[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

CN1886890A - 混频器电路 - Google Patents

混频器电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1886890A
CN1886890A CN200480035172.7A CN200480035172A CN1886890A CN 1886890 A CN1886890 A CN 1886890A CN 200480035172 A CN200480035172 A CN 200480035172A CN 1886890 A CN1886890 A CN 1886890A
Authority
CN
China
Prior art keywords
transistor
mixer
terminal
pass current
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CN200480035172.7A
Other languages
English (en)
Other versions
CN100566134C (zh
Inventor
土方克昌
林锭二
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nuvoton Technology Corp Japan
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Matsushita Electric Industrial Co Ltd filed Critical Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Publication of CN1886890A publication Critical patent/CN1886890A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN100566134C publication Critical patent/CN100566134C/zh
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1441—Balanced arrangements with transistors using field-effect transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1433—Balanced arrangements with transistors using bipolar transistors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
    • H03D7/14—Balanced arrangements
    • H03D7/1425—Balanced arrangements with transistors
    • H03D7/1458—Double balanced arrangements, i.e. where both input signals are differential
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0043—Bias and operating point
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/0084—Lowering the supply voltage and saving power

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Superheterodyne Receivers (AREA)

Abstract

在谋求低频的低噪声特性的接收系统的混频器电路中，通过使旁路电流源(41)与LO晶体管(21)并联连接在IF输出端子(33)和RF晶体管(11)的漏极端子之间、使旁路电流源(42)与LO晶体管(22)并联连接在IF输出端子(34)和RF晶体管(11)的漏极端子之间，能够不减小在RF晶体管(11)中流动的偏置电流地来减小在LO晶体管(21，22)中流动的电流。由此，能够不降低混频器的增益地来降低由LO晶体管(21，22)发生的闪烁噪声，从而提供了能够改善低频时的NF特性的、低频噪声特性优良的混频器电路。

