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CN113708634A - 一种反激变换器的控制方法及控制装置 - Google Patents

一种反激变换器的控制方法及控制装置 Download PDF

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CN113708634A
CN113708634A CN202110725240.8A CN202110725240A CN113708634A CN 113708634 A CN113708634 A CN 113708634A CN 202110725240 A CN202110725240 A CN 202110725240A CN 113708634 A CN113708634 A CN 113708634A
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CN
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flyback converter
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input voltage
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CN202110725240.8A
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李健
王海洲
李樟红
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Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
Original Assignee
Mornsun Guangzhou Science and Technology Ltd
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Abstract

本发明公开了一种反激变换器的控制方法及控制装置，通过输入电压检测或输入电压检测及输出功率检测进行第一工作模式与第二工作模式切换控制，在低输入电压下实现初级侧主功率开关管准谐振开通和次级侧开关整流单元同步整流，高输入电压或高输入电压下一定负载以上实现初级侧主功率开关管零电压开通和次级侧开关整流单元同步整流。本发明控制简单，电路成本低，能兼顾高频应用场合下的低成本和高效率。

Description

一种反激变换器的控制方法及控制装置
技术领域
本发明涉及开关变换器领域，特别涉及反激变换器的控制方法及控制装置。
背景技术
反激变换器在小功率开关电源中应用广泛，随着高频化、小体积的发展需求，反激变换器的开关损耗占比显著增加，尤其在特定的高压条件下。
准谐振反激变换器(QRFlyback)能够实现初级侧主功率开关管的波谷导通，减小开关损耗，其电路成本较低，控制方法简单，是目前小功率开关电源应用场合中较受欢迎的拓扑结构。然而在高频应用场合，尽管准谐振反激变换器可以实现波谷导通，但在高压输入时，开关损耗也越来越大，会严重影响变换器的效率。
为了进一步提高工作频率，并且在全电压范围内实现零电压开通(英文简称为ZVS)，该领域人员提出了初级侧控制的有源钳位反激变换器，其电路原理图如图1(a)所示，图1(b)为初级侧控制的有源钳位反激变换器的工作时序图，通过在初级侧主功率开关管开通前给出G_SA驱动信号开通钳位开关管一段时间，从而实现初级侧主功率开关管的ZVS。但该变换器在初级侧钳位电路中多了一个钳位开关管，增加了成本，控制较复杂，并且该钳位电路的钳位开关管同样存在开关损耗，所以，该类解决方案在小功率应用场合下的优势并不明显。
在变换器输出功率较小，或者是工作在高频轻载模式时，初级侧控制的有源钳位反激变换器虽然能实现初级侧主功率开关管的ZVS，但同时也需要在初级侧产生负向的原边电感电流，该电流随输入电压增加而增加，这使得原边电感电流的有效值增加，增加了变压器的铜损和磁滞损耗。
如是出现了如图2(a)所示的一种次级侧控制的有源钳位反激变换器，其工作时序图如图2(b)所示，该变换器工作在连续模式，需要次级侧同步整流管在变压器去磁结束后延长一段时间关断(即图2(b)中的t2-t3时间段)，在该时间段内给变压器反向激磁，产生负向的副边电感电流I_s，在次级侧同步整流管关断后，变压器反向激磁结束并开始反向去磁，由于在变压器之前的反向激磁结束后会产生一负向的副边电感电流I_s，通过该负向的副边电感I_s电流可实现初级侧主功率开关管的ZVS，但该变换器的控制方法复杂，需要变频控制以实现宽输入电压范围、负载范围下初级侧主功率开关管的ZVS，且在输出功率较小或者高频轻载模式下反而增加了变压器铜损和铁损。
所以，上述现有的解决方案在小功率应用场合下的优势并不明显。因此，在小功率、宽输入电压范围应用场合下需要更经济型的解决方案。
发明内容
有鉴如此，本发明目的在于提供一种反激变换器的控制方法及控制装置，主要解决现有反激变换器工作在高频、高压工况下的损耗问题，同时该发明适用于输出电流较小的小功率场合，并且能够节约成本。
