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Die
Erfindung betrifft einen optoelektronischen Sensor und ein Verfahren
zur Messung einer Entfernung oder einer Entfernungsänderung
nach dem Lichtlaufzeitverfahren gemäß den Oberbegriffen von
Anspruch 1 bzw. 15.
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Die
Entfernung eines Objekts kann optisch nach dem Prinzip des Laufzeitverfahrens
bestimmt werden. Dazu kann einem Lichtstrahl ein Sendemuster aufgeprägt
werden, das bei Empfang des von dem Objekt reflektierten Lichts
mit einem intern erzeugten Referenzmuster verglichen wird. Daraus lässt
sich der Lichtweg und damit auch der Abstand errechnen. In der Praxis
werden im Wesentlichen zwei Verfahren angewandt. Bei dem einen Verfahren ist
das Sendemuster ein einfacher Lichtpuls, dessen Laufzeit gemessen
wird. Bei dem anderen Verfahren ist das Sendemuster eine Sinusmodulation,
wobei die Phasenlage des Sinus gegenüber einem Referenzsinus
modulo der Periode des Sinus der Laufzeit entspricht.
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Die
Entfernungsmessung kann beispielsweise in der Fahrzeugsicherheit,
der Logistik- oder Fabrikautomatisierung oder der Sicherheitstechnik
benötigt werden. Insbesondere kann ein Entfernungsmesser,
der auf einem reflektierten Lichtstrahl basiert, auf eine Entfernungsänderung
des Reflektors oder des reflektierenden oder remittierenden Ziels
reagieren. Eine besondere Anwendung ist eine Reflexionslichtschranke,
bei welcher der Abstand zwischen Lichtsender und Reflektor überwacht
wird.
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Bei
dem hier betrachteten Messverfahren der Lichtlaufzeit kann man zwei
Signalpfade unterscheiden. Auf dem internen Referenzpfad gibt es
keinen Lichtweg, die Laufzeit hängt also auch nicht von der
Entfernung des Objekts ab. Auf dem externen Messpfad addiert sich
zu einer internen Laufzeitkomponente die distanzabhängige
externe Laufzeitkomponente des Lichtes.
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Die
Entfernung bestimmt sich somit gerade aus der externen Laufzeitkomponente,
also dem Zeitintervall zwischen Aussenden und Empfangen des Lichtpulses.
Da der Aussendezeitpunkt bekannt ist, bedeutet Messung der Lichtlaufzeit
Messung des Empfangszeitpunkts. Dazu wird im Stand der Technik ein
zum Aussendezeitpunkt synchrones Referenzmuster mit dem Empfangsmuster
korreliert. Durch präzise Auswahl der Verzögerung
des Aussendezeitpunkts können Referenz- und Empfangsmuster
zum Übereinanderliegen gebracht und daraus der Empfangszeitpunkt
ermittelt werden.
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Zu
diesem Zweck ist es einmal erforderlich, den Aussendezeitpunkt mit
einer hohen zeitlichen Präzision gezielt zu verzögern.
Ein Verfahren hierfür ist unter dem Aktenzeichen
DE 10 2006 047 778.2 von
derselben Anmelderin vorgestellt worden.
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Außerdem
muss die Korrelation von Referenz- und Empfangsmuster den empfangenen
Lichtpuls mit entsprechender zeitlicher Präzision wiederfinden.
Im Stand der Technik wird hier ein analoger Mischer eingesetzt,
der zum Beispiel eine Abweichung der zunächst eingelernten
bestmöglichen Korrelation als Entfernungsänderung
des eingelernten Ziels erkennt. Alternativ kann die Korrelation
auch den zeitlichen Abstand zwischen Referenz- und Empfangsmuster
und daraus die absolute Entfernung ermitteln. Nun ist aber keineswegs
ein ausreichend hohes Signal/Rausch-Verhältnis sichergestellt.
Im Gegenteil kann wegen Umgebungslicht, anderen Lichtquellen, insbesondere
auch weiteren optoelektronischen Sensoren, der Störpegel
in einem Bereich von bis zu sechs Dekaden schwanken. Auch das Nutzsignal
kann je nach Entfernung erhebliche Amplitudenunterschiede zeigen.
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Dieser
Signaldynamik wird ein analoger Mischer nicht gerecht, so dass der
Empfangszeitpunkt nicht mit ausreichender Genauigkeit bestimmt werden
kann. Ein weiterer Nachteil des analogen Mischers ist, dass er bei
schnell aufeinanderfolgenden Messungen beim Empfang des nächsten
Messpulses wegen des vorherigen Messpulses noch nicht wieder in
einen Nullzustand zurückgekehrt ist. Die Folge ist, dass
in einigen Situationen keine Entfernung gemessen werden kann oder
die Entfernungsmessung zumindest ungenau bleibt.
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Daher
ist Aufgabe der Erfindung, eine Entfernungsmessung mit einem optoelektronischen
Sensor präzise und robust gegen Störeinflüsse
zu ermöglichen.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Sensor gemäß Anspruch
1 beziehungsweise ein Verfahren gemäß Anspruch
15 gelöst. Diese Lösung hat den Vorteil, dass
auch bei schlechtem Signal/Rausch-Verhältnis eine präzise
Bestimmung des Empfangszeitpunkts und damit der Entfernung möglich
ist. Somit ist der Sensor unempfindlich gegenüber Störlicht
und kann über einen großen Entfernungsbereich
eingesetzt werden. Zugleich kann der Messkern kostengünstig
und auf kleinstem Raum ausgeführt werden. Wegen der komprimierten
digitalen Auswertung kann der gesamte Sensor eine Kompaktheit erreichen,
die ihn auch dort einsetzbar macht, wo er nach dem Stand der Technik
schlicht räumlich nicht gepasst hätte. Gerade
die Auswertung eines bipolaren Signals hängt nicht vom
Empfangspegel ab, eine Bewertung des ursprünglichen unipolaren
Signals aus dem Lichtempfänger ist dagegen stark von diesem
Empfangspegel abhängig. Erfindungsgemäß kann
also unabhängig von Reflexions- und Umgebungslichtbedingungen
der Empfangszeitpunkt äußerst präzise bestimmt
werden.