Description

混频器电路
技术领域
本发明特别涉及一种谋求低频低噪声特性的、在使用了直接转换方式或Low-IF方式等的无线通信装置中的接收系统混频器电路。
背景技术
在无线通信设备的接收方式中包括超外差方式、直接转换方式、Low-IF方式等。现在，最主流的接收方式是超外差方式，但是，近年来，直接转换方式、Low-IF方式正逐渐被关注。
图16中表示一般的直接转换接收机的方框图。
直接转换接收机，不经由IF频带地从RF频带到DC执行频率转换，并如下地进行动作。利用带通滤波器(以下称为BPF)202对从天线201输入的高频信号进行滤波，然后将经由高频放大器(以下称为LNA)203进行了信号放大后的高频信号分为2条路径，并输入到混频器204a、204b内。在90°移相器207中，将来自PLL 208的信号设定为互相差90°相位的LO信号，使用该LO信号，通过混频器204a、204b来进行频率转换。然后，使来自混频器204a、204b的信号通过低通滤波器205a、205b，并由VGA206a、206b将其放大到所期望的振幅，得到输出信号。
在直接转换方式中，由于是利用1个混频器不经由IF频带地从RF频带到DC执行频率转换，因此，系统结构变得简单。而且，由于没有产生在超外差方式中成为问题的图形干扰，因此，能够大幅度地削减BPF的数目。因此，对于降低成本的贡献非常高。
如上所述，直接转换方式是理想的接收方式，但是，它存在以下问题点。
该问题点是指由于基带是DC，因此与超外差方式相比，非常容易受到闪烁(flicker)噪声的影响。特别是，在使用了闪烁噪声比双极型(bipolar)等高频器件大100倍到1000倍左右的MOS器件的情况下，将成为非常大的问题(例如，参见非专利文献1)。
为了具体表示这种情况，例如，对如图17那样的LNA203和混频器204a级联连接的系统中的噪声指数来进行说明。
LNA203个体的增益Glna、噪声指数NFlna分别恒定在Glna＝20dB，NFlna＝5dB，在混频器204a个体的噪声指数NFmix如图18所示那样在低频下具有与频率成反比的闪烁噪声特性(NFmix＝15dB@10MHz，NFmix＝45dB@1kHz)的情况下，根据功率传播方程(friis equation)，系统整体的噪声指数NFall在10MHz下变为NFall＝5.4dB，在1kHz下变为NFall＝25dB。即，在IF信号频率高的情况下，NFall基本上由NFlna决定，与此相反，在IF信号频率低的情况下，NFall基本上由NFmix-Glna决定，且较强地依赖于NFmix。
因此，在使用直接转换方式和Low-IF方式等的接收机中，由于混频器的低频噪声，造成系统整体的接收灵敏度大大恶化。
接下来，以下就混频器的低频噪声特性进行具体地说明。另外，作为当前主流的混频器包括单平衡混频器和双平衡混频器，但是由于在动作上没有大的差异，因此用单平衡混频器来代表两者进行说明。
图19中表示以往的混频器电路的电路图。混频器芯部的基本结构是单平衡混频器。另外，11是RF晶体管；21、22是第一、第二LO(local：本机)晶体管；33、34是第一、第二IF输出端子；31、32是第一、第二负载电阻；50是RF信号供给器；60是LO信号供给器；VDD是电源；GND是地。
其中，RF信号供给器50通常是天线等，例如相当于图16中的天线201、BPF202、以及LNA203。另外，LO信号供给器60通常是PLL等，例如，相当于图16中的PLL208以及90°移相器207。
首先，对混频器电路的基本动作进行说明。
由RF信号供给器50提供的RF信号被输入到RF晶体管11内，并从电压信号转换为电流信号。
另一方面，由LO信号供给器60提供的差动LO信号分别被输入到第一、第二LO晶体管21、22内，第一、第二LO晶体管21、22按照LO信号的频率来重复执行开关动作。
在对执行这些开关动作的第一、第二LO晶体管21、22输入了经过电流转换的RF信号后，将RF信号与LO信号相乘。由此，RF信号被变频而成为IF信号，通过利用第一、第二负载电阻31、32来执行电压转换，能够从第一、第二IF输出端子33、34上获取到电压的IF信号。
接下来，对以往的混频器电路中的噪声特性进行说明。
图20表示第一、第二IF输出端子33、34中的、针对IF频率的第一、第二LO晶体管21、22的闪烁噪声的噪声占有率。如图20所示，在1MHz或1MHz以下的频率中，输出噪声的70％或70％以上成为第一、第二LO晶体管21、22的闪烁噪声。因此，为了改善低频的噪声特性，抑制第一、第二LO晶体管21、22的闪烁噪声是最有效的。
另外，图20的第一、第二LO晶体管21、22的闪烁噪声占有率特性以及此后所示的噪声指数特性的曲线图是所有按照标准的SPICE(Simulation Program with Integrated Circuit Emphasis、SPICE)所得到的仿真结果。
接下来，进一步定量地说明以往混频器电路中的第一、第二LO晶体管21、22的闪烁噪声。
首先，我们知道由数学表达式1提供了第一、第二LO晶体管21、22的栅极端子中的噪声Vn2。
[数学表达式1]
Vn 2 = kf Cox · W · L · f
其中，Cox、W、L分别为第一、第二LO晶体管21、22的栅极氧化膜电容、沟道宽度、沟道长度，f是频率，kf是闪烁系数。
Vn利用第一、第二LO晶体管21、22的跨导gmLO执行电流转换，进一步利用第一、第二负载电阻31、32执行电压转换，之后，被显现在第一、第二IF输出端子33、34上。因此，显现在第一、第二IF输出端子33、34上的第一、第二LO晶体管21、22的输出噪声Vno2如数学表达式2所示。
[数学表达式2]
Vno 2 = α · gmL O 2 · R 2 · kf Cox · W · L · f
其中，R是第一、第二负载电阻31、32的电阻值，α是常数。
因此，输入换算噪声Vni2是通过利用输出噪声Vno2除以功率增益β·gmRF2·R2而得到的，利用数学表达式3来表示。
[数学表达式3]
Vni 2 = α β · gm LO 2 gmRF 2 · kf Cox · W · L · f
其中，gmRF是RF晶体管11的跨导，β是常数。
进而，当以50欧姆系的噪声指数NF来表现输入换算噪声Vni2，则如数学表达式4所示。
[数学表达式4]
NF = 10 · log ( γ 50 · k · T · gmLO 2 gmRF 2 · kf Cox · W · L · f )
其中，k是波尔兹曼常数，T是绝对温度，γ＝α/β。
在此，作为已有技术，混频器电路的低频NF特性改变方式存在以下这种情况。
第一种已有技术是加大第一、第二LO晶体管21、22的晶体管尺寸。如数学表达式1所示，闪烁噪声与第一、第二LO晶体管21、22的LW积成反比。因此，通过增大第一、第二LO晶体管21、22的晶体管尺寸、即LW积，能够按数学表达式4来改善NF特性。
第二种已有技术是增大混频器电路的增益。为此，必须要增大RF晶体管11的跨导gmRF，这可通过增大RF晶体管11的W/L比、或者是增大RF晶体管11的偏置电流来实现。由此，能够减小输入换算噪声，其结果是能够按数学表达式4来改善NF特性。
第三种已有技术是使第一、第二负载电阻31、32的尺寸最优化。在低频中的输出噪声由第一、第二负载电阻31、32的闪烁噪声和电阻热噪声支配的情况下，通过调整第一、第二负载电阻31、32的尺寸，使电阻热噪声和闪烁噪声的分配最优化，从而能够改善低频中的NF特性(例如，参见专利文献1)。
专利文献：特开2003-158425号公报(第1-6页，图1)
非专利文献1：伊藤信之，“RF CMOS电路设计技术”，トリケツプス公司，2002年6月，第9-23页
发明内容
但是，上述已有技术中改善混频器电路的低频噪声特性方法分别存在以下问题。
有关第一种已有技术，若增大LW积，则由于第一、第二LO晶体管21、22不能执行完整的开关动作，因此增益降低。另外，由于增大了第一、第二LO晶体管21、22的寄生电容，因此，RF、LO的各信号的频率特性发生恶化。因此，不能将LW积设定为过大的值。
有关第二种已有技术，若增大RF晶体管11的W/L比，则失真特性、RF信号的频率特性等将发生恶化。因此，不能将W/L比设定为过大的值。
另外，就偏置电流而言，我们从图19的电路结构中可以明白，由于RF晶体管11的一半偏置电流成为第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流，因此，即便通过增大偏置电流来增大gmRF，但由于gmLO也与之成比例地增大，因此，结果是不能减小NF。
有关第三种已有技术，尽管在使用了低频噪声特性优良的双极型等高频器件的情况下，在某种程度上是有效的，但是，在使用了MOS器件的情况下，第一、第二LO晶体管21、22的闪烁噪声的比例大，也不太有效。另外，第一、第二负载电阻31、32的尺寸必须要非常大，从而在电路面积、IF信号的频率特性等方面也存在问题。
如上所述，利用以往的混频器电路，没有有效地使低频噪声降低的方法，特别是在使用了直接转换方式和Low-IF方式的接收系统中，存在不能得到良好的接收灵敏度的问题。
本发明是为了解决上述已有问题而作出的，提供了一种低频噪声特性优良的混频器电路。
为了解决上述已有问题，本发明技术方案1所涉及的混频器电路的特征在于：具有混频器，该混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部提供LO信号；以及至少一个旁路电流供给部，该旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流。
本发明技术方案2所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案1所述的混频器电路内，所述旁路电流供给部与所述LO信号处理部并联连接。
本发明技术方案3所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案1所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部仅向所述RF信号处理部追加提供偏置电流。
本发明技术方案4所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案1所述的混频器中，所述旁路电流供给部具有：第一旁路电流源，用于仅向RF信号处理部追加提供偏置电流；以及第二旁路电流源，用于仅向IF信号输出负载部追加提供偏置电流。
本发明技术方案5所涉及的混频器电路的特征在于，具有：单平衡混频器，该单平衡混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部提供LO信号；以及至少1个旁路电流供给部，该旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流，其中，所述IF信号输出负载部具有：第一负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第一IF输出端子上；以及第二负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第二IF输出端子上；所述RF信号处理部具有源极端子接地的RF晶体管；所述LO信号处理部具有：第一LO晶体管，其源极端子被连接到所述RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；以及第二LO晶体管，其源极端子被连接到所述RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上。
