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CN112073354B - 基于fpga的高速移动无线通信系统 - Google Patents

基于fpga的高速移动无线通信系统 Download PDF

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CN112073354B
CN112073354B CN202010940778.6A CN202010940778A CN112073354B CN 112073354 B CN112073354 B CN 112073354B CN 202010940778 A CN202010940778 A CN 202010940778A CN 112073354 B CN112073354 B CN 112073354B
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Abstract

本发明公开了一种基于FPGA的高速移动无线通信系统,沿光纤每隔预设距离设置一基站,基站之间组成2.5G同步环网,并与监控中心联接,移动终端与基站之间进行宽带通信;移动终端与基站之间实现定时与载波同步,且上行速率与下行速率采用可配置上下行速率比的非对称模式,通信速率根据同时接入基站的移动终端数量进行自动配置;基站与相邻基站之间协调以确定下行信道和上行信道的通信方式,实现移动终端在不同基站之间的顺利切换;基站与移动终端均包括调制解调器。通过本发明的技术方案,实现了上下信道非对称速率,且基站可根据能接入的终端数量自动调整每个终端的通信速率,解决了移动终端在高速移动通信过程中的无缝切换问题。

Description

基于FPGA的高速移动无线通信系统
技术领域
本发明涉及通信系统技术领域,尤其涉及一种基于FPGA的高速移动无线通信系统。
背景技术
近年来,随着科学技术和经济的飞速发展,我国的交通建设发展迅速,因此越来越多人选择高铁或汽车作为出行方式,导致移动终端在高速移动的场景下出现的频率与日俱增。由于移动终端处于高速移动的状态下会引起多普勒频移,使得OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing)系统的同步接收难度增加,无法保证通信链路的质量。
目前,部分学者侧重于利用循环前缀的冗余信息实现同步,考虑循环前缀的缺陷,利用无符号间干扰区间内的采样,提出了新的定时度量函数与检测函数。为提高低信噪比下抗干扰能力,结合截断CP技术,提出了一种基于距离测量的时间偏移量盲估计算法。但该类算法较为复杂,不适用于存在实时性要求的移动终端。因此部分学者结合导频或前导符号实现OFDM系统的同步,提出了一种由ZC(Zadoff-Chu)序列所组成的前导符号。通过构造具有共轭重复关系结构的训练序列来保证同步结果不受频率的影响。为避免定时模糊等问题,提出了一种加权(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)训练序列,并在此基础上提出了符号定时与载波频偏联合估计的同步算法。通过较少的辅助序列,提出了一种自相关估计Auto Correlation Estimation,ACE)时频同步算法,且结合自相关函数与加权平均的思想完成频偏估计。为确定符号同步点,采用Schmidl&Cox算法确定符号同步范围,再结合Park算法确定符号同步点。虽然结合导频或前导符号的同步算法能够实现OFDM系统的同步,但其通过主要通过仿真系统进行算法验证,并未结合具体硬件设备进行实际测试。
发明内容
针对上述问题,本发明提供了一种基于FPGA的高速移动无线通信系统,利用FPGA与OFDM技术,在PN同步的基础上,针对移动终端与基站之间的通信过程,设计了下行信道、上行信道和调制解调器系统,实现了上下信道非对称速率,且基站可根据能接入的终端数量自动调整每个终端的通信速率,在朝向基站运动与背向基站运动两种情况下,高增益全向天线比低增益全向天线更具有优势,且单音信号比带宽信号更能准确反映衰落深度。
