestrom ”Ig(–)”, wenn in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeichert Elektronenladungen entladen werden, und öffnet und schließt das Schaltungsmittel SW auf der Grundlage eines Stromwert des erfassten negativen Gatestroms Ig(–). Wenn ein Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) hoch ist, schließt die Gatestromanpassschaltung 622 das Schaltungsmittel SW. Wenn ein Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) gering ist, öffnet die Gatestromanpassschaltung 622 das Schaltungsmittel SW.
  • Die 67A bis 67E zeigen Betriebswellenformdiagramm des Transistors 5.
  • Zunächst wird ein Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Wenn ein Signalpegel der Ansteuerspannung Vin von einem niedrigen (L) zu einem hohen (H) Pegel gewechselt wird, wird die Ansteuerspannung Vin durch den dritten Widerstand Rg3 in einen positiven Gatestrom ”Ig(+)” gewandelt. Der positive Gatestrom ”Ig(+)” wird über die erste Diode D10 an die Gateelektrode G des Transistors 5 gegeben, da die zweite Diode D12 in Sperrrichtung geschaltet ist. Wenn der positive Gatestrom ”Ig(+)” an die Gateelektrode G des Transistors 5 gegeben wird, werden Elektronenladungen in der Gateelektrode G gespeichert. Wenn die Elektronenladungen in der Gateelektrode G gespeichert werden, wird eine Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors 5 erhöht. Wenn die Gate-Source-Spannung ”Vgs” des Transistors 5 erhöht wird, beginnt ein Drainstrom ”Id” damit, von der Drainelektrode D des Transistors 5 in Richtung der Sourceelektrode S zu fließen, so dass die Drain-Source-Spannung Vds verringert wird. Der Zustand des Transistors 5 wird mit Hilfe dieser Operationsschritte von dem AUS-Zustand in den EIN-Zustand versetzt.
  • Nachstehend wird ein Übergangszeitraum ”T10”, während dem der Transistor 5 eingeschaltet wird, beschrieben. Wenn der Signalpegel der Ansteuerspannung Vin vom H- zum L-Pegel wechselt, werden die in der Gateelektrode G gespeicherten Elektronenladungen entladen. Da die erste Diode D10 vorgesehen ist, fließt ein negativer Gatestrom ”Ig(–)”, der in Verbindung mit der Entladung der Elektronenladungen erzeugt wird, in Richtung der Gatestromanpassschaltung 622. In der Anfangsphase T12 des Übergangszeitraums T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, wird ein Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) graduell erhöht. Die Gatestromanpassschaltung 622 erfasst den Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestrom Ig(–) und schließt das Schaltungsmittel SW, wenn dieser erfasste Absolutwert einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet (d. h. wenn der Stromwert unter einen Schwellenwert fällt). Dies führt dazu, dass der negative Gatestrom Ig(–) über den den geringen Widerstandswert aufweisenden ersten Widerstand Rg1 zur Masse GND fließt. Wenn das Schaltungsmittel SW geschlossen wird, kann sich der negative Gatestrom Ig(–) in der Anfangsphase T12 des Übergangszeitraums T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, derart verhalten, dass der Absolutwert dieses Stromwerts schnell erhöht wird. Dies führt dazu, dass die Anpassschaltung 620 derart betrieben wird, dass die Elektronenladungen in der Anfangsphase T12 des Übergangszeitraums T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, schnell aus der Gateelektrode G des Transistors 5 entladen werden. Dies führt dazu, dass solch eine Zeit, die zum Ausschalten des Transistors 5 in der Anfangsphase T12 des Übergangszeitraums T10 benötigt wird, verkürzt werden kann. In einigen Fällen kann die Zeit für den Übergangszeitraum T10 zum Ausschalten des Transistors 5 vergleichen mit dem Übergangszeitraum T100 der herkömmlichen Ansteuerschaltung verkürzt werden.
  • Es sollte verstanden werden, dass das Schaltungsmittel SW bis zu dem Zeitpunkt, an welchem der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms Ig(–) einen vorbestimmten Schwellenwert überschreitet, geöffnet ist, so dass der Widerstandswert des Gatewiderstands hoch und die Elektronenladungen langsam entladen werden. Diese Zeitspanne ist jedoch extrem kurz und verlängert die zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche Zeit nicht wesentlich.
  • Wenn der Betrieb zu eine letzten Phase T14 des Übergangszeitraums T10 zum Ausschalten des Transistors 5 vorangeschritten ist, wird der Stromwert des negativen Gatestroms Ig(–) graduell verringert. Die Gatestromanpassschaltung 622 erfasst den Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms Ig(–) und öffnet das Schaltungsmittel SW, wenn dieser erfasste Absolutwert unter einen vorbestimmten Schwellenwert fällt (d. h. wenn der Stromwert den Schwellenwert überschreitet). Dies führt dazu, dass der negative Gatestrom Ig(–) über den den hohen Widerstandswert aufweisenden zweiten Widerstand Rg2, den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur Masse GND fließt. Wenn das Schaltungsmittel SW geöffnet wird, kann sich der negative Gatestrom Ig(–) in der Endphase T14 des Übergangszeitraums T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, derart verhalten, dass der Absolutwert dieses Stromwerts verringert wird. Dies führt dazu, dass die Anpassschaltung 620 in der Endphase T14 des Übergangszeitraums T10 zum Ausschalten des Transistors derart betrieben wird, dass die Elektronenladungen langsam aus der Gateelektrode G des Transistors 5 entladen werden. Folglich fließt ein geringer Drainstrom Id des Transistors 5, so dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Gemäß der Ansteuerschaltung kann ein zwischen der Stoßspannung und dem Ausschaltverlust bestehendes Austauschverhältnis in dem Übergangszeitraum T10, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, bewältigt werden.
  • Ferner weist die Ansteuerschaltung 610 dieses zehnten Beispiels die Eigenschaft auf, dass der Gatestrom überwacht wird. Im Allgemeinen gibt es viele Möglichkeiten, dass eine Mehrzahl von Lasten zwischen die Spannungsversorgungsquelle PS und den Transistor 5 geschaltet sind. Dies führt dazu, dass die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS dann, wenn ein hoher Strom über eine bestimmte Last unter diesen mehreren Lasten fließt, verringert wird. Genauer gesagt, im Automobilbereich kann die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS leicht geändert werden, da die Batterien keine ausreichend hohe Kapazität aufweisen.
  • Die folgende technische Lösung ist denkbar. D. h., eine Ansteuerspannung des Transistors 5 wird überwacht, um dessen Gatewiderstand anzupassen. Wenn die Drainspannung des Transistors 5 überwacht wird, wird jedoch die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS geändert, so dass die Drainspannung des Transistors 5 ebenso geändert wird. Dies führt dazu, dass ein Timing in einer Endphase eines Übergangszeitraums, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, nicht richtig erfasst werden kann.
  • Wenn demgegenüber der Gatestrom Ig von der Ansteuerschaltung 610 des zehnten Beispiels überwacht wird, wird dieser selbst dann, wenn die Gleichspannung Vps der Spannungsversorgungsquelle PS geändert wird, durch solch eine Spannungsänderung nicht nachteilig beeinflusst. Folglich kann das Timing in der Endphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, korrekt erfasst werden.
  • 68 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Gatestromanpassschaltung 622, das Schaltungsmittel SW und der erste Widerstand Rg1 der 66 durch einen p-leitenden MOSFET (Metalloxid-Halbleiter Feldeffekttransistor) 624 realisiert werden. Eine Schwellenwertspannung und ein Schaltbetrieb des p-leitenden MOSFET 624 entsprechend der Gatestromanpassschaltung 622 und dem Schaltungsmittels SW der 66. Ein Durchlasswiderstand des p-leitenden MOSFET 624 entspricht dem ersten Widerstand Rg1.
  • Der zweite Widerstand Rg2 ist zwischen eine Gateelektrode G und eine Sourceelektrode S (ein Beispiel einer Eingangselektrode) des p-leitenden MOSFET 624 geschaltet. Dies führt dazu, dass der p-leitende MOSFET 624 im Ansprechen auf eine zwischen beiden Anschlüssen des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz ein- und ausgeschaltet wird. Ferner ist der eine Anschluss des zweiten Widerstands Rg2 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 und der andere Anschluss des zweiten Widerstands Rg2 über den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 mit der Masse GND verbunden. Die Drainelektrode D des p-leitenden MOSFET 624 ist mit der Masse GND verbunden.
  • Gemäß der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung 610 wird der p-leitende MOSFET 624 in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, in der Anfangsphase, in welcher der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms Ig(–) einen hohen Wert annimmt, im Ansprechen auf die zwischen den beiden Anschlüssen des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz eingeschaltet. Wenn der p-leitende MOSFET 624 eingeschaltet wird, fließt der negative Gatestrom Ig(–) von der Sourceelektrode S des p-leitenden MOSFET 624 über die Drainelektrode D zur Masse GND. Da der Durchlasswiderstand des p-leitenden MOSFET 624 gering ist, können die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen schnell entladen werden. Dies führt dazu, dass eine zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche Zeit verkürzt werden kann.
  • In der Endphase, in welcher der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms Ig(–) einen geringen Wert annimmt, sinkt die zwischen den beiden Anschlüssen des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz demgegenüber auf einen geringen Wert, so dass der p-leitende MOSFET 624 ausgeschaltet wird. Wenn der p-leitende MOSFET 624 ausgeschaltet wird, fließt der negative Gatestrom Ig(–) über den zweiten Widerstand Rg2, den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur Masse GND. Da der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 hoch ist, können die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen langsam entladen werden. Dies führt dazu, dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • 69 zeigt eine Änderung einer Source-Drain-Spannung Vds indem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird. Eine Markierung ”MIT P-MOS” zeigt ein von der in der 68 gezeigten Ansteuerschaltung 610 erhaltenes Ergebnis. Eine Markierung ”OHNE MAßNAHME” zeigt ein Ergebnis, das erhalten wird, wenn nur der in der 66 gezeigte erste Widerstand Rg1 vorgesehen ist. Eine Markierung ”OHNE P-MOS” zeigt ein Ergebnis, das erhalten wird, wenn nur der in der 68 gezeigte zweite Widerstand Rg2 vorgesehen ist. Es sollte beachtet werden, dass der Widerstandswert des ersten Widerstands Rg1 0.1 Ω beträgt; der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 30 Ω beträgt; und der Widerstandswert des dritten Widerstands Rg3 3 Ω beträgt. Eine Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 liegt bei –2,7 V.
