CN1835425A - 基于多用户预编码的自适应调制方法 - Google Patents

Abstract

公开了一种基于多用户预编码的自适应调制方法。它的目的是提高多用户MIMO系统中的抗误码性能。该方法包括：基站获得各个用户终端的信道矩阵和噪声功率；通过各个用户终端的信道矩阵、噪声功率和预定的预编码方法计算各个用户终端的等效信噪比；由等效信噪比来确定自适应调制参数表；根据各个用户终端的等效信噪比，用注水方法确定功率分配值；从各个用户终端的噪声功率和功率分配值，计算各个用户终端的新信噪比，并根据新信噪比从自适应调制参数表中确定相应的调制方式；以信噪比相同的方式对属于同一调制方式的用户终端重新分配功率，得到各个用户终端的最终分配功率；基于最终分配功率和调制方式，从天线发送数据。

Description

基于多用户预编码的自适应调制方法

技术领域

本发明涉及多用户MIMO无线通信系统中基于预编码的自适应调制方法和设备，用来提高MIMO系统的抗误码性能。

背景技术

多入多出(MIMO)技术是无线移动通信领域技术的重大突破。MIMO技术是指数据的发送和接收都采用了多根天线。研究表明，利用MIMO技术可以提高信道的容量，同时也可以提高信道的可靠性，降低误码率。MIMO技术对于提高无线通信系统的容量具有极大的潜力，是新一代移动通信系统采用的关键技术。多用户MIMO通信是当今的研究热点之一。

图7所示为通常的采用的单用户MIMO系统结构示意图。在该结构中，发端和收端分别采用n_T和n_R个天线进行信号的发送和接收。在发送端，待发送的数据首先经过串并变换模块701的处理，分成n_T个数据流，每个数据流从对应的发送天线702发射出去。在接收端，首先由n_R个接收天线703将信号接收下来，然后由信道估计模块704根据该接收信号进行信道估计，估计出当前的信道特性矩阵H。检测器705利用该信道特性矩阵H对接收信号进行检测，解调出发端发送的信息比特。

图7给出的是单用户MIMO的结构图，多用户MIMO的结构图如图1所示。在图1中，基站同时向用户终端1和用户终端2发射信号。但是，用户终端2的期望信号对用户终端1造成了干扰，而用户终端1的期望信号又对用户终端2造成了干扰。而且，用户终端1无法得到用户终端2的信道特性，用户终端2同样无法得到用户终端1的信道特性。

【多用户MIMO系统模型】

多用户的模型如下式：

              x＝Hs+n                          (1)

在式(1)中，n表示接收天线上的均值为零、方差为σ²的高斯白噪声，x为接收天线的信号向量，s为预编码后的发送信号，H为信道矩阵。

【传统的多用户MIMO预编码方法】

1、信道逆预编码方法

图8给出了传统的逆信道预编码多用户MIMO方法。在图8中，数据d先经过信道逆矩阵H^-1处理，经过信道H后，H^-1H＝I，完全消除了干扰，但其代价是为了消除干扰，提高了发射功率，或发射功率不变的情况下，等效提高了噪声。

2、Tomlinson-Harashima多用户MIMO预编码方法

Tomlinson-Harashima多用户预编码的的方法如图9所示。这种方法利用QR分解的变体LQ分解，分解信道矩阵H，如下：

                  H＝SF^H                     (2)

公式(2)中，S为下三角矩阵，F为酉矩阵(F^HF＝I)。然后定义

                  C＝GHF＝GS                 (3)

公式(3)中 $G=\mathrm{diag}(s_{11}^{-1},...,s_{\mathrm{KK}}^{-1}),$ C是一个对角线为1的下三角矩阵。该方法的实现过程如图9所示。该方法的思想是，如果已知干扰，可以在发送方事先减去。在图9中的操作C-I的作用就在于此。C-I是一个对角线为0的下三角矩阵。对第一个用户来说，没有干扰，第2个用户要减去第一的用户的干扰，第K个用户要减去1到K-1个用户的干扰。