为实现上述目的,本发明提供了一种基于FPGA的高速移动无线通信系统,包括:基站、移动终端、监控中心和光纤环网;沿光纤每隔预设距离设置一所述基站,所述基站之间通过所述光纤组成2.5G同步环网,并与所述监控中心联接,所述移动终端与所述基站之间进行宽带通信;所述移动终端与所述基站之间实现定时同步与载波同步,且所述移动终端与所述基站之间的上行速率与下行速率采用可配置上下行速率比的非对称模式,每个所述移动终端的通信速率根据同时接入所述基站的移动终端数量进行自动配置;所述基站与相邻基站之间协调以确定所述基站与所述移动终端之间的下行信道和上行信道的通信方式,实现所述移动终端在不同基站之间的顺利切换;所述基站与所述移动终端均包括调制解调器,所述基站的调制解调器通过IP交换器与外部设备联接,所述移动终端的调制解调器通过WiFi模块与外部设备联接。
在上述技术方案中,优选地,按照所述基站与所述监控中心之间距离由近至远排序,定义序号为奇数的基站为奇基站、序号为偶数的基站为偶基站;所述下行信道的数据格式包括同步头、控制0位、控制1位、1类信道和2类信道,通过所述同步头实现所述移动终端与所述基站之间的定时同步与载波同步,所述偶基站利用所述控制0位时隙发送控制信息、控制1位时隙闲置,所述奇基站利用所述控制1位时隙发送控制信息、控制0位时隙闲置;所述1类信道的所有时隙均可被基站利用,偶基站只能使用2类信道的偶序数时隙、奇序数时隙空置,奇基站只能使用2类信道的奇序数时隙、偶序数时隙空置。
在上述技术方案中,优选地,所述监控中心向所有基站发出复位命令,所述监控中心和所述基站均开始以标准时钟计数,所述监控中心计数到预设时间时向基站发送消息,当所述基站接收到消息时记录此时自身计数器的记数作为上行计数,所述基站计数到预设时间时向所述监控中心发送消息,当所述监控中心接收到消息时记录此时自身计数器的记数作为下行计数,并将所述下行计数发送至相应的基站,所述基站根据所述上行计数和所述下行计数之间的差值对自身计数器的基数进行调整直至所述下行计数与所述上行计数达到相同数值,实现当前基站的时间校准。
在上述技术方案中,优选地,所述移动终端通过所述下行信道的同步头与所述基站进行时钟同步和载频同步,同步完成后所述移动终端通过与所述基站同步的时钟计数器控制上行信道的指令以在相应的时间执行相应的动作;根据所述移动终端与所述基站之间距离的不同,所述移动终端在1类区域时,通过上行信道中不需要躲避与相邻基站相连的移动终端时隙的1类信道向所述基站发送数据,在2类区域时,通过上行信道中需要躲避与相邻基站相连的移动终端时隙的2类信道向所述基站发送数据;所述上行信道以入网申请信道起始,在一个基站与其相邻基站均不再接受新的移动终端的入网申请时,所述入网申请信道所占的时隙才可从该上行信道中去除。
在上述技术方案中,优选地,所述调制解调器包括ARM CPU、地址属性控制器、发射时隙控制器、接收时隙控制器、控制寄存器、存储器、数字调制器、数字解调器和射频模块;所述ARM CPU、所述发射时隙控制器、所述接收时隙控制器、所述控制寄存器通过数据总线与所述存储器相连,所述地址属性控制器支配所述存储器的归属权,所述ARM CPU将接收到的数据存放于所述存储器中,所述发射时隙控制器在特定时刻由所述存储器读取数据并将数据发送至所述数字调制器,所述数字调制器将接收到的数据进行OFDM调制,并将调制后的数据发送至所述射频模块;所述接收时隙控制器将由所述射频模块接收到的数据发送至所述数字解调器,通过所述数字解调器进行OFDM解调,并将解调后的数据存储至所述存储器,所述ARM CPU由所述存储器中读取数据并将数据发送至IP交换器。
在上述技术方案中,优选地,所述数字调制器包括PN Generator模块、Mapper模块、Carrier Control模块、Differential Encoder模块、iFFT模块、CP模组模块、MUX模块、FIR HB Filter模块、Farrow Filter模块、DUC模块和Gain模块;