  • Bei dem in der 69 gezeigten Fall ”OHNE MAßNAHME” ist eine Geschwindigkeit zum Entladen der Elektronenladungen hoch und wird eine hohe Stoßspannung erzeugt. Bei den Fällen ”MIT P-MOS” und ”OHNE P-MOS” wird die Geschwindigkeit zum Entladen der Elektronenladungen demgegenüber auf eine niedrige Geschwindigkeit und eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt. Im Fall ”OHNE P-MOS” wird die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit jedoch verlängert und der Ausschaltverlust erhöht.
  • 70 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust.
  • Im Fall ”OHNE P-MOS” nimmt die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit verglichen mit dem Fall ”OHNE MAßNAHME” einen hohen Wert an und wird der Ausschaltverlust erhöht, obgleich die Stoßspannung unterdrückt wird. Aus der Austauschkennlinie kann nicht beurteilt werden, dass ein Ergebnis im Fall ”OHNE P-MOS” deutlich verbessert ist.
  • Im Fall ”MIT P-MOS” wird die Stoßspannung demgegenüber verglichen mit dem Fall ”OHNE MAßNAHME” deutlich verringert, während der Ausschaltverlust nicht wesentlich erhöht wird. Aus der Austauschkennlinie kann beurteilt werden, dass ein Ergebnis im Fall ”MIT P-MOS” deutlich verbessert ist.
  • 71 zeigt eine Änderung der Source-Drain-Spannung Vds, wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird.
  • Wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird, wird die Geschwindigkeit zum Entladen der Elektronenladungen in der Endphase der Übergangszeitraums verringert, so dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • 72 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust, wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird.
  • Wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird, kann das zwischen dem Ausschaltverlust und der Stoßspannung bestehende Austauschverhältnis bewältigt werden.
  • 73 zeigt eine Änderung der Drain-Source-Spannung Vds, wenn die Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 auf –1.7, –2.7 und –3.7 V geändert wird.
  • Wenn der Absolutwert der Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 verringert wird, verlängert sich das Entladen der Elektronenladungen über den p-leitenden MOSFET 624. Dies führt dazu, dass die zum Ausschalten des Transistors 5 erforderlich Zeit verkürzt wird. Ferner werden die Elektronenladungen in der Endphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors 5 über den zweiten Widerstand Rg2 entladen, so dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • 74 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust, wenn die Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 auf –1.7, –2.7 und –3.7 V geändert wird.
  • Wenn die Schwellenwertspannung Vth des p-leitenden MOSFET 624 angepasst wird, kann das zwischen der Stoßspannung und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis selbst dann, wenn eine beliebige dieser Schwellenwertspannungen Vth verwendet wird, bewältigt werden.
  • 75 zeigt ein Beispiel, bei welchem die Gatestromanpassschaltung 622, das Schaltungsmittel SW und der erste Widerstand Rg1 der 66 durch einen n-leitenden MOSFET 626 realisiert werden. Eine Schwellenwertspannung und ein Schaltbetrieb des n-leitenden MOSFET 626 entsprechend der Gatestromanpassschaltung 622 und dem Schaltungsmittels SW der 66. Ein Durchlasswiderstand des n-leitenden MOSFET 626 entspricht dem ersten Widerstand Rg1.
  • Der zweite Widerstand Rg2 ist zwischen eine Gateelektrode G und eine Sourceelektrode S (ein Beispiel einer Eingangselektrode) des n-leitenden MOSFET 626 geschaltet. Dies führt dazu, dass der n-leitende MOSFET 626 im Ansprechen auf eine zwischen beiden Anschlüssen des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz ein- und ausgeschaltet wird. Ferner ist der eine Anschluss des zweiten Widerstands Rg2 mit der Gateelektrode G des Transistors 5 und der andere Anschluss des zweiten Widerstands Rg2 über die zweite Diode D12, den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 mit der Masse GND verbunden. Die Drainelektrode D und die Gateelektrode G des n-leitenden MOSFET 626 sind zwischen einem Anschluss des zweiten Widerstands Rg2 und der Gateelektrode G des Transistors 5 verbunden. Die zweite Diode D12 ist zwischen die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 und die Sourceelektrode S des n-leitenden MOSFET 626 geschaltet.
  • Gemäß der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung 610 wird der n-leitende MOSFET 626 in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor 5 ausgeschaltet wird, in der Anfangsphase, in welcher der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms Ig(–) einen hohen Wert annimmt, im Ansprechen auf die zwischen den beiden Anschlüssen des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz eingeschaltet. Wenn der n-leitende MOSFET 626 eingeschaltet wird, fließt der negative Gatestrom Ig(–) von der Drainelektrode D des n-leitenden MOSFET 626 über die Sourceelektrode S und ferner über die zweite Diode D12, den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur Masse GND. D. h., der negative Gatestrom Ig(–) fließt nicht über den zweiten Widerstand Rg2, der überbrückt wird. Da der Durchlasswiderstand des n-leitenden MOSFET 626 gering ist, können die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen schnell entladen werden. Dies führt dazu, dass eine zum Ausschalten des Transistors 5 erforderliche Zeit verkürzt werden kann.
  • In der Anfangsphase, in welcher der Absolutwert des Stromwerts des negativen Gatestroms Ig(–) einen geringen Wert annimmt, sinkt die zwischen den beiden Anschlüssen des zweiten Widerstands Rg2 erzeugte Spannungsdifferenz demgegenüber auf einen geringen Wert, so dass der n-leitende MOSFET 626 ausgeschaltet wird. Wenn der n-leitende MOSFET 626 ausgeschaltet wird, fließt der negative Gatestrom Ig(–) über den zweiten Widerstand Rg2 und ferner über die zweite Diode D12, den dritten Widerstand Rg3 und die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung 411 zur Masse GND. Da der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 hoch ist, können die in der Gateelektrode G des Transistors 5 gespeicherten Elektronenladungen langsam entladen werden. Dies führt dazu, dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • 76 zeigt eine Änderung der Source-Drain-Spannung Vds, wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird. In diesem Fall liegt ein Schwellenwert Vth des n-leitenden MOSFET 626 bei 1.1 V.
  • Wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird, wird die Geschwindigkeit zum Entladen der Elektronenladungen in der Endphase der Übergangszeitraums verringert, so dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • 77 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust, wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 auf 3, 10 und 30 Ω geändert wird.
  • Wenn der Widerstandswert des zweiten Widerstands Rg2 erhöht wird, kann das zwischen dem Ausschaltverlust und der Stoßspannung bestehende Austauschverhältnis bewältigt werden.
  • 78 zeigt eine Änderung der Drain-Source-Spannung Vds, wenn die Schwellenwertspannung Vth des n-leitenden MOSFET 626 auf 0.1, 1.1 und 2.1 V geändert wird.
  • Wenn die Schwellenwertspannung Vth des n-leitenden MOSFET 626 verringert wird, dehnt sich das Entladen der Elektronenladungen über den n-leitenden MOSFET 626 auf einen langen Zeitraum aus. Ferner werden die Elektronenladungen in der Endphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors 5 über den zweiten Widerstands Rg2 entladen. Dies führt dazu, dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • 79 zeigt ein Verhältnis zwischen einer Stoßspannung und einem Ausschaltverlust, wenn die Schwellenwertspannung Vth des n-leitenden MOSFET 626 auf 0.1, 1.1 und 2.1 V geändert wird.
  • Wenn die Schwellenwertspannung Vth des n-leitenden MOSFET 626 angepasst wird, kann das zwischen der Stoßspannung und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis selbst dann, wenn eine beliebige dieser Schwellenwertspannungen Vth verwendet wird, bewältigt werden.
  • Die vorstehend beschriebenen Erfindungsgedanken der vorliegenden Offenbarung schließen die nachstehend aufgeführten verschiedenen Ausgestaltungen mit ein.
  • Gemäß einer ersten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen Kondensator. Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand gewechselt werden, wenn eine Schaltspannung des Transistors gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Kondensator sind zwischen der ersten Elektrode und der Steuerelektrode des Transistors in Reihe geschaltet. Die erste Elektrode ist ein Drain oder ein Kollektor.
  • Genauer gesagt, eine Kathodenseite der Zenerdiode ist mit dem Drain (oder Kollektor) und eine Anodenseite der Zenerdiode mit der Steuerelektrode verbunden. In diesem Fall kann der Kondensator alternativ zwischen die Zenerdiode und den Drain (oder Kollektor) oder zwischen die Zenerdiode und die Steuerelektrode geschaltet werden.
  • Bei dem obigen Schaltkreis ist die Zenerdiode ist den Drain (oder Kollektor) und die Steuerelektrode geschaltet. Folglich entspricht ein Zustand kurz nach einem Ausschalten des Transistors, während eine Spannung zwischen dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode geringer als eine Zenerspannung (Durchbruchspannung) der Zenerdiode ist, einem Zustand, bei welchem die Reihenschaltung aus der Zenerdiode und dem Kondensator nicht vorgesehen ist. Dies führt dazu, dass eine Kapazität zwischen dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode in einem Zustand geringer Kapazität gehalten wird; und ein zwischen dem Drain und der Source (oder dem Kollektor und dem Emitter) des Transistors fließender Strom und eine zwischen diesen anliegende Spannung schnell geändert werden, so dass ein Schaltverlust auf einen geringen Verlust verringert werden kann.