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Die
erfindungsgemäße Lösung geht von dem
Grundgedanken aus, eine Vielzahl von Einzellichtpulsen auszusenden
und deren Information statistisch auszuwerten. Dabei ist die Wiederholungsfrequenz
der Aussendung hoch genug, um trotz der Mehrfachmessung zur Erzeugung
der für die Statistik notwendigen Daten noch eine rasche
Entfernungsbestimmung zu ermöglichen. Durch geschickte
Auswahl und Ausnutzung von analogen und digitalen Bauteilen und
einer Vorverarbeitung des Signals zu einem robust und genau auswertbaren
bipolaren Signal kann schnell, kompakt und auf kleinstem Raum mit
hoher Messgenauigkeit ausgewertet werden.
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Bevorzugt
weist der Sensor eine digitale Verzögerungsschaltung auf,
um über den Lichtsender Einzellichtpulse mit einer definierten
Verzögerung auszusenden. Auf diese Weise kann auch der
Empfangszeitpunkt des Einzellichtpulses verschoben werden, um in
einer die Auswertung erleichternden Weise die Daten für
das Histogramm zu erzeugen.
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Noch
bevorzugter ist der Sensor dafür ausgebildet, die digitale
Verzögerungsschaltung mit Verzögerungen anzusteuern,
die Abweichungen um die definierte Verzögerung herum aufweisen
und nur im Mittelwert der definierten Verzögerung entsprechen, um
nichtlineares Verhalten der digitalen Verzögerungsschaltung
auszumitteln. Bei den extrem kleinen Verzögerungen in der
Größenordnung unterhalb 100 Pikosekunden lässt
sich nicht vermeiden, dass die Verzögerungsschaltung die
vorgegebene Verzögerung nicht exakt als Verzögerung
des Einzellichtpulses weitergibt. Indem Werte um die gewünschte
Verzögerung herum hinzugezogen werden, wird quasi eine
breitere statistische Basis der Ausgabeverzögerung herangezogen,
um somit im Mittel den Verzögerungswert genauer zu treffen.
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In
vorteilhafter Weiterbildung ist die Auswertungseinheit dafür
ausgebildet, die Lichtlaufzeit wie folgt zu bestimmen:
- – Auffinden des vorverarbeiteten Signals in einem zeitlichen
Messfenster, dessen Breite die Gesamtbreite des Histogramms ist,
durch systematische Grobverstellung der Verzögerung des
Einzellichtpulses,
- – Verschieben eines Übergangspunkts des Signals
an einen Beobachtungspunkt in dem Messfenster, insbesondere den
Rand des Messfensters, durch systematische Feinverstellung der Verzögerung
des Einzellichtpulses, und
- – Ermitteln der Lichtlaufzeit aus der erforderlichen Verzögerung.
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Somit
wird in einem ersten Schritt die ungefähre Lichtlaufzeit
bestimmt, da es sehr speicherfressend wäre, ein Histogramm über
die gesamte mögliche Reichweite des Sensors aufzunehmen.
Erst in einem zweiten Schritt wird die Lage des Histogramms für
eine ausreichende zeitliche Präzision der Übergangsbedingung
feineingestellt. Damit kann eine Ressourcenschonung ohne Verlust
in der zeitlichen Präzision umgesetzt werden.
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Der Übergangspunkt
ist dabei bevorzugt der erste Nulldurchgang von Maximum auf Minimum
des vorverarbeiteten bipolaren Signals. Dieser besondere Übergangspunkt
lässt sich mit besonders hoher Präzision auffinden,
so dass die Entfernungsmessung des Sensor besonders genau wird.
Diese Präzision kann wegen der präzisen Bestimmung
der Übergangsbedingung insbesondere auch deutlich feiner
sein als die Breite der Bins des Histogramms. Selbstverständlich
schließt die Bezeichnung eines Übergangs von Maximum
zu Minimum auch die umgekehrte Richtung von Minimum zu Maximum ein; dies
ist nur eine Frage der ohnehin frei wählbaren Auswertungsrichtung.
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Bevorzugt
ist die Auswertungseinheit für die Bestimmung des Empfangszeitpunkts
in einer vorgeschalteten Lernphase und eine Auswertung auf Veränderung
des Übergangspunkts gegenüber dem eingelernten
Empfangszeitpunkt im Betrieb ausgebildet, um eine Entfernungsänderung
zu ermitteln. Das den beiden vorigen Absätzen beschriebene
Verfahren zur Bestimmung eines geeigneten Messfensters und dessen
präzise zeitliche Ausrichtung muss dann nur einmal in einer
Lernphase ausgeführt werden, während der Sensor
sich im Betrieb darauf beschränken kann, eine Änderung
der eingelernten Bedingungen zu erkennen. Eine solche Änderung
ist sicherer, schneller und mit weniger Aufwand detektierbar.
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Vorteilhafterweise
ist die Auswertungseinheit dafür ausgebildet, eine Entfernungsänderung
erst dann anzunehmen, wenn die aus einer Vielzahl von Histogrammen
bestimmten Werte der Lichtlaufzeit um einen Mindestwert häufiger
eine Entfernungsänderung anzeigen als eine gleichbleibende
Entfernung. Die Entscheidung aus einem einzelnen Histogramm kann
immer noch durch Rauschen beeinflusst und damit falsch sein. Indem
eine größere Anzahl von positiven Entscheidungen
zusammenkommen muss, wird die Sicherheit erhöht, dass die
Entfernungsänderung richtig erkannt wird.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform weist der
Vorverarbeiter Folgendes auf:
- – einen
Verstärker, insbesondere einen Transimpedanzverstärker,
zur Verstärkung des Signals und/oder
- – einen Filter, insbesondere einen Bandpassfilter oder
Differenzierer, zur Umwandlung des zunächst unipolaren
elektrischen Signals in ein bipolares Signal und/oder
- – einen Begrenzungsverstärker zur Verstärkung des
positiven bzw. negativen Anteils des Signals bis auf einen Sättigungswert.