本发明提供的反激变换器的控制方法技术方案如下：
一种反激变换器的控制方法，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关管、次级侧开关整流单元和变压器，其特征在于，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式：次级侧开关整流单元在初级侧主功率开关管关断后、开通前各开通一次，其中在初级侧主功率开关管关断后第一次开通，以实现变压器去磁期间次级侧开关整流单元的同步整流；在初级侧主功率开关管开通前第二次开通，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通；
第二工作模式：次级侧开关整流单元仅在初级侧主功率开关管关断后开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
进一步地，当反激变换器工作于第一工作模式时，次级侧开关整流单元在变压器去磁时第一次开通，以同步整流的方式对变压器去磁，直到去磁结束时第一次关断，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极电压谐振到第m个波峰，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第m个波谷时，控制次级侧开关整流单元第二次开通，产生负向的副边电感电流，该电流达到设定值后第二次关断次级侧开关整流单元，并经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关管，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通，其中m为正整数。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，在变压器去磁期间控制次级侧开关整流单元开通，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极电压谐振到第n个波谷，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第n个波峰时，控制初级侧主功率开关管的准谐振开通，其中n为正整数。
进一步地，将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值并且输出功率检测信号大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值或者输出功率检测信号小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，输入电压检测信号通过采样电阻直接分压获得，或者通过检测变压器去磁阶段初级侧主功率开关管漏源极电压和检测输出电压间接获得，或者通过检测变压器激磁阶段次级侧开关整流单元漏源极电压和检测输出电压间接获得；输出功率检测信号通过检测输出电压获得。
进一步地，当反激变换器工作在第一工作模式时，负向的副边电感电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的第二次导通驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
进一步地，反激变换器工作在电流断续模式。
对应地，本发明提供的反激变换器的控制装置技术方案如下：
一种反激变换器的控制装置，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关管、次级侧开关整流单元和变压器，其特征在于，控制装置根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式：次级侧开关整流单元在初级侧主功率开关管关断后、开通前各开通一次，其中在初级侧主功率开关管关断后第一次开通，以实现变压器去磁期间次级侧开关整流单元的同步整流；在初级侧主功率开关管开通前第二次开通，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通；
第二工作模式：次级侧开关整流单元仅在初级侧主功率开关管关断后开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
进一步地，当反激变换器工作于第一工作模式时，次级侧开关整流单元在变压器去磁时第一次开通，以同步整流的方式对变压器去磁，直到去磁结束时第一次关断，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极电压谐振到第m个波峰，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第m个波谷时，控制次级侧开关整流单元第二次开通，产生负向的副边电感电流，该电流达到设定值后第二次关断次级侧开关整流单元，并经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关管，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通,其中m为正整数。