  • Nachdem der Transistor ausgeschaltet wurde, wird eine Spannung zwischen dem Drain und der Source (oder dem Kollektor und dem Emitter) erhöht und eine zwischen dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode anliegende Spannung in Verbindung mit dieser Spannungserhöhung erhöht. Wenn die Spannung zwischen dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode die Zenerspannung der Zenerdiode überschreitet, wird der Drain (oder Kollektor) über den Kondensator mit der Steuerelektrode verbunden, so dass eine Kapazität zwischen dem Drain (oder Kollektor) und der Steuerelektrode erhöht wird. Dies führt dazu, dass anschließend ein zwischen dem Drain und der Source (oder dem Kollektor und dem Emitter) fließender Strom und eine zwischen diesen anliegende Spannung langsam geändert werden. Folglich kann eine Stoßspannung auf eine geringe Spannung unterdrückt werden.
  • Folglich können in Übereinstimmung mit dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis sowohl der Schaltverlust als auch die Stoßspannung auf geringere Werte unterdrückt werden.
  • Ferner ist es nicht erforderlich, dass eine innere Struktur des Transistors verbessert wird, wobei die innere Struktur derart unterdrückt werden kann, dass sie verbessert wird (wenn es erforderlich ist, kann eine Methode zur Verbesserung der inneren Struktur des Transistors alternativ mit dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis kombiniert werden). Dies führt dazu, dass ein Transistor mit einem geringen Durchlasswiderstand (Durchlassspannung) verwendet werden kann. Da der vorstehend beschriebene Schaltkreis realisiert werden kann, indem lediglich die Zenerdiode und der Kondensator hinzugefügt werden, kann der Schaltkreis ferner an vorgesehen werden, indem nur eine geringe Anzahl an Schaltungselementen verwendet wird. Die Zenerdiode und der Kondensator können leicht gleichzeitig in einem Halbleitersubstrat gefertigt werden, das dazu verwendet wird, einen Transistor zu bilden, wenn der der Transistor gefertigt wird. Wenn der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator in einem einteiligen Körper in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden, wird eine Gesamtzahl der Schaltungselemente des Schaltkreises nicht erhöht.
  • Alternativ kann der vorstehend beschriebene Transistor entweder ein MOSFET oder ein IGBT sein. In diesem Fall kann der Transistor als unipolarer oder Bipolarer Transistor realisiert werden.
  • Alternativ wird eine vorbestimmte Spannung zwischen die erste Elektrode und die zweite Elektrode gelegt, wenn sich der Transistor in einem AUS-Zustand befindet, und kann die Zenerdiode eine Zenerspannung aufweisen, die annähernd das 0.5 bis 1.0 fache über der vorbestimmten Spannung liegt. Hierbei beschreibt der Ausdruck ”AUS-Zustand” einen Zeitraum, bei welchem eine Stromänderung und eine Spannungsänderung, die nach einem Ausschalten des Transistors aufgetreten sind, konvergiert sind. Wenn der vorstehend beschriebene zustand erfüllt werden kann, können der Schaltverlust und die Stoßspannung in einem besser ausgeglichenen Zustand unterdrückt werden.
  • Alternativ können ein Transistor, eine Zenerdiode und ein Kondensator auf dem gleichen Halbleitersubstrat angeordnet werden. Bei dieser Alternative beschreibt der Ausdruck ”Schaltungselemente sind in dem gleichen Substrat angeordnet” einen Fall, bei welchem, wenn die jeweiligen Schaltungselemente in dem Halbleitersubstrat gebildet sind, entweder ein Abschnitt oder sämtliche dieser Schaltungselemente auf dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet sind. D. h., der Ausdruck ”Schaltungselemente sind in dem gleichen Substrat angeordnet” schließt einen Zustand mit ein, bei welchem die Schaltungselemente hinsichtlich des Transistors, der Zenerdiode und des Kondensators unter Verwendung des Halbleitersubstrats in einem einteiligen Körper gebildet sind. In diesem Fall wird eine Gesamtzahl der den Schaltkreis bildendes Schaltungskomponenten nicht erhöht. Ferner können der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator leicht in dem Halbleitersubstrat gebildet werden, indem ein Halbleiterfertigungsverfahren angewandt wird. Der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator können ohne Gewalt in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet werden. Ferner kann der Schaltkreis ferner kompakt ausgebildet in einem besseren Zustand praktisch verwendet werden. Ferner kann die Zenerdiode über einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat gebildet werden. Die Zenerdiode weist einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich auf, wobei der Kathodenhalbleiterbereich an den Anodenhalbleiterbereich grenzt. Es sollte verstanden werden, dass der Anodenhalbleiterbereich und der Kathodenhalbleiterbereich aus polykristallinem Silizium aufgebaut sein können.
  • Alternativ kann der Kondensator einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich aufweisen. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von einer ersten Ebene eines Halbleitersubstrats zu einer zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. In diesem Fall kann der Beschichtungsisolierbereich als den Kondensator bildendes dielektrisches Material dienen.
  • Alternativ kann die Zenerdiode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich ist über einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich ist über den Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet und grenzt an den Anodenhalbleiterbereich. Der Kondensator weist einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Anodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist mit dem Beschichtungsisolierbereich elektrisch von der ersten Elektrode des Transistors isoliert. Ferner kann der Kondensator ferner einen Diffusionshalbleiterbereich aufweisen, der in dem Halbleitersubstrat angeordnet ist. Der Beschichtungsisolierbereich ist zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich und dem Diffusionshalbleiterbereich angeordnet. Der Diffusionshalbleiterbereich ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden. Die zweite Elektrode des Transistors ist eine Source oder ein Emitter.
  • Alternativ kann die Zenerdiode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich ist über einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich ist über den Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet und grenzt an den Anodenhalbleiterbereich. Der Kondensator weist den eingebetteten leitfähigen Bereich und den Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von der erste zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der eingebettete leitfähige Bereich ist elektrisch mir der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist mit dem Beschichtungsisolierbereich elektrisch von dem Anodenhalbleiterbereich isoliert. Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden. Ferner kann der Kondensator einen Diffusionshalbleiterbereich aufweisen, der in dem Halbleitersubstrat angeordnet ist. Der Beschichtungsisolierbereich ist zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich und dem Diffusionshalbleiterbereich angeordnet. Der Diffusionshalbleiterbereich ist elektrisch mit dem Anodenhalbleiterbereich verbunden. Die zweite Elektrode des Transistors ist eine Source oder ein Emitter.
  • Gemäß einer zweiten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis auf: einen Transistor mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode; eine Zenerdiode; und einen Kondensator. Eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode kann zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand gewechselt werden, wenn eine Schaltspannung des Transistors gewechselt wird. Die Zenerdiode und der Kondensator sind zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors in Reihe geschaltet. Die erste Elektrode ist entweder ein Drain oder ein Kollektor. Die zweite Elektrode ist entweder eine Source oder ein Emitter.
  • Genauer gesagt, eine Kathode der Zenerdiode ist mit dem Drain (oder Kollektor) und eine Anode der Zenerdiode mit der Source (oder dem Emitter) verbunden. In diesem Fall kann der Kondensator alternativ zwischen die Zenerdiode und den Drain (oder Kollektor) oder zwischen die Zenerdiode und die Source (oder den Emitter) geschaltet werden.
  • Auch in diesem Fall werden dann, wenn die Zenerdiode nicht niederohmig ist (kein Durchbruch), ein zwischen dem Drain und der Source (oder dem Kollektor und dem Emitter) des Transistors fließender Strom und eine zwischen beiden anliegende Spannung schnell geändert, so dass ein Schaltverlust auf einen geringen Wert unterdrückt werden kann. Anschließend werden ein zwischen dem Drain und der Source (oder dem Kollektor und dem Emitter) fließender Strom und eine zwischen beiden anliegende Spannung langsam geändert, da die Zenerdiode niederohmig wird. Folglich kann eine Stoßspannung auf eine geringe Stoßspannung unterdrückt werden.
  • Der Schaltverlust und die Stoßspannung können auch bei dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis auf geringe Werte unterdrückt werden. Auch mit Hilfe dieses Schaltkreises kann der Durchlasswiderstand auf den geringen Wert, der Schaltverlust auf den geringen Wert und die Stoßspannung auf die geringe Spannung unterdrückt werden. Ferner kann der Schaltkreis aufgebaut werden, indem eine geringe Anzahl von Schaltungselementen verwendet werden. Wenn der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator in einem einteiligen Körper in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet sind, wird eine Gesamtzahl der Schaltungselemente nicht erhöht.
  • Alternativ können der Transistor, die Zenerdiode und der Kondensator in dem gleichen Halbleitersubstrat angeordnet sein. Alternativ kann der Kondensator einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich aufweisen. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von einer ersten Ebene eines Halbleitersubstrats zu einer zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Es sollte beachtet werden, dass die Zenerdiode über einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet sein kann. Ferner kann die Zenerdiode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Kathodenhalbleiterbereich grenzt an den Anodenhalbleiterbereich. Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden. Der Kondensator weist ferner einen Diffusionshalbleiterbereich auf, der in dem Halbleitersubstrat angeordnet ist. Der Beschichtungsisolierbereich ist zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich und dem Diffusionshalbleiterbereich angeordnet. Der Diffusionshalbleiterbereich ist elektrisch mit dem Anodenhalbleiterbereich verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist elektrisch mit der zweiten Elektrode des Transistors verbunden.
  • Gemäß einer dritten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis einen Transistor, eine Steuerschaltung, eine Reihenschaltung und eine Spannungsanpassschaltung auf. Der Transistor weist eine Hauptelektrode auf einer Hochspannungsseite, eine Hauptelektrode auf einer Niederspannungsseite und eine Steuerelektrode auf. In der Steuerschaltung sind eine Energiequelle und einer Last zwischen der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite und der Hauptelektrode auf der Niederspannungsseite in Reihe geschaltet. Die Steuerschaltung gibt eine Spannung zum Ein- und Ausschalten des Transistors aus. Die Steuerschaltung ist mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Die Reihenschaltung weist einen ersten Kondensator und eine erste Diode auf. Die Reihenschaltung ist zwischen die Steuerelektrode und die Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite geschaltet. Der erste Kondensator ist in Reihe mit der ersten Diode geschaltet. Eine Kathode der ersten Diode ist mit der Steuerelektrodenseite und eine Anode der ersten Diode mit der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseiten verbunden. Die Spannungsanpassschaltung ist mit einem Verbindungsabschnitt zwischen dem ersten Kondensator und der ersten Diode verbunden. Die Spannungssteuerschaltung passt eine Spannung des Verbindungsabschnitts an.