本发明技术方案6所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案5所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，其与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述RF晶体管的漏极端子之间；以及第二旁路电流源，其与所述第二LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述RF晶体管的漏极端子之间。
本发明技术方案7所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案5所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有连接在电源和所述RF晶体管的漏极端子之间的、用于仅向所述RF晶体管追加提供偏置电流的第一旁路电流源。
本发明技术方案8所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案5所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，其被连接在电源和所述RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述RF晶体管追加提供偏置电流；第二旁路电流源，其被连接在所述第一IF输出端子和地之间、用于仅向所述第一负载电阻追加提供偏置电流；以及，第三旁路电流源，其被连接在所述第二IF输出端子和地之间、用于仅向所述第二负载电阻追加提供偏置电流。
本发明技术方案9所涉及的混频器电路的特征在于，具有：双平衡混频器，该双平衡混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部供给LO信号；以及至少1个第1旁路电流供给部，该第1旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流，其中，所述IF信号输出负载部具有：第一负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第一IF输出端子上；以及第二负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第二IF输出端子上；所述RF信号处理部具有源极端子接地的第一RF晶体管以及第二RF晶体管；所述LO信号处理部具有：第一LO晶体管，其源极端子被连接到所述第一RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；第二LO晶体管，其源极端子被连接到所述第一RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上；第三LO晶体管，其源极端子被连接到所述第二RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；以及第四LO晶体管，其源极端子被连接到所述第二RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上。
本发明技术方案10所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；第二旁路电流源，与所述第二LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；第三旁路电流源，与所述第三LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间；以及，第四旁路电流源，与所述第四LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间。
本发明技术方案11所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；以及，第二旁路电流源，和所述第四LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间。
本发明技术方案12所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，其被连接在电源和所述第一RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第一RF晶体管追加提供偏置电流；以及，第二旁路电流源，其被连接在电源和所述第二RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第二RF晶体管追加提供偏置电流。
本发明技术方案13所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，其被连接在电源和所述第一RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第一RF晶体管追加提供偏置电流；第二旁路电流源，其被连接在电源和所述第二RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第二RF晶体管追加提供偏置电流；第三旁路电流源，其被连接在所述第一IF输出端子和地之间、用于仅仅向所述第一负载电阻追加提供偏置电流；以及，第四旁路电流源，连接在所述第二IF输出端子和地之间、用于仅向所述第二负载电阻追加提供偏置电流。
本发明技术方案14所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案1、5、9中任意一项所述的混频器电路中，所述第一至第四旁路电流源具有具有偏置电路，具有偏置电压输出端子；以及电流源晶体管，其栅极端子被连接到所述偏置电压输出端子上。
本发明技术方案15所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案1、5、9中任意一项所述的混频器电路中，所述混频器、所述单平衡混频器、所述双平衡混频器由MOS晶体管构成。
本发明技术方案16所涉及的混频器电路的特征在于：在技术方案1、5、9中任意一项所述的混频器电路中，所述混频器电路被用于直接转换方式的接收系统、或Low-IF方式的接收系统中。
根据本发明技术方案1所涉及的混频器电路，由于混频器，该混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部提供LO信号；以及至少一个旁路电流供给部，该旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流，因此，可通过不使增益降低地来降低由LO信号处理部发生的闪烁噪声，从而改善低频时的噪声特性。
根据本发明技术方案2所涉及的混频器电路，由于在技术方案1所述的混频器电路内，所述旁路电流供给部与所述LO信号处理部并联连接，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案3所涉及的混频器电路，由于在技术方案1所述的混频器电路内，所述旁路电流供给部仅向所述RF信号处理部追加提供偏置电流，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案4所涉及的混频器电路，由于在技术方案1所述的混频器中，所述旁路电流供给部具有：第一旁路电流源，用于仅向RF信号处理部追加提供偏置电流；以及第二旁路电流源，用于仅向IF信号输出负载部追加提供偏置电流，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案5所涉及的混频器电路，由于具有单平衡混频器，该单平衡混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部提供LO信号；以及至少1个旁路电流供给部，该旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流，其中，所述IF信号输出负载部具有：第一负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第一IF输出端子上；以及第二负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第二IF输出端子上；所述RF信号处理部具有源极端子接地的RF晶体管；所述LO信号处理部具有：第一LO晶体管，其源极端子被连接到所述RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；以及第二LO晶体管，其源极端子被连接到所述RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上，因此，能够通过不使增益降低地来降低由LO信号处理部发生的闪烁噪声，从而改善低频中的噪声特性。
根据本发明技术方案6所涉及的混频器电路，由于在技术方案5所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，其与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述RF晶体管的漏极端子之间；以及第二旁路电流源，其与所述第二LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述RF晶体管的漏极端子之间，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案7所涉及的混频器电路，由于在技术方案5所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有连接在电源和所述RF晶体管的漏极端子之间的、用于仅向所述RF晶体管追加提供偏置电流的第一旁路电流源，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案8所涉及的混频器电路，由于在技术方案5所述的混频器电路中，所述偏置电流供给部具有第一旁路电流源，其被连接在电源和所述RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述RF晶体管追加提供偏置电流；第二旁路电流源，其被连接在所述第一IF输出端子和地之间、用于仅向所述第一负载电阻追加提供偏置电流；以及，第三旁路电流源，其被连接在所述第二IF输出端子和地之间、用于仅向所述第二负载电阻追加提供偏置电流，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案9所涉及的混频器电路，由于具有双平衡混频器，该双平衡混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部供给LO信号；以及至少1个第1旁路电流供给部，该第1旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流，其中，所述IF信号输出负载部具有：第一负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第一IF输出端子上；以及第二负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第二IF输出端子上；所述RF信号处理部具有源极端子接地的第一RF晶体管以及第二RF晶体管；所述LO信号处理部具有：第一LO晶体管，其源极端子被连接到所述第一RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；第二LO晶体管，其源极端子被连接到所述第一RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上；第三LO晶体管，其源极端子被连接到所述第二RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；以及第四LO晶体管，其源极端子被连接到所述第二RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上，因此，通过不使增益降低地来降低从LO信号处理部发生的闪烁噪声，所以能够改善低频中的噪声特性。
