CN101336522B - 用于正交频分多路复用系统中的载频同步的设备和方法 - Google Patents

Abstract

提供了一种用于正交频分多路复用(OFDM)系统中的载频同步的设备和方法，以校正OFDM系统中的初始载频偏移。用于频率估计的度量生成器对将从接收级生成的相位参考码元(PRS)乘以在帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换(FFT)输出信号而计算的值执行第一累加处理，从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值。与最大值相关的索引生成器比较在预定义的频率偏移估计范围内的用于初始频率估计的度量值，并选择和输出最大度量值作为频率偏移估计。

Description

用于正交频分多路复用系统中的载频同步的设备和方法

技术领域

本发明一般涉及基于正交频分多路复用(OFDM)的无线通信系统。更具体地，本发明涉及在基于OFDM的无线通信系统中校正初始载频偏移的设备和方法。

背景技术

无线通信系统典型地使用蜂窝通信方案。这些无线通信系统使用多个接入方案以与多个用户同时通信。对于多址接入方案，典型地使用时分多址(TDMA)、码分多址(CDMA)、和频分多址(FDMA)。随着CDMA技术的快速进步，CDMA系统从语音通信系统发展成为能够以高速度传送分组数据的系统。

为了克服CDMA系统在使用码字资源方面的限制，最近已经使用了正交频分多址(OFDMA)方案。

OFDMA方案基于正交频分多路复用(OFDM)。使用多载波传送数据的OFDM系统是多载波调制(MCM)系统类型，在MCM系统中串行码元流被转换为并行码元流、并被调制到彼此正交的多个副载波(即多个副载波信道)上。

在20世纪50年代后期，基于MCM的OFDM方案首先应用到军事上的高频(HF)无线电通信。用于重叠正交副载波的OFDM方案在20世纪70年代开始发展。由于存在的问题在于难以实现多个载波之间的正交调制，所以OFDM方案在实际系统实现中具有限制。然而，在1971年，Weinstein等提出了可使用离散傅立叶变换(DFT)有效地执行OFDM调制/解调。这样，OFDM技术迅速发展。此外，插入循环前缀(CP)码元的保护间隔(guardinterval)的引入还减轻了多径传播和延迟扩展对OFDM系统的不利影响。

结果，随着技术的发展，OFDM方案已经广泛用于数字传送技术，诸如数字音频广播(DAB)、数字电视(TV)、无线局域网(WLAN)、无线异步传输模式(WATM)等。尽管硬件复杂度是实施OFDM系统的障碍，但是最近包括快速傅立叶变换(FFT)和快速傅立叶逆变换(IFFT)的数字信号处理技术的发展使得OFDM系统能够实施。OFDM方案类似于传统的频分多路复用(FDM)方案，并可在传送高速数据时获得最佳的传送效率，同时保持多个副载波之间的正交性。更具体地，OFDM方案导致有效的频率使用，并且对多径衰落(fading)鲁棒(robust)，从而在传送高速数据时获得最佳的传送效率。OFDM方案使用重叠的频谱，从而有效地使用频率。OFDM方案对于频率选择性衰落、多径衰落、和脉冲噪声鲁棒。OFDM方案可使用保护间隔来缩减码元间干扰(ISI)，并且可容易地设计硬件的均衡器结构。因此，在通信系统结构中OFDM方案得到积极地开发。

图1是图示了传统的OFDM系统中的传送和接收的物理层的框图。

要传送的输入比特流101被输入到编码器102。编码器102以预先定义的方案对输入比特流101进行编码，并然后向串并转换器(SPC)103输出所编码的比特流。SPC 103将所编码的串行比特流转换为并行比特流，并然后输出并行比特流以执行IFFT处理。这样，从SPC 103输出的并行比特流被输入到IFFT处理器104。在这个情况下，假设并行比特流是N个码元。此外，假设IFFT处理器104接收N个码元，这是因为以N个比特流为单位执行IFFT处理。这样，IFFT处理器104接收N个并行码元，并对要传送的N个并行码元执行IFFT处理，从而将频域码元变换为时域码元。时域码元被输入到并串转换器(PSC)105。PSC 105将并行输入的N个时域码元转换为N个串行或连续比特流，并然后串行地或连续地输出该N个比特流。下文中，连续输出的N个比特流称为“OFDM码元”。

OFDM码元被输入到CP添加器106。CP添加器106复制所输入OFDM码元的预定义数目的后面比特，并然后将所复制的比特插入在OFDM码元的第一比特之前。添加CP用以去除多径信道的影响。已经添加CP的OFDM码元被输入到数模转换器(DAC)107。然后，DAC 107将所输入的数字码元转换为模拟码元，并向接收机传送该模拟码元。