  • Es sollte beachtet werden, dass der erste Kondensator in der Reihenschaltung aus dem ersten Kondensator und der ersten Diode auf der Steuerelektrodenseite des Transistors und die erste Diode auf der Hauptelektrodenseite der Hochspannungsseite des Transistors angeordnet sein kann. Alternativ kann dass vorstehend beschriebene die Lage betreffende Verhältnis umgekehrt werden.
  • Bei dem vorstehend beschriebenen Schaltkreis beginnt ein Ladestrom dann, wenn der Transistor ausgeschaltet wird, wenn eine Durchlassspannung an die erste Diode gelegt wird, über den ersten Kondensator zu fließen. Anschließend werden eine Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors verlangsamt; eine Änderungsgeschwindigkeit des Hauptstroms des Transistors verlangsamt; und eine Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors verlangsamt, so dass eine an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoß- bzw. Überspannung auf die geringe Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Wenn die Spannungsanpassschaltung nicht vorgesehen ist, wird ein Zeitpunkt, an welchem die Durchlassspannung beginnt, die erste Diode zu beeinflussen, auf einen anderen Zeitpunkt gesetzt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors bis auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird.
  • Wenn die Spannungsanpassschaltung demgegenüber zusätzlich vorgesehen ist, kann eine Beeinflussung der ersten Diode durch die Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors bis auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung auf die geringe Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Wenn es erforderlich ist, kann die Beeinflussung der ersten Diode durch die Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auf einen Wert von größer oder gleich der Energieversorgungsspannung erhöht wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden. In diesem Fall kann der Schaltverlust des Transistors verringert werden.
  • Da die Spannungsanpassschaltung verwendet wird, kann ein Zeitpunkt, wie vorstehend beschrieben, derart angepasst werden, dass die Änderungsgeschwindigkeit der an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung verlangsamt wird, wenn der Transistor ausgeschaltet wird. Wenn dieser Zeitpunkt von der Spannungsanpassschaltung auf einen früheren Zeitpunkt angepasst wird, kann die Stoßspannung auf die geringe Stoßspannung unterdrückt werden.
  • In der Anfangsphase, während der der Transistor ausgeschaltet wird, wird eine Änderungsgeschwindigkeit einer an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung derart erhöht, dass ein Ausschaltverlust verringert wird (da eine Spannung zwischen den Hauptelektrode des Transistors in der Anfangsphase gering ist, besteht keine Möglichkeit, dass die Stoßspannung einen übermäßig hohen Wert annimmt, so dass die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode erhöht werden kann), während die Änderungsgeschwindigkeit der an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung in einer Endphase (d. h. einer Zeitspanne, während der die Spannung zwischen den Hauptelektrode des Transistors erhöht wird und die Stoßspannung einen übermäßig hohen Wert annehmen kann), während der der Transistor ausgeschaltet wird, verlangsamt wird, so dass die Stoßspannung auf die geringe Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Allgemein gesprochen, es besteht ein Austauschverhältnis zwischen einem Ausschaltverlust und einer Stoßspannung. Wenn der Ausschaltverlust unterdrückt wird, nimmt die Stoßspannung einen übermäßig hohen Wert an. Bei der vorstehend beschriebenen Schaltung wird die Änderungsgeschwindigkeit des an der Steuerelektrode des Transistors erzeugten Spannung bei einem Ausschalten des Transistors verlangsamt. Dies führt dazu, dass der Ausschaltverlust und die Stoßspannung unterdrückt werden können.
  • Alternativ kann der erste Kondensator eine Ein-Zustand-Ladespannung aufweisen, wenn der Transistor eingeschaltet wird. Alternativ kann der erste Kondensator eine Aus-Zustand-Ladespannung aufweisen, wenn der Transistor ausgeschaltet wird, und kann die Spannungsanpassschaltung die Ein-Zustand-Ladespannung derart anpassen, dass sie unter der Aus-Zustand-Ladespannung liegt. Gemäß der obigen Ausgestaltung kann die Beeinflussung der ersten Diode durch die Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung auf die geringere Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Alternativ kann der erste Kondensator eine erste Ladespannung aufweisen, wenn die Spannung der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite des Transistors verringert wird. Ferner kann der erste Kondensator eine zweite Ladespannung aufweisen, wenn die Spannung der Hauptelektrode auf der Hochspannungsseite des Transistors einer Energiequellenspannung entspricht, und passt die Spannungsanpassschaltung die erste Ladespannung derart an, dass sie unter der zweiten Ladespannung liegt. Auch gemäß dieser Ausgestaltung kann die Beeinflussung der ersten Diode durch die Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung auf die geringere Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Alternativ kann die Spannungsanpassschaltung einen zweiten Kondensator und eine zweite Diode aufweisen. Der zweite Kondensator und die zweite Diode sind zwischen dem Verbindungsabschnitt des ersten Kondensators und der ersten Diode und der Anode der ersten Diode in Reihe geschaltet. Eine Kathode der zweiten Diode ist mit einer Anodenseite der ersten Diode verbunden. Eine Anode der zweiten Diode ist mit einer Verbindungsabschnittsseite verbunden. D. h., der zweite Kondensator und die zweite Diode bilden einen Signalweg zur Überbrückung der ersten Diode. Bei dieser Spannungsanpassschaltung wird eine Durchlassspannung an die zweite Diode gelegt, wenn der Transistor in den EIN-Zustand versetzt und die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors folglich verringert wird. Dies führt dazu, dass ein Teil der in dem ersten Kondensator gespeicherten Elektronenladungen derart bewegt wird, dass der zweite Kondensator geladen wird, so dass die Spannung an der Verbindungsleitung zum Verbinden des ersten Kondensators und der ersten Diode verringert wird. Die Spannung auf der Verbindungsleitung nimmt einen hohen Wert an, wenn der Transistor ausgeschaltet wird, und einen geringen Wert an, wenn der Transistor eingeschaltet wird. In diesem Fall kann die Beeinflussung der ersten Diode durch die Durchlassspannung an einem Zeitpunkt eingeleitet werden, der vor dem Zeitpunkt liegt, an welchem die Spannung an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auf die Energieversorgungsspannung erhöht wird; kann die Änderungsgeschwindigkeit der Spannung an der Steuerelektrode des Transistor an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; kann die Änderungsgeschwindigkeit des Hauptstroms des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden; und kann die Spannungsänderungsgeschwindigkeit der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors an dem früheren Zeitpunkt verlangsamt werden. Dies führt dazu, dass die an der Hauptelektrode der Hochspannungsseite des Transistors auftretende Stoßspannung auf die geringere Stoßspannung unterdrückt werden kann.
  • Ferner kann der zweite Kondensator eine elektrostatische Kapazität von kleiner oder gleich der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators aufweisen. Wenn die elektrostatische Kapazität des zweiten Kondensators einen übermäßig hohen Wert annimmt, wird eine Menge an in dem ersten Kondensator gespeicherten Elektronenladungen übermäßig klein, so dass eine Ladespannung des ersten Kondensators übermäßig klein wird. Wenn die Ladespannung des ersten Kondensators übermäßig klein wird, beginnt eine Durchlassspannung damit, die erste Diode von der Anfangsphase des Übergangszeitraums an, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, zu beeinflussen, so dass ein Ausschaltverlust erhöht wird. Wenn die elektrostatische Kapazität des zweiten Kondensator derart festgelegt wird, dass sie kleiner oder gleich der elektrostatischen Kapazität des ersten Kondensators ist, kann verhindert werden, dass die Ladespannung des ersten Kondensators einen kleinen Wert annimmt. Dies führt dazu, dass die Stoßspannung unterdrückt werden kann, während eine Erhöhung des Ausschaltverlusts unterdrückt wird.
  • Gemäß einer vierten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis einen Transistor, einen Kondensator und eine Diode mit einem Anodenanschluss und einem Kathodenanschluss auf. Der Transistor weist eine Steuerelektrode, eine erste und eine zweite Elektrode auf, wobei er einen über die erste Elektrode fließenden ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal steuert. Die erste Elektrode des Transistors ist über den Kondensator mit dem Anodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode des Transistors ist mit dem Kathodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode ist ein Gate oder eine Basis. Die erste Elektrode ist ein Drain oder ein Kollektor.
  • Gemäß der vorstehend beschriebenen Schaltung kann die Stoßspannung in dem den Transistor aufweisenden Schaltkreises genau und stabil unterdrückt.
  • Alternativ ist eine Kapazität zwischen der Steuerelektrode und der ersten Elektrode als Steuerkapazität der ersten Elektrode definiert, wenn eine Spannung der ersten Elektrode Null Volt beträgt, und kann der Kondensator alternativ eine Kapazität aufweisen, die in einem Bereich zwischen 0.01 und 100 multipliziert mit der Steuerkapazität der ersten Elektrode liegt.
  • Alternativ kann die Diode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich und der Kathodenhalbleiterbereich sind in einer Stirnfläche eines Halbleitersubstrats eingebettet.
  • Alternativ kann die Diode einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der Anodenhalbleiterbereich 54 ist über einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich ist über einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet und grenzt an den Anodenhalbleiterbereich. Der Kondensator weist einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von einer ersten Ebene zu einer zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich ist mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist über den Beschichtungsisolierbereich elektrisch von der ersten Elektrode des Transistors isoliert.
  • Alternativ kann die Diode einen P-Wannen-Bereich, einen Anodenhalbleiterbereich und einen Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der P-Wannen-Bereich ist p-leitend und erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Anodenhalbleiterbereich ist p-leitend und auf einer Oberflächenschicht des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich ist n-leitend und auf der Oberflächenschicht des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kondensator weist einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich verbunden. Der eingebettete leitfähige Bereich ist über den Beschichtungsisolierbereich elektrisch von der ersten Elektrode des Transistors isoliert.