当所述发射时隙控制器在执行TxPN指令时,所述PN Generator模块产生同步头信息,否则其它时间处于空闲状态,所述Mapper模块则按照Tx_Mod的要求将Tx_Data数据加载到调制信号上,所述Carrier Control模块根据发射指令中的SUB_CAR数值与有效子载波数寄存器的设置是否相同确定是否插入导频子载波,所述Differential Encoder模块为差分OFDM系统的差分编码器,所述iFFT模块用于快速傅里叶反变换,负责将频域信号转换到时域上去形成OFDM符号,所述CP模组模块负责加入OFDM符号的循环前缀,当指令为TxPN指令时,所述MUX模块选择同步头电路的数据传输到后面模块,当指令为OFDM或PILOT指令时选择OFDM电路的数据,所述FIR HB Filter模块用于将数据采样率由76MHz提高到152MHz,所述Farrow Filter模块用于将152MHz时钟采样信号插值上采样到156.25MHz采样速率,所述DUC模块用于将基带信号上变频到中频信号,最后所述Gain模块调整发射信号的增益。
在上述技术方案中,优选地,所述数字解调器包括AGC模块、DCC模块、FarrowFilter模块、FIR HB Filter模块、DeMUX1模块、PN Correlate模块、PLL模块、Correlator模块、FFT模块、DeMUX2模块、Differential Decoder模块、Channel&Carrier Estimation模块、Equalizer模块、PHASOR模块、DeMapper模块、Post Proc模块和Pilot Drop模块;
所述AGC模块为脉宽调制产生电路,用于为射频接收放大器提供增益自动控制以及将接收信号调整到预设幅度,所述DCC模块用于将接收信号从中频移至基频,所述FarrowFilter模块与所述FIR HB Filter模块分别用于将156.25MHz时钟采样信号插值下采样到152MHz采样速率以及将数据采样率由152MHz降低到76MHz,所述DeMUX1模块根据所接受的指令选择不同的处理电路,若指令为RxPN Start和RxPN Stop时将接收数据传递到PN处理电路,当指令为OFDM或PILOT时选择OFDM处理电路,在PN处理电路中,所述PN Correlate模块主要负责同步头搜索,当所述接收时隙控制器执行RxPN Start或RxPN Stop指令时,该模块开始或结束同步头搜索;所述PLL模块为系统提供接近工作时钟,且在后期所述PNCorrelate模块将该工作时钟与基站的工作时钟进行同步,在OFDM电路中的所述Correlator模块针对差分OFDM的第一个导频符号进行相关运算,从而消除OFDM信号中的模糊性;所述FFT模块将时域上的OFDM信号转换到频域,所述DeMUX2模块与所述DifferentialDecoder模块分别完成OFDM信号的差分与译码,所述DeMUX3模块为数据分离控制器,当该模块执行PILOT时,则选择所述Channel&Carrier Estimation模块来完成信道和载频估计,但当该模块执行OFDM指令时,则选择所述Equalizer模块来完成信道均衡;考虑到信号中存在一定的载频偏差,因此所述PHASOR模块、所述DeMapper模块和所述Post Proc模块分别完成相位旋转,将接收数据判决到调制信号的星座点和根据判决前后数据的相位差提取频偏信息的任务,最后所述Pilot Drop模块根据接收指令中的SUB_CAR数值与有效子载波数寄存器的设置是否相同决定导频子载波的插入位置。
在上述技术方案中,优选地,通过同步头进行时钟同步和载频同步的具体过程包括搜索过程与跟踪过程;在搜索过程中,同步头的位置被锁定前采用软件设置的方式设置帧长计数器的周期,当相关峰的幅值大于预设门限时,记录最大相关峰的位置及相应相关峰的幅值,并向ARM CPU发出中断请求,ARM CPU接收到中断请求后将帧长计数器的清零点设置为最大相关峰与同步头结束点与帧结束点时间间隔的和值位置;当帧长计数器到达清零点后,向所述ARM CPU发出中断请求,ARM CPU接收到中断请求后设置帧长计数器的周期,使得帧长计数器的清零点位于帧结束点位置;
跟踪过程包括定时跟踪和载频跟踪,在定时跟踪过程中,通过PN相关器得到主相关峰与两侧相关峰,计算得到系统时钟的定时误差,通过对NCO调整以矫正该定时误差;在载频跟踪过程中,通过PN相关器检测载频偏移信息,根据载频偏移信息计算偏移量,将校正量设置回硬件电路,以矫正载频偏差。