进一步地，当反激变换器工作于第二工作模式时，在变压器去磁期间控制次级侧开关整流单元开通，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极的电压谐振到第n个波谷，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第n个波峰时，控制初级侧主功率开关管的准谐振开通，其中n为正整数。
进一步地，将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值并且输出功率大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值或者输出功率检测信号小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，输入电压检测信号通过采样电阻直接分压获得，或者通过检测变压器去磁阶段初级侧主功率开关管漏源极电压和检测输出电压间接获得，或者通过检测变压器激磁阶段次级侧开关整流单元漏源极电压和检测输出电压间接获得；输出功率检测信号通过检测输出电压获得。
进一步地，当反激变换器工作在第一工作模式时，负向的副边电感电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的第二次导通驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
进一步地，反激变换器工作在电流断续模式。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
(1)本发明应用于次级侧控制的有源钳位反激变换器后，相比现有次级侧控制的有源钳位反激变换器，控制方法更简单，仅需通过检测输入电压，或输入电压及输出功率来进行工作模式切换，控制简单、能实现小功率应用场合下的模式切换；
(2)本发明也可应用于不采用有源钳位技术的反激变换器，相比现有技术采用初级侧控制的有源钳位反激变换器，可以减少一个钳位开关管，但同样可实现初级侧主功率开关管ZVS，兼顾高频应用场合下的低成本和高效率；
(3)本发明在低输入电压能实现准谐振控制和次级侧开关整流单元同步整流，在高输入电压，或高输入电压及输出功率较大时能实现初级侧主功率开关管ZVS和次级侧开关整流单元同步整流，减小了损耗；
(4)本发明作为控制装置的具体实现方式，次级侧开关整流单元的第一次开通驱动脉冲可由初级侧控制器的原边同步信号SR使能次级侧控制器检测后产生，或直接由原边同步信号SR经次级侧控制器产生，控制灵活，能可靠实现次级侧开关整流单元的第一次开通和关断，避免与初级侧主功率开关管共通。
附图说明
图1(a)为现有技术的在初级侧控制的有源钳位反激电路原理图；
图1(b)为现有技术的在初级侧控制的有源钳位反激实现ZVS波形图；
图2(a)为现有技术的在次级侧控制的有源钳位反激电路原理图；
图2(b)为现有技术的在次级侧控制的单个脉冲实现ZVS的波形图；
图3(a)为本发明第一实施例的反激变换器的电路原理图；
图3(b)为本发明第一实施例的反激变换器的两种工作模式波形示意图；
图3(c)为本发明第一实施例的反激变换器的切换流程图；
图4(a)为本发明第二实施例的反激变换器的电路原理图；
图4(b)为本发明第二实施例的反激变换器的切换流程图。
具体实施方式
本申请的发明构思为，通过输入电压检测或输入电压检测及输出功率检测进行第一工作模式与第二工作模式切换控制，在低输入电压下实现初级侧主功率开关管准谐振开通和次级侧开关整流单元同步整流，高输入电压或高输入电压下一定负载以上实现初级侧主功率开关管零电压开通和次级侧开关整流单元同步整流。本发明控制简单，电路成本低，能兼顾高频应用场合下的低成本和高效率。
体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上当作对这些变化进行说明，而非用于限制本公开。
另外需要说明的是，本申请中会出现相同的术语采用不同的表达的情况，这些不同的表达代表的含义相同，例如：
(1)主功率管、主功率开关管、初级侧开关单元、初级侧主功率管、初级侧功率管、初级侧功率开关管、初级侧主功率开关管、初级侧功率开关等；
(2)同步整流管、次级侧开关管、次级侧晶体管、次级侧开关整流单元、次级侧开关单元、次级侧整流管、次级侧整流单元、次级侧整流开关、次级侧整流开关管、次级侧同步整流管、次级侧同步整流单元等。
此外，本公开附图仅为本公开的示意图，并非一定是按比例绘制。附图中相同的标记表示相同或类似的部分，因而将省略对其重复描述。附图中所示的一些方框图是功能实体，不一定必须与物理或逻辑上独立的实体相对应。可以运用软件来实现这些功能实体，或在一个或多个硬件模块或集成电路中实现这些功能实体，或在不同网络和/或处理器装置和/或微控制器装置中实现这些功能实体。
本发明涉及的信号代码等较多，集中说明如下：
Vin：输入电压；
Vout：输出电压；
GND1：反激变换器原边地；
GND2：反激变换器副边地；
Vin_s：输入电压检测信号；
Vth_vin1：第一阈值；
Vth_vo1：第二阈值；
Vds_SR_th3：第三阈值；
Vds_SR_th4：第四阈值；
FB：输出功率检测信号；