  • Gemäß einer fünften Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist ein Schaltkreis einen Transistor, einen Kondensator und eine Diode mit einem Anodenanschluss und einem Kathodenanschluss auf. Der Transistor weist eine erste Elektrode, eine zweite Elektrode und eine Steuerelektrode auf und steuert einen über die erste Elektrode fließenden ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung mit einem an die Steuerelektrode gegebenen Signal. Die erste Elektrode des Transistors ist mit dem Anodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode des Transistors ist über den Kondensator mit dem Kathodenanschluss der Diode verbunden. Die Steuerelektrode ist ein Gate oder eine Basis. Die erste Elektrode ist ein Drain oder ein Kollektor.
  • Gemäß der vorstehend beschriebenen Schaltung kann die Stoßspannung in dem den Transistor aufweisenden Schaltkreis genau und stabil unterdrückt werden.
  • Alternativ kann die Diode einen P-Wannen-Bereich, einen Anodenhalbleiterbereich und einen Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der P-Wannen-Bereich ist p-leitend und erstreckt sich von einer ersten zu einer zweiten Ebene eines Halbleitersubstrats. Der Anodenhalbleiterbereich ist p-leitend und auf einer Oberflächenschicht des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich ist n-leitend und auf der Oberflächenschicht des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kondensator weist einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der eingebettete leitfähige Bereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich ist über den Beschichtungsisolierbereich elektrisch von dem eingebetteten leitfähigen Bereich isoliert. Der Anodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden.
  • Alternativ kann die Diode einen P-Wannen-Bereich, einen Anodenhalbleiterbereich und einen Kathodenhalbleiterbereich aufweisen. Der P-Wannen-Bereich ist p-leitend und erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Anodenhalbleiterbereich ist p-leitend und auf einer Oberflächenschicht des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kathodenhalbleiterbereich ist n-leitend und auf der Oberflächenschicht des P-Wannen-Bereichs des Halbleitersubstrats angeordnet. Der Kondensator weist einen eingebetteten leitfähigen Bereich und einen Beschichtungsisolierbereich auf. Der eingebettete leitfähige Bereich erstreckt sich von der ersten zur zweiten Ebene des Halbleitersubstrats. Der Beschichtungsisolierbereich bedeckt den eingebetteten leitfähigen Bereich derart, dass der eingebettete leitfähige Bereich elektrisch von dem Halbleitersubstrat isoliert ist. Der Bereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der Kathodenhalbleiterbereich ist über den Beschichtungsisolierbereich elektrisch von der Steuerelektrode des Transistors isoliert. Der Kathodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich verbunden. Der Anodenhalbleiterbereich ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden.
  • Gemäß einer sechsten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Transistor einen variablen Widerstand auf. Der Transistor weist eine Steuerelektrode, eine erste Elektrode und eine zweite Elektrode auf. Der variable Widerstand ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der variable Widerstand weist eine Sperrschicht auf, die in Übereinstimmung mit einer Spannung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors ausgedehnt/komprimiert wird. Die Sperrschicht kann eine Breite eines Strompfads des variablen Widerstands steuern.
  • Die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung nutzt keine EIN-/AUS-Operationen eines Halbleiterschaltelements. Die Ansteuerschaltung nutzt die Sperrschicht, die in Übereinstimmung mit einer Spannung zwischen den Hauptelektrode des Transistors ausgedehnt/komprimiert wird, um die Breite des Strompfads des verstellbaren Widerstands anzupassen. Wenn die Sperrschicht derart ausgedehnt wird, dass die Breite des Strompfads des variablen Widerstands schmal wird, wird der Widerstandswert des variablen Widerstands auf einen hohen Wert angepasst. Wenn die Sperrschicht derart komprimiert wird, dass die Breite des Strompfads des variablen Widerstands groß wird, wird der Widerstandswert des variablen Widerstands auf einen geringen Wert angepasst. Die Sperrschicht wird in Übereinstimmung mit der Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors ausgedehnt/komprimiert, wobei dieser Vorgang kontinuierlich bezüglich einer Erhöhung/Verringerung des Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors erfolgt. Eine Schaltung, die dazu verwendet wird, einen Schwellenwert richtig einzustellen, ist nicht erforderlich, was jedoch für die EIN-/AUS-Operationen eines Halbleiterschaltelements erforderlich ist. Folglich kann der Aufbau der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung einfach ausgelegt werden.
  • Die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung nutzt die Sperrschicht, die in Übereinstimmung mit der Spannung zwischen den Hauptelektrode des Transistors ausgedehnt/komprimiert wird, um die Breite des Strompfads des variablen Widerstands anzupassen. Ferner kann der Aufbau der Ansteuerschaltung einfach ausgelegt und kostengünstig realisiert werden.
  • Alternativ kann der variable Widerstand einen variablen Widerstandswert aufweisen. Der variable Widerstandswert wird auf einen kleinen Wert angepasst, wenn die Spannung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors gering ist, während der variable Widerstandswert auf einen hohen Wert angepasst wird, wenn die Spannung zwischen der ersten Elektrode und der zweiten Elektrode des Transistors hoch ist. Gemäß dieser Ausgestaltung wird ein Widerstandswert in einer Anfangsphase eines Übergangszeitraums, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, auf einen kleinen Wert angepasst, während der Widerstandswert des Gatewiderstands in einer Endphase des Übergangszeitraums auf einen hohen Wert angepasst wird. Dies führt dazu, dass der Widerstandswert des Gatewiderstands in der Anfangsphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors auf einen kleinen Wert angepasst werden kann, so dass der Gatestrom stark geändert werden kann. Folglich wird der Drainstrom des Transistors stark geändert, so dass die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit verkürzt werden kann. Ferner kann der Widerstandswert des Gatewiderstands in der Endphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors auf einen hohen Wert angepasst werden, so dass der Gatestrom schwach geändert werden kann. Dies führt dazu, dass der Drainstrom des Transistors schwach geändert wird, so dass die Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann. Gemäß der Ansteuerschaltung dieser Ausgestaltung kann die den Übergangszeitraum zum Ausschalten des Transistors betreffende Eigenschaft verbessert werden.
  • Alternativ kann der variable Widerstand einen p-leitenden Halbleiterbereich und ein Paar n-leitender Halbleiterbereiche aufweisen. Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche grenzt an den p-leitenden Halbleiterbereich und weist diesen zwischen sich angeordnet auf. Der p-leitende Halbleiterbereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden. Bei diesem variablen Widerstand entspricht der p-leitende Halbleiterbereich einem Strompfad. Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors einen hohen Wert annimmt, wird ein p-n-Übergang zwischen dem p-leitenden Halbleiterbereich und den n-leitenden Halbleiterbereichen in Sperrrichtung vorgespannt, so dass die Sperrschicht zu dem p-leitenden Halbleiterbereich ausgedehnt wird. Folglich wird die Breite des Strompfads dann, wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors hoch wird, auf eine große Breite angepasst. Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors demgegenüber einen geringen Wert annimmt, wird die Sperrschicht, die zu dem p-leitenden Halbleiterbereich ausgedehnt wurde, komprimiert. Folglich wird die Breite des Strompfads dann, wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors einen geringen Wert annimmt, auf eine schmale Breite angepasst. Folglich kann die den Übergangszeitraum zum Ausschalten des Transistors betreffende Eigenschaft verbessert werden.
  • Alternativ kann die Ansteuerschaltung ferner eine Zenerdiode aufweisen. Die Zenerdiode ist zwischen dem Paar n-leitender Halbleiterbereiche und der ersten Elektrode des Transistors angeordnet. Wenn die Zenerdiode verwendet wird, wird die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors nicht an die n-leitenden Halbleiterbereiche des variablen Widerstands gelegt, bis die Zenerdiode niederohmig wird. Folglich wird die Breite des Strompfads des variablen Widerstands bei einer großen Breite gehalten, bis die Zenerdiode niederohmig wird. Folglich kann der Gatestrom in der Anfangsphase des Übergangszeitraums, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, dann, wenn der Widerstandswert des variablen Widerstands bei einem kleinen Wert gehalten wird, stark geändert werden. Dies führt dazu, dass der Drainstrom des Transistors stark geändert werden kann, so dass die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit weiter verkürzt werden kann. Es sollte ferner beachtet werden, dass alternativ eine Mehrzahl von Zenerdioden in Reihe geschaltet werden können. Wenn die Mehrzahl von Zenerdioden verwendet wird, kann die an die n-leitenden Halbleiterbereiche zu legende Spannung angepasst werden.
  • Alternativ kann die Ansteuerschaltung ferner eine erste Diode, eine zweite Diode, einen ersten Widerstand und eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung aufweisen. Der variable Widerstand ist über die zweite Diode elektrisch mit der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung verbunden. Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung ist über den ersten Widerstand und die erste Diode ferner elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden.
  • Alternativ kann der variable Widerstand einen p-leitenden Halbleiterbereich, ein Paar an Isolierbereichen und ein Paar an leitfähigen Bereichen aufweisen. Das Paar an Isolierbereichen grenzt an den p-leitenden Halbleiterbereich und weist diesen zwischen sich angeordnet auf. Das Paar leitfähiger Bereiche liegt dem p-leitenden Halbleiterbereich mit dem Paar an Isolierbereichen dazwischenliegend gegenüberliegt. Der p-leitende Halbleiterbereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Das Paar leitfähiger Bereichen ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden. In diesem Fall ist der p-leitende Halbleiterbereich elektrisch mit der Gateelektrode des Transistors verbunden. Der leitfähige Bereich ist elektrisch mit der Ausgangselektrode des Transistors verbunden. Der p-leitende Halbleiterbereich, die Isolierbereiche und die leitfähigen Berieche bilden eine MIS-(Metallisolatorhalbleiter)-Struktur. Bei dem variablem Widerstand entspricht der p-leitende Halbleiterbereich einem Strompfad. Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors einen hohen Wert annimmt, wird die Sperrschicht bedingt durch das elektrische Feld der MIS-Struktur zu dem p-leitenden Halbleiterbereich ausgedehnt. Dies führt dazu, dass die Breite des Strompfads dann, wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors einen hohen Wert annimmt, auf einen geringen Wert (schmal) angepasst wird. Wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors demgegenüber einen geringen Wert annimmt, wird die Sperrschicht, die sich zu dem p-leitenden Halbleiterbereich ausgedehnt hat, komprimiert. Dies führt dazu, dass die Breite des Strompfads dann, wenn die Spannung zwischen den Hauptelektroden des Transistors einen geringen Wert annimmt, auf einen hohen Wert (breit) angepasst wird. Bei der den vorstehend beschrieben variablen Widerstand aufweisenden Ansteuerschaltung kann die den Übergangszeitraum, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, betreffende Eigenschaft verbessert werden.