所传送的模拟码元通过预定义的多径信道110输入到接收机。现在，将描述接收机的结构和操作。

接收机的模数转换器(ADC)121接收在发射机的IFFT处理器104中变换为时域的模拟信号，并然后将所接收的模拟信号转换为数字信号。ADC121将该数字信号输入到CP去除器122。CP去除器122去除在多径环境中污染的CP，即CP码元。在CP去除器122中已经从其去除CP的信号是串行信号。这样，已经去除CP的信号被输入到SPC 123。SPC 123以N个码元为单位，将串行输入的码元转换为并行码元，并然后输出该并行码元。

因为发射机以N个码元为单位执行IFFT处理，所以串行输入码元以N个码元为单位转换为并行码元。这样，FFT处理器124接收N个并行数据，并然后对所接收的并行数据执行FFT处理。也就是说，FFT处理器124将时域码元变换为频域码元。所述频域码元被输入到均衡器125。均衡器125从所输入的频域码元消除信道影响，并然后输出已经从其消除信道影响的码元。从均衡器125输出的码元被输入到PSC 126。PSC 126将输入的并行码元转换为串行码元，并然后输出该串行码元。以N个码元为单位串行转换的码元被输入到解码器127。解码器127对所输入的码元进行解码，并然后提供输出比特流128。

上述的OFDM系统与单载波调制系统相比，可以更有效地使用传输频带。为此，OFDM系统广泛地用于宽带传输系统。

至于接收特性，OFDM系统与单载波传输系统相比，对于频率选择性多径衰落信道更鲁棒。因为在接收机的输入信号特性方面、在多个副载波占用的频带中存在频率选择性信道而在每个副载波频带中存在非频率选择性信道，所以可以用简单的信道均衡处理来容易地补偿信道。具体地，OFDM系统复制每个OFDM码元的第二个半部分，将复制的部分作为CP附加到OFDM码元前，并传送OFDM码元，从而从前一码元去除ISI。这样，OFDM传送方案对于多径衰落信道很鲁棒，并且适于宽带高速通信。

在数字广播的标准中，与能够保证高质量接收以及高速度的传送和接收的传输方案一样，OFDM传输方案倍受关注。采用OFDM传输方案的广播标准的示例是欧洲无线无线电广播的DAB、用作地面高清晰度电视(HDTV)标准的地面数字视频广播(DVB-T)等。最近，移动广播系统正按照全球趋势朝广播和通信的聚合方向发展。具体地，移动广播系统的主要目标是传送大量的多媒体信息。在欧洲，已经采用从DVB-T发展来的手持DVB(DVB-H)作为移动广播标准。在南韩，与欧洲DVB-H一起，还采用从DAB发展来的地面数字多媒体广播(DMB)作为广播标准。高通公司(Qualcomm)提出的MediaFLO也同样基于OFDM传输方案。

当接收级(reception stage)收到发射级(transmission stage)调制并传送的信号、并将接收的信号转换为基带信号时，可能由于发射级和接收级之间的调谐器特性差异而需要获取发射频率和接收频率之间的同步。这里，频率差异称为频率偏移。

由于这种频率偏移导致了信号幅度的减小和相邻信道之间的干扰，所以它的校正对于确定OFDM系统的性能而言很重要。

为了校正OFDM方案中的频率偏移，已经提出了许多算法。OFDM系统的同步算法划分为载频同步算法和码元定时同步算法。载频同步算法执行校正发射机和接收机之间的载频偏移的功能。载频偏移由发射机和接收机之间的振荡器频率差异以及多普勒频率偏移引起。输入到接收级的信号的载频偏移可大于副载波间隔。用于校正与副载波间隔的整数倍对应的相关联载频偏移的处理定义为“初始载频同步”。用于校正与副载波间隔的小数倍对应的相关联载频偏移的处理定义为“精细载频同步”。所传送的OFDM信号在频域中由于与副载波单位的整数倍对应的偏移、而被移位副载波单位的整数倍，并因此FFT输出序列被移位副载波单位的整数倍。

另一方面，与副载波的小数倍对应的载频偏移导致FFT输出之间的干扰以及误码率(BER)性能的显著降低。通常，已知的是，OFDM系统与单载波传输系统相比，由于载频偏移而具有较大量的性能降低。

