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CN113131748B - 一种反激变换器的控制方法及控制装置 - Google Patents

一种反激变换器的控制方法及控制装置 Download PDF

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CN113131748B CN202110282874.0A CN202110282874A CN113131748B CN 113131748 B CN113131748 B CN 113131748B CN 202110282874 A CN202110282874 A CN 202110282874A CN 113131748 B CN113131748 B CN 113131748B
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Abstract

本发明提供了一种反激变换器的控制方法及控制装置，通过检测输入电压信号或是检测输入电压信号和输出功率判断反激变换器工作于第一工作模式或第二工作模式。本发明通过模式切换，根据不同输入电压或不同的输入电压及及输出负载，可兼顾高频应用场合下成本及效率，相比于传统反激方式，该方案减少了原边的有源钳位管，从而降低成本；同时能在低输入电压下实现准谐振控制，在高输入电压和不同输出功率下实现ZVS，从而减小开关损耗，提高效率。

Description

一种反激变换器的控制方法及控制装置
技术领域
本发明涉及开关变换器领域，特别涉及反激变换器的控制方法及控制装置。
背景技术
反激变换器在小功率开关电源中应用广泛，随着高频化、小体积的发展需求，反激变换器的开关损耗占比显著增加，尤其在特定的高压条件下。
准谐振反激变换器(QRFlyback)能够实现初级侧主功率开关单元的波谷导通，减小开关损耗，其电路成本较低，控制方法简单，是目前小功率开关电源应用场合中较受欢迎的拓扑结构。然而在高频应用场合，尽管准谐振反激变换器可以实现波谷导通，但在高压输入时，开关损耗也越来越大，会严重影响变换器的效率。
为了进一步提高工作频率，并且在全电压范围内实现零电压导通(英文简称为ZVS)，该领域人员提出了有源钳位反激变换器，其电路原理图如图1(a)所示，图1(b)为有源钳位反激变换器的工作时序图，通过在初级侧主功率开关单元开通前给出G_SA驱动信号开通钳位开关管一段时间，从而实现初级侧主功率开关单元的ZVS，但该变换器在初级侧钳位电路中多了一个钳位开关管，增加了成本，且控制信号需浮驱，控制较复杂，并且该钳位开关管同样存在开关损耗，所以，该类解决方案在小功率应用场合下的优势并不明显。
在变换器输出功率较小，或者是工作在高频轻载模式时，有源钳位虽然能实现初级侧主功率开关单元的ZVS，但同时也需要在初级侧产生一定的负电流，该负电流随输入电压增加而增加。这使得原边电流的有效值增加，增加了变压器的铜损和磁滞损耗，并且在该类工作条件下的同步整流已经不存在优势，甚至对变换器的升频存在一定的限制。
如是出现了如图2(a)所示为一种次级侧控制的有源钳位反激变换器，该变换器工作在连续模式下需要次级侧整流开关单元在去磁结束后延长一段时间关断以产生负向电流来实现初级侧主功率开关单元的ZVS，其工作时序图如图2(b)所示；或者需要次级侧整流开关单元开通两次(两个脉冲)来实现初级侧主功率开关单元的ZVS，其工作时序图如图2(c)所示。
该控制方案控制方法复杂，且需控制次级侧开关整流单元开通两次(输出双脉冲)来实现初级侧主功率开关单元的ZVS，增加MOS管损耗；并且当输出轻载或输出小功率时，会额外增加变压器的铜损和铁损影响系统效率。
所以，上述现有的解决方案在小功率应用场合下的优势并不明显。因此，需要更经济型的解决方案以满足小功率、宽输入电压范围的应用场合。
发明内容
有鉴如此，本发明目的在于提供一种反激变换器的控制方法及控制装置，主要解决现有反激变换器工作在高频、高压工况下的损耗问题，同时该发明适用于输出电流较小的小功率场合并且能够节约成本。
为解决上述技术问题，本发明提供的反激变换器的控制方法技术方案如下：
一种反激变换器的控制方法，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关单元、次级侧开关整流单元和变压器；其特征在于，根据反激变换器的输入电压，或次级侧开关整流单元漏源极电压，或反激变换器的输入电压及输出功率，或次级侧开关整流单元漏源极电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式：次级侧开关整流单元在变压器去磁结束后一段时间开通一次，并且在开通时间内产生次级侧负向激磁电流，经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关单元，以实现初级侧主功率开关单元的零电压开通；