  • Alternativ können der Transistor und der variable Widerstand in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet sein. Wenn der Transistor und der variable Widerstand in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet sind, müssen der Transistor und der variable Widerstand nicht als getrennte Schaltungskomponenten vorbereitet werden. Wenn der Transistor und der variable Widerstand in dem gleichen Halbleitersubstrat gebildet sind, kann die Ansteuerschaltung angeordnet werden, indem eine geringe Anzahl von Schaltungskomponenten verwendet wird, und kann die Ansteuerschaltung ferner kompakt ausgebildet und in praktischer Hinsicht besser genutzt werden.
  • Alternativ kann der variable Widerstand einen p-leitenden Halbleiterbereich und ein Paar n-leitender Halbleiterbereiche aufweisen. Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche grenzt an den p-leitenden Halbleiterbereich und weist diesen zwischen sich angeordnet auf. Der p-leitende Halbleiterbereich ist elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der p-leitende Halbleiterbereich ist über den Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet. Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche ist elektrisch mit der ersten Elektrode des Transistors verbunden. Das Paar n-leitender Halbleiterbereiche ist über den Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet.
  • Alternativ können der p-leitende Halbleiterbereich und das Paar n-leitender Halbleiterbereiche aus polykristallinem Silizium aufgebaut sein. Wenn polykristallines Silizium verwendet wird, können der p-leitende Halbleiterbereich und der n-leitende Halbleiterbereich abwechselnd und leicht auf dem Halbleitersubstrat gebildet werden, indem ein Fertigungsprozess für eine Halbleitervorrichtung angewandt wird.
  • Gemäß einer siebten Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung weist eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Transistor eine Anpassschaltung auf. Der Transistor weist eine Steuerelektrode, eine Ausgangselektrode und eine Eingangselektrode auf. Die Anpassschaltung passt einen Steuerelektrodenwiderstandswert des Transistors auf der Grundlage eines über die Steuerelektrode des Transistors fließenden Steuerstroms an.
  • Die Erfinder der vorliegenden Erfindung haben ihre Aufmerksamkeit auf die Gateströme gerichtet. In einem Übergangszeitraum zum Einschalten des Transistors 5 und einem weiteren Übergangszeitraum zum Ausschalten des Transistors werden die Stärken der Gateströme dieses Transistors in zeitlicher Manier geändert. Dies führt dazu, dass ein Zustand, gemäß welchem der Transistor betrieben wird, beobachtet werden kann, wenn der Betrag eines Gatestromwerts des Transistors als Parameter verwendet wird. Wenn der Betrag des Gatestromwerts des Transistors als Parameter verwendet wird, kann ein Widerstandswert eines Gatewiderstands angepasst werden, während die Anpassung des Gatewiderstandswerts auf den Betrieb des Transistors umgesetzt wird.
  • D. h., die vorstehend beschriebene Ansteuerschaltung ist dadurch gekennzeichnet, dass sie eine Anpassschaltung verwendet, die dazu ausgelegt ist, den Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors auf der Grundlage des Stromwerts des Gatestroms des Transistors anzupassen. Die Ansteuerschaltung passt den Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors ferner auf der Grundlage des Gatestroms an, der Betriebszustände des Transistors besser widerspiegeln kann. Dies führt dazu, dass die Ansteuerschaltung den Widerstandswert des Gatewiderstands anpassen kann, während sie auf die Operationen des Transistors gerichtet wird.
  • Alternativ kann die Anpassschaltung einen Widerstandswert der Steuerelektrode des Transistors auf der Grundlage eines vorbestimmten Schwellenwerts eines Steuerstroms anpassen.
  • Bei der vorstehend beschriebenen Anpassschaltung wurde ein vorbestimmter Stromwert des Gatestroms als der Schwellenwert festgelegt. Die Anpassschaltung passt den Widerstandswert des Gatewiderstands auf der Grundlage dieses Schwellenwerts an. Dies führt dazu, dass eine die vorstehend beschriebene Anpassschaltung aufweisende Ansteuerschaltung den Transistor ansteuern kann, indem sie eine Anfangsphase eines Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors richtig von dessen Endphase unterscheidet.
  • Alternativ kann die Anpassschaltung einen Widerstandswert der Steuerelektrode des Transistors auf der Grundlage eines Steuerstroms anpassen, wenn in der Steuerelektrode des Transistors gespeicherte Elektronenladungen entladen werden. Eine diese Anpassschaltung aufweisende Ansteuerschaltung steuert einen FET an. Gemäß der Anpassschaltung kann der Widerstandswert des Gatewiderstands des Transistors angepasst werden, während die Anpassschaltung auf einen Betrieb gerichtet wird, bei welchem der Transistor ausgeschaltet wird. Die das Ausschalten des Transistors betreffende Eigenschaft kann verbessert werden.
  • Alternativ kann die Ansteuerschaltung ferner eine Ansteuerspannungserzeugungsschaltung aufweisen. Die Ansteuerspannungserzeugungsschaltung ist über einen Festwiderstand und eine Diode elektrisch mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Die Diode weist eine Anode und eine Kathode auf. Die Anode ist über den Festwiderstand mit der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung verbunden. Die Kathode ist mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Ein von der Ansteuerspannungserzeugungsschaltung erzeugtes EIN-Spannungssignal wird durch den Festwiderstand in einen Gatestrom gewandelt, und Elektronenladungen werden der Gateelektrode des Transistors zugeführt. Dies führt dazu, dass die Ansteuerschaltung den Betriebszustand des Transistors in einen EIN-Zustand setzt. Ferner können die in der Gateelektrode des Transistors gespeicherten Elektronenladungen dann, wenn der EIN-Zustand des Transistors in einen AUS-Zustand gesetzt wird, als negativer Gatestrom zu der Anpassschaltung fließen, da ein über den Festwiderstand führender Signalweg durch die Diode gesperrt wird.
  • Alternativ können die Diode, die Anpassschaltung und der Transistor in dem gleichen Halbleitersubstrat angeordnet werden.
  • Alternativ kann die Anpassschaltung den Widerstandswert der Steuerelektrode dann, wenn ein Absolutwert eines Steuerstrom hoch ist, verringern, und dann, wenn ein Absolutwert eines Steuerstrom gering ist, erhöhen. Wenn diese Anpassschaltung vorgesehen ist, kann die Anpassschaltung den Gatewiderstand in dem Übergangszeitraum, während dem der Transistor ausgeschaltet wird, in der Anfangsphase, in welcher der Absolutwert des Gatestromwerts einen hohen Wert annimmt, derart verringern, dass die Elektronenladungen schnell entladen werden können. In der Endphase, in welcher der Absolutwert des Gatestromwerts einen geringen Wert annimmt, kann die Anpassschaltung den Gatewiderstand demgegenüber derart erhöhen, dass die Elektronenladungen langsam entladen werden. Dies führt dazu, dass der über den Transistor fließende Drainstrom in der obigen Schaltung in der Anfangsphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors stark geändert wird, so dass die zum Ausschalten des Transistors erforderliche Zeit verkürzt werden kann. Ferner kann der über den Transistor fließende Drainstrom in der Endphase des Übergangszeitraums zum Ausschalten des Transistors schwach geändert werden, so dass eine Erhöhung der Stoßspannung unterdrückt werden kann. Gemäß der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung kann das zwischen der Stoßspannung und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis bewältigt werden.
  • Alternativ kann die Anpassschaltung einen Anpasstransistor und einen Widerstand aufweisen. Der Widerstand weist einen höheren Widerstandswert als der Durchlasswiderstand des Anpasstransistors auf. Der Anpasstransistor weist eine Steuerelektrode, eine Eingangselektrode und eine Ausgangselektrode auf. Der Widerstand ist zwischen die Steuerelektrode und die Eingangselektrode des Anpasswiderstands geschaltet. Der Widerstand ist mit der Steuerelektrode des Transistors verbunden. Der Anpasstransistor wird im Ansprechen auf eine zwischen beiden Anschlüssen des Widerstands erzeugten Spannungsdifferenz ein- und ausgeschaltet. Wenn ein Absolutwert eines Steuerstroms des Transistors hoch ist, wird der Anpasstransistor eingeschaltet, so dass der Steuerstrom des Transistors über den Anpasswiderstand fließt. Wenn ein Absolutwert eines Steuerstroms des Transistors klein ist, wird der Anpasstransistor ausgeschaltet, so dass der Steuerstrom des Transistors über den Widerstand fließt. Gemäß der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung wird der Anpasstransistor in dem Übergangszeitraum zum Ausschalten des Transistors in der Anfangsphase, in welcher der Absolutwert des Gatestromwerts einen hohen Wert annimmt, auf der Grundlage der zwischen beiden Anschlüssen des Widerstands erzeugten Spannungsdifferenz eingeschaltet, so dass der Gatestrom über den Anpasstransistor fließt. Da der Durchlasswiderstand des Anpasstransistor klein ist, können die in der Gateelektrode des Transistors gespeicherten Elektronenladungen schnell entladen werden. Demgegenüber wird der Anpasstransistor in der Endphase, in welcher der Absolutwert des Gatestromwerts einen kleinen Wert annimmt, ausgeschaltet, da die zwischen den beiden Anschlüssen des Widerstands erzeugte Spannungsdifferenz einen geringen Wert annimmt, so dass der Gatestrom über den Widerstand fließt. Da der Widerstandswert des Widerstands hoch ist, können die in der Gateelektrode des Transistors gespeicherten Elektronenladungen langsam entladen werden. Dies führt dazu, dass das zwischen der Stoßspannung und dem Ausschaltverlust bestehende Austauschverhältnis gemäß der vorstehend beschriebenen Ansteuerschaltung bewältig werden kann.