根据本发明技术方案10所涉及的混频器电路，由于在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；第二旁路电流源，与所述第二LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；第三旁路电流源，与所述第三LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间；以及，第四旁路电流源，与所述第四LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案11所涉及的混频器电路，由于在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；以及，第二旁路电流源，和所述第四LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案12所涉及的混频器电路，由于在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，其被连接在电源和所述第一RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第一RF晶体管追加提供偏置电流；以及，第二旁路电流源，其被连接在电源和所述第二RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第二RF晶体管追加提供偏置电流，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案13所涉及的混频器电路，由于在技术方案9所述的混频器电路中，所述旁路电流供给部具有第一旁路电流源，其被连接在电源和所述第一RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第一RF晶体管追加提供偏置电流；第二旁路电流源，其被连接在电源和所述第二RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第二RF晶体管追加提供偏置电流；第三旁路电流源，其被连接在所述第一IF输出端子和地之间、用于仅仅向所述第一负载电阻追加提供偏置电流；以及，第四旁路电流源，连接在所述第二IF输出端子和地之间、用于仅向所述第二负载电阻追加提供偏置电流，因此，能够不减小RF信号处理部的偏置电流地来减小LO信号处理部的偏置电流，其结果能够减小NF。
根据本发明技术方案14所涉及的混频器电路，由于在技术方案1、5、9中任意一项所述的混频器电路中，所述第一至第四旁路电流源具有具有偏置电路，具有偏置电压输出端子；以及电流源晶体管，其栅极端子被连接到所述偏置电压输出端子上，因此，能够生成偏置电流。
根据本发明技术方案15所涉及的混频器电路，由于在技术方案1、5、9中任意一项所述的混频器电路中，所述混频器、所述单平衡混频器、所述双平衡混频器由MOS晶体管构成，因此，能够使用MOS晶体管得到低频噪声特性良好的混频器电路。
根据本发明技术方案16所涉及的混频器电路，由于在技术方案1、5、9中任意一项所述的混频器电路中，所述混频器电路被用于直接转换方式的接收系统、或Low-IF方式的接收系统中，因此，能够得到低频噪声特性良好的直接转换方式的接收系统、Low-IF方式的接收系统。
附图说明
图1是表示本发明实施方式1的混频器电路的结构的电路图。
图2是表示旁路电流源结构的电路图。
图3是表示根据本发明实施方式1的混频器电路的效果的特性图。
图4是表示根据本发明实施方式2的混频器电路的结构的电路图。
图5是表示根据本发明实施方式2的混频器电路的效果的特性图。
图6是表示根据本发明实施方式3的混频器电路的结构的电路图。
图7是表示根据本发明实施方式3的混频器电路的效果的特性图。
图8是表示根据本发明实施方式4的混频器电路的结构的电路图。
图9是表示根据本发明实施方式4的混频器电路的效果的特性图。
图10是表示根据本发明实施方式4的混频器电路的其他结构的电路图。
图11是表示根据本发明实施方式4的混频器电路的效果的特性图。
图12是表示根据本发明实施方式5的混频器电路的结构的电路图。
图13是表示根据本发明实施方式5的混频器电路的效果的特性图。
图14是表示根据本发明实施方式6的混频器电路的结构的电路图。
图15是表示根据本发明实施方式6的混频器电路的效果的特性图。
图16是表示一般的直接转换接收机的结构的方框图。
图17是用于说明混频器的低频噪声的影响的方框图。
图18是用于说明混频器的低频噪声的影响的混频器的NF特性图。
图19是表示以往的混频器电路的结构的电路图。
图20是表示以往的混频器电路中LO晶体管的闪烁噪声占有率的特性图。
具体实施方式
以下，将参照附图对本发明的实施方式进行说明。
(实施方式1)
图1是表示根据本发明实施方式1的混频器电路的结构的电路图。
如图1所示，根据本实施方式1的混频器电路，其混频器芯部的基本结构是由单平衡混频器构成的，其具有：在电源VDD和地GND之间级联连接IF信号输出负载部30、LO信号处理部20、RF信号处理部10而形成的单平衡混频器、用于向RF信号处理部10提供RF信号的RF信号供给器50、用于向LO信号处理部20提供LO信号的LO信号供给器60、以及与LO信号处理部20并联连接的、用于对LO信号处理部20的偏置电流进行分流的第一、第二旁路电流源41、42。
IF信号输出负载部30具有：一个端子连接在电源VDD上，另一端子连接到第一IF输出端子33上的第一负载电阻31；以及一个端子连接到电源VDD，另一端子连接到第二IF输出端子34上的第二负载电阻32。
RF信号处理部10由源极端子接到地GND上的RF晶体管11构成。
LO信号处理部20具有：第一LO晶体管21，其源极端子连接到RF晶体管11的漏极端子上，其漏极端子连接到第一IF输出端子33上；以及第二LO晶体管22，其源极端子连接到RF晶体管11的漏极端子，其漏极端子连接到第二IF输出端子34上。
第一旁路电流源41与第一LO晶体管21并联连接在第一IF输出端子33和RF晶体管11的漏极端子之间。第二旁路电流源42与第二LO晶体管22并联连接在第二IF输出端子34和RF晶体管11的漏极端子之间。能够将这些第一、第二旁路电流源41、42设定为例如是如图2所示，具有偏置电路43和电流源晶体管44。这些第一、第二旁路电流源41、42被包含在技术方案6所述的旁路电流供给部内。
另外，本实施方式1不限定第一、第二旁路电流源41、42的构成，也可以利用实现恒定电流源特性的所有元件以及电路来生成旁路电流。
以下，针对如上所述的混频器芯部的基本结构为单平衡混频器的、本实施方式1的混频器电路，说明其动作。
从RF信号供给器50提供的RF信号被输入到RF晶体管11，并从电压信号被转换为电流信号。
另一方面，从LO信号供给器60提供的差动LO信号分别被输入到第一、第二LO晶体管21、22，并且第一、第二LO晶体管21、22按照LO信号的频率来重复执行开关动作。
当向这些执行开关动作的第一、第二LO晶体管21、22输入了经电流转换后的RF信号后，使RF信号与LO信号相乘。由此，RF信号被变频为IF信号，通过利用第一、第二负载电阻31、32对该IF信号执行电压转换，从而能够从第一、第二IF输出端子33、34取出电压的IF信号。
此时，第一旁路电流源41减小流入第一LO晶体管21的偏置电流，从而抑制由第一LO晶体管21发生的闪烁噪声。同样，第二旁路电流源42减小流入第二LO晶体管22的偏置电流，从而抑制由第二LO晶体管22发生的闪烁噪声。
接下来，一边与以往的混频器电路相比较，一边说明根据本实施方式1的混频器电路对闪烁噪声的抑制效果。
图3是用于说明本实施方式1的混频器电路的效果的NF特性图。这是在向RF晶体管11提供2mA的偏置电流，从LO信号供给器60提供频率为1GHz、振幅为1V的LO信号，且将第一、第二偏置电流源41、42各自的电流值Ib设定为Ib＝1mA的情况下，绘制出的第一、第二IF输出端子33、34的NF特性。其中，为了与以往的混频器电路相比较，它还表示了不具有第一、第二旁路电流源41、42的情况下的NF特性。
在以往的不具有旁路电流源的混频器电路中，流入RF晶体管11的偏置电流的一半作为该LO晶体管的偏置电流，被分别提供给第一、第二LO晶体管21、22。与此相对，在本实施方式1的混频器电路中，如图1所示，通过将第一、第二旁路电流源41、42连接到第一、第二LO晶体管21、22上，能够不减小流入RF晶体管11的旁路电流地来减小流入第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流。即，能够不减小数学表达式4中的gmRF地来减小gmLO，从而能够改善NF特性。例如，如图3所示，与以往相比，能够使1kHz时的NF改善大约10dB。
如上所述，根据本实施方式1的混频器电路，由于是分别将第一旁路电流源41与第一LO晶体管21并联连接、将第二旁路电流源42与第二LO晶体管22并联连接，因此能够不减小流入RF晶体管11的偏置电流地来减小流入第一、第二LO晶体管21、22的旁路电流，从而能够改善低频时的NF特性。
另外，在本实施方式1中，虽然将混频器芯部的基本结构设为单平衡混频器，但是，本发明并不限定混频器芯部的基本结构，也可以是双栅型(dual gate)混频器等。
另外，本实施方式1将单平衡混频器设定为由MOS晶体管构成，但是，并不限于此，也可以是由双极型晶体管、GaAs的MESFET等构成。
(实施方式2)
图4是表示根据本发明实施方式2的混频器电路的结构的电路图。另外，在图4中，对于与图1相同或相应的部分赋予同一标记，并省略对其的详细说明。
如图4所示，根据本实施方式2的混频器电路将第1旁路电流源45连接到电源VDD和RF晶体管11的漏极端子之间，以使得仅仅向RF晶体管11追加提供偏置电流。该第一旁路电流源45被包含在技术方案7所述的旁路电流供给部内。
第一旁路电流源45例如如图2所示，也可以设定成具有偏置电路43和电流源晶体管44。另外，也可以通过实现恒定电流源特性的所有元件及电路来生成旁路电流。