图9中的MOD表示求模运算，这样可以降低发射功率。在第K个用户得到自己的数据时，要将接收信号乘以G的第K个对角线元素g_K来恢复，然后通过求模并解调输出。这种预编码方法由于降低了发射功率，性能比矩阵求逆的方法好，但是，要在每一帧数据中向各个用户发送增益控制值g_K，需要额外的开销。

3、基于网格减少(lattice reduction)的预编码方法

基于lattice reduction的预编码方法如下对H进行伪逆矩阵分解：

                 H_red＝H^-1×T               (4)

H_red各列为近似正交的基矢量。T和T^-1各个元素为整数，行列式为±1。

然后利用T的特性结合求模运算得到预编码。

        s＝H_redT(T^-1d modτ)                  (5)

公式(5)中，d为预编码前的符号，τ是边界值，星座点的实部和虚部位于-0.5τ与0.5τ之间。

4、传统的AMC预编码方法

AMC方法的基本原理是改变调制和编码的格式并使它在系统限制范围内与信道条件相适应，而信道条件则可以通过发送反馈来估计。在AMC系统中，一般用户在理想信道条件下用较高阶的调制方式和较高的编码速率，而在不太理想的信道条件下则用较低阶的调制编码方式。

发明内容

本发明的目的在于，提供了一种基于多用户预编码的自适应调制方法，以提高多用户MIMO下行的误码性能。

在本发明的一个方面，提出了一种基于多用户预编码的自适应调制方法，包括以下步骤：基站获得各个用户终端的信道矩阵和噪声功率；通过各个用户终端的信道矩阵、噪声功率和预定的预编码方法计算各个用户终端的等效信噪比；由各个用户终端的等效信噪比来确定自适应调制参数表；根据各个用户终端的等效信噪比，用注水方法确定各个用户终端的功率分配值；从各个用户终端的噪声功率和功率分配值，计算各个用户终端的新信噪比，并根据新信噪比从自适应调制参数表中为各个用户终端确定相应的调制方式；以信噪比相同的方式对属于同一调制方式的用户终端重新分配功率，得到各个用户终端的最终分配功率；基于各个用户终端的最终分配功率和调制方式，从天线发送各个用户终端的数据。

利用本发明的方法，可以提高多用户MIMO系统中抗误码性能。

附图说明

图1为根据本发明实施例的多用户MIMO系统的示意图；

图2为根据本发明实施例的MIMO系统的结构图；

图3为根据本发明实施例的自适应调制方法的流程图；

图4示出了M-QAM调制星座图；

图5给出了不同的方法的性能比较(16-QAM，4×4)；

图6给出了有无自适应调制的比较(吞吐12比特)；

图7为单用户MIMO系统结构示意图；

图8为传统的逆信道预编码多用户MIMO方法；以及

图9为传统的Tomlinson-Harashima多用户预编码的的方法。

具体实施方式

下面对照附图以实施例的形式对本发明进行详细的说明。

图2示出了根据本发明实施例的MIMO系统的结构图。

本发明所应用的MIMO系统通常包括基站10和多个用户终端201-20N，由于各个终端的构成大致相同，因此这里仅仅针对用户终端201进行说明。

基站10包括诸如存储器之类存储了各个用户的数据的数据源101、AM模块1021-102N、预编码模块1031和发送天线1041-104N。用户终端201包括接收天线2011、信道与噪声估计模块2012和解调模块2013。同样，用户终端20N包括接收天线201N、信道与噪声估计模块20N2和解调模块20N3。

首先，基站10根据各个用户的反馈信道301-30N得到信道矩阵H和噪声功率。上述的噪声功率是由用户终端的信道与噪声功率估计模块2012估计出来的，并且通过反馈信道301将该用户终端的噪声功率发给了基站10的自适应调制(AM)模块1021，将信道矩阵H发送给了基站10的预编码模块1031。然后，基站10根据信道矩阵H、噪声功率由自适应调制模块1031确定各个用户终端的自适应调制的格式以及各个用户终端的发送功率。