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Der
von dem Lichtempfänger in ein elektrisches Signal umgewandelte
Lichtpuls ist schwach und sollte daher vor der weiteren Auswertung
verstärkt werden. Gleichzeitig kann der Transimpedanzverstärker
eine DC-Komponente ausfiltern, also eine nicht modulierte Grundhelligkeit,
die sicher kein Lichtpuls ist. Der Bandpassfilter oder Differenzierer ist
eine Ausgestaltung des analogen Vorverarbeiters, der dass zunächst
unipolare elektrische Signal, das ja aus notwendig unipolarem Licht
entsteht, in ein bipolares Signal umwandelt. Der Begrenzungsverstärker
schließlich treibt das Signal in die Sättigung,
damit es bei der anschließenden Schwellbewertung in dem
Binarisierer in jedem Fall erkannt wird.
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Vorteilhafterweise
sind die digitalen Elemente des Sensors auf einem digitalen Baustein,
beispielsweise in programmierbarer Logik, in ASIC oder auf einem
FPGA (Field Programmable Gate Array) implementiert. Diese Implementierung
ist schnell genug, um die hohe erforderliche zeitliche Präzision
für die Lichtlaufzeit mitzubringen. Unter digitalem Baustein
soll hier und im Folgenden jegliche konfigurierbare digitale Auswertung
gemeint sein, die durch Vorkonfiguration der digitalen Verschaltung
des Bausteins auf die Anwendung angepasst ist, statt wie bei einem
echten Mikroprozessor durch Ablauf eines Programms auf einer universellen
Auswertungseinheit zu erfolgen. Die derzeit bevorzugte Variante
einer solchen programmierbaren Logik ist ein FPGA. Deshalb wird
im Folgenden mehrfach von FPGA stellvertretend für die
genannte Familie von digitalen Bausteinen gesprochen, die Erfindung
ist aber darauf nicht beschränkt. Das ist zugleich gegenüber
einem Mikroprozessor kostengünstig und dennoch ausreichend
flexibel für die möglichen Anwendungen.
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Bevorzugt
weist die Auswertungseinheit einen Speicher auf, um die Laufzeit
bis zu einer bekannten Entfernung eines Eichziels zu halten. Die
gemessene Laufzeit beinhaltet neben dem externen Messpfad, also
der eigentlichen Lichtlaufzeit, auch einen Anteil, der von den internen
Laufzeiten der elektrischen Signale herrührt. Um diese
internen Laufzeiten weicht die der gemessenen Laufzeit entsprechende
Entfernung von der tatsächlichen Entfernung ab. Über
das Eichziel kann diese konstante interne Laufzeit berücksichtigt
werden und ermöglicht somit dem Sensor, nicht nur Entfernungsänderungen,
sondern auch absolute Entfernungen zu messen.
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In
einer weiteren vorteilhaften Ausführungsform ist die Auswertungseinheit
für eine Bestimmung des Empfangspegels insbesondere als
Maximum über ein oder mehrere Histogramme ausgebildet. Dieser
Empfangspegel ist per se interessant, beispielsweise um anzuzeigen,
ob der Sensor unter den gegebenen Verhältnissen ordnungsgemäß arbeiten kann.
Außerdem kann er verwendet werden, um die Genauigkeit der
Bestimmung des Empfangszeitpunkts zu erhöhen, beispielsweise
durch Anpassung entsprechender Bewertungsschwellen.
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In
vorteilhafter Weiterbildung sind die digitalen Elemente des Sensors
auf einem digitalen Baustein wie einem FPGA implementiert, der zusätzlich eine
digitale Temperaturregelungseinrichtung aufweist, die für
eine Temperaturregelung ausgebildet ist, bei welcher in einem Temperaturkompensationszyklus
zum Zeitpunkt der Erzeugung des Einzellichtpulses ein elektrisches
Temperaturtestsignal über eine Leiterschleife aus dem digitalen
Baustein hinaus- und wieder hineingeführt wird und das
Aussenden des Einzellichtpulses um eine zeitliche Abweichung zwischen
gemessenem und erwartetem Ankunftszeitpunkt des Temperaturtestsignals
verzögert wird. Die Auswertung in dem FPGA benötigt
nämlich soviel Leistung, dass dieses FPGA selbst zu einem erheblichen
Teil zu der Betriebswärme des Sensors beiträgt.
Dies führt zu einer Verfälschung bei der Messung
der Lichtlaufzeit, die auf diese Weise kompensiert werden kann.
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Dabei
ist bevorzugt der Sensor für eine Ausführung des
Temperaturkompensationszyklus jeweils nach einer Vielzahl von ausgesandten
Einzellichtpulsen ausgebildet, insbesondere aller Einzellichtpulse, die
ein Histogramm bilden. Die Erwärmung des FPGA oder des
Sensors ist im Verhältnis zu den Messzyklen langsam. Somit
genügt es und spart Auswertungsaufwand, die Temperaturkompensation mit
dagegen herabgesetzter Frequenz vorzunehmen.
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Vorteilhafterweise
weist der Sensor eine Störkompensationseinrichtung auf,
welche die Zeitintervalle zwischen den Einzellichtpulsen um eine
systematische und/oder eine zufällige Verschiebung variieren
kann, wobei die Auswertungseinheit dafür ausgebildet ist,
die Verschiebung zu berücksichtigen. Neben den eigentlichen
Rauschquellen, wie Umgebungslicht, gibt es auch systematische Fehlerquellen,
welche die Signale stören können. Dazu zählen weitere
Reflexionen des ausgesandten Einzellichtpulses, die nicht von dem
eigentlich zu vermessenden Ziel stammen, aber auch Einzellichtpulse
anderer Sensoren. Derartige Störungen werden durch die angegebene
Verschiebung über das ganze Messfenster verschmiert und
fallen so nicht oder kaum ins Gewicht.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren kann auf ähnliche
Weise durch weitere Merkmale ausgestaltet werden und zeigt dabei ähnliche
Vorteile. Derartige weitere Merkmale sind beispielhaft, aber nicht
abschließend, in den sich anschließenden Unteransprüchen
beschrieben.