现有的用于OFDM系统的初始载频同步算法可划分为盲检测算法和使用预定义码元的算法。在盲检测算法的示例中，使用保护频带(guard band)来估计信号频带的移位量。然而，因为在多径衰落信道环境中性能降低非常大，所以实际上难以实施盲检测算法。另一方面，使用预定义码元的算法的缺点在于：由于独立于数据码元来传送预定义的码元，所以缩减了数据传送速率。然而，由于其改善了同步和信道估计的性能，所以使用预定义码元的算法广泛地用于许多OFDM系统。

通常，利用像伪噪声(PN)序列一样的、能够使用自相关特性的序列，来构造为接收级的同步和信道估计而传送的预定义码元。图2图示了关于用作在DAB系统中使用的预定义码元的相位参考码元(PRS)的自相关特性的序列偏移。当传送PN序列的偏移是0时，提供了最大的自相关值。在其它情况下，自相关值非常小。然而，在图2的PRS的情况下，可以看出，发生了非常大的侧峰。在其他偏移中，出现了非常小的自相关值。

作为使用预定义码元的初始载频同步算法，由Nogami和Taura提出的算法非常著名。由Nogami提出的算法图示在图3A和图3B中。

首先，PN检测器320检测预定义码元中的频域PN序列的自相关值。在PN检测器320检测到PN序列的自相关值之后，幅度生成器330对绝对值执行平方操作，并将频率偏移的度量值Z_n输入到与最大值相关的索引生成器350。

如等式(1)所示表达度量值Z_n。

$Z_n\left(f_n\right)={\left|\underset{k}{\mathrm{\Σ}}Y\right[k\left]p^{*}\right[k-f_n\left]\right|}^2---\left(1\right)$

这里，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部(local)PRS，并且x^*是x的复共轭。当自相关值最大时，与最大值相关的索引生成器350估计频率偏离值作为初始载频偏移。

因为图3A所图示的由Nogami提出的算法对码元定时偏移非常敏感，所以已经提出了如图3B所图示的附加算法，其可通过减小自相关长度并增加非相干组合(noncoherent combining)长度来缩减对码元定时偏移的敏感度。

参考图3B，PN检测器320检测预定义码元中的频域PN序列的自相关值。在PN检测器320检测到PN序列的自相关值之后，幅度生成器330对绝对值执行平方操作。第二累加器340累加幅度生成器330的输出，并将度量值Z_n输入到与最大值相关的索引生成器350。

如等式(2)所示表达度量值Z_n。

$Z_n\left(f_n\right)=\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{\left|R\right[m\left]\right|}^2$

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_1}{\overset{(m+1)N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......\left(2\right)$

这里，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，N₁是第一累加器的累加长度。当自相关值最大时，与最大值相关的索引生成器350估计频率偏离值作为初始载频偏移。

另一方面，由Taura提出的算法校正频域中的PN序列，将频域序列变换为时域序列，并估计被映射为最大值的频率移位量作为初始载频偏移。这个算法对于码元定时偏移十分鲁棒，但是，因为要执行IFFT处理以计算每个频率偏移估计，所以需要非常高的硬件复杂度。

在OFDM接收机的传统的初始载频同步技术中，因为当在接收级中FFT定时偏移大时自相关特性降低，所以Nogami提出的算法难以应用。也就是说，FFT定时偏移导致频域中的线性相位旋转。这样，自相关长度由于能够进行自相关的副载波数目的限制而缩减。随着自相关长度减小，即使执行非相干组合，自相关值也将减小并且检测性能也将降低，这是因为由于噪声分量而导致容易出现失真。如果尽管检测到FFT定时、但是偏移值非常大，则可以看出在Nogami的算法中初始载频同步获取的性能显著降低。

另一方面，当接收级的FFT定时偏移小并且在多径信道环境下没有来自前一码元的干扰时，仅具有相对小定时偏移的多径分量提供大自相关值，并且仅具有相对大定时偏移的多径分量提供小的自相关值。在单频网络(SFN)和具有大信道延迟扩展的多径信道环境中，在Nogami的算法中还增加了性能降低量。

在OFDM接收机的传统的初始载频同步技术中，Taura提出的算法即使在FFT定时偏移大时也可检测预定义的码元，但是存在的缺点在于要使用具有非常高的硬件复杂度的IFFT处理以进行时域中的处理。具体地，因为应该对一个频率估计执行IFFT处理，所以当频率偏移大时难以使用Taura提出的算法。因为在变换为时域之后仅使用具有最大幅度值的多径分量，所以多径的数目增加。存在的缺点在于，当多径分量的幅度彼此类似时，性能显著降低。