在确定了各个用户终端的调制方式和发送功率之后，自适应调整模块1021从数据源101获得各个用户终端的待发送数据，将此数据发给预编码模块1021。然后按照相应的调制方式将各个用户终端的数据从发射天线1031上发射出去。

各个用户终端通过接收天线2011-20N1接到数据后，一方面，通过信道与噪声功率估计模块2012-20N2估计接收的信号的噪声功率，通过反馈信道301-30N将这些信息反馈给基站10。重复上面的动作。另一方面，将接收的信号提供给解调模块2013-20N3，然后解调模块对接收的数据进行解调，输出解调的数据到其它模块(未示出)。

图3示出了根据本发明实施例的自适应调制方法的流程图。

在流程开始之后，在步骤S301，基站10获得用户终端的信道矩阵和噪声功率。对于时分双工(TDD)系统，由于上下行的对称性，信道矩阵可以通过对上行的信道估计所得到的信道直接用于下行信道的预编码。对于频分双工(FDD)系统来说，需要用户将信道的信息反馈给基站。此外，用户终端201的信道与噪声估计模块估计接收的信号的噪声功率，并且通过反馈信道301将其发送给基站10的AM模块。这样，基站10获得了各个用户终端的信道矩阵H和噪声功率。

在步骤S302，基站10根据信道矩阵H、如在背景技术部分所述的预编码的方法以及各个用户终端的噪声功率，计算出各个用户的等效信噪比。例如，比如采用的预编码方法为信道逆的方法，假设预编码前的发送符号为d，预编码后的发送符号为s，则

                s＝H^-1d                          (6)

假设预编码前的发送符号d已经归一化，如下式所示

                E(dd^H)＝I                        (7)

则根据(7)，

              E(ss^H)＝H^-1H^-H                     (8)

公式(7)表明，第i根天线的平均发射功率由1变为H^-1的第i行的2范数的平方，相当于提高了发射功率。假设第i个用户的噪声功率为σ_i ²，H^-1的第i行的2范数的平方为β_i，则可以根据下式计算出第i个用户的等效信噪比：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{1}{{\mathrm{\β}}_i{\mathrm{\σ}}_i^2}---\left(9\right)$

在确定了各个用户的等效信噪比之后，流程进入步骤S303，根据各个用户的等效信噪比确定相应的可能调制方式，形成一个自适应调制的参数表。通常，针对不同的信噪比可以选择不同的调制方式，例如，在信噪比低于5dB的情况下，可以选择QPSK调制方式，在信噪比大于5dB小于10dB的情况下，选择8PSK调制方式，在信噪比大于10dB的情况下，选择16QAM调制方式，等等。在确定了调制方式之后，针对一种调制方式都有相应的参数表，例如发射功率等等。

接下来，在步骤S304，在基站10得到各个用户的等效信噪比后，根据预编码去除干扰的特点，用注水的方法，确定各个用户终端的功率分配值。

注水的方法是指，对于n个独立的并行信道，通过对每个用户分配功率的方法来达到最大的信道容量。例如，在总的功率受限于

$\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i=P---\left(10\right)$

的情况下，设各个信道的增益为λ_i，各个信道的噪声功率为σ_i ²，则各个信道的信噪比为

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{P_i{\mathrm{\λ}}_i}{{\mathrm{\σ}}_i^2}---\left(11\right)$

其信道容量为

$C=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+{\mathrm{SNR}}_i)=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+\frac{P_i{\mathrm{\λ}}_i}{{\mathrm{\σ}}_i^2})---\left(12\right)$

根据Lagrange乘数的方法，引入辅助函数

$Z=\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{\log }_2(1+\frac{P_i{\mathrm{\λ}}_i}{{\mathrm{\σ}}_i^2})+L(P-\underset{i=1}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}{P}_i)---\left(13\right)$