第二工作模式：次级侧开关整流单元在变压器去磁期间开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
进一步地，将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值并且输出功率大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值或者输出功率小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，当反激变换器工作在第一工作模式时，次级侧负向激磁电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
进一步地，反激变换器的工作模式为断续模式。
对应地，本发明提供的反激变换器的控制装置技术方案如下：
一种反激变换器的控制装置，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关单元、次级侧开关整流单元和变压器；其特征在于：控制装置根据反激变换器的输入电压，或次级侧开关整流单元漏源极电压，或反激变换器的输入电压及输出功率，或次级侧开关整流单元漏源极电压及输出功率，控制反激变换器工作于以下模式之一：
第一工作模式：次级侧开关整流单元在变压器去磁结束后一段时间开通一次，并且在开通时间内产生次级侧负向激磁电流，经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关单元，以实现初级侧主功率开关单元的零电压开通；
第二工作模式：次级侧开关整流单元在变压器去磁期间开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
进一步地，将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值并且输出功率大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值或者输出功率小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式。
进一步地，当反激变换器工作在第一工作模式时，次级侧负向激磁电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
进一步地，反激变换器的工作模式为断续模式。
与现有技术相比，本发明具有如下有益效果：
(1)通过模式切换，可兼顾高频应用场合下成本及效率，相比于传统反激方式，该方案减少了原边的有源钳位管，从而降低成本；
(2)能在低输入电压下实现准谐振控制，在高输入电压和不同输出功率下实现ZVS，从而减小开关损耗，提高效率；
(3)只需根据采样输入电压或输入电压与输出功率来切换控制模式，控制简单、能实现小功率应用场合下的模式切换；
(4)其中次级侧控制器可与初级侧控制器独立存在和控制，应用灵活且多变。
附图说明
图1(a)为现有技术的在初级侧控制的有源钳位反激电路原理图；
图1(b)为现有技术的在初级侧控制的有源钳位反激工作时序图；
图2(a)为现有技术的在次级侧控制的有源钳位反激电路原理图；
图2(b)为现有技术的在次级侧控制的单个脉冲工作时序图；
图2(c)为现有技术的在次级侧控制的两个脉冲工作时序图；
图3为本发明第一实施例的反激变换器的电路原理图；
图4为本发明第一实施例的反激变换器的切换方法流程图；
图5为本发明第一实施例的反激变换器的切换方法波形示意图；
图6为本发明第二实施例的反激变换器的电路原理图；
图7为本发明第二实施例的反激变换器的切换方法流程图；
图8为本发明第三实施例的反激变换器的电路原理图；
图9为本发明第三实施例的反激变换器的第一种切换方法流程图；
图10为本发明第三实施例的反激变换器的第二种切换方法流程图。
具体实施方式
体现本公开特征与优点的典型实施例将在后段的说明中结合附图详细叙述。应理解的是本公开能够在不同的实施例上具有各种的变化，这些变化皆不脱离本公开的范围，且其中的说明及附图在本质上当作对这些变化进行说明，而非用于限制本公开。
本发明涉及的信号代码等较多，集中说明如下：