与现有技术相比,本发明的有益效果为:利用FPGA与OFDM技术,在PN同步的基础上,针对移动终端与基站之间的通信过程,设计了下行信道、上行信道和调制解调器系统,实现了上下信道非对称速率,且基站可根据能接入的终端数量自动调整每个终端的通信速率,在朝向基站运动与背向基站运动两种情况下,高增益全向天线比低增益全向天线更具有优势,且单音信号比带宽信号更能准确反映衰落深度,解决了移动终端在高速移动通信过程中的无缝切换问题。
附图说明
图1为本发明一种实施例公开的基于FPGA的高速移动无线通信系统的整体结构示意图;
图2为本发明一种实施例公开的下行信道的数据格式示意图;
图3为本发明一种实施例公开的上行信道的数据格式示意图;
图4为本发明一种实施例公开的上行信道的帧格式示意图;
图5为本发明一种实施例公开的调制解调器的系统设计示意图;
图6为本发明一种实施例公开的数字调制器的基本结构示意图;
图7为本发明一种实施例公开的数字解调器的基本结构示意图;
图8为本发明一种实施例公开的同步头的示意图;
图9为本发明一种实施例公开的系统相关峰的示意图;
图10为本发明一种实施例公开的外场基站和移动终端测试点的位置示意图;
图11为本发明一种实施例公开的朝向基站运动的移动终端侧RSSI值示意图;
图12为本发明一种实施例公开的背向基站运动的移动终端侧RSSI值示意图;
图13为本发明一种实施例公开的朝向基站运动的基站侧RSSI值示意图;
图14为本发明一种实施例公开的背向基站运动的基站侧RSSI值示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚,下面将结合本发明实施例中的附图,对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述,显然,所描述的实施例是本发明的一部分实施例,而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例,本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其他实施例,都属于本发明保护的范围。
下面结合附图对本发明做进一步的详细描述:
如图1所示,根据本发明提供的一种基于FPGA的高速移动无线通信系统,包括:基站、移动终端、监控中心和光纤环网;沿光纤每隔预设距离设置一基站,基站之间通过光纤组成2.5G同步环网,并与监控中心联接,移动终端与基站之间进行宽带通信;移动终端与基站之间实现定时同步与载波同步,且移动终端与基站之间的上行速率与下行速率采用可配置上下行速率比的非对称模式,每个移动终端的通信速率根据同时接入基站的移动终端数量进行自动配置;基站与相邻基站之间协调以确定基站与移动终端之间的下行信道和上行信道的通信方式,实现移动终端在不同基站之间的顺利切换;基站与移动终端均包括调制解调器,基站的调制解调器通过IP交换器与外部设备联接,移动终端的调制解调器通过WiFi模块与外部设备联接。
在该实施例中,以高速公路作为典型案例,利用FPGA与OFDM技术设计了一种基于FPGA的高速移动无线通信系统。该系统在PN同步的基础上,针对移动终端与基站之间的通信过程,专门设计了下行信道,上行信道和调制解调器系统,实现了上下信道非对称速率且基站可根据能接入的终端数量,自动调整每个终端的通信速率。
优选地,在部署场景的沿线每2公里设置一个无线接入设备—即基站。基站通过光纤组成2.5G同步环网并与路段监控中心联接,且每个基站可以同时与多个移动终端进行宽带通信,移动终端在高速移动过程中可以在基站设备的覆盖区域间进行无缝切换。移动终端与基站之间通信采用5.8G频段。上行(从终端到基站)速率与下行(从基站到终端)速率采用非对称模式,上行低,下行高,能配置上下行速率比。每个基站可同时接入的终端数量最多为N个,其中N能进行配置成32、64、128等,且与每个终端的通信速率可根据同时接入的终端数量进行自动调整。