在公式(13)中，L为Lagrange乘数。令偏导数

$\frac{\∂Z}{{\∂P}_i}=\frac{1}{\ln 2}\frac{{\mathrm{\λ}}_i/{\mathrm{\σ}}_i^2}{1+P_i{\mathrm{\λ}}_i/{\mathrm{\σ}}_i^2}-L=0---\left(14\right)$

可得

$P_i=u-\frac{{\mathrm{\σ}}_i^2}{{\mathrm{\λ}}_i}---\left(15\right)$

早公式(15)中，u为常数，其值为1/(Lln2)。而且P_i满足功率约束(10)，且P_i大于等于0。

实际上，由于预编码通过线性变换，在每个用户终端的接收时，完全消除了干扰。这样，在接收方来看，就是并行无信道间干扰的的信道。根据上述的注水方法，信噪比高的信道应该分配更高的功率，以获得更高容量。因此，用注水的方法根据各个用户终端的等效信噪比来分配功率是可行的。总的发射功率为N×P(即每个发射天线的平均发射功率为P)，则对第i个用户的功率分配为

$P\left(i\right)={(\frac{1}{\mathrm{\λ}}-\frac{1}{{\mathrm{SNR}}_i})}^{+}---\left(16\right)$

公式(16)中，SNR_i为第i个用户的等效信噪比，x⁺定义为x⁺＝max(x，0)，λ满足公式(17)。

$\frac{1}{N}\underset{m=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}{(\frac{1}{\mathrm{\λ}}-\frac{1}{{\mathrm{SNR}}_m})}^{+}=P---\left(17\right)$

在步骤S305，由于各个用户终端的噪声功率已知，此时可以根据从上述的功率分配值，计算各个用户终端新的信噪比SNR’。然后，根据此SNR’，从自适应调制参数表中选择得到所要的调制方式。然后，对同一种调制方式重新按照或等信噪比的原则重新分配功率。

例如，假设基站10的发射天线数目为N，每个用户终端有一个天线，用户终端的数目也为N，则H为N×N的矩阵。

当调制方式确定了后，将同一种的调制方式作为一组，重新分配功率。比如，有了k个用户都是16-QAM，给它们的分配的功率分别是P(1)，P(2)，…，P(k)。这16个用户的近似信噪比都满足使用16-QAM的下限。在功率分配的过程中，信噪比越高的用户分配的功率用高，其可达到的容量也越高。但对应到自适应调制上，只有可选的几种调制方式。而且在同一种调制方式的集合中，P(1)，P(2)，…，P(k)分配的功率也不同，也就是信噪比高的分配的功率更高。这样，就造成某个用户的性能很好(分配的功率很高)，而某个用户的性能较差(分配的功率相对较低)，导致性能的不平衡。所以，在同一个调制的集合中，重新分配在这个集合中的总功率。其规则为等信噪比原则，如下所述。

等信噪比原则：

令在该调制方式的k个用户的总分配功率为：

$P_{M-\mathrm{QAM}}=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}P\left(i\right)---\left(18\right)$

等信噪比的原则是要使重新分配的P(i)′满足

$\frac{P{\left(1\right)}^{\′}}{{\mathrm{\σ}}_1^2}=\frac{P{\left(2\right)}^{\′}}{{\mathrm{\σ}}_2^2}=\·\·\·=\frac{P{\left(k\right)}^{\′}}{{\mathrm{\σ}}_k^2}---\left(19\right)$

(19)中，满足 $P_{M-\mathrm{QAM}}=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}P{\left(i\right)}^{\′}.$

这可以看作是自适应调制与功率控制的结合。自适应调制是要根据注水的原理使信噪比高的用户分配更多的比特。但当调制方案确定后，同一调制方式的用户内，功率要按照公平性来分，这样，在同一调制方式内，各个用户的接收信噪比基本一致，能够提高总的误码性能，避免人为的造成“远近效应”。