Vin：反激变换器的输入电压；
Vout：反激变换器的输出电压；
Vin_s：输入电压检测信号；
Vth_vin1：第一阈值；
Vth_vo1：第二阈值
Vds_SP：初级侧主功率开关单元漏源极电压；
Vds_SR：次级侧开关整流单元两端电压；
FB：输出功率检测信号；
SW:初级侧主功率开关单元控制信号；
G_S2：隔离前次级侧开关整流单元控制信号；
G_SR：隔离后次级侧开关整流单元控制信号；
Co：输出电容；
△t1：第一死区时间；
△t2：第二死区时间；
Iset：次级侧负向激磁电流设定阈值；
I_p：初级侧激磁电流；
I_np：初级侧负向激磁电流；
I_s：次级侧激磁电流；
I_ns：次级侧负向激磁电流；
N：变压器初级侧和次级侧匝比；
204：钳位电路；
210：输入电压；
220：变压器；
230：次级侧开关整流单元；
240：初级侧控制器；
241：隔离电路；
242：次级侧控制器；
250：初级侧主功率开关单元。
第一实施例
图3为本发明第一实施例的反激变换器的电路原理图，图3的反激变换器包括初级侧主功率开关单元250、次级侧开关整流单元230、变压器T1、钳位电路204、反馈电路243、输出电容Co以及本分发明的控制装置；控制装置包括初级侧控制器240、隔离电路241、次级侧控制器242和反馈电路243；初级侧控制器240检测输入电压产生输入电压检测信号Vin_s，反馈电路243检测输出功率产生输出功率检测信号FB输出给初级侧控制器240，初级侧控制器240依据输入电压检测信号Vin_s和输出功率检测信号FB产生一控制信号SW，控制初级侧主功率开关单元250的开通和关断，同时初级侧控制器240还根据输入电压检测信号Vin_s判断反激变换器的工作模式以产生另一控制信号G_S2，经隔离电路241给到次级侧控制器242产生控制信号G_SR以控制次级侧开关整流单元230的开通和关断。
图4为本发明第一实施例的反激变换器的切换方法流程图，本发明的目的是满足小功率应用场合的经济型反激变换器的控制方法及控制装置。为克服在输入电压较高时初级侧主功率开关单元250硬开关所产生的较高损耗，本实施例当输入电压检测信号Vin_s大于或等于第一阈值Vth_vin1时，选择反激变换器工作在第一工作模式，初级侧控制器240产生控制信号G_S1控制初级侧主功率开关单元250的开通和关断，初级侧控制器产生控制信号G_S2经隔离电路241给次级侧控制器242产生控制信号G_SR控制次级侧开关整流单元240在初级侧主功率开关单元250开通前开通一次，以实现初级侧主功率开关单元250的ZVS。如图3所示，图中激磁电感Lm所示方向为正向激磁方向。在第一工作模式下，由于次级侧开关整流单元230的关断过程同样会产生开关损耗，综合考虑初级侧主功率开关单元250和次级侧开关整流单元230的开关损耗，当输入电压检测信号Vin_s小于第一阈值Vth_vin1时，选择反激变换器工作在第二工作模式，初级侧控制器240产生控制信号G_S2，经隔离电路241给次级侧控制器242产生控制信号G_SR控制次级侧开关整流单元230在变压器T1去磁时实现同步整流。
在上述切换过程中，初级侧和次级侧结构和控制简单，易于操作和实现，并且能够解决高输入电压下初级侧主功率开关单元的硬开关损耗较大的问题。
本实施例反激变换器第一工作模式各周期如图5左半部分所示，分为四个阶段，分析如下：
在第一阶段(t0-t1)内，初级侧控制器240输出的初级侧控制信号SW为高电平，控制初级侧主功率开关单元250开通，产生初级侧激磁电流I_p在初级绕组中沿正向流动；在第一阶段结束之后，初级侧控制信号SW为低电平，关断初级侧主功率开关单元250，经过第一死区时间△t1(t1-t2)后，反激变换器进入第二阶段；
在第二阶段(t2-t3)内，初级侧控制信号SW和次级侧开关整流单元控制信号G_SR均为低电平，初级侧主功率开关单元250及次级侧开关整流开关单元230均关断，此时反激变换器通过次级侧开关整流单元230的寄生二极管或并联二极管进行去磁续流，次级侧激磁电流I_s下降，当次级侧激磁电流I_s下降至0后，第二阶段结束，反激变换器进入第三阶段；
在第三阶段(t3-t4)内，初级侧电感与初级侧主功率开关单元250漏源极寄生电容谐振、次级侧电感与次级侧开关整流单元230漏源极寄生电容同时开始谐振，在初级侧主功率开关单元250漏源极电压Vds_SP谐振到波峰，此时次级侧开关整流单元230两端电压Vds_SR谐振到波谷时，导通次级侧开关整流单元230，反激变换器进入第四阶段；