以下，针对如上所述利用单平衡混频器来构成混频器芯部的基本结构的本实施方式2的混频器电路，说明其动作。
从RF信号供给器50提供的RF信号被输入到RF晶体管11，并从电压信号转换为电流信号。
另一方面，从LO信号供给器60提供的差动LO信号分别被输入到第一、第二LO晶体管21、22中，第一、第二LO晶体管21、22按照LO信号的频率来重复执行开关动作。
当向这些执行开关动作的第一、第二LO晶体管21、22输入经电流转换的RF信号后，使RF信号与LO信号相乘。由此，RF信号被变频为IF信号，通过利用第一、第二负载电阻31、32执行电压转换，能够从第一、第二IF输出端子33、34取出电压的IF信号。
此时，旁路电流源45减小流入第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流，从而抑制由第一、第二LO晶体管21、22发生的闪烁噪声。
接下来，一边与以往的混频器电路相比较，一边来说明本实施方式2的混频器电路对闪烁噪声的抑制效果。
图5是用于说明根据本实施方式2的混频器电路的效果的NF特性图。这是在向RF晶体管11提供2mA的偏置电流，从LO信号供给器60提供频率为1GHz、振幅为1V的LO信号，并将第一旁路电流源45的电流值Ib设定为Ib＝2mA的情况下，绘制出的第一、第二IF输出端子33、34的NF特性。其中，为了与以往的混频器电路进行比较，还表示了不具有第一旁路电流源45的情况下的NF特性。
在以往的不具有旁路电流源的混频器电路中，流入RF晶体管11的偏置电流的一半作为该LO晶体管的偏置电流被分别提供给第一、第二LO晶体管21、22。与此相对，在本实施方式2的混频器电路中，如图4所示，通过在电源VDD和RF晶体管11之间连接第一旁路电流源45，能够不减小流入RF晶体管11的偏置电流地来减小流入第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流。即，能够不减小数学表达式4中的gmRF地来减小gmLO，从而能够改善NF特性。例如，如图5所示，与以往相比，能够将1kHz时的NF改善大约5dB。
如上所述，根据本实施方式2的混频器电路，由于将第一旁路电流源45连接到电源VDD和RF晶体管11的漏极端子之间，以使得仅仅向RF晶体管11追加提供偏置电流，因此，能够不减小流入RF晶体管11的偏置电路地来减小流入第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流，从而能够改善低频时的NF特性。
另外，在本实施方式2中，虽然将混频器芯部的基本结构设定为单平衡混频器，但是，本发明并不限定混频器芯部的基本结构，它也可以是双栅型混频器等。
另外，尽管本实施方式2是将单平衡混频器设定为由MOS晶体管构成，但是，并不限于此，也可以利用双极型晶体管、GaAs的MESFET等来构成。
(实施方式3)
图6是表示根据本发明实施方式3的混频器电路结构的电路图。须指出的是，在图6中，对于与图4相同或相应的部分赋予同一标记，并省略其详细的说明。
如图6所示，根据本实施方式3的混频器电路，除了象实施方式2的混频器电路那样具有仅仅向RF信号供给器50追加提供偏置电流的第一旁路电流源45之外，还具有：第二旁路电流源46，其被连接在第一IF输出端子33和地GND之间，用于仅仅向第一负载电阻31追加提供偏置电流；以及，第三旁路电流源47，其被连接在第二IF输出端子34和地GND之间，用于仅仅向第二负载电阻32追加提供偏置电流。这些第一～第三旁路电流源45～47被包含在技术方案8所述的旁路电流供给部内。
第二、第三旁路电流源46、47例如如图2所示，也可以设定为具有偏置电路43和电流源晶体管44。另外，也可以利用实现恒定电流源特性的所有元件以及电路来生成旁路电流。
以下，针对具有如上所述利用单平衡混频器构成混频器芯部的基本结构的本实施方式3的混频器电路，说明其动作。
由RF信号供给器50提供的RF信号被输入到RF晶体管11，并从电压信号被转换为电流信号。
另一方面，由LO信号供给器60提供的差动LO信号分别被输入到第一、第二LO晶体管21、22，第一、第二LO晶体管21、22按照LO信号的频率来重复执行开关动作。
当向这些执行开关动作的第一、第二LO晶体管21、22输入了经电流转换的RF信号后，使RF信号与LO信号相乘。由此，RF信号被变频为IF信号，通过利用第一、第二负载电阻31、32对其执行电压转换，从而能够从第一、第二IF输出端子33、34取出电压的IF信号。
此时，第一旁路电流源45以及第二、第三旁路电流源46、47减小流入第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流，从而抑制由第一、第二LO晶体管21、22发生的闪烁噪声。
接下来，一边与以往的混频器电路相比较，一边来说明本实施方式3的混频器电路对闪烁噪声的抑制效果。
图7是用于说明根据本实施方式3的混频器电路的效果的NF特性图。这是在向RF晶体管11提供2mA的偏置电流，从LO信号供给器60提供频率为1GHz、振幅为1V的LO信号，并将旁路电流源45的电流值Ib设定为Ib＝2mA，且将第二、第三旁路电流源46、47的电流值Ib/2设定为Ib/2＝1mA的情况下，绘制出的第一、第二IF输出端子33、34的NF特性。其中，为了与以往的混频器电路进行比较，还表示了在不具有第一旁路电流源45以及第二、第三旁路电流源46、47的情况下的NF特性。
在以往的不具有旁路电流源的混频器电路中，由于不具有第一旁路电流源45和第二、第三旁路电流源46、47，因此，流入RF晶体管11的偏置电流的一半作为该LO晶体管的偏置电流被分别提供给第一、第二LO晶体管21、22。与此相对，在本实施方式3的混频器电路中，如图6所示，通过连接了第一旁路电流源45以及第二、第三旁路电流源46、47，能够不减小流入RF晶体管11的偏置电流地来减小流入第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流。即，能够不减小数学表达式4中的gmRF地来减小gmLO，从而能够改善NF特性。例如，如图7所示，与以往相比，能够使1kHz时的NF改善大约10dB。
如上所述，根据本实施方式3的混频器电路，由于除了具有位于电源VDD和RF晶体管11的漏极端子之间的第一旁路电流源45之外，还在第一IF输出端子33和地GND之间具有第二旁路电流源46，在第二IF输出端子34和地GND之间具有第三旁路电流源47，因此，能够不减小流入RF晶体管11的偏置电流地来减小流入第一、第二LO晶体管21、22的偏置电流，从而能够改善低频时的NF特性。
另外，在本实施方式3中，将混频器芯部的基本结构设定为单平衡混频器，但是，本发明并不限定混频器芯部的基本结构，它也可以是双栅型混频器等。
另外，本发明实施方式3将单平衡混频器设定为由MOS晶体管构成，但是并不限于此，也可以由双栅型晶体管、GaAs的MESFET等构成。
另外，尽管在本实施方式3中将第一旁路电流源45和第二、第三旁路电流源46、47的电流值分别设定为Ib＝2mA，Ib/2＝1mA，但是，这些也可以是任意的电流值。
(实施方式4)
图8是表示根据本发明的实施方式4的混频器电路结构的电路图。
如图8所示，根据本实施方式4的混频器电路的混频器芯部的基本结构是由双平衡混频器构成，其具有：在电源VDD和地GND之间级联连接IF信号输出负载部130、LO信号处理部120、与RF信号处理部110而成的双平衡混频器；用于向RF信号处理部110提供RF信号的RF信号供给器150；用于向LO信号处理部120提供LO信号的LO信号供给器160；以及分别与LO信号处理部120的第一～第四LO晶体管121～124并联连接、对LO信号处理部120的偏置电流进行分流的第一～第四旁路电流源141～144。
IF信号输出负载部130具有：第一负载电阻131，其一个端子被连接到电源VDD，另一个端子被连接到第一IF输出端子133；以及，第二负载电阻132，其一个端子被连接到电源VDD，另一个端子被连接到第二IF输出端子134。
RF信号处理部110由源极端子接到地GND的第一、第二RF晶体管111、112构成。
LO信号处理部120具有：第一LO晶体管121，其源极端子被连接到第一RF晶体管111的漏极端子上，其漏极端子被连接到第一IF输出端子133上；第二LO晶体管122，其源极端子被连接到第一RF晶体管111的漏极端子上，其漏极端子被连接到第二IF输出端子134上；第三LO晶体管123，其源极端子被连接到第二RF晶体管112的漏极端子上，其漏极端子被连接到第三IF输出端子133上；以及，第LO晶体管124，其源极端子被连接到第一RF晶体管112的漏极端子上，其漏极端子被连接到第四IF输出端子134上。
第一旁路电流源141与第一LO晶体管121并联连接在第一IF输出端子133和第一RF晶体管111的漏极端子之间，第二旁路电流源142与第二LO晶体管122并联连接在第二IF输出端子134和第一RF晶体管111的漏极端子之间。另外，第三旁路电流源143与第三LO晶体管123并联连接在第一IF输出端子133和第二RF晶体管112的漏极端子之间。第四旁路电流源144与第四LO晶体管124并联连接在第二IF输出端子134和第二RF晶体管112的漏极端子之间。另外，这些第一～第四旁路电流源141～144被包含在技术方案10所述的旁路电流供给部内。
这些第一～第四旁路电流源141～144也可以例如如图2所示，设定为具有偏置电路43和电流源晶体管44。另外，也可以利用实现恒定电流源特性的所有元件以及电路来生成旁路电流。
以下，针对具有如上所述以双平衡混频器构成混频器芯部的基本结构的本实施方式4的混频器电路，来说明其动作。
从RF信号供给器150提供的RF信号被输入到第一、第二RF晶体管111、112中，并从电压信号转换为电流信号。
另一方面，由LO信号供给器160提供的差动LO信号中的一个被输入到第一、第四LO晶体管121、124中，另一个被输入到第二、第三LO晶体管122、123中。这样，第一、第四LO晶体管121、124以及第二、第三LO晶体管122、123按照LO信号的频率来重复执行开关动作。
当向这些执行开关动作的第一、第四LO晶体管121、124以及第二、第三LO晶体管122、123输入经过电流转换的RF信号后，使RF信号与LO信号相乘。由此，RF信号被变频为IF信号，通过利用第一、第二负载电阻131、132执行电压转换，能够从第一、第二IF输出端子133、134取出电压的IF信号。
此时，旁路电流源141减小流入第一LO晶体管121的偏置电流，从而抑制由第一LO晶体管121发生的闪烁噪声。同样，第二～第四旁路电流源142～144减小流入第二～第四LO晶体管122～124的偏置电流，从而抑制由第二～第四LO晶体管122～124发生的闪烁噪声。
接下来，一边将与以往的混频器电路相比较，一边来说明根据本实施方式4的混频器电路对闪烁噪声的抑制效果。
图9是用于说明本实施方式4的混频器电路的效果的NF特性图。这是在向第一、第二RF晶体管111、112提供1mA的偏置电流，从LO信号供给器160提供频率为1GHz、振幅为1V的LO信号，并将第一～第四旁路电流源141～144各自的电流值Ib设定为Ib＝1/2mA的情况下，绘制出的第一、第二IF输出端子133、134的NF特性。其中，为了与以往的混频器电路相比，还表示了不具有第一～第四旁路电流源141～144的情况下的NF特性。