因此，需要一种改进设备和方法，用于在OFDM系统中进行载频同步，以在存在多径干扰时维持性能。

发明内容

本发明的示范实施例的一方面是至少解决上面的问题和/或缺点，并至少提供下述的优点。因此，本发明的示范实施例的一方面是提供一种在基于正交频分多路复用(OFDM)的无线通信系统中的用于载频同步的设备和方法，即使在接收级的快速傅立叶变换(FFT)定时偏移大的环境中，所述设备和装置也可改善初始载频偏移检测的性能和自相关特性的降低。

本发明的示范实施例的又一方面是提供一种在基于OFDM的无线通信系统中的用于载频同步的设备和方法，即使在单频网络(SFN)环境和信道延迟扩展大的多径信道环境中，所述设备和装置也可以通过充分采用所有多径分量来获得自相关特性。

本发明的示范实施例的又一方面是提供一种在基于OFDM的无线通信系统中的用于载频同步的设备和方法，所述设备和装置与具有高硬件复杂度的传统系统相比可通过在频域中处理信号来进一步减少硬件复杂度。

本发明的示范实施例的又一方面是提供一种在基于OFDM的无线通信系统中的用于载频同步的设备和方法，所述设备和装置可以在采用简单的硬件结构的同时对码元定时偏移和多径信道环境鲁棒。

根据本发明的示范实施例的一方面，提供了一种用于正交频分多路复用(OFDM)系统中的载频同步的设备，其中，用于频率估计的度量生成器对将从接收级生成的相位参考码元(PRS)乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换(FFT)输出信号而计算的值执行第一累加处理，从相邻FFT输出码元的乘积获取差分(differential)码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；以及与最大值相关的索引生成器比较在预定的频率偏移估计范围内的用于初始频率估计的度量值，并选择和输出最大度量值作为频率偏移估计。

根据本发明的示范实施例的又一方面，提供了一种用于正交频分多路复用(OFDM)系统中的载频同步的设备，其中，用于频率估计的度量生成器对将从接收级生成的相位参考码元(PRS)乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换(FFT)输出信号而计算的值执行第一累加处理，从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；以及阈值比较器确定用于初始频率估计的度量值是否超过特定阈值，并选择和输出超过特定阈值的度量值作为频率偏移估计。

根据本发明的示范实施例的又一方面，提供了一种用于正交频分多路复用(OFDM)系统中的载频同步的方法，其中，对将从接收级生成的相位参考码元(PRS)乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换(FFT)输出信号而计算的值执行第一累加处理；从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；以及比较在频率偏移估计范围内的用于初始频率估计的度量值，并选择和输出最大度量值作为频率偏移估计。

根据本发明的示范实施例的又一方面，提供了一种用于正交频分多路复用(OFDM)系统中的载频同步的方法，其中，对将从接收级生成的相位参考码元(PRS)乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换(FFT)输出信号而计算的值执行第一累加处理；从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；以及确定用于初始频率估计的度量值是否超过特定阈值，并选择和输出超过特定阈值的度量值作为频率偏移估计。

根据本发明的示范实施例的又一方面，提供了一种用于正交频分多路复用(OFDM)系统中的载频同步的方法，其中，对将从接收级生成的相位参考码元(PRS)乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换(FFT)输出信号而计算的值执行第一累加处理；从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；以及确定与用于频率估计的度量值相关的频率索引是否是最后；以及当确定相关的频率索引为最后时，选择和输出具有在频率索引中存储的度量值的最大值的频率索引作为频率偏移估计。

附图说明

根据接下来结合附图的详细描述，本发明的特定示范实施例的上面和其它目标、特征和优点将更明显，在附图中：

图1是图示了传统的正交频分多路复用(OFDM)系统中的传送和接收的物理层的框图；

图2图示了关于用作在数字音频广播(DAB)系统中使用的预定义码元的相位参考码元(PRS)的自相关特性的序列偏移；

图3A和图3B图示了使用预定义码元的初始载频同步的传统方法；

图4A和图4B图示了在OFDM系统中的初始载频偏移估计器(estimator)中使用的数字域校正和模拟域校正；

图5图示了DAB系统的帧结构；

图6A和图6B是图示了根据本发明的示范实施例的OFDM系统中的初始载频估计器的示意图；

图7是图示了根据本发明的示范实施例的OFDM系统中的初始载频同步方法的流程图；

图8是图示了根据本发明的示范实施例的OFDM系统中的初始载频同步方法的流程图；以及

图9是图示了在本发明的示范实施例与现有技术之间的性能比较的图。

贯穿图中，相同的附图标记将被理解为指的是相同的元件、特征和结构。

具体实施方式

提供在描述中定义的诸如详细构造和元件的事项，以帮助全面理解本发明的示范实施例。因此，本领域的技术人员将认识到，在不脱离本发明的范围和精神的情况下，可以进行这里描述的实施例的各种改变和修改。此外，为了清楚和简明，省略了对已知功能和构造的描述。