在步骤S306，在得到各个用户终端的调制方式和功率分配值后，按照多用户预编码方法进行预编码。这里的预编码方法可以采用在本申请的背景技术部分所述的预编码方法。

最后，在步骤S307，从天线1041-104N将得到的数据按照功率分配值和相应的调制方式发送出去。

在仿真中，基站10的天线数目为4，用户终端的数目也为4，每个用户一个天线。图5给出了用信道逆(ZF)的方法、Tomlinson-Harashima预编码的方法和lattice reduction方法的比较。从图中可以看出，Lattice reduction的预编码方法要优前两种。

图6给出了吞吐12比特时(平均每个用户3比特)，有无自适应调制时的比较，图6中SNR表示的是预编码的平均发送功率和接收端的平均噪声功率的比值。图6中，表示的是无自适应调制时，8PSK，ZF的性能，ZF-AM的性能和LR-AM的性能的比较。其中，ZF-AM表示的是使用了本发明中的自适应调制的性能(调制的方式在16QAM，QPSK中选择，4个用户总的比特数为12)，LR-AM是使用本发明的自适应调制和Lattice reduction的性能。从中可以看出，使用了本发明的自适应调制，性能提高很多。

以上所述，仅为本发明中的一种具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉该技术的人在本发明所揭露的技术范围内，可轻易想到的变换或替换，都应涵盖在本发明的包含范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求书的保护范围为准。

Claims (7)

1、一种基于多用户预编码的自适应调制方法，其特征在于，包括以下步骤：

基站获得各个用户终端的信道矩阵和噪声功率；

通过各个用户终端的信道矩阵、噪声功率和预定的预编码方法计算各个用户终端的等效信噪比；

由各个用户终端的等效信噪比来确定自适应调制参数表；

根据各个用户终端的等效信噪比，用注水方法确定各个用户终端的功率分配值；

从各个用户终端的噪声功率和功率分配值，计算各个用户终端的新信噪比，并根据新信噪比从自适应调制参数表中为各个用户终端确定相应的调制方式；

以信噪比相同的方式对属于同一调制方式的用户终端重新分配功率，得到各个用户终端的最终分配功率；

基于各个用户终端的最终分配功率和调制方式，从天线发送各个用户终端的数据。

2、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在时分双工的情况下，基站利用信道的对称性，获得信道矩阵。

3、如权利要求1所述的方法，其特征在于，在频分双工的情况下，从来自各个用户终端的反馈信道获得信道矩阵。

4、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述预定的预编码方法是信道逆的方法，如下计算各个用户终端的等效信噪比：

${\mathrm{SNR}}_i=\frac{1}{{\mathrm{\β}}_i{\mathrm{\σ}}_i^2}$

其中σ_i ²是第i个用户终端的噪声功率，β_i是信道矩阵的逆矩阵H^-1的第i行的2范数的平方。

5、如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述注水方法是指，对于n个独立的并行信道，通过对每个用户终端分配功率来达到最大的信道容量。

6、如权利要求1所述的方法，其特征在于，如下对属于同一调制方式的用户终端重新分配功率：

在属于同一调制方式的k个用户的总分配功率为 $P_{M-\mathrm{QAM}}=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}P\left(i\right)$ 的情况下，使重新分配的功率P(i)′满足

$\frac{P{\left(1\right)}^{\′}}{{\mathrm{\σ}}_1^2}=\frac{{P\left(2\right)}^{\′}}{{\mathrm{\σ}}_2^2}=...=\frac{{P\left(k\right)}^{\′}}{{\mathrm{\σ}}_k^2}$

且 $P_{M-\mathrm{QAM}}=\underset{i=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{P\left(i\right)}^{\′}.$

7、如权利要求1-6之一所述的方法，其特征在于，所述调制方式包括16QAM、8PSK和QPSK的至少之一。

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