在上述实施例中,优选地,按照基站与监控中心之间距离由近至远排序,定义序号为奇数的基站为奇基站、序号为偶数的基站为偶基站。如图2所示,下行信道的数据格式包括同步头、控制0位、控制1位、1类信道和2类信道,首先通过同步头实现移动终端与基站之间的定时同步与载波同步,控制0位和控制1位不仅表示相应的移动终端应该在下行信道的什么位置提取数据,同时也是相应的移动终端应该在上行信道的什么位置发送数据。具体地,偶基站利用控制0位时隙发送控制信息、控制1位时隙闲置,奇基站利用控制1位时隙发送控制信息、控制0位时隙闲置。若移动终端与偶基站相连,则不仅需要提取控制0位时隙的控制信息,同时监听控制1位时隙以便确定其是否已经进入下一个基站的范围。与奇基站相连的移动终端与上述与偶基站相连同理。1类信道的所有时隙均可被基站利用,偶基站只能使用2类信道的偶序数时隙、奇序数时隙空置,奇基站只能使用2类信道的奇序数时隙、偶序数时隙空置。因此每一个基站要与左右两相邻基站进行协调以确定其1类信道及2类信道的分配。
在上述实施例中,优选地,为实现移动终端在不同基站间的顺利切换,基站间需要保持良好的时间同步,其时间校准过程如下:监控中心向所有基站发出复位命令,监控中心和基站均开始以标准时钟计数,监控中心计数到20毫秒时向基站发送消息,当基站接收到消息时记录此时自身计数器的记数作为上行计数,基站计数到20毫秒时向监控中心发送消息,当监控中心接收到消息时记录此时自身计数器的记数作为下行计数,并将下行计数发送至相应的基站,基站根据上行计数和下行计数之间的差值对自身计数器的基数进行调整直至下行计数与上行计数达到相同数值,实现当前基站的时间校准。完成时间校准的基站才可以通过下行信道发送数据。
在上述实施例中,优选地,在通过上行信道发送数据之前,移动终端须通过下行信道的同步头与基站进行时钟同步和载频同步,同步完成后移动终端通过与基站帧周期同步的时钟计数器控制上行信道的指令以在相应的时间执行相应的动作;根据移动终端与基站之间距离的不同,其收到基站信息的时延是不同的,因此基站在制定不同移动终端的上行信道时隙时须保留6.7us的间隔。与下行信道的1类信道及2类信道类似,上行信道也可分为两类:当移动终端处于1类区域时,其可用1类信道向基站发射数据,所谓1类信道即指它的时隙并不需要躲避与相邻基站相连的移动终端的时隙。当移动终端处于2类区域时,其须用2类信道向基站发射数据,所谓2类信道即指它的时隙需要躲避与相邻基站相连的移动终端的时隙。
上行信道的数据格式如图3所示,由于每一个移动终端发送的数据到达基站的时间都可能不同,每一个移动终端的上行信道都需有一个同步头作为起头,基站可由同步头锁定数据段的位置。上行信道的帧格式如图4所示,上行信道以入网申请信道起始,在一个基站与其相邻基站均不再接受新的移动终端的入网申请时,入网申请信道所占的时隙才可从该上行信道中去除。一帧上行信道所承载的信息完全由下行信道的控制信息决定,且最多包含64个移动终端的上行数据。
如图5所示,在上述实施例中,优选地,调制解调器包括ARM CPU、地址属性控制器、发射时隙控制器、接收时隙控制器、控制寄存器、存储器、数字调制器、数字解调器和射频模块;ARM CPU、发射时隙控制器、接收时隙控制器、控制寄存器通过数据总线与存储器相连,地址属性控制器支配存储器的归属权,ARM CPU将通过2.5G网接收到的数据存放于存储器中的某一位置,发射时隙控制器在特定时刻由存储器读取数据并将数据发送至数字调制器,数字调制器将接收到的数据进行OFDM调制,并将调制后的数据发送至射频模块,经天线发射出去;接收时隙控制器将由射频模块接收到的数据发送至数字解调器,通过数字解调器进行OFDM解调,并将解调后的数据存储至存储器,ARM CPU由存储器中读取数据并将数据发送至IP交换器。发射时隙控制器及接收时隙控制器所遵循的动作指令是先由ARM CPU放入存储器的特定位置。然后发射和接收时隙控制器从存储器顺序读取指令并执行。其中,发射时隙控制器将数据送往数字调制器,从而经射频模块送往天线。而接收时隙控制器接收数字解调器解调的数据,从而经ARM CPU发往IP交换模块。
其中,与移动终端的调制解调器的区别是基站的调制解调器连接的是IP交换器,而移动终端的调制解调器连接的WIFI设备。同时基站端的标准时钟是由2.5G网提供,而移动终端的工作时钟由调制解调器自身产生,并根据接收到的下行信道的同步头进行调整,最终同步到基站的标准时钟上去。IP交换模块(移动终端为WIFI模块)与调制解调器经由总线通过ARM CPU连接在一起。