在正交频分多路复用(OFDM)系统中，初始载频估计器的操作可划分为如图4A所图示的在数字域进行校正的情况和如图4B所图示的在模拟域进行校正的情况。

参考图4A，射频(RF)接收机420将通过天线410接收的OFDM信号转换为基带信号，并然后将基带信号输出到模数转换器(ADC)430。

ADC 430接收通过发射机的快速傅立叶逆变换(IFFT)变换为时域的模拟信号，并然后将所接收的模拟信号转换为数字信号。ADC 430将数字信号输出到频率偏移校正器440。

频率偏移校正器440基于从如下所述的频率偏移估计器460输出的频率偏移估计，校正由调谐器特性差异导致的所接收数据的频率偏移。

快速傅立叶变换(FFT)处理器450将所接收的时域数据变换为频域。

频率偏移估计器460使用在FFT处理器450中变换为频域的信号来估计频率偏移。频率偏移校正器440补偿所估计的频率偏移。

另一方面，在图4B中，载频偏移估计器460使用在FFT处理器450中变换为频域的信号来估计频率偏移，以进行模拟域中的校正。数模转换器(DAC)470将所估计的频率偏移转换为模拟信号，并然后输出模拟信号到RF接收机420。RF接收机420使用混合器(未图示)通过调整振荡器的频率来校正载频偏移。在示范实现中，假设OFDM系统传送用于初始载频同步的预定义码元。传送预定义码元的OFDM系统的示例是用作欧洲数字音频广播标准的数字音频广播(DAB)、用作欧洲数字视频广播标准的地面数字视频广播(DVB-T)和手持DVB(DVB-H)等。DAB系统在导频载波上传送称为相位参考码元(PRS)的预定义码元，DVB-T或DVB-H系统在导频载波上传送称为伪随机二进制序列(PRBS)的预定义码元。上述的OFDM系统使用副载波或导频载波传送其中自相关特性在所有频域都优良的序列。将参考DAB系统描述本发明的示范实施例的帧结构。然而，要注意，本发明可应用到其中传送能够使用自相关特性的预定义码元的任何OFDM系统。

图5图示了DAB系统的帧结构。

对于码元和载波同步处理，包括空(NULL)码元510和PRS 520，并传送它们。在同步码元之后，传送用于提供控制信号的快速信息信道(FIC)530a～530c，并随后传送用作数据信道的主服务信道(MSC)。在DAB系统中要使用的预定义码元是PRS 520。在频域的每个副载波上传送预定义序列。在序列的自相关特性中，如图2所图示的，当序列的相位差异是0时自相关值大，而当序列的相位差异不是0时自相关值小。

在DAB系统的同步处理中，通过检测空码元510来执行帧同步。在这个处理中，粗略地检测OFDM码元的位置。要在空码元510之后传送的PRS520是预定义码元，并且可用于初始载频同步、码元定时同步等。在示范实施例中，初始载频同步使用如图2中图示的优良PRS的自相关特性，并使用要在PRS中传送的预定义序列的相位差与频率偏移成比例的事实。也就是说，估计具有最大自相关值的序列的相位差，作为与副载波间隔的整数倍对应的频率偏移。

图6A是图示了根据本发明的示范实施例的OFDM系统中的初始载频估计器的示意图。

OFDM系统具有存储器(未图示)、伪噪声(PN)检测器610、第一累加器620、差分码元检测器630、实部检测器640、第二累加器650、和与最大值相关的索引生成器660。这里，PN检测器610、第一累加器620、差分码元检测器630、实部检测器640、和第二累加器定义为用于频率估计的度量生成器。如图6A所图示的，可替代与最大值相关的索引生成器660而提供阈值比较器670。FFT输出信号值被线性旋转在所接收的信号的FFT处理中能够导致的定时偏移。因此，当进行简单的自相关时，与码元定时偏移成比例地缩减自相关值。自相关值的缩减导致频率偏移检测性能的降低。本发明的示范实施例提供了使用差分码元的方案，这是因为由相邻副载波之间的码元定时偏移导致的相位旋转度非常小。