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Die
Erfindung wird nachstehend auch hinsichtlich weiterer Vorteile und
Merkmale unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung
anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. Die
Figuren der Zeichnung zeigen in:
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1 ein
schematisches Blockschaltbild einer Ausführungsform der
Erfindung;
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2 eine
schematische Darstellung der Signale in unterschiedlichen Verarbeitungsstadien
zur Erläuterung des erfindungsgemäßen
Auswertungsverfahrens;
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3 eine
schematische Darstellung gemäß 2 zur
Erläuterung der Einstellung des Messfensters;
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4 eine
erläuternde Darstellung zur Erkennung einer Entfernungsänderung
durch den Sensor;
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5 ein
schematisches Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform
der Erfindung mit einer Temperaturkompensation;
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6 eine
schematische Darstellung der zu einem Histogramm zusammengeführten
Lichtpulse zur Erläuterung der Störkompensation
durch zusätzliche Verzögerungen; und
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7 eine
schematische Darstellung eines optoelektronischen Sensors zur Entfernungsbestimmung.
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7 zeigt
einen sehr vereinfacht dargestellten optoelektronischen Entfernungsmesser
oder Sensor 10, der über einen Lichtsender 12 einen Lichtpuls
zu einem Reflektor oder einem reflektierenden Zielobjekt 14 sendet.
Der dort reflektierte oder remittierte Lichtstrahl kehrt zu einem
Lichtempfänger 16 zurück, der den Lichtsender 12 umgibt.
Weil sich der Lichtstrahl auf seinem Weg aufweitet, verdeckt der
Lichtsender 12 nur einen kleinen und unerheblichen Teil
des reflektierten Lichts. Natürlich kann man alternativ
auch andere bekannte Lösungen einsetzen, wie einen Strahlteiler
oder Pupillenteilung.
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Lichtsender
12 und
Lichtempfänger
16 werden von einer Steuerung
18 angesteuert
und ausgewertet. Die Steuerung
18 veranlasst den Lichtsender
12,
einzelne Lichtpulse zu einer bekannten Zeit auszusenden. Der Aussendezeitpunkt
kann durch eine Verzögerungseinrichtung
20, beispielsweise
wie in der deutschen Patentanmeldung
DE 10 2006 047 778.2 desselben
Anmelders beschrieben, mit hoher zeitlicher Präzision im
Bereich einiger 10 Pikosekunden variiert werden.
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In
einer Auswertungseinheit 22 bestimmt die Steuerung 18 den
Empfangszeitpunkt des Lichtpulses in dem Lichtempfänger 16 in
einer im Folgenden zu den 1–6 beschriebenen
Weise. Aus dem Empfangszeitpunkt errechnet sich mit dem bekannten
Aussendezeitpunkt die Lichtlaufzeit, die wiederum über
die Lichtgeschwindigkeit der Entfernung des Zielobjekts 14 entspricht.
Dabei sind zumindest zwei Modi möglich: In einem Modus
wird die Lichtlaufzeit und damit die Entfernung absolut gemessen.
In einem anderen Modus wird eine bestimmte Entfernung eingelernt,
beispielsweise zu einem festen kooperativen Ziel, und überwacht,
ob sich dessen Abstand ändert.
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Der
Sensor 10 kann ein optoelektronischer Taster oder Entfernungsmesser
sein. Denkbar ist auch eine Reflexionslichtschranke, also eine Lichtschranke
mit einem Lichtsender und einem gegenüber angeordneten
Reflektor, wobei eine Unterbrechung des dort reflektierten Strahls
detektiert wird. Durch die Messung der Entfernung oder der Änderung
der Entfernung dieses Reflektors kann überwacht werden,
ob der Reflektor noch am erwarteten Ort steht. Alle genannten Sensoren
können auch als Schalter arbeiten, indem ein Schaltereignis
bei Detektion eines Objekts in einer bestimmten Entfernung oder
bei Abweichung von einer erwarteten Entfernung ausgelöst
wird.
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Der
Sensor 10 ist in 1 nochmals
dargestellt. Dabei sind gleiche Merkmale hier und im Folgenden mit
gleichen Bezugszeichen bezeichnet. Als Lichtsender ist hier beispielhaft
eine Halbleiterlichtquelle 12 dargestellt, etwa ein Laser
oder eine Leuchtdiode, als Lichtempfänger beispielhaft
eine Photodiode 16. Grundsätzlich ist statt einer
Photodiode 16 jeder Empfänger geeignet, der ein
Lichtsignal in ein elektrisches Signal umwandeln kann. Das Zielobjekt 14 ist
für gewöhnlich im Maßstab der 1 weiter
entfernt, wie durch gebrochene Linien 24 angedeutet ist.
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Die
Steuerung ist in dieser Ausführungsform als FPGA (Field
Programmable Gate Array) 18 implementiert. Denkbar ist,
wie oben schon diskutiert, auch eine andere Implementierung etwa
mittels ASIC oder eines anderen digitalen Baussteins. In Bezug auf
Kostenaufwand, Flexibilität und Geschwindigkeit ist aber
einem FPGA der Vorzug zu geben. Die Steuerung 18 weist
die eigentliche Auswertungseinheit 22 und die damit verbundene
Verzögerungseinrichtung 20 auf, die ebenfalls
in ihren digitalen Komponenten auf dem FPGA 18 implementiert
sind. Die Anschlüsse des FPGA 18 sind differentiell
ausgeführt, um die Signale genauer und sicherer übertragen
zu können.
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Der
Sensor 10 hat einen Sendepfad, zu dem neben dem eigentlichen
Lichtsender 16 noch ein Lasertreiber 26 und die
Verzögerungseinrichtung 20 gehört, sowie
einen Empfangspfad, zu dem die Photodiode 12 gehört,
die über einen analogen Vorverarbeiter 28 das
digitalisierte Empfangssignal der Auswertungseinheit 22 zuführt.
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Der
analoge Vorverarbeiter 28 bildet einen mehrstufigen Verarbeitungspfad.