  • Alternativ kann der Anpasstransistor ein p-leitender FET sein. Die Eingangselektrode des Anpasswiderstands ist zwischen den Widerstand und die Steuerelektrode des Transistors geschaltet. Die Ausgangselektrode des Anpasswiderstands ist geerdet.
  • Alternativ kann der Anpasstransistor ein n-leitender FET sein. Die Steuerelektrode und die Ausgangselektrode des Anpasswiderstands sind zwischen den Widerstand und die Steuerelektrode des Transistors geschaltet.
  • Obgleich die vorliegende Erfindung vorstehend in Verbindung mit ihren bevorzugten Ausführungsformen und Beispielen beschrieben wurde, sollte verstanden werden, dass sie nicht auf die bevorzugten Ausführungsformen und Auslegungen beschränkt ist. Die Erfindung sollte derart verstanden werden, dass sie verschiedene Ausgestaltungen und äquivalente Auslegungen mit einschließt. Ferner sollen verschiedene bevorzugte Kombinationen und Auslegungen, weitere Kombinationen und Auslegungen, die mehr, weniger oder nur ein einziges Element umfassen, ebenso als mit in dem Schutzumfang der vorliegenden Erfindung beinhaltet verstanden werden.

Claims (25)

  1. Schaltkreis mit: – einem Transistor (5) mit einer ersten Elektrode (D), einer zweiten Elektrode (S) und einer Steuerelektrode (G); – einer Zenerdiode (9); und – einem Kondensator (7), wobei – eine Verbindung zwischen der ersten Elektrode (D) und der zweiten Elektrode (S) zeitweise zwischen einem leitenden und einem nichtleitenden Zustand wechseln kann, wenn eine Steuerspannung des Transistors (5) gewechselt wird, – die Zenerdiode (9) und der Kondensator (7) zwischen der ersten Elektrode (D) und der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) in Reihe geschaltet sind, – die erste Elektrode (D) ein Drain (D) ist, – der Transistor (5), die Zenerdiode (9) und der Kondensator (7) in dem gleichen Halbleitersubstrat (20) angeordnet sind, – die Zenerdiode (9) über einen Isolierfilm (42) auf dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist, – die Zenerdiode (9) einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich (54) und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich (52) aufweist, – der Kathodenhalbleiterbereich (52) an den Anodenhalbleiterbereich (54) grenzt, – der Kondensator (7) einen eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und einen Beschichtungsisolierbereich (34) aufweist, – sich der eingebettete leitfähige Bereich (36) von einer ersten Oberfläche in Richtung zu einer zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt, – der Beschichtungsisolierbereich (34) den eingebetteten leitfähigen Bereich (36) derart bedeckt, dass der eingebettete leitfähige Bereich (36) elektrisch von dem Halbleitersubstrat (20) isoliert ist, – der Anodenhalbleiterbereich (54) elektrisch mit der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) verbunden ist, – der Kathodenhalbleiterbereich (52) elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich (36) verbunden ist, – der eingebettete leitfähige Bereich (36) mit dem Beschichtungsisolierbereich (34) elektrisch von der ersten Elektrode (D) des Transistors (5) isoliert ist, – der Kondensator (7) ferner einen Diffusionshalbleiterbereich (38) aufweist, der in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist, – der Beschichtungsisolierbereich (34) zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und dem Diffusionshalbleiterbereich (38) angeordnet ist, – der Diffusionshalbleiterbereich (38) elektrisch mit der ersten Elektrode (D) des Transistors (5) verbunden ist, – die zweite Elektrode (S) des Transistors (5) eine Source (S) ist, – die Steuerelektrode (G) sich bis zu einer ersten Tiefe in das Halbleitersubstrat (20) von dessen erster Oberfläche aus erstreckt, der eingebettete leitfähige Bereich (36) sich bis zu einer zweiten Tiefe in das Halbleitersubstrat (20) von dessen erster Oberfläche aus erstreckt, und die erste Tiefe gleich der zweiten Tiefe ist.
  2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (5) ein MOSFET ist.
  3. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass – eine vorbestimmte Spannung zwischen die erste Elektrode (D) und die zweite Elektrode (S) gelegt wird, wenn der Transistor (5) sperrt; und – die Zenerdiode (9) eine Zenerspannung aufweist, die in einem Bereich zwischen der halben und der vollen vorbestimmten Spannung liegt.
  4. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Anodenhalbleiterbereich (54) und der Kathodenhalbleiterbereich (52) aus polykristallinem Silizium aufgebaut sind.
  5. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass – der eingebettete leitfähige Bereich (36) elektrisch mit der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) verbunden ist; – der eingebettete leitfähige Bereich (36) mit dem Beschichtungsisolierbereich (34) elektrisch von dem Anodenhalbleiterbereich (54) isoliert ist; und – der Kathodenhalbleiterbereich (52) elektrisch mit der ersten Elektrode (D) des Transistors (5) verbunden ist.
  6. Schaltkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Diffusionshalbleiterbereich (38) elektrisch mit dem Anodenhalbleiterbereich (54) verbunden ist.
  7. Schaltkreis mit: – einem Transistor (5) mit einer ersten Elektrode (D), einer zweiten Elektrode (S) und einer Steuerelektrode (G), wobei der Transistor (5) einen über die erste Elektrode (D) fließenden ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung mit einem an die Steuerelektrode (G) gegebenen Signal steuert; – einem Kondensator (7); und – einer Diode (9a) mit einem Anodenanschluss (54, 352) und einem Kathodenanschluss (52, 350), wobei – die erste Elektrode (D) des Transistors (5) über den Kondensator (7) mit dem Anodenanschluss (54, 352) der Diode (9a) verbunden ist, – die Steuerelektrode (G) des Transistors (5) mit dem Kathodenanschluss (52, 350) der Diode (9a) verbunden ist, – die Steuerelektrode (G) ein Gate (G) ist, – die erste Elektrode (D) ein Drain (D) ist, – der Transistor (5) ein MOSFET ist, – der Transistor (5), die Diode (9a) und der Kondensator (7) in dem gleichen Halbleitersubstrat (20) angeordnet sind, – die Diode (9a) einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich (54) und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich (52) aufweist, – der Anodenhalbleiterbereich (54) über einen Isolierfilm (42) auf dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist, – der Kathodenhalbleiterbereich (52) über den Isolierfilm (42) auf dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist, – der Kathodenhalbleiterbereich (52) an den Anodenhalbleiterbereich (54) grenzt, – der Kondensator (7) einen eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und einen Beschichtungsisolierbereich (34) aufweist, – sich der eingebettete leitfähige Bereich (36) von einer ersten Oberfläche in Richtung zu einer zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt, – der Beschichtungsisolierbereich (34) den eingebetteten leitfähigen Bereich (36) derart bedeckt, dass der eingebettete leitfähige Bereich (36) elektrisch von dem Halbleitersubstrat (20) isoliert ist, – der Kathodenhalbleiterbereich (52) elektrisch mit der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) verbunden ist, – der Anodenhalbleiterbereich (54) mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich (36) verbunden ist, – der eingebettete leitfähige Bereich (36) mit dem Beschichtungsisolierbereich (34) elektrisch von der ersten Elektrode (D) des Transistors (5) isoliert ist, – der Kondensator (7) ferner einen Diffusionshalbleiterbereich (38) aufweist, der in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist, – der Beschichtungsisolierbereich (34) zwischen dem eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und dem Diffusionshalbleiterbereich (38) angeordnet ist, – der Diffusionshalbleiterbereich (38) elektrisch mit der ersten Elektrode (D) des Transistors (5) verbunden ist, – die zweite Elektrode (S) des Transistors (5) eine Source (S) ist, und – die Steuerelektrode (G) sich bis zu einer ersten Tiefe in das Halbleitersubstrat (20) von dessen erster Oberfläche aus erstreckt, der eingebettete leitfähige Bereich (36) sich bis zu einer zweiten Tiefe in das Halbleitersubstrat (20) von dessen erster Oberfläche aus erstreckt, und die erste Tiefe gleich der zweiten Tiefe ist.
  8. Schaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass – eine Kapazität zwischen der Steuerelektrode (G) und der ersten Elektrode (D) als Steuerkapazität der ersten Elektrode definiert ist, wenn eine Spannung der ersten Elektrode (D) Null Volt beträgt; und – der Kondensator eine Kapazität aufweist, die in einem Bereich zwischen 0.01 multipliziert mit der Steuerkapazität der ersten Elektrode und 100 multipliziert mit der Steuerkapazität der ersten Elektrode liegt.
  9. Schaltkreis nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Anodenhalbleiterbereich (54) und der Kathodenhalbleiterbereich (52) aus polykristallinem Silizium aufgebaut sind.
  10. Schaltkreis nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass – anstelle, dass der Anodenhalbleiterbereich und der Kathodenhalbleiterbereich über einen Isolierfilm auf dem Halbleitersubstrat angeordnet sind, – der Anodenhalbleiterbereich (352) und der Kathodenhalbleiterbereich (350) in einem Oberflächenabschnitt des Halbleitersubstrats (20) eingebettet sind.
  11. Schaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass – die Diode (9a) einen P-Wannen-Bereich (356), einen Anodenhalbleiterbereich (352) und einen Kathodenhalbleiterbereich (350) aufweist; – der P-Wannen-Bereich (356) p-leitend ist und sich von einer ersten Oberfläche in Richtung zu einer zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt; – der Anodenhalbleiterbereich (352) p-leitend ist und in einem Oberflächenabschnitt des P-Wannen-Bereichs (356) in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist; – der Kathodenhalbleiterbereich (350) n-leitend ist und in einem Oberflächenabschnitt des P-Wannen-Bereichs (356) in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist.