如图6所示,在上述实施例中,优选地,数字调制器包括PN Generator模块、Mapper模块、Carrier Control模块、Differential Encoder模块、iFFT模块、CP模组模块、MUX模块、FIR HB Filter模块、Farrow Filter模块、DUC模块和Gain模块;
当发射时隙控制器在执行TxPN指令时,PN Generator模块产生同步头信息,否则其它时间处于空闲状态,Mapper模块则按照Tx_Mod的要求将Tx_Data数据加载到调制信号上,Carrier Control模块根据发射指令中的SUB_CAR数值与有效子载波数寄存器的设置是否相同确定是否插入导频子载波,Differential Encoder模块为差分OFDM系统的差分编码器,iFFT模块用于快速傅里叶反变换,负责将频域信号转换到时域上去形成OFDM符号,CP模组模块负责加入OFDM符号的循环前缀,当指令为TxPN指令时,MUX模块选择同步头电路的数据传输到后面模块,当指令为OFDM或PILOT指令时选择OFDM电路的数据,FIR HB Filter模块用于将数据采样率由76MHz提高到152MHz,Farrow Filter模块用于将152MHz时钟采样信号插值上采样到156.25MHz采样速率,DUC模块用于将基带信号上变频到中频信号,最后Gain模块调整发射信号的增益。
如图7所示,在上述实施例中,优选地,数字解调器包括AGC模块、DCC模块、FarrowFilter模块、FIR HB Filter模块、DeMUX1模块、PN Correlate模块、PLL模块、Correlator模块、FFT模块、DeMUX2模块、Differential Decoder模块、Channel&Carrier Estimation模块、Equalizer模块、PHASOR模块、DeMapper模块、Post Proc模块和Pilot Drop模块;
AGC模块为脉宽调制产生电路,用于为射频接收放大器提供增益自动控制以及将接收信号调整到预设幅度,DCC模块用于将接收信号从中频移至基频,Farrow Filter模块与FIR HB Filter模块分别用于将156.25MHz时钟采样信号插值下采样到152MHz采样速率以及将数据采样率由152MHz降低到76MHz,DeMUX1模块根据所接受的指令选择不同的处理电路,若指令为RxPN Start和RxPN Stop时将接收数据传递到PN处理电路,当指令为OFDM或PILOT时选择OFDM处理电路,在PN处理电路中,PN Correlate模块主要负责同步头搜索,当接收时隙控制器执行RxPN Start或RxPN Stop指令时,该模块开始或结束同步头搜索;PLL等模块为系统提供接近工作时钟,且在后期PN Correlate模块将该工作时钟与基站的工作时钟进行同步,在OFDM电路中的Correlator模块针对差分OFDM的第一个导频符号进行相关运算,从而消除OFDM信号中的模糊性;FFT模块将时域上的OFDM信号转换到频域,DeMUX2模块与Differential Decoder模块分别完成OFDM信号的差分与译码,DeMUX3模块为数据分离控制器,当该模块执行PILOT时,则选择Channel&Carrier Estimation模块来完成信道和载频估计,但当该模块执行OFDM指令时,则选择Equalizer模块来完成信道均衡;考虑到信号中存在一定的载频偏差,因此PHASOR模块、DeMapper模块和Post Proc模块分别完成相位旋转,将接收数据判决到调制信号的星座点和根据判决前后数据的相位差提取频偏信息的任务,最后Pilot Drop模块根据接收指令中的SUB_CAR数值与有效子载波数寄存器的设置是否相同决定导频子载波的插入位置。
在上述实施例中,优选地,通过同步头进行时钟同步和载频同步的具体过程包括搜索过程与跟踪过程。
如图8所示,是一个以76MHz时钟为基准的20ms(1520000个时钟宽度)长的帧结构示意图。数据帧以PN同步头作为起始标志。帧周期为76MHz时钟的计数器从0计到1519999。