Dieser beginnt mit einem Verstärker 30, etwa einem
Transimpedanzverstärker, der das Signal der Photodiode 16 annimmt und
verstärkt. Ein nachgeschalteter Filter 32, der
beispielsweise ein Bandpassfilter oder ein Differenzierer sein kann,
wandelt das unipolare Lichtpulssignal in ein bipolares Signal um.
Als nächste Vorverarbeitungsstufe ist ein Begrenzungsverstärker
vorgesehen, der die Amplitude so weit verstärkt und anschließend
abschneidet, dass das Lichtpulssignal zu einem in die Sättigung
getriebenen Rechteckpuls wird. Dieses Signal wird als letzte Stufe
einem A/D-Wandler 36 zugeführt, insbesondere einem
Binarisierer, der die Amplitude nicht in einen digitalen Zahlenwert, sondern
lediglich in einen Binärwert umwandelt. Der A/D-Wandler 36 ist
bevorzugt kein eigener Baustein, sondern über die Eingänge
des FPGA 18 realisiert.
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Der
vollständige Signal- und Auswertungspfad in dem Sensor 10 durch
die soeben beschriebenen Komponenten des Sensors 10 wird
nunmehr mit Hilfe von 2 beschrieben.
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Der
Lichtsender 16 erzeugt in jeder Messperiode 100 jeweils
einen Lichtpuls, der die Bestimmung eines präzisen Zeitpunkts
ermöglicht. Dafür eignet sich ein Rechteckpuls,
es sind aber auch andere Pulse, wie beispielsweise Gausspulse, vorstellbar.
Der Aussendezeitpunkt wird der Auswertungseinheit 22 verfügbar
gemacht oder dort erzeugt und kann mittels der Verzögerungseinrichtung 20 mit
einer Präzision im Bereich von wenigen 10 Pikosekunden
verzögert werden.
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Der
Lichtpuls wird in dem Überwachungsbereich des Sensors 10 an
dem Zielobjekt 14 reflektiert oder remittiert und dann
in dem Lichtempfänger 12 in ein elektrisches Signal
umgewandelt. Anschließend wird das elektrische Signal in
dem Verstärker 30 verstärkt. Das entstehende
verstärkte elektrische Signal 102 ist idealisiert
dargestellt, unter realistischen Bedingungen wäre der empfangene
Lichtpuls 102 kein sauberes Rechteck, sondern verrauscht
und verschmiert.
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Der
Sensor 10 detektiert den Lichtpuls nur, wenn er innerhalb
eines zeitlichen Messfensters 101 auf den Lichtempfänger 12 trifft.
Die Messperiode 100 liegt in der Größenordnung
von einer Mikrosekunde, das entspricht einem Lichtweg von ungefähr 150
m. Das Messfenster 101 deckt nur einen kleinen Bereich
dieser Messperiode 100 ab, beispielsweise 25 ns oder ca.
3,7 m. Grundsätzlich kann das Messfenster 101 auch
breiter sein, es erfordert dann aber einen höheren Auswertungs-
und Speicheraufwand, wenn der Empfangszeitpunkt innerhalb des Messfensters 101 mit
hoher zeitlicher Präzision bestimmt werden soll.
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Um
sicherzustellen, dass der Lichtpuls innerhalb des Messfensters 101 empfangen
wird, sind verschiedene Strategien möglich. Die Einfachste
ist, das Messfenster zu Beginn unmittelbar an den Anfang der Messperiode
zu setzen, was dann einem Entfernungsmessbereich direkt vor dem
Sensor 10 entspricht. Wenn dort kein Lichtpuls empfangen
wird, wird das Messfenster 101 sukzessive um seine eigene
Länge nach vorn verschoben, bis der Lichtpuls innerhalb
des Messfensters 101 empfangen wird. Ein etwas schnellerer
Algorithmus ist eine Intervallschachtelung, bei der die Breite des
Messfensters 101 zunächst groß genug
gewählt wird, um den gesamten denkbaren Entfernungsmessbereich
abzudecken und dann mithilfe der aufgrund der hohen Breite des Messfensters 101 noch
groben Entfernungsinformation die Lage eines halb so breiten Messfensters 101 für
den nächsten Iterationsschritt zu wählen. Es ist
aber jeder bekannte Algorithmus denkbar, um ein schmales Messfenster 101 von
beispielsweise 25 ns zu finden, innerhalb dessen der Lichtpuls empfangen
wird. Vorausgesetzt ist hierbei, dass das Zielobjekt 14 soweit
statisch ist, dass eine hinreichende Anzahl von Messperioden in
derjenigen Zeit liegt, die das Zielobjekt 14 braucht, um
sich um eine Entfernung innerhalb der Messgenauigkeit zu bewegen.
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Das
verstärkte elektrische empfangene Lichtpulssignal ist aufgrund
der Natur des Lichtes immer ein unipolares Signal. In dem Filter 32 wird
es zu einem bipolaren Signal 104 umgewandelt. Dies kann mit
einem Bandpassfilter realisiert werden, der erzeugte Signalverlauf 104 entspricht
aber zumindest näherungsweise der gedehnten Ableitung des
verstärkten Signals 102. In der 2 sind
neben dem bi polaren Signal 104 graue Rechtecke dargestellt,
die den Rauschpegel symbolisieren sollen. Zu beachten ist erneut
eine Idealisierung: Es ist nur eine Sinusschwingung des bipolaren
Signals 104 dargestellt. In der Praxis treten aber meist
Nachschwingungen auf, also weitere Sinusperioden mit zunehmend gedämpfter
Amplitude. Selbstverständlich ist auch kein reiner Sinus,
jedoch eine Kurve mit Maximum und Minimum zu erwarten.
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In
dem Begrenzungsverstärker 34 wird das bipolare
Signal 104 so weit verstärkt und abgeschnitten,
dass das eigentliche Signal zu einer Rechteckflanke 106 wird
und der durch graue Rechtecke dargestellte Rauschpegel in seiner
Amplitude über den gesamten Dynamikbereich gedehnt wird.