在第四阶段(t4-t5)，输出电压给副边绕组反向激磁，次级侧激磁电流反向为次级侧负向激磁电流I_ns，检测次级侧负向激磁电流I_ns，将次级侧负向激磁电流I_ns与次级侧负向激磁电流设定阈值Iset比较，当次级侧负向激磁电流I_ns的幅值大于次级侧负向激磁电流设定阈值Iset时，控制次级侧开关整流单元230关断，同时经一设定第二死区时间△t2(t5-t6)之后开通初级侧主功率开关单元250实现零电压开通。
至此，反激变换器结束一个工作周期，开始进入下一个工作周期。
本实施例反激变换器第二工作模式各周期如图5右半部分所示，为本领域技术人员公知的准谐振(QR)工作模式，或者跳周期的低频工作模式burst，故不展开分析。
作为初级侧主功率开关单元250在两种工作模式下分别实现零电压开通的具体分析，如下：
当反激变换器工作在第一工作模式时，在第三阶段，即在变压器T1去磁结束后，激磁电感与初级侧主功率开关单元250的漏源极寄生电容Cds发生谐振。当初级侧主功率开关单元250漏源极电压Vds_SP谐振到波峰，此时次级侧开关整流单元230两端电压Vds_SR谐振到波谷，此时初级侧控制器240经隔离电路241控制次级侧开关整流单元230开通一次，在次级侧开关整流单元230开通期间，变压器产生的次级侧激磁电流I_s反向为次级侧负向激磁电流I_ns。当次级侧负向激磁电流I_ns达到次级侧负向激磁电流设定阈值Iset时关断次级侧开关整流单元230。由于次级侧开关整流单元230关断，初级侧产生初级侧负向激磁电流I_np，初级侧负向激磁电流I_np参与激磁电感与初级侧主功率开关单元250漏源极结电容Cds的谐振，以实现初级侧主功率开关单元250的零电压开通。
当反激变换器工作在第二工作模式时，在初级侧主功率开关单元250关断一段时间后，次级侧控制器242控制次级侧开关整流单元230开通，在变压器T1去磁阶段实现同步整流，当次级侧负向激磁电流I_ns下降到0时，关断次级侧开关整流单元230；在变压器T1去磁结束后，激磁电感与初级侧主功率开关单元250的漏源极间寄生电容Cds发生谐振。当初级侧主功率开关单元250漏源极电压Vds_SP谐振到第n个波谷，此时次级侧开关整流单元漏源极电压Vds_SR谐振到第n个波峰，初级侧控制器240控制初级侧主功率开关单元250的准谐振开通。
作为优选，次级侧开关整流单元230包括一晶体管，或一晶体管与一二极管并联。在第二阶段(t2-t3)内，次级侧开关整流单元230包括的晶体管或与之并联的二极管可作为变压器去磁续流回路。
作为优选，次级侧开关整流单元230中包括的晶体管为增强型n沟道MOS管。
作为优选，当反激变换器工作在第一工作模式，第四时间周期内时，次级侧负向激磁电流幅值I_ns与输入电压Vin幅值成正比。即，次级侧开关整流单元230驱动脉冲宽度与输入电压Vin幅值成正比。原因在于随着输入电压升高，驱动脉宽越大，才能保证初级侧主功率开关单元实现ZVS，此时系统只要工作在第一工作模式，即可实现初级侧主功率开关单元的ZVS。
作为优选，当反激变换器工作在第二工作模式时，第二工作模式可以为准谐振(QR)工作模式，或者跳周期的低频工作模式burst，这两种工作模式为本领域人员常用技术，在此不详述。需要说明的是，第二工作模式指的是次级侧开关整流单元230的工作状态，而准谐振(QR)工作模式或者跳周期的低频工作模式burst描述的是初级侧主功率开关单元250的工作状态，两者是独立区分开的，两种工作模式不冲突。
作为优选，输入电压检测信号Vin_s可以通过采样电阻和采样电阻直接分压获得；或者通过检测在变压器去磁阶段初级侧主功率开关单元漏源极电压Vds_SP和输出电压间接获得，相关计算公式为Vin_s＝Vds_SP-N*Vout。
作为优选，反激变换器的工作模式为断续模式。原因在于工作在断续模式可以使变换器工作在设定频率，减小开关损耗。
作为优选，反激变换器为无源钳位反激变换器或有源钳位反激变换器。原因在于采用无源钳位的方式可以降低生产成本，而采用有源钳位的方式可以回收漏感能量，减少初级侧主功率开关单元工作时的电压尖峰。
第二实施例
图6为本发明第二实施例的反激变换器的电路原理图，图6与第一实施例不同之处在于，实施例二通过两个信号，即输入电压检测信号Vin_s和输出功率检测信号FB来判断反激变换器的工作模式。
如图7所示为本发明第二实施的切换方法流程图：当输入电压检测信号Vin_s大于或等于第一阈值Vth_vin1，且输出功率检测信号FB大于或等于第二阈值Vth_vo1时，反激变换器工作在第一工作模式；反之，当输入电压检测信号Vin_s小于第一阈值Vth_vin1或者输出功率检测信号FB小于第二阈值Vth_vo1_时，反激变换器工作在第二工作模式。