在根据本发明的示范实施例的OFDM系统的初始载频估计器中，存储器存储通过接收在预定义码元位置中的OFDM码元、并对所接收的OFDM码元执行FFT处理而获得的结果。PN检测器610接收在帧内的PRS位置中的FFT输出信号，并利用PRS元素(element)乘以从接收级生成的PRS来消除数据调制的影响。第一累加器620接收并累加PN检测器610的输出，并然后将第一累加器620的输出提供到差分码元检测器630。差分码元检测器630从相邻FFT输出码元的乘积中获取差分码元。当第一累加器620中的累加间隔增加时，即使在具有非常低的信噪比(SNR)的环境中，也改善了差分码元检测器630的输入信号的质量、并改善了检测性能。然而，当存在码元定时偏移时，性能随着累加间隔增加而降低。这样，检测最佳累加间隔很重要。要注意，在某些情况下不需要第一累加器620。例如，在本发明中使用的累加长度被设置为比传统技术中使用的累加长度更小的值，从而本发明可缩减由于码元定时偏移导致的性能降低。当差分检测的码元的值是复数时，实部的值大于虚部的值，并且实部具有大于虚部的量。这样，实部检测器640提取差分码元的实部，而第二累加器650累加实部检测器640的输出，从而获得性能改善。这样，频率偏移的度量值Z(f_n)表达为如等式(3)所示。

$Z\left(f_n\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{m}{\mathrm{\Σ}}R\right[m\left]R^{*}\right[m+1\left]\right]$

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_1}{\overset{(m+1)N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......\left(3\right)$

这里，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，以及N₁是第一累加器620的累加长度。另一方面，当码元定时偏移大于第一累加器620的累加长度时，差分码元的实部的幅度不大于虚部的幅度。在这个情况下，幅度生成器645向第二累加器650输入差分码元的幅度分量，如图6B图示。这样，频率偏移的度量值Z(f_n)表达为如等式(4)所示。

$Z\left(f_n\right)={\left|\underset{m}{\mathrm{\Σ}}R\right[m\left]R^{*}\right[m+1\left]\right|}^p$

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_1}{\overset{(m+1)N_1-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......\left(4\right)$

这里，p是大于0的整数，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，以及N₁是第一累加器620的累加长度。

等式(3)和(4)分别指明了载频偏移估计的整数倍f_n的度量值。因此，与最大值相关的索引生成器660比较预定的频率偏移估计范围内的度量值，并选择被映射为最大度量值的频率偏移估计作为载频偏移值。这样，与最大值相关的索引生成器660的输出可表达为如等式(5)所示。

${\hat{f}}_n=\arg \left[\underset{f_n}{\max }\right[Z\left(f_n\right)\left]\right]---\left(5\right)$

另一方面，等式(5)中的与最大值相关的索引检测器660可以用阈值比较器670替代。阈值比较器670确定用等式(3)或(4)计算的度量值是否超过关于载频偏移估计f_n的特定阈值。如果所述度量值超过所述阈值，则将相关联的载频偏移估计设置为载频偏移值的整数倍。

将结合图7描述根据本发明的示范实施例的在基于OFDM的无线通信系统中的初始载频同步方法。图7是图示了等式(5)所示的用于选择最大值的频率偏移检测方法。

在步骤701中，存储器存储通过接收在预定义码元的位置上的OFDM码元并对所接收的OFDM码元执行FFT处理而获得的结果。在步骤703中，频率偏移估计器460基于频率索引、使用生成器来使能所存储的序列或生成预定义的序列。

在步骤705中，频率偏移估计器460如参考图6A和6B所描述的来计算初始频率估计的度量值Z_n。在步骤707中，与最大值相关的索引生成器660确定要使用Z_n检查的索引范围是否结束。如果所检查的索引不是最后，则与最大值相关的索引生成器660在步骤709中改变所估计的频率范围内的频率索引。然而，如果所检查的索引是最后，则与最大值相关的索引生成器660在步骤711中将具有在频率索引中存储的Z_n值的最大值的频率索引设置为初始载频偏移值、并输出该初始载频偏移值。

在步骤713中，频率偏移校正器440校正由频率偏移估计器460估计的频率偏移。

将参考图8描述根据本发明的示范实施例的、在基于OFDM的无线通信系统中的初始载频同步方法。图8是图示了基于与阈值的比较的频率偏移检测方法的流程图。

在步骤801中，存储器存储通过接收在预定义码元的位置上的OFDM码元并对所所收的OFDM码元执行FFT处理而获得的结果。在步骤803中，频率偏移估计器460基于频率索引、使用生成器来使能所存储的序列或生成预定义的序列。