如图8所示,PN同步头的结束点与一个帧的结束点的时间间隔为d=1519999-3079。为了确保在一个周期的时间内硬件一定会遇到一个PN同步头,在PN同步头的位置被锁定之前,采用软件设置的方法将帧长计数器的周期设为30ms。当硬件判断相关峰的幅值大于预设门限时,硬件记录最大相关峰的位置x及相应相关峰的幅值,并向ARM CPU发出中断请求,ARM CPU接收到中断请求后将帧长计数器的清零点设置为最大相关峰与同步头结束点与帧结束点时间间隔的和值位置,即x+d。当帧长计数器到达清零点后,向ARM CPU发出中断请求,ARM CPU接收到中断请求后设置帧长计数器的周期为20ms,即将帧长计数器的清零点设置于帧结束点1519999位置,使得PN同步头如图8所示结构。
跟踪过程包括定时跟踪和载频跟踪,定时跟踪的目的是使移动终端的工作时钟与基站的工作时钟同步;载频跟踪的目的是使移动终端的载频与基站的工作载频同步。
在定时跟踪过程中,系统相关峰的示意图如图9所示。在主相关峰两侧各又两个非零点,其中主相关峰为P(puncture)点;早于P点的相关峰为E(early)点;晚于P点的相关峰为L(late)点。首先通过PN相关器得到P、E、L点的相关峰,并将其记入相应的寄存器。计算得到系统时钟的定时误差,若三点的相关峰值分别表示为Punc_Corr,Early_Corr和Late_Corr,则系统时钟的定时误差Terr可被表示为:
Figure BDA0002673565830000111
系统时钟的定时误差可转换为赫兹Terr_hz表示如下:
Terr_hz=Terr×(1/TF)×(RS/FS) (2)
其中,TF表示帧周期,RS表示PN序列符号率,FS表示系统时钟频率。在检测到定时误差,软件可通过对NCO的调整来矫正系统偏差。
在载频跟踪过程中,首先通过PN相关器检测载频偏移信息,然后软件根据载频偏移信息计算偏移量,将矫正量设置回硬件电路,以矫正载频偏差。软件计算过程如下:
假设
Figure BDA0002673565830000121
Figure BDA0002673565830000122
Figure BDA0002673565830000123
因此,相位差α为
Figure BDA0002673565830000124
对于小角度情况,相位差计算可近似为
Figure BDA0002673565830000125
假设Δf为载频偏移,Rs为PN符号速率,Δp为每PN符号的相位,则
Figure BDA0002673565830000126
由于Lpn为PN序列的总长度,而α为
Figure BDA0002673565830000127
个PN符号累计的相位差,因此载频偏差可计算如下:
Figure BDA0002673565830000128
考虑到为使载频偏差的估计有一定的准确度,α需要不超过
Figure BDA0002673565830000129
因此
Figure BDA00026735658300001210
为了验证上述实施例中提出的基于FPGA的高速移动无线通信系统的可靠性,将基站架在大楼顶楼楼顶,且天线对准500m处预先选择的终端测试点,终端测试点的位置如图10所示。而移动柜终端设备、天线、监控电脑、电池则放置在自行车上形成一个移动测试平台。首先在预定测试点进行天线静态对准调试,使基站天线最大增益方向对准预定终端测试点,然后进行动态测试,即测试员沿着公路骑自行车沿来回绕圈,同时在绕圈过程中,基站和终端分别连续打印RSSI值(RSSI值采取间隔不大于0.1ms)。在上述测试环境中,完成针对终端的增益天线与信号进行RSSI分析。
将天线设置为高增益全向天线,同时在带宽信号激励下进行衰落深度测试,结合在朝向基站运动与背向基站运动两种情况进行分析。
如图11和12所示,对移动终端侧数据进行分析,朝向基站运动时RSSI值线性趋势是渐升的,而背向基站运动时的趋势是渐降的,同时在标准偏差和最大摆幅方面,背向运动较朝向运动的大,而在平均值方面,背向运动较朝向运动的小。
如图13和14所示,对基站侧数据进行分析,其数据趋势同图11、12中移动终端侧的数据趋势基本一致,但由于图14存在运行转向过程中的RSSI数据,该类数据会出现比较大的平均值凹陷。