在以往的不具有旁路电流源的混频器电路中，流入RF晶体管的偏置电流的一半被提供为各个LO晶体管的偏置电流。与此相对，在本实施方式4的混频器电路中，如图8所示，通过在第一～第四LO晶体管121～124上连接第一～第四旁路电流源141～144，能够不减小流入第一、第二RF晶体管111，112的偏置电流地来减小流入第一～第四LO晶体管121～124的偏置电流。即，能够不减小数学表达式4中的gmRF地来减小gmLO，从而能够改善NF特性。例如，如图9所示，与以往相比，能够使1kHz时的NF改善大约5dB。
如上所述，根据本实施方式4的混频器电路，由于分别将第一旁路电流源141与第一LO晶体管121并联连接，将第二旁路电流源142与第二LO晶体管122并联连接，将第三旁路电流源143与第三LO晶体管123并联连接，将第三旁路电流源144与第四LO晶体管124并联连接，因此，能够不减小流入第一、第二RF晶体管111、112的偏置电流地来减小流入第一～第四LO晶体管121～124的偏置电流，从而能够改善低频时的NF特性。
另外，在本实施方式4中，尽管将第一～第四旁路电流源141～144与第一～第四LO晶体管121～124并联连接，但是，也可以将旁路电流源与第一、第四LO晶体管121、124并联连接。即，如图10所示，即使在第一IF输出端子133和第一RF晶体管111的漏极端子之间，将第一旁路电流源141与第一LO晶体管121相并联连接，在第二IF输出端子134和第二RF晶体管112的漏极端子之间，将第四旁路电流源144与第四LO晶体管124相并联连接，这种做法也能够不减小流入第一、第二RF晶体管111、112的偏置电流地来减小流入第一～第四LO晶体管121～124的偏置电流，从而能够得到改善低频时的NF特性的效果。例如，在向第一、第二RF晶体管111、112提供1mA的偏置电流，从LO信号供给器160提供频率为1GHz、振幅为1V的LO信号，并将第一、第四旁路电流源141、144的电流值Ib设为Ib＝1mA的情况下，如图11所示，在1kHz时，与以往相比，能够使第一、第二IF输出端子133、134的NF改善大约5dB。
另外，在本实施方式4中，尽管将混频器芯部的基本结构设定为双平衡混频器，但是，本发明并不限定混频器芯部的基本结构，其也可以是双栅型混频器等。
另外，尽管本实施方式4将双平衡混频器设定为由MOS晶体管构成，但是，并不限于此，也可以是由双极型晶体管、GaAs的MESFET等构成。
(实施方式5)
另外，图12是表示根据本发明实施方式5的混频器电路结构的电路图。在图12中，对与图8相同或相应的部分赋予同一标记，并省略其详细说明。
如图12所示，根据本实施方式5的混频器电路分别将第一旁路电流源145连接在电源VDD和第一RF晶体管111的漏极端子之间，将第二旁路电流源146连接在电源VDD和第二RF晶体管112的漏极端子之间，以使得仅仅向第一、第二RF晶体管111、112追加提供偏置电流。这些第一、第二旁路电流源145、146被包含在技术方案12内所述的旁路电流供给部内。
第一、第二旁路电流源145、146例如也可以如图2所示，具有偏置电路43和电流源晶体管44。另外，也可以利用实现恒定电流源特性的所有元件以及电路来生成旁路电流。
以下，针对具有如上所述利用双平衡混频器来构成混频器芯部的基本结构的本实施方式5的混频器电路，来说明其动作。
从RF信号供给器150提供的差动RF信号被输入到第一、第二RF晶体管111、112中，并从电压信号被转换为电流信号。
另一方面，由LO信号供给器160提供的差动LO信号中的一个被输入到第一、第四LO晶体管121、124，另一个被输入到第二、第三LO晶体管122、123。这样，第一、第四LO晶体管121、124以及第二、第三LO晶体管122、123按照LO信号的频率重复执行开关动作。
当向这些执行开关动作的第一、第四LO晶体管121、124以及第二、第三LO晶体管122、123输入经电流转换的RF信号后，使RF信号与LO信号相乘。由此，RF信号被变频为IF信号，通过利用第一、第二负载电阻131、132执行电压转换，能够从第一、第二IF输出端子133、134取出电压的IF信号。
此时，第一旁路电流源145减小流入第一、第二LO晶体管121、122的偏置电流，从而抑制由第一、第二LO晶体管121、122发生的闪烁噪声。同样地，第二旁路电流源146减小流入第三、第四LO晶体管123、124的偏置电流，从而抑制由第三、第四LO晶体管123、124发生的闪烁噪声。
接下来，一边与以往的混频器电路相比较，一边来说明根据本实施方式5的混频器电路对闪烁噪声的抑制效果。
图13是用于说明根据本实施方式5的混频器电路的效果的NF特性图。这是在向第一、第二RF晶体管111、112提供1mA的偏置电流，从LO信号供给器160供给频率为1GHz、振幅为1V的LO信号，并将第一、第二旁路电流源145、146的电流值Ib设定为Ib＝1mA的情况下，绘制出的第一、第二IF输出端子133、134的NF特性。其中，为了与以往的混频器电路进行比较，还表示了不具有第一、第二旁路电流源145、146的情况下的NF特性。
在以往的不具有旁路电流源的混频器电路中，流入RF晶体管的偏置电流的一半作为各个LO晶体管的偏置电流而被提供。与此相对，在本实施方式5的混频器电路中，如图12所示，通过在电源VDD和第一、第二RF晶体管111、112之间连接第一、第二旁路电流源145、146，能够不减小流入第一、第二RF晶体管111、112的偏置电流地来减小流入第一～第四LO晶体管121～124的偏置电流。即，能够不减小数学表达式4中的gmRF地来减小gmLO，从而能够改善NF特性。例如，如图13所示，与以往相比，能够使1kHz时的NF改善了大约4dB。
如上所述，根据本实施方式5的混频器电路，由于分别将第一旁路电流源145连接在电源VDD和第一RF晶体管111的漏极端子之间，将第二旁路电流源146连接在电源VDD和第二RF晶体管112的漏极端子之间，以使得仅仅向第一、第二RF晶体管111、112追加提供给偏置电流，因此，能够不减小流入第一、第二RF晶体管111、112的偏置电流地来减小在第一～第四LO晶体管121～124中流动的偏置电流，从而能够改善低频时的NF特性。
另外，尽管在本实施方式5中，将混频器芯部的基本结构设定为双平衡混频器，但是，本发明不限定混频器芯部的基本结构，它也可以在本实施方式5中是双栅型混频器等。
另外，尽管是将双平衡混频器设定为由MOS晶体管构成，但并不限于此，也可以是由双极型晶体管、GaAs的MESFET等构成。
(实施方式6)
图14是表示根据本发明实施方式6的混频器电路结构的电路图。另外，在图14中，对与图12相同或相应的部分赋予同一标记，并省略对其的详细说明。
如图14所示，本实施方式3的混频器电路，除了象实施方式5的混频器电路那样具有仅仅向第一、第二RF晶体管111、112追加提供偏置电流的第一、第二偏置电流源145、146之外，还具有：第三旁路电流源147，其被连接在第一IF输出端子133和地GND之间，仅仅向第一负载电阻131追加提供偏置电流；以及，第四旁路电流源148，其被连接在第二IF输出端子134和地GND之间，仅仅向第二负载电阻132追加提供偏置电流。这些第一～第四旁路电流源145～148被包含在技术方案13中所述的旁路电流供给部内。
第三、第四旁路电流源147、148例如也可以如图2所示，设定为具有偏置电路43和电流源晶体管44。另外，也可以利用实现恒定电流源特性的所有元件以及电路来生成旁路电流。
以下，针对具有如上所述利用双平衡混频器来构成混频器芯部的基本结构的本实施方式6的混频器电路，说明其动作。
从RF信号供给器150提供的差动RF信号被输入到第一、第二RF晶体管111、112中，并从电压信号被转换为电流信号。
另一方面，由LO信号供给器160提供的差动LO信号中的一个被输入到第一、第四LO晶体管121、124中，另一个被输入到第二、第三LO晶体管122、123中。于是，第一、第四LO晶体管121、124以及第二、第三LO晶体管122、123按照LO信号的频率重复执行开关动作。
当向这些执行开关动作的第一、第四LO晶体管121、124以及第二、第三LO晶体管122、123输入经电流转换的RF信号后，使RF信号与LO信号相乘。由此，RF信号被变频为IF信号，通过利用第一、第二负载电阻131、132执行电压转换，能够从第一、第二IF输出端子133、134取出电压的IF信号。
此时，第一旁路电流源145和第三旁路电流源147减小流入第一、第二LO晶体管121、122的偏置电流，从而抑制了由第一、第二LO晶体管121、122发生的闪烁噪声。同样，第二旁路电流源146和第四旁路电流源148减小流入第三、第四LO晶体管123、124的偏置电流，从而抑制了由第三、第四LO晶体管123、124发生的闪烁噪声。
接下来，一边与以往的混频器电路相比较，一边来说明根据本实施方式6的混频器电路对闪烁噪声的抑制效果。
图15是用于说明根据本实施方式6的混频器电路效果的NF特性图。这是在向第一、第二RF晶体管111、112提供了1mA的偏置电流，从LO信号供给器160提供了频率为1GHz、振幅为1V的LO信号，并将第一、第二旁路电流源145、146以及第三、第四旁路电流源147、148的电流值Ib设定为Ib＝1mA的情况下，绘制出的第一、第二IF输出端子133、134的NF特性。其中，为了与以往的混频器电路进行比较，还表示了不具有第一、第二旁路电流源145、146以及第三、第四旁路电流源147、148的情况下的NF特性。
在以往的不具有旁路电流源的混频器电路中，由于不具有第一、第二旁路电流源和第三、第四旁路电流源，因此，流入RF晶体管的偏置电流的一半作为各个LO晶体管的偏置电流而被提供。与此相对，在本实施方式6的混频器电路中，如图14所示，通过连接了第一、第二旁路电流源145、146以及第三、第四旁路电流源147、148，能够不减小流入第一、第二RF晶体管111、112的偏置电流地来减小流入第一～第四LO晶体管121～124的偏置电流。即，能够不减小数学表达式4中的gmRF地来减小gmLO，从而能够改善NF特性。例如，如图15所示，与以往相比，能够使1kHz时的NF改善大约5dB。
如上所述，根据本实施方式6的混频器电路，由于除了具有位于电源VDD和第一、第二RF晶体管111、112的漏极端子间的第一、第二旁路电流源145、146之外，还在第一IF输出端子133和地GND之间具有第三旁路电流源147，在第二IF输出端子134和地GND之间具有第四旁路电流源148，因此，能够不减小流入第一、第二RF晶体管111、112的偏置电流地来减小流入第一～第四LO晶体管121～124的偏置电流，从而能够改善低频时的NF特性。
另外，尽管在本实施方式6中，将混频器芯部的基本结构设定为双平衡混频器，但是，本发明并不限定混频器芯部的基本结构，它也可以是双栅型混频器等。
另外，尽管在本实施方式6中是将双平衡混频器设定为由MOS晶体管构成，但并不限于此，也可以是由双极型晶体管、GaAs的MESFET等构成。
另外，尽管在本实施方式6中，将第一、第二旁路电流源145、146的电流值以及第三、第四旁路电流源147、148的电流值分别设定为Ib＝1mA，但是，也可以采用任意的电流值。
产业上的可利用性
本发明涉及的混频器电路具有优良的低频噪声特性，作为使用直接转换方式和Low-IF方式等的无线通信系统的下变频混频器是有用的。