在步骤805中，频率偏移估计器460如参考图6A和6B所描述的计算初始频率估计的度量值Z_n。在步骤807中，阈值比较器670确定Z_n是否大于阈值。如果Z_n小于或等于阈值，则阈值比较器670在步骤809中改变所估计的频率范围内的频率索引。

然而，如果Z_n大于阈值，则阈值比较器670在步骤811中将相关联的频率索引的值设置为初始载频偏移值、并然后输出该初始载频偏移值。

在步骤813中，频率偏移校正器440校正由频率偏移估计器460估计的频率偏移。

图9图示了本发明的示范实施例的性能以及载频偏移的错误检测概率对码元定时偏移。图9图示了在所提出的方案与先前的方案之间的性能比较。根据图9，可以看出，即使在接收级的FFT定时偏移与先前的方案相比相对大的环境中，所提出的初始载频同步方案也可通过进一步改善自相关特性的降低、来改善初始载频偏移检测的性能。这从上面的描述中是显然的，本发明的示范实施例至少具有接下来的优点。

即使在接收级的FFT定时偏移与传统方法相比大的环境中，本发明的示范实施例也可通过进一步改善自相关特性的降低、来改善初始载频偏移检测的性能。

即使在信道延迟扩展大的多径信道环境中，本发明的示范实施例也可以采用差分码元检测结构并通过更有效地采用所有多径分量来获得自相关特性，从而改善了初始载频偏移检测的性能。

与具有高硬件复杂度的传统系统相比，本发明的示范实施例还可通过在频域处理信号来减少硬件复杂度。

通常，执行帧或定时同步，使得FFT定时偏移足够小。然而，本发明的示范实施例可粗略地执行帧和/或定时同步。

尽管已经结合本发明的特定示范实施例示出并描述了本发明，但是本领域的技术人员将理解，在不脱离由所附权利要求以及它们的等效物限定的本发明的精神和范围的情况下，可以在其中进行形式和细节上的各种改变。

Claims (20)

1.一种用于正交频分多路复用OFDM系统中的载频同步的设备，所述设备包括：

用于频率估计的度量生成器，对将从接收级生成的相位参考码元PRS乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换FFT输出信号而计算的值执行第一累加处理，从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；

与最大值相关的索引生成器，用以比较在频率偏移估计范围内的用于初始频率估计的度量值，并选择和输出被映射为最大度量值的频率偏移估计作为载频偏移值；以及

频率偏移校正器，用于根据从与最大值相关的索引生成器输出的频率偏移估计，来校正由接收级接收的数据的频率偏移。

2.根据权利要求1的设备，其中用于频率估计的度量生成器包括：

伪噪声PN检测器，将从接收级生成的PRS乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的FFT输出信号；

第一累加器，对PN检测器的输出执行第一累加处理；

差分码元检测器，使用相邻FFT输出码元的乘积输出差分码元；

实部检测器，从差分码元提取实部；以及

第二累加器，对实部检测器在间隔期间的输出执行第二累加处理。

3.根据权利要求1的设备，其中用于频率估计的度量值定义如下：

$Z\left(f_n\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{m}{\mathrm{\Σ}}R\right[m\left]R^{*}\right[m+1\left]\right]$ 和

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_l}{\overset{(m+1)N_l-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......$

其中，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，以及N₁是第一累加处理的累加长度。

4.根据权利要求1的设备，其中与最大值相关的索引生成器的输出定义为： ${\hat{f}}_n=\arg \left[\underset{f_n}{\max }\right[Z\left(f_n\right)\left]\right],$

其中f_n是载频偏移估计的整数倍，Z(f_n)是f_n的度量值。

5.根据权利要求1的设备，其中PRS利用使用自相关特性的伪噪声PN序列来构造。

6.一种用于正交频分多路复用OFDM系统中的载频同步的设备，所述设备包括：

用于频率估计的度量生成器，对将从接收级生成的相位参考码元PRS乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换FFT输出信号而计算的值执行第一累加处理，从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；以及

阈值比较器，用以确定用于初始频率估计的度量值是否超过阈值，并且当该度量值超过该阈值时，选择和输出相关联的载频偏移估计作为频率偏移值的整数倍；以及

频率偏移校正器，用于根据从阈值比较器输出的频率偏移估计，来校正由接收级接收的数据的频率偏移。

7.根据权利要求6的设备，其中用于频率估计的度量生成器包括：

伪噪声PN检测器，将从接收级生成的PRS乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的FFT输出信号；