SW：初级侧主功率开关管的控制信号；
G_SR：次级侧开关整流单元的控制信号；
SR：原边同步信号；
Vds_SP：初级侧主功率开关管漏源极电压；
Vds_SR：次级侧开关整流单元漏源极电压；
Td1：控制信号SW与控制信号G_SR第一死区时间；
Td2：控制信号SW与控制信号G_SR第二死区时间；
I_p：原边电感电流；
I_s：副边电感电流；
Is_1：副边电感电流设定阈值，流动方向为负向；
M1：初级侧主功率开关管；
T1：变压器；
Lm：激磁电感；
Lk：漏感；
N：变压器初级侧和次级侧匝比；
210：输入电源；
230：次级侧开关整流单元；
240：初级侧控制器；
241：隔离电路；
242：次级侧控制器；
243：反馈电路。
第一实施例
图3(a)为本发明第一实施例的反激变换器的电路原理图，图3(a)的反激变换器包括初级侧主功率开关管M1、次级侧开关整流单元230、变压器T1、钳位电路204、反馈电路243、输出电容Co以及本发明的控制装置；控制装置包括初级侧控制器240、隔离电路241、次级侧控制器242和反馈电路243；初级侧控制器240根据输入电压获得的输入电压检测信号Vin_s，产生一控制信号SW控制初级侧主功率开关管M1的开通和关断，同时还根据输入电压检测信号Vin_s判断工作模式以产生另一原边同步信号SR，经隔离电路241给到次级侧控制器242后输出控制信号G_SR以控制次级侧开关整流单元230的开通和关断。
图3(b)为本发明第一实施例的反激变换器的两种工作模式波形示意图、图3(c)为本发明第一实施例的反激变换器的切换流程图，本发明的目的是满足在小功率应用场合下对经济型反激变换器控制方法及控制装置的需求。为克服在输入电压较高时初级侧主功率开关管硬开关所产生的较高损耗，本实施例当输入电压检测信号Vin_s大于第一阈值Vth_vin1时，选择反激变换器工作在第一工作模式，当输入电压检测信号Vin_s小于第一阈值Vth_vin1时，选择反激变换器工作在第二工作模式。
在上述切换过程中，初级侧和次级侧的结构与控制简单，易于操作和实现，并且能够解决高输入电压下初级侧主功率开关管的硬开关损耗较大的问题。以下结合图3(b)和图3(c)详细说明。
本实施例的反激变换器第一工作模式各周期如图3(b)左半部分所示，分为四个阶段，详细分析如下文。
在第一阶段(t0-t1)：初级侧控制器240提供一控制信号SW接通初级侧主功率开关管M1工作，原边电感电流I_p在初级绕组中沿正向流动；在第一阶段结束之后，初级侧控制信号SW关断初级侧主功率开关管M1，经过一段死区时间Td1(t1-t2)后，反激变换器进入第二阶段；
在第二阶段(t2-t3)：初级侧主功率开关管M1关断，原边电感电流I_p迅速将初级侧主功率开关管M1的漏源极电容Cds充电使漏源极电压上升，当上升到Vin+N*Vout时，次级侧开关整流单元230导通，变压器T1开始去磁，次级侧控制器242接收原边同步信号SR，经次级侧控制器242控制次级侧开关整流单元230中的晶体管的第一次开通和关断，第二时间周期结束，之后反激变换器进入第三阶段；具体地，原边同步信号SR经隔离电路241使能次级侧控制器242，次级侧控制器242开始检测次级侧开关整流单元230晶体管漏源极电压Vds_SR，当漏源极电压Vds_SR下降到第三阈值Vds_SR_th3时，控制次级侧开关整流单元230在初级侧主功率开关管M1关断一段时间后第一次开通，副边电感电流I_s下降，当副边电感电流I_s下降至0时，此时漏源极电压Vds_SR达到第四阈值Vds_SR_th4(接近0V)，次级侧开关整流单元230第一次关断；
在第三阶段(t3-t4)：在变压器T1去磁结束后，激磁电感Lm与漏感Lk串联后跟初级侧主功率开关管M1的漏源极寄生电容Cds发生谐振，在初级侧主功率开关管M1的漏源极电压Vds_SP达到设定的某一谐振波峰，此时次级侧开关整流单元230两端电压Vds_SR达到设定的某一谐振波谷时，第二次开通次级侧开关整流单元230，进入第四阶段；
在第四阶段(t4-t5)：输出电压给变压器T1反向激磁，副边电感电流I_s反向增加，检测副边电感电流I_s并与副边电感电流设定阈值Is_1比较，当副边电感电流I_s的幅值达到副边电感电流阈值Is_1时，控制次级侧开关整流单元230第二次关断，变压器T1开始去磁，在去磁期间，原边电感电流I_p从负向开始减小，原边电感电流I_p参与激磁电感Lm与漏感Lk串联后跟初级侧主功率开关管M1结电容Cds的谐振，在经一设定死区时间Td2(t5-t6)之后开通初级侧主功率开关管M1实现零电压开通。
本实施例的反激变换器第二工作模式各周期如图3(b)右半部分所示，为本领域技术人员公知的双脉冲工作模式，故不展开分析，值得一提的是，当反激变换器工作于第二工作模式时，在变压器去磁期间控制次级侧开关整流单元230开通，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管M1的漏源极寄生电容Cds发生谐振，当初级侧主功率开关管M1漏源极电压谐振到第n个波谷时，此时次级侧晶体管漏源极电压谐振到第n个波峰，控制初级侧主功率开关管M1准谐振开通，其中n为正整数，这样可以减小初级侧主功率开关管、次级侧晶体管的开关损耗，有利于提高反激变换器的效率。作为优选，次级侧开关整流单元230包括一晶体管，或一晶体管与一二极管并联。在第二阶段(t2-t3)内，次级侧开关整流单元230包括的晶体管、与之并联的二极管可作为变压器T1去磁续流回路。