  12. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (5) eine Super-Junction-Struktur aufweist.
  13. Schaltkreis mit: – einem Transistor (5) mit einer ersten Elektrode (D), einer zweiten Elektrode (S) und einer Steuerelektrode (G), wobei der Transistor (5) einen über die erste Elektrode (D) fließenden ersten Elektrodenstrom in Übereinstimmung mit einem an die Steuerelektrode (G) gegebenen Signal steuert; – einem Kondensator (7); und – einer Diode (9a) mit einem Anodenanschluss (352) und einem Kathodenanschluss (350), wobei – die erste Elektrode (D) des Transistors (5) mit dem Anodenanschluss (352) der Diode (9a) verbunden ist, – die Steuerelektrode (G) des Transistors (5) über den Kondensator (7) mit dem Kathodenanschluss (350) der Diode (9a) verbunden ist, – die Steuerelektrode (G) ein Gate (G) ist, – die erste Elektrode (D) ein Drain (D) ist, – der Transistor (5) ein MOSFET ist, – die Steuerelektrode (G) in ein Halbleitersubstrat (20) eingebettet ist und sich bis zu einer ersten Tiefe in das Halbleitersubstrat (20) von dessen erster Oberfläche aus erstreckt, der Kondensator (7) einen eingebetteten leitfähigen Bereich (36) enthält, der von einem Beschichtungsisolierbereich (34) bedeckt in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist, der eingebettete leitfähige Bereich (36) sich bis zu einer zweiten Tiefe in das Halbleitersubstrat (20) von dessen erster Oberfläche aus erstreckt, und die erste Tiefe gleich der zweiten Tiefe ist.
  14. Schaltkreis nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass – eine Kapazität zwischen der Steuerelektrode (G) und der ersten Elektrode (D) als Steuerkapazität der ersten Elektrode definiert ist, wenn eine Spannung der ersten Elektrode (D) Null Volt beträgt; und – der Kondensator eine Kapazität aufweist, die in einem Bereich zwischen 0.01 multipliziert mit der Steuerkapazität der ersten Elektrode und 100 multipliziert mit der Steuerkapazität der ersten Elektrode liegt.
  15. Schaltkreis nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (5), die Diode (9a) und der Kondensator (7) in dem gleichen Halbleitersubstrat (20) angeordnet sind.
  16. Schaltkreis nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass – die Diode (9a) einen p-leitenden Anodenhalbleiterbereich (352) und einen n-leitenden Kathodenhalbleiterbereich (350) aufweist; – der Anodenhalbleiterbereich (352) und der Kathodenhalbleiterbereich (350) in einem Oberflächenabschnitt des Halbleitersubstrats (20) eingebettet sind.
  17. Schaltkreis nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass – der Kondensator (7) einen eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und einen Beschichtungsisolierbereich (34) aufweist; – sich der eingebettete leitfähige Bereich (36) von einer ersten Oberfläche in Richtung zu einer zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt; und – der Beschichtungsisolierbereich (34) den eingebetteten leitfähigen Bereich (36) derart bedeckt, dass der eingebettete leitfähige Bereich (36) elektrisch von dem Halbleitersubstrat (20) isoliert ist.
  18. Schaltkreis nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass – die Diode (9a) einen P-Wannen-Bereich (356), einen Anodenhalbleiterbereich (352) und einen Kathodenhalbleiterbereich (350) aufweist; – der P-Wannen-Bereich (356) p-leitend ist und sich von einer ersten Oberfläche in Richtung zu einer zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt; – der Anodenhalbleiterbereich (352) p-leitend ist und in einem Oberflächenabschnitt des P-Wannen-Bereichs (356) in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist; – der Kathodenhalbleiterbereich (350) n-leitend ist und in einem Oberflächenabschnitt des P-Wannen-Bereichs (356) in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist; – der Kondensator (7) einen eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und einen Beschichtungsisolierbereich (34) aufweist; – sich der eingebettete leitfähige Bereich (36) von der ersten Oberfläche in Richtung zur zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt; – der Beschichtungsisolierbereich (34) den eingebetteten leitfähigen Bereich (36) derart bedeckt, dass der eingebettete leitfähige Bereich (36) elektrisch von dem Halbleitersubstrat (20) isoliert ist; – der eingebettete leitfähige Bereich (36) elektrisch mit der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) verbunden ist; – der Kathodenhalbleiterbereich (350) mit dem Beschichtungsisolierbereich (34) elektrisch von dem eingebetteten leitfähigen Bereich (36) isoliert ist; und – der Anodenhalbleiterbereich (352) elektrisch mit der ersten Elektrode (D) des Transistors (5) verbunden ist.
  19. Schaltkreis nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass – die Diode (9a) einen P-Wannen-Bereich (356), einen Anodenhalbleiterbereich (352) und einen Kathodenhalbleiterbereich (350) aufweist; – der P-Wannen-Bereich (356) p-leitend ist und sich von einer ersten Oberfläche in Richtung zu einer zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt; – der Anodenhalbleiterbereich (352) p-leitend ist und in einem Oberflächenabschnitt des P-Wannen-Bereichs (356) in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist; – der Kathodenhalbleiterbereich (350) n-leitend ist und in einem Oberflächenabschnitt des P-Wannen-Bereichs (356) in dem Halbleitersubstrat (20) angeordnet ist; – der Kondensator (7) einen eingebetteten leitfähigen Bereich (36) und einen Beschichtungsisolierbereich (34) aufweist; – sich der eingebettete leitfähige Bereich (36) von der ersten Oberfläche in Richtung zur zweiten Oberfläche des Halbleitersubstrats (20) erstreckt; – der Beschichtungsisolierbereich (34) den eingebetteten leitfähigen Bereich (36) derart bedeckt, dass der eingebettete leitfähige Bereich (36) elektrisch von dem Halbleitersubstrat (20) isoliert ist; – der eingebettete leitfähige Bereich (36) mit dem Beschichtungsisolierbereich (34) elektrisch von der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) isoliert ist; – der Kathodenhalbleiterbereich (350) elektrisch mit dem eingebetteten leitfähigen Bereich (36) verbunden ist; und – der Anodenhalbleiterbereich (352) elektrisch mit der ersten Elektrode (D) des Transistors (5) verbunden ist.
  20. Schaltkreis nach einem der Ansprüche 13 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (5) eine Super-Junction-Struktur aufweist.
  21. Schaltkreis nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass: – die erste Elektrode (D) eine Hauptelektrode (D) auf einer Hochspannungsseite ist, – die zweite Elektrode (S) eine Hauptelektrode (S) auf einer Niederspannungsseite ist, und – der Kondensator (7) einen ersten Kondensator (7a) aufweist, und die Diode (9a) eine erste Diode (9a) aufweist, wobei der Schaltkreis ferner aufweist: – eine Energiequelle (PS) und eine Last (R1), die zwischen der Hauptelektrode (D) auf der Hochspannungsseite und der Hauptelektrode (S) auf der Niederspannungsseite in Reihe geschaltet sind; – eine Steuerschaltung (3) zum Ausgeben einer Spannung, die dazu ausgelegt ist, den Transistor (5) ein- und auszuschalten, wobei die Steuerschaltung (3) mit der Steuerelektrode (G) des Transistors (5) verbunden ist; – eine Reihenschaltung (230) aus dem ersten Kondensator (7a) und der ersten Diode (9a), wobei die Reihenschaltung (230) zwischen die Steuerelektrode (G) und die Hauptelektrode (D) auf der Hochspannungsseite des Transistors (5) geschaltet ist, der erste Kondensator (7a) und die erste Diode (9a) in Reihe geschaltet sind, eine Kathode der ersten Diode (9a) mit einer Steuerelektrodenseite verbunden ist und eine Anode der ersten Diode (9a) mit einer Hochspannungsseitenhauptelektrodenseite verbunden ist; und – eine Spannungssteuerschaltung (220), wobei die Spannungssteuerschaltung (220) mit einem Verbindungsabschnitt (223) zwischen dem ersten Kondensator (7a) und der ersten Diode (9a) verbunden ist und die Spannungssteuerschaltung (220) eine Spannung des Verbindungsabschnitts (223) steuert.
  22. Schaltkreis nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass – der erste Kondensator (7a) eine Ein-Zustand-Ladespannung aufweist, wenn sich der Transistor (5) im Durchlasszustand befindet; – der erste Kondensator (7a) eine Aus-Zustand-Ladespannung aufweist, wenn der Transistor (5) sperrt; und – die Spannungssteuerschaltung (220) die Ein-Zustand-Ladespannung derart steuert, dass sie unter der Aus-Zustand-Ladespannung liegt.
  23. Schaltkreis nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass – der erste Kondensator (7a) eine erste Ladespannung aufweist, wenn eine Spannung der Hauptelektrode (D) auf der Hochspannungsseite des Transistors (5) verringert wird; – der erste Kondensator (7a) eine zweite Ladespannung aufweist, wenn die Spannung der Hauptelektrode (D) auf der Hochspannungsseite des Transistors (5) einer Energiequellenspannung entspricht; und – die Spannungssteuerschaltung (220) die erste Ladespannung derart steuert, dass sie unter der zweiten Ladespannung liegt.
  24. Schaltkreis nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, dass – die Spannungssteuerschaltung (220) einen zweiten Kondensator (7b) und eine zweite Diode (9b) aufweist, – der zweite Kondensator (7b) und die zweite Diode (9b) zwischen einem Verbindungsabschnitt und einer Anode der ersten Diode (9a) in Reihe geschaltet sind, wobei der Verbindungsabschnitt den ersten Kondensator (7a) und die erste Diode (9a) verbindet; – eine Kathode der zweiten Diode (9b) mit einer Anodenseite der ersten Diode (7a) verbunden ist; und – die Anode der zweiten Diode (9b) mit einer Verbindungsabschnittsseite verbunden ist.
  25. Schaltkreis nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, dass der zweite Kondensator (7b) eine Kapazität kleiner oder gleich einer Kapazität des ersten Kondensators (7a) aufweist.
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