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Die
Rechteckflanke 106 wird in dem Binarisierer 36 mit
einer Abtastrate von beispielsweise 2,5 ns abgetastet. Diese Abtastrate
ist in der 2 durch Pfeile 108 symbolisiert.
Die entstehende Bitfolge, bei den angegebenen Zahlenwerten je 1
Bit pro 2,5 ns, also 10 Bit für das gesamte Messfenster 101,
wird in der Auswertungseinheit 22 verwendet, um ein Histogramm 110 zu
bilden. Dafür ist für jedes Bin ein Akkumulator
vorgesehen, der nur bei einem zugehörigen Bitwert „1"
heraufgezählt wird.
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Bei
idealen, unverrauschten Signalen würde in diesem Histogramm
nur dasjenige Bin gefüllt, über dem die Rechtflanke 106 liegt.
Der von dem Begrenzungsverstärker 34 angehobene
Rauschpegel füllt aber auch die übrigen Bins,
und zwar wegen der Zufälligkeit des Rauschens im Erwartungswert
etwa in jeder zweiten Messperiode 100.
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Wird
das soeben beschriebene Verfahren iteriert und das Histogramm 108 über
n Messperioden 100 gebildet, so sind die Bins durch das
Rauschen ungefähr mit dem Wert n/2 gefüllt, wobei
statistische Schwankungen hinzukommen. Dieser Wert n/2 entspricht
aufgrund der Binarisierung dem Signalwert Null. Daraus erhebt sich
nach oben das durch den positiven Teil des bipolaren Signals 104 gebildete
Maximum und nach unten das entsprechende Minimum heraus. Dieses
Maximum und Minimum verwendet die Auswertungseinheit 22,
um den Empfangszeitpunkt des Lichtpulses zu bestimmen, in einer
noch zu beschreibenden besonderen Weise.
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Es
wäre nämlich ungenau, unmittelbar das Maximum
oder das Minimum zu detektieren. Je nach Messbedingungen kann der
Empfangspegel des Sensors 10 erheblich schwanken, so dass
eine Schwellbedingung an die Lage der Extrema von dem Empfangspegel
abhängt. Damit ist keine Messung möglich, deren
Präzision auch nur die Breite der Bins des Histogramms 110 erreicht,
geschweige denn Bruchteile davon.
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Wenn
stattdessen der Übergang detektiert wird, also der Nulldurchgang,
der ja wegen der Binarisierung bei n/2 liegt, so entfällt
diese Abhängigkeit vom Empfangspegel. Dieser Übergang
liegt nämlich unabhängig von der Intensität
immer am selben Zeitpunkt.
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Statt
den Übergang, also dasjenige Bin des Histogramms 110 direkt
aufzufinden, in dem der Nulldurchgang liegt, wird nun wie im Zusammenhang
mit der 3 beschrieben vorgegangen. Durch
Feineinstellung der Verzögerungseinrichtung 20 wird
der Lichtpuls innerhalb des Messfensters 110 mittels der Verzögerungsschaltung 20 so
verschoben, dass der Übergang 112 gerade am Rande
des Messfensters 101 liegt.
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Der Übergangspunkt
ist dann durch eine dreifache Bedingung beschrieben. Zum einen muss das
letzte Bin gerade dem Signalwert Null entsprechen, wegen der zuvor
erfolgten Binarisierung entspricht dies dem Histogrammwert n/2.
Zweitens sollte vor dem Nulldurchgang das Maximum liegen, um den Nulldurchgang
von einem zufällig mit n/2 gefüllten Bin zu unterscheiden.
Dies ist erfüllt, wenn das vorletzte Bin mit einem Wert
oberhalb eine Schwelle 114 gefüllt ist, die sich
signifikant über den Rauschpegel erhebt. Drittens könnte
der so aufgefundene Nulldurchgang noch derjenige einer Nachschwingung und
nicht der gesuchten ersten Schwingung sein. Deshalb muss noch ausgeschlossen
sein, dass irgend eines der vorherigen Bins mit einem Wert unterhalb
einer Schwelle 115 gefüllt ist, die signifikant
unterhalb des Rauschpegels liegt. Ein solches Minimum könnte
nämlich nur von einer Schwingung höherer Ordnung
ausgelöst sein, die aber nicht zeitlich vor der gesuchten
Hauptschwingung liegen kann.
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Solange
die dreifache Übergangsbedingung nicht erfüllt
ist, wird die Feineinstellung weiter durchgefahren. Ist die dreifache Übergangsbedingung
erreicht, so liegt der rechte Rand des Messfensters 101 an
der dem Empfangszeitpunkt des Lichtpulses entsprechenden Stelle.
Aus der Verzögerung, welche die Verzögerungseinrichtung 20 dafür
erzeugen musste, lässt sich dann die Lichtlaufzeit ablesen.
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Wenn
der Sensor 10 in seinem ersten Modus die Entfernung absolut
bestimmen soll, muss das soeben beschriebene Verfahren für
eine Entfernungsbestimmung vollständig ablaufen. Die gemessene Laufzeit
des Pulses entspricht immer noch nicht der reinen Lichtlaufzeit,
sondern enthält Komponenten für die interne Signalverarbeitung.
Um diese herauszurechnen, wird der Sensor 10 zur Eichung
beispielsweise auf ein Zielobjekt 14 einer wohl bekannten
Entfernung gerichtet. Aus der Differenz zwischen gemessener Laufzeit
und der von dem Licht für die bekannte Entfernung benötigten
Zeit kann der Sensor 10 damit auf absolute Entfernungen
geeicht werden.
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In
dem zweiten Modus, in dem nur eine Entfernungsänderung
zu detektieren ist, wird das Verfahren nur einmal in einem Einlernmodus
angewendet, um die Entfernung des überwachenden Zielobjekts 14 einzustellen.
Eine Entfernungsänderung wird dann dadurch detektiert,
dass die so eingestellte dreifache Übergangsbedingung nicht
mehr vorliegt.
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Es
ist immer noch denkbar, dass die dreifache Übergangsbedingung
im Einzelfall ohne Entfernungsänderung des zu überwachenden
Objekts erfüllt wird. Deshalb wird, wie 4 erläutert,
die gesamte beschriebene Histogrammauswertung ständig wiederholt.