作为优选，次级侧晶体管为增强型n沟道MOS管。
作为优选，当反激变换器工作在第一工作模式的第四阶段时，负向的副边电感电流幅值与输入电压幅值成正比。即，次级侧开关整流单元230中的晶体管驱动脉冲宽度与输入电压幅值成正比，以便在高输入电压范围内都实现初级侧主功率开关管M1的零电压开通。
作为优选，输入电压检测信号Vin_s可以通过采样电阻直接分压获得，或者通过检测变压器去磁阶段初级侧主功率开关管漏源极电压Vds_SP和检测输出电压间接获得，计算公式为：Vin_s＝Vds_SP-N*Vout，或者通过检测变压器激磁阶段次级侧晶体管漏源极电压Vds_SR和检测输出电压间接获得；输出功率检测信号通过检测输出电压获得，计算公式为：Vin_s＝N*(Vds_SR-Vout)。
作为优选，反激变换器工作在电流断续模式，目的在于当反激变换器工作在第一工作模式时便于检测次级侧开关整流单元230在去磁结束后何时谐振到波谷，控制次级侧开关整流单元230第二次开通，并且检测和控制方法简单易实现，成本低。
第二实施例
图4(a)为本发明第二实施例的反激变换器的电路原理图，图4(a)与第一实施例不同之处在于通过反馈电路243得到输出功率检测信号FB，检测输入电压及输出功率来切换反激变换器的工作模式。本实施例增加检测输出功率，目的在于高输入电压的不同场合下，可进一步控制第一工作模式与第二工作模式的切换条件，以实现高输入电压下不同负载下的性能最优化。
图4(b)为本发明第二实施例的反激变换器的切换波形示意图，当输入电压检测信号Vin_s大于或等于第一阈值Vth_vin1且输出功率检测信号FB大于或等于第二阈值Vth_vo1时，反激变换器工作在第一工作模式；反之，当输入电压检测信号Vin_s小于第一阈值Vth_vin1或者输出功率检测信号FB小于第二阈值Vth_vo1时，反激变换器工作在第二工作模式。
本实施例第一工作模式、第二工作模式的波形示意图与第一实施例相同，第一工作模式下各周期也分为四个阶段，并且与第一实施例相同，故不再赘述。
按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述发明构思的前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (16)

1.一种反激变换器的控制方法，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关管、次级侧开关整流单元和变压器，其特征在于，根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式：次级侧开关整流单元在初级侧主功率开关管关断后、开通前各开通一次，其中在初级侧主功率开关管关断后第一次开通，以实现变压器去磁期间次级侧开关整流单元的同步整流；在初级侧主功率开关管开通前第二次开通，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通；
第二工作模式：次级侧开关整流单元仅在初级侧主功率开关管关断后开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：当反激变换器工作于第一工作模式时，次级侧开关整流单元在变压器去磁时第一次开通，以同步整流的方式对变压器去磁，直到去磁结束时第一次关断，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极电压谐振到第m个波峰，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第m个波谷时，控制次级侧开关整流单元第二次开通，产生负向的副边电感电流，该电流达到设定值后第二次关断次级侧开关整流单元，并经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关管，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通，其中m为正整数。
3.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，在变压器去磁期间控制次级侧开关整流单元开通，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极电压谐振到第n个波谷，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第n个波峰时，控制初级侧主功率开关管的准谐振开通，其中n为正整数。
4.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
5.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值并且输出功率检测信号大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值或者输出功率检测信号小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