实施例二第一工作模式、第二工作模式的波形示意图与第一实施例相同，第一工作模式下各周期也分为四个阶段，并且与第一实施例相同，在此不做赘述。
第三实施例
如图8所示为本发明第三实施例电路原理图，与实施例二不同之处在于，初级侧控制器和次级侧控制器独立工作，次级侧不需要从初级侧控制器获得控制信号，故不需要设置隔离电路241，不需要检测输入电压判断反激变换器的工作模式。
本实施例切换流程图如图9或图10所示。
通过检测次级侧开关整流单元漏源极电压Vds_SR，当Vds_SR大于等于第一阈值Vth_vin1时，反激变换器工作于第一工作模式。当Vds_SR小于第一阈值Vth-vin1时，反激变换器工作与第二工作模式，如图9所示。
或者当Vds_SR大于等于第一阈值Vth_vin1并且FB大于等于第二阈值Vth_vo1时，反激变换器工作于第一工作模式。当Vds_SR小于第一阈值Vth-vin1或者FB小于第二阈值Vth_vo1时，反激变换器工作于第二工作模式，如图10所示。
按照本发明的上述内容，利用本领域的普通技术知识和惯用手段，在不脱离本发明上述发明构思的前提下，本发明还可以做出其它多种形式的修改、替换或变更，均落在本发明权利保护范围之内。

Claims (6)

1.一种反激变换器的控制方法，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关单元、次级侧开关整流单元和变压器；其特征在于：将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式；或者将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值并且输出功率大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值或者输出功率小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式；
其中，第一工作模式为：次级侧开关整流单元在变压器去磁结束后一段时间开通一次，并且在开通时间内产生次级侧负向激磁电流，经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关单元，以实现初级侧主功率开关单元的零电压开通；
其中，第二工作模式为：次级侧开关整流单元在变压器去磁期间开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
2.根据权利要求1所述的控制方法，其特征在于：当反激变换器工作在第一工作模式时，次级侧负向激磁电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
3.根据权利要求1至2任一项所述的控制方法，其特征在于：反激变换器的工作模式为断续模式。
4.一种反激变换器的控制装置，所适用的反激变换器包括初级侧主功率开关单元、次级侧开关整流单元和变压器；其特征在于：将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式；或者将反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压与第一阈值比较，并将反激变换器的输出功率与第二阈值比较；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压大于或等于第一阈值并且输出功率大于或等于第二阈值时，控制反激变换器工作于第一工作模式；当反激变换器的输入电压或者次级侧开关整流单元漏源极电压小于第一阈值或者输出功率小于第二阈值时，控制反激变换器工作于第二工作模式；
其中，第一工作模式为：次级侧开关整流单元在变压器去磁结束后一段时间开通一次，并且在开通时间内产生次级侧负向激磁电流，经历一段死区时间再开通初级侧主功率开关单元，以实现初级侧主功率开关单元的零电压开通；
其中，第二工作模式为：次级侧开关整流单元在变压器去磁期间开通一次，以实现次级侧开关整流单元的同步整流。
5.根据权利要求4所述的控制装置，其特征在于：当反激变换器工作在第一工作模式时，次级侧负向激磁电流幅值与反激变换器的输入电压幅值成正比，即次级侧开关整流单元的驱动脉冲宽度与反激变换器的输入电压幅值成正比。
6.根据权利要求4至5任一项所述的控制装置，其特征在于：反激变换器的工作模式为断续模式。
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