Jede Feststellung einer Entfernungsänderung wird als „1",
jede Feststellung einer gleichbleibenden Entfernung mit „–1"
bewertet. Kumuliert man eine Vielzahl von Histogrammauswertungen,
so entsteht die Kurve 120, wenn die Entfernung sich wirklich
verändert hat und das System von Störungen unbeeinflusst
ist. Ein Schaltereignis wird erst dann ausgelöst, wenn
eine hinreichende Anzahl von Histogrammauswertungen eine Entfernungsänderung
detektiert hat. Dann nämlich steigt die kumulierte Kurve 120 über
die Schwelle 122. Die zugehörige minimale Schaltzeit 121 hängt
dann nur von der Schwelle 122 ab. Ist dagegen der Signalpfad
verrauscht, so steigt die entsprechende Kurve 124 langsamer
an und benötigt eine Schaltzeit von 125. Die Kurve 126 illustriert
einen mittleren Fall zwischen den Kurven 120 und 122.
Wenn das Objekt seine Entfernung gar nicht geändert hat, überschreiten
die Kurven die Schaltschwelle möglicherweise auch gar nicht,
sondern fallen statistisch wieder auf den Grundpegel ab. Das ganze
entspricht einem digitalen Tiefpass der Bewertung der Entfernungsänderung.
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Das
Messfenster 101 ist erkennbar nicht auf 25 ns beschränkt,
bei einem größeren Messfenster 101 müssen
aber, soll die zeitliche Präzision der Binbreite aufrechterhalten
bleiben, mehr Bins vorgesehen werden, was einen erhöhten
Aufwand an Auswertung und vor allem Speicher bedeutet.
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Es
ist vorstellbar, anstelle eines Binarisierers 36 einen
A/D-Wandler einzusetzen, der nicht nur Bitwerte, sondern echte Zahlenwerte
liefert. Die beschriebene Histogrammbildung entspricht dann einer Mittelung über
n Messperioden 100, bei der sich das Rauschen herausmittelt
und der Nulldurchgang des Mittelwerts als Übergangspunkt
behandelt wird.
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Das
Histogramm 110 enthält über seine Amplitude,
also dem Füllstand der Bins, auch eine Information über
den Empfangspegel. Diese kann beispielsweise verwendet werden, um
die Empfangsbedingungen des Sensors 10 zu prüfen
oder anzuzeigen, aber auch, um die Schwelle 114 für
die Bewertung der Übergangsbedingung 112 festzulegen
oder zu korrigieren. Mögliche Maße für
den Empfangspegel sind das Maximum des Histogramms 110 über eine
große Anzahl von Messperioden 101 oder auch das
gemittelte Integral unter demjenigen Anteil des Histogramms 110,
der sich über oder unter den Rauschpegel erhebt.
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Statt
des bipolaren Signals 104 kann auch, unter Weglassung des
Filters 32, ein unipolares Signal ausgewertet werden. Diese
Auswertung ist aber wegen der Abhängigkeit von der Empfangsintensität weniger
genau.
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In
einer Ausführungsform mit erhöhter Auflösung
wird die Verzögerungseinrichtung in einer besonderen Weise
angesteuert. Die tatsächliche Verzögerung 20,
welche die Verzögerungseinrichtung bei Ansteuerung mit
einer gewünschten Verzögerung erzeugt, ist nämlich
aufgrund von elektrischen Signalstörungen wie Hystereseverhalten,
Restladungen, Übersprechen oder dergleichen nicht streng
identisch zu der gewünschten Verzögerung. Es treten deshalb
dynamisch Nichtlinearitäten zwischen gewünschter
und tatsächlicher Verzögerung auf. Dieser Effekt
lässt sich abmildern, indem statt der eigentlich gewünschten
Verzögerung ein Wert in deren Nähe gewählt
wird. Da eine Vielzahl von Lichtpulsen gemeinsam den Messwert der
Lichtlaufzeit bestimmt, können diese gezielten Abweichungen
nacheinander von der gewünschten Verzögerung um
den eigentlich gewünschten Wert herum ausgemittelt gewählt
werden. In der Auswertung spielt nur dieser Mittelwert eine Rolle,
dessen Präzision wird auf diese Weise also nicht gemindert.
Die Nichtlinearitäten in der Beziehung gewünschter
zu tatsächlicher Verzögerung werden aber statistisch
verschmiert und verfälschen die Messung in deutlich herabgesetztem
Maße.
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5 zeigt
eine weitere Ausführungsform des Sensors 10 mit
einer Temperaturkompensation. Es zeigt sich, dass das FPGA 18 für
den Großteil der Wärmeentwicklung in dem Sensor 10 verantwortlich ist.
Es ergeben sich dann temperaturabhängige Laufzeitdifferenzen,
die mit der zu messenden Entfernung nichts zu tun haben und für
die daher kompensiert werden soll. Die in 5 dargestellten
Elemente des Sensors 10 entsprechen denen der 1 bis
auf die zusätzlich vorgesehene Temperaturregelungseinrichtung 38,
die sowohl mit der Auswertungseinheit 22 als auch der Verzögerungseinrichtung 20 verbunden
ist und zu der eine Leiterschleife 40 gehört,
die von der Temperaturregelungseinrichtung 38 aus dem FPGA 18 hinaus-
und wieder hineingeführt ist.
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Die
Temperaturregelungseinrichtung 38 erhält von der
Auswertungseinheit 22 den Aussendezeitpunkt eines Lichtpulses.
Mit diesem Zeitpunkt schickt die Temperaturregelungseinrichtung 38 ein elektrisches
Signal über die Leiterschleife 40, das sie selbst
wieder empfängt. Dieses elektrische Signal passiert dabei
baugleiche Aus- und Eingänge des FPGAs 18 wie
der eigentliche Messpuls und unterliegt daher demselben Temperaturverhalten.