6.根据要求4或5所述的控制方法，其特征在于：输入电压检测信号通过采样电阻直接分压获得，或者通过检测变压器去磁阶段初级侧主功率开关管漏源极电压和检测输出电压间接获得，或者通过检测变压器激磁阶段次级侧开关整流单元漏源极电压和检测输出电压间接获得；输出功率检测信号通过检测输出电压获得。
7.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：当反激变换器工作在第一工作模式时，负向的副边电感电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的第二次导通驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
8.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：反激变换器工作在电流断续模式。
9.一种反激变换器的控制装置，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关管、次级侧开关整流单元和变压器，其特征在于，控制装置根据反激变换器的输入电压，或输入电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式：次级侧开关整流单元在初级侧主功率开关管关断后、开通前各开通一次，其中在初级侧主功率开关管关断后第一次开通，以实现变压器去磁期间次级侧开关整流单元的同步整流；在初级侧主功率开关管开通前第二次开通，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通；
第二工作模式：次级侧开关整流单元仅在初级侧主功率开关管关断后开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
10.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于：当反激变换器工作于第一工作模式时，次级侧开关整流单元在变压器去磁时第一次开通，以同步整流的方式对变压器去磁，直到去磁结束时第一次关断，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极电压谐振到第m个波峰，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第m个波谷时，控制次级侧开关整流单元第二次开通，产生负向的副边电感电流，该电流达到设定值后第二次关断次级侧开关整流单元，并经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关管，以实现初级侧主功率开关管的零电压开通,其中m为正整数。
11.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于：当反激变换器工作于第二工作模式时，在变压器去磁期间控制次级侧开关整流单元开通，在变压器去磁结束后，激磁电感与漏感串联后跟初级侧主功率开关管的漏源极寄生电容发生谐振，当初级侧主功率开关管漏源极的电压谐振到第n个波谷，即次级侧开关整流单元漏源极电压谐振到第n个波峰时，控制初级侧主功率开关管的准谐振开通，其中n为正整数。
12.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于：将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
13.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于：将反激变换器的输入电压检测信号与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当输入电压检测信号大于或等于第一阈值并且输出功率大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当输入电压检测信号小于第一阈值或者输出功率检测信号小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
14.根据要求12或13所述的控制方法，其特征在于：输入电压检测信号通过采样电阻直接分压获得，或者通过检测变压器去磁阶段初级侧主功率开关管漏源极电压和检测输出电压间接获得，或者通过检测变压器激磁阶段次级侧开关整流单元漏源极电压和检测输出电压间接获得；输出功率检测信号通过检测输出电压获得。
15.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于：当反激变换器工作在第一工作模式时，负向的副边电感电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的第二次导通驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
16.根据权利要求8所述的控制装置，其特征在于：反激变换器工作在电流断续模式。
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