第一累加器，对PN检测器的输出执行第一累加处理；

差分码元检测器，使用相邻FFT输出码元的乘积输出差分码元；

实部检测器，从差分码元提取实部；以及

第二累加器，对实部检测器在间隔期间的输出执行第二累加处理。

8.根据权利要求6的设备，其中用于频率估计的度量值定义如下：

$Z\left(f_n\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{m}{\mathrm{\Σ}}R\right[m\left]R^{*}\right[m+1\left]\right]$ 和

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_l}{\overset{(m+1)N_l-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......$

其中，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，以及N₁是第一累加处理的累加长度。

9.根据权利要求6的设备，其中PRS利用使用自相关特性的伪噪声PN序列来构造。

10.一种用于正交频分多路复用OFDM系统中的载频同步的方法，所述方法包括：

对将从接收级生成的相位参考码元PRS乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换FFT输出信号而计算的值执行第一累加处理；

从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；

比较在频率偏移估计范围内的用于初始频率估计的度量值，并选择和输出被映射为最大度量值的频率偏移估计作为载频偏移值；以及

根据所选择的频率偏移估计，来校正由接收级接收的数据的频率偏移。

11.根据权利要求10的方法，其中用于频率估计的度量值定义如下：

$Z\left(f_n\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{m}{\mathrm{\Σ}}R\right[m\left]R^{*}\right[m+1\left]\right]$ 和

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_l}{\overset{(m+1)N_l-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......$

其中，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，以及N₁是第一累加处理的累加长度。

12.根据权利要求10的方法，其中所选择的频率偏移估计定义为：

${\hat{f}}_n=\arg \left[\underset{f_n}{\max }\right[Z\left(f_n\right)\left]\right],$

其中f_n是载频偏移估计的整数倍，Z(f_n)是f_n的度量值。

13.根据权利要求10的方法，其中PRS利用使用自相关特性的伪噪声PN序列来构造。

14.一种用于正交频分多路复用OFDM系统中的载频同步的方法，所述方法包括：

对将从接收级生成的相位参考码元PRS乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换FFT输出信号而计算的值执行第一累加处理；

从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；

确定用于初始频率估计的度量值是否超过阈值，并且当该度量值超过该阈值时，选择和输出相关联的载频偏移估计作为频率偏移值的整数倍；以及

根据所选择的频率偏移估计，来校正由接收级接收的数据的频率偏移。

15.根据权利要求14的方法，其中用于频率估计的度量值定义如下：

$Z\left(f_n\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{m}{\mathrm{\Σ}}R\right[m\left]R^{*}\right[m+1\left]\right]$ 和

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_l}{\overset{(m+1)N_l-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......$

其中，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，以及N₁是第一累加处理的累加长度。

16.根据权利要求14的方法，其中PRS利用使用自相关特性的伪噪声PN序列来构造。

17.一种用于正交频分多路复用OFDM系统中的载频同步的方法，所述方法包括：

对将从接收级生成的相位参考码元PRS乘以在预定义帧内的PRS位置上的OFDM码元的快速傅立叶变换FFT输出信号而计算的值执行第一累加处理；

从相邻FFT输出码元的乘积获取差分码元，对从差分码元提取的实部执行第二累加处理，并输出用于频率估计的度量值；

确定与用于频率估计的度量值相关的频率索引是否是最后；

当确定相关的频率索引为最后时，选择和输出包括在频率索引中存储的度量值的最大值的频率索引作为频率偏移估计；以及

根据所述频率偏移估计，来校正由接收级接收的数据的频率偏移。

18.根据权利要求17的方法，其中用于频率估计的度量值定义如下：

$Z\left(f_n\right)=\mathrm{Re}\left[\underset{m}{\mathrm{\Σ}}R\right[m\left]R^{*}\right[m+1\left]\right]$ 和

$R\left[m\right]=\underset{k=m{N}_l}{\overset{(m+1)N_l-1}{\mathrm{\Σ}}}Y\left[k\right]p^{*}[k-f_n],m=\mathrm{0,1,2},......$

其中，Y[k]是PRS位置中的OFDM码元的第k个FFT输出结果，f_n是载频偏移估计的整数倍，p[k-f_n]是关于f_n的接收机的局部PRS，x^*是x的复共轭，以及N₁是第一累加处理的累加长度。

19.根据权利要求17的方法，其中所选择的频率偏移估计定义为：

${\hat{f}}_n=\arg \left[\underset{f_n}{\max }\right[Z\left(f_n\right)\left]\right],$

其中f_n是载频偏移估计的整数倍，Z(f_n)是f_n的度量值。

20.根据权利要求17的方法，其中PRS利用使用自相关特性的伪噪声PN序列来构造。

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