Die Temperaturregelungseinrichtung 38 erwartet das elektrische
Signal aus der Leiterschleife 40 zu einem bestimmten Zeitpunkt,
der eingelernt sein kann oder der einer Laufzeit des elektrischen
Signals auf der Leiterschleife 40 bei bekannter Temperatur
entspricht, etwa derjenigen kurz nach dem Einschalten des Sensors 10.
Ist das elektrische Signal aus der Leiterschleife 40 schneller
oder langsamer als erwartet, so regelt die Temperaturkompensationseinrichtung 38 die
Verzögerung der Verzögerungseinrichtung 20 entsprechend.
Somit ist derjenige Anteil der internen Laufzeit, der auf der Temperaturabhängigkeit
beruht, für den ausgesandten Lichtpuls korrigiert.
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Die
Temperaturkompensation findet also in einem einfachen Regelkreis
statt, der ein Zweipunktregler sein kann. Die Stellgröße,
nämlich der elektrische Sendepuls über die Leiterschleife 40,
beeinflusst hierbei das Stellglied, nämlich die Verzögerungseinrichtung 20,
durch ein Erhöhen oder Erniedrigen der Verzögerung
des ei gentlichen Messepulses des Lichtsenders 16. Dabei
muss die Temperaturregelung nicht mit jeder Messperiode 101 vorgenommen
werden. Es ist beispielsweise denkbar, sie nach jeweils n Iterationen
einzuschieben, wenn ein Histogramm 110 vervollständigt
ist und ein Messwert ausgegeben wird.
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Eine
Weiterbildung der Erfindung ist in der 6 veranschaulicht.
Neben den oben diskutierten Rauscheinflüssen durch diffuse
Störstrahlung wie derjenigen des Umgebungslichtes oder
anderer Lichtquellen können auch systematische Fremdstörer
auftreten. Dabei handelt es sich zum einen um Reflexionen des von
dem Lichtsender 16 ausgesandten Lichtpulses, die nicht
von dem Zielobjekt 14 stammen, also Mehrfachreflexionen,
aber auch Echos dieser Lichtpulse, also Überlagerungen
des aktuellen Lichtpulses mit dem einer vorhergehenden Messperiode 100.
Liegt beispielsweise das Zielobjekt 14 in einer Entfernung
von 10 m, so kann etwa die Wand einer Lagerhalle in einer Entfernung
von 160 m, also gerade in einer der Messperiode 100 entsprechenden
Zusatzentfernung von 150 m, zu dem Empfang eines Lichtpulses im
selben Messfenster 101 führen. Eine dritte Klasse
von Störern sind baugleiche Sensoren.
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Um
zu verhindern, dass derartige Fremdstörer ausgewertet werden,
verzögert die Verzögerungseinrichtung 20 den
ausgesandten Lichtpuls in jeder Messperiode um einen systematischen und/oder
einen zufälligen Anteil. Diese Verzögerung ist
der Auswertungseinheit 22 bekannt, so dass sie vor der
Bildung des Histogramms unmittelbar herausgerechnet werden kann.
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In
der 5 sind eine Reihe von Messperioden dargestellt,
in denen der eigentliche Messpuls 120 (durchgezogene Linie)
von dem Störpuls 122 (gestrichelte Linie) eines
Fremdstörers überlagert ist. Entgegen der Darstellung
wandert eigentlich nicht der Störpuls, sondern der Messpuls
durch die zusätzliche Verzögerung. Die Auswertungseinrichtung 22 kennt
aber diese Verzögerungen und korrigiert die Position des
Messfensters 101, so dass die Messpulse wie dargestellt übereinanderliegen.
Zu beachten ist, dass zusätzliche Rauscheinflüsse
für die vereinfachte Betrachtung nicht dargestellt sind;
die glatten dargestellten Signallinien sind eigentlich verrauscht.
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Ohne
die zusätzliche Verzögerung würden sich
auch die Störpulse 122 immer an derselben Stelle
im Histogramm 110 aufaddieren und damit die Messung verfäl schen.
Aufgrund der zusätzlichen Verzögerung liegen aber
die Störpulse 122 nicht übereinander
und addieren sich, wie im unteren Teil der 6 durch
eine Summenbildung angedeutet, nur zu einem zusätzlichen
Rauschpegel. Durch den zusätzlichen systematischen und/oder
zufälligen zeitlichen Versatz wird der Einfluss von Fremdstörern über
eine Gleichverteilung auf das Messfenster 101 reduziert.
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Dabei
dient die systematische Verzögerungskomponente dazu, statische
Bedingungen, wie die Reflexion an einem anderen Objekt, auszuschalten,
während die zufällige Komponente vor Fremdstörern
schützt, die Pulse nach einem bestimmten Muster aussenden,
insbesondere anderen baugleichen Sensoren.
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Eine
einfache Realisierung der Fremdlichtkompensation ist die Folgende.
Wenn x die Soll-Länge der Messperiode 100 und
y die Breite eines Bins des Histogramms 110 ist, dann werden
Werte x – zy, x – (z – 1)y, ..., x +
(z – 1)y, x + zy in einer zufälligen Reihenfolge
für die variierten Längen der Messperiode 100 verwendet.
Zu beachten ist dabei, dass z und n, also die Gesamtzahl der Messperioden,
so gewählt werden sollte, dass jedes Bin im Erwartungswert
denselben Rauschpegel auffängt. Andernfalls würde
gerade die Fremdlichtkompensation eine systematische Fehlerkomponente
erzeugen. Um dies sicherzustellen, kann auch ein Ziehen ohne Zurücklegen
verwendet werden, so dass jeder variierte Wert gleich oft verwendet
wird. Eine weitere systematische Komponente zusätzlich
zu der beschriebenen zufälligen Komponente ist nach diesem
Beispiel gar nicht mehr notwendig.
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Mit
dem beschriebenen Sensor 10 lässt sich kompakt
auf einem digitalen Baustein wie einem FPGA eine kostengünstige
miniaturisierte Lösung unter Ausnutzung von Standardbauteilen
realisieren, die flexibel ist und eine zeitlich sehr genaue Messung auch
unter widrigen Empfangsbedingungen eines Lichtpulses ermöglicht.
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ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur
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- - DE 102006047778 [0006, 0037]