Claims (16)

1.一种混频器电路，其特征在于，具有：
混频器，该混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；
RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；
LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部提供LO信号；以及
至少一个旁路电流供给部，该旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流。
2.如权利要求1所述的混频器电路，其特征在于：
所述旁路电流供给部与所述LO信号处理部并联连接。
3.如权利要求1所述的混频器电路，其特征在于：
所述旁路电流供给部仅向所述RF信号处理部追加提供偏置电流。
4.如权利要求1所述的混频器电路，其特征在于，所述旁路电流供给部具有：
第一旁路电流源，用于仅向RF信号处理部追加提供偏置电流；以及
第二旁路电流源，用于仅向IF信号输出负载部追加提供偏置电流。
5.一种混频器电路，其特征在于，具有：
单平衡混频器，该单平衡混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；
RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；
LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部提供LO信号；以及
至少1个旁路电流供给部，该旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流，
其中，所述IF信号输出负载部具有：第一负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第一IF输出端子上；以及第二负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第二IF输出端子上；
所述RF信号处理部具有源极端子接地的RF晶体管；
所述LO信号处理部具有：第一LO晶体管，其源极端子被连接到所述RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；以及第二LO晶体管，其源极端子被连接到所述RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上。
6.如权利要求5所述的混频器电路，其特征在于，所述旁路电流供给部具有：
第一旁路电流源，其与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述RF晶体管的漏极端子之间；以及
第二旁路电流源，其与所述第二LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述RF晶体管的漏极端子之间。
7.如权利要求5所述的混频器电路，其特征在于：
所述旁路电流供给部具有连接在电源和所述RF晶体管的漏极端子之间的、用于仅向所述RF晶体管追加提供偏置电流的第一旁路电流源。
8.如权利要求5所述的混频器电路，其特征在于，所述旁路电流供给部具有：
第一旁路电流源，其被连接在电源和所述RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述RF晶体管追加提供偏置电流；
第二旁路电流源，其被连接在所述第一IF输出端子和地之间、用于仅向所述第一负载电阻追加提供偏置电流；以及，
第三旁路电流源，其被连接在所述第二IF输出端子和地之间、用于仅向所述第二负载电阻追加提供偏置电流。
9.一种混频器电路，其特征在于，具有：
双平衡混频器，该双平衡混频器通过在电源和地之间级联连接IF信号输出负载部、LO信号处理部以及RF信号处理部而形成；
RF信号供给器，用于向所述RF信号处理部提供RF信号；
LO信号供给器，用于向所述LO信号处理部供给LO信号；以及
至少1个第1旁路电流供给部，该第1旁路电流供给部对所述LO信号处理部的偏置电流进行分流，
其中，所述IF信号输出负载部具有：第一负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第一IF输出端子上；以及第二负载电阻，其一个端子被连接到电源上，另一个端子被连接到第二IF输出端子上；
所述RF信号处理部具有源极端子接地的第一RF晶体管以及第二RF晶体管；
所述LO信号处理部具有：第一LO晶体管，其源极端子被连接到所述第一RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；第二LO晶体管，其源极端子被连接到所述第一RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上；第三LO晶体管，其源极端子被连接到所述第二RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第一IF输出端子上；以及第四LO晶体管，其源极端子被连接到所述第二RF晶体管的漏极端子上，其漏极端子被连接到所述第二IF输出端子上。
10.如权利要求9所述的混频器电路，其特征在于，所述旁路电流供给部具有：
第一旁路电流源，与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；
第二旁路电流源，与所述第二LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；
第三旁路电流源，与所述第三LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间；以及，
第四旁路电流源，与所述第四LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间。
11.如权利要求9所述的混频器电路，其特征在于，所述旁路电流供给部具有：
第一旁路电流源，与所述第一LO晶体管并联连接在所述第一IF输出端子和所述第一RF晶体管的漏极端子之间；以及，
第二旁路电流源，和所述第四LO晶体管并联连接在所述第二IF输出端子和所述第二RF晶体管的漏极端子之间。
12.如权利要求9所述的混频器电路，其特征在于，所述旁路电流供给部具有：
第一旁路电流源，其被连接在电源和所述第一RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第一RF晶体管追加提供偏置电流；以及，
第二旁路电流源，其被连接在电源和所述第二RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第二RF晶体管追加提供偏置电流。
13.如权利要求9所述的混频器电路，其特征在于，所述旁路电流供给部具有：
第一旁路电流源，其被连接在电源和所述第一RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第一RF晶体管追加提供偏置电流；
第二旁路电流源，其被连接在电源和所述第二RF晶体管的漏极端子之间、用于仅向所述第二RF晶体管追加提供偏置电流；
第三旁路电流源，其被连接在所述第一IF输出端子和地之间、用于仅仅向所述第一负载电阻追加提供偏置电流；以及，
第四旁路电流源，连接在所述第二IF输出端子和地之间、用于仅向所述第二负载电阻追加提供偏置电流。
14.如权利要求1、5、9中任意一项所述的混频器电路，其特征在于，所述第一至第四旁路电流源具有：
偏置电路，具有偏置电压输出端子；以及
电流源晶体管，其栅极端子被连接到所述偏置电压输出端子上。
15.如权利要求1、5、9中任意一项所述的混频器电路，其特征在于：
所述混频器、所述单平衡混频器、所述双平衡混频器由MOS晶体管构成。
16.如权利要求1、5、9中任意一项所述的混频器电路，其特征在于：
所述混频器电路被用于直接转换方式的接收系统、或Low-IF方式的接收系统中。
CN200480035172.7A 2003-11-28 2004-11-15 混频器电路 Expired - Lifetime CN100566134C (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2003400262 2003-11-28
JP400262/2003 2003-11-28

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1886890A true CN1886890A (zh) 2006-12-27
CN100566134C CN100566134C (zh) 2009-12-02

Family

ID=34631638

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN200480035172.7A Expired - Lifetime CN100566134C (zh) 2003-11-28 2004-11-15 混频器电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7613440B2 (zh)
JP (1) JPWO2005053149A1 (zh)
CN (1) CN100566134C (zh)
WO (1) WO2005053149A1 (zh)

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101494438B (zh) * 2007-07-25 2011-09-28 瑞昱半导体股份有限公司 用以降低闪烁噪声的混频器电路及其方法
CN101674049B (zh) * 2008-09-09 2012-09-26 联咏科技股份有限公司 用于一混频装置的噪声抑制电路及其相关混频装置
CN105337579A (zh) * 2014-08-06 2016-02-17 南京能瑞自动化设备股份有限公司 一种低压低功耗有源混频器

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7587224B2 (en) * 2005-12-21 2009-09-08 Broadcom Corporation Reconfigurable topology for receiver front ends
JP2008206004A (ja) * 2007-02-22 2008-09-04 Sharp Corp ミキサ回路
JP5703269B2 (ja) * 2012-08-23 2015-04-15 株式会社東芝 ミキサ回路
CN104122930B (zh) * 2014-07-21 2016-01-20 钟其炳 差动式平衡电流传输器
US10367513B2 (en) 2017-11-30 2019-07-30 International Business Machines Corporation Suppression of noise up-conversion mechanisms in LC oscillators
US10581415B2 (en) * 2017-12-25 2020-03-03 Texas Instruments Incorporated Polyphase phase shifter

Family Cites Families (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04129407A (ja) * 1990-09-20 1992-04-30 Alps Electric Co Ltd ミキサ回路
JP2936998B2 (ja) * 1994-03-15 1999-08-23 日本電気株式会社 周波数変換器
JPH0969730A (ja) * 1995-08-30 1997-03-11 Nec Corp 周波数ミキサ回路
GB9705749D0 (en) * 1997-03-20 1997-05-07 Philips Electronics Nv Radio receiver
US5896063A (en) * 1997-04-30 1999-04-20 Maxim Integrated Products, Inc. Variable gain amplifier with improved linearity and bandwidth
KR100374929B1 (ko) * 2000-06-02 2003-03-06 학교법인 한국정보통신학원 주파수 변환 회로
DE10037247A1 (de) * 2000-07-31 2002-02-21 Infineon Technologies Ag Mischerschaltungsanordnung
DE60141289D1 (de) * 2000-11-29 2010-03-25 Broadcom Corp Integrierte direktumsetzungstunerschaltung für satellitenempfänger
ATE460769T1 (de) * 2001-09-28 2010-03-15 Nxp Bv Gilbert-multiplizierer-zelle mischer
US7062247B2 (en) * 2002-05-15 2006-06-13 Nec Corporation Active double-balanced mixer
JP4170052B2 (ja) * 2002-09-10 2008-10-22 シャープ株式会社 ミキサ回路
JP4129407B2 (ja) * 2003-03-26 2008-08-06 株式会社ケンウッド 車載用撮像システム
TWI229508B (en) * 2004-01-19 2005-03-11 Airoha Tech Corp Mixer
KR100574470B1 (ko) * 2004-06-21 2006-04-27 삼성전자주식회사 전류증폭결합기를 포함하는 선형 혼합기회로
US7356317B2 (en) * 2004-07-14 2008-04-08 Silicon Storage Technology, Inc. Adaptive-biased mixer
JP2006129416A (ja) * 2004-09-28 2006-05-18 Sharp Corp 電圧−電流変換回路、それを用いた増幅器、ミキサ回路および携帯機器
TW200623608A (en) * 2004-12-21 2006-07-01 Richwave Technology Corp Active mixer with self-adaptive bias feedback
KR100643768B1 (ko) * 2005-07-01 2006-11-10 삼성전자주식회사 믹서
EP1969716A4 (en) * 2005-12-22 2013-05-01 Intel Mobile Comm Gmbh MIXER SWITCH AND RF TRANSMITTER WITH SUCH A MIXER SWITCHING
US20080113644A1 (en) * 2006-11-14 2008-05-15 Saverio Trotta Low Noise Mixer

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101494438B (zh) * 2007-07-25 2011-09-28 瑞昱半导体股份有限公司 用以降低闪烁噪声的混频器电路及其方法
TWI424681B (zh) * 2007-07-25 2014-01-21 Realtek Semiconductor Corp 用以降低閃爍雜訊之混合器電路及其方法
CN101674049B (zh) * 2008-09-09 2012-09-26 联咏科技股份有限公司 用于一混频装置的噪声抑制电路及其相关混频装置
CN105337579A (zh) * 2014-08-06 2016-02-17 南京能瑞自动化设备股份有限公司 一种低压低功耗有源混频器
CN105337579B (zh) * 2014-08-06 2019-03-26 南京能瑞自动化设备股份有限公司 一种低压低功耗有源混频器

Also Published As

Publication number Publication date
WO2005053149A1 (ja) 2005-06-09
US7613440B2 (en) 2009-11-03
CN100566134C (zh) 2009-12-02
US20070111695A1 (en) 2007-05-17
JPWO2005053149A1 (ja) 2007-12-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1187890C (zh) 半导体放大器电路与系统
CN1692551A (zh) 差动放大器及运算放大器
CN1531196A (zh) 可变增益放大电路
CN1090839C (zh) 放大器电路和多级放大器电路
CN1280981C (zh) 功率放大器、功率放大方法和无线电通信装置
CN1643799A (zh) 低功耗高线性接收机的直接转换
CN1168198C (zh) 倍频电路
CN1706106A (zh) 用于射频下变频的直流微调电路
CN1607724A (zh) Ab类干线－至－干线运算放大器
CN1249918C (zh) 射频可变增益放大器件
CN1574612A (zh) 差分电路、差分放大器、混频器、振荡器和无线电电路
CN1922795A (zh) 多模式/多频带移动站及其操作方法
CN1585263A (zh) 高频可变增益放大器件、控制器件及变频器件和通讯器件
CN1229911C (zh) 可变增益型差动放大电路以及乘法电路
CN1886890A (zh) 混频器电路
CN1853351A (zh) 放大电路及放大方法
CN101079598A (zh) 高频功率放大器和通信设备
CN1268055C (zh) 能抑制接收频带的噪声功率且进行增益切换的功率放大器
CN1910530A (zh) 具有温度补偿的晶体管装置和用于温度补偿的方法
CN1224166C (zh) 功率放大器和通信装置
CN1647364A (zh) 降频变换方法及补偿杂散响应的拓扑
CN1905404A (zh) 低噪声分组变换器
CN1203617C (zh) 高频信号接收装置
CN1910826A (zh) 分频电路和使用其的多模式无线电设备
CN1206805C (zh) 可变增益放大器及滤波电路

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20200603

Address after: Kyoto, Japan

Patentee after: Panasonic semiconductor solutions Co.,Ltd.

Address before: Osaka Japan

Patentee before: Panasonic Corp.