为了分析终端的增益天线所带来的影响,在保证带宽信号激励下,选择高增益全向天线与低增益全向天线进行对比,其结果如下表1所示。在平均值方面,背向基站运动方向较朝向运动基站方向信号强度大,差异明显,其主要原因是由于天线最大增益方向与来波方向间夹角差异引起。而在标准偏差和摆幅方面,背向运动方向较朝向基站运动方向的值要大,其主要原因是朝向基站运动时,全向天线最大增益方向与视距来波方向夹角小,视距来波信号获得增益高,而其他方向的多径散射波受到抑制。视距来波能量比多径散射波的能力强很多,因此快衰落造成的信号强大起伏比较小。当背向基站运动时,全向天线最大增益方向与来波方向夹角比较大,偏离最大增益方向,增益减少,而有部分散热路径在最大增益方向内导致散热路径总的信号强度增大。与朝向基站运动相比,视距来波主信号强度降低,而散热路径信号增强,主信号与散射路径的信号的强大差异变小,导致快衰落的信号强度起伏变大。而在两种类型的天线对比上,在朝向基站运动情况下,基站侧中采用高增益天线的标准偏差略大于低增益天线的,但在终端侧采用低增益天线的标准偏差要明显大于高增益天线的。而在背向基站运动情况下,两种类型的天线在基站侧的标准偏差差异不大,但在终端侧采用低增益天线的标准偏差要明显大于高增益天线的。因此综合来看,高增益天线相较于低增益天线是略占优势的,其主要原因是天线在运动过程中的摆动导致角度变化剧烈,附加了角度变化引起的增益变化,从而引起的接收能量变化。
表1不同增益天线动态RSSI的对比
Figure BDA0002673565830000141
为了分析终端的信号选择所带来的影响,在保证低增益天线下,选择带宽信号与低音信号进行对比,其结果如下表2所示。在标准偏差和摆幅方面上,背向运动方向较朝向基站运动方向的值要大,具体原因请见上述针对移动终端的增益天线分析。单音信号的最大摆幅和标准偏差均大于带宽信号的最大摆幅和标准偏差,因此单音信号更能测量出实际衰落深度。其主要原因是对于带宽信号来讲,在某时刻下,不同的频率衰落是不一样的。而RSSI是统计带内中的能量(带内所有频率分量的密度积),因此掩盖了实际频率选择衰落深度。但单音信号相较于宽音信号能量更加集中,因此一旦出现该频点深衰落,RSSI能够准确的反映出来。
表2单音带宽信号RSSI的对比
Figure BDA0002673565830000142
根据上述实施例中提出的基于FPGA的高速移动无线通信系统,经过上述测试可知,不仅能实现多个终端的同时接入,而且会根据所接入的终端数量对终端的通信速率进行自动调整。在系统测试阶段,分析终端朝向基站运动与背向基站运动两种情况的最大摆幅、标准偏差和平均值,比较单音带宽信号RSSI,解决了移动终端在高速移动通信过程中的无缝切换问题。
以上仅为本发明的优选实施例而已,并不用于限制本发明,对于本领域的技术人员来说,本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于FPGA的高速移动无线通信系统,其特征在于,包括:基站、移动终端、监控中心和光纤环网;
沿光纤每隔预设距离设置一所述基站,所述基站之间通过所述光纤组成2.5G同步环网,并与所述监控中心联接,所述移动终端与所述基站之间进行宽带通信;
所述移动终端与所述基站之间实现定时同步与载波同步,且所述移动终端与所述基站之间的上行速率与下行速率采用可配置上下行速率比的非对称模式,每个所述移动终端的通信速率根据同时接入所述基站的移动终端数量进行自动配置;
所述基站与相邻基站之间协调以确定所述基站与所述移动终端之间的下行信道和上行信道的通信方式,实现所述移动终端在不同基站之间的顺利切换;
所述基站与所述移动终端均包括调制解调器,所述基站的调制解调器通过IP交换器与外部设备联接,所述移动终端的调制解调器通过WiFi模块与外部设备联接;
按照所述基站与所述监控中心之间距离由近至远排序,定义序号为奇数的基站为奇基站、序号为偶数的基站为偶基站;
所述下行信道的数据格式包括同步头、控制0位、控制1位、1类信道和2类信道,通过所述同步头实现所述移动终端与所述基站之间的定时同步与载波同步,所述偶基站利用所述控制0位时隙发送控制信息、控制1位时隙闲置,所述奇基站利用所述控制1位时隙发送控制信息、控制0位时隙闲置;
所述1类信道的所有时隙均可被基站利用,偶基站只能使用2类信道的偶序数时隙、奇序数时隙空置,奇基站只能使用2类信道的奇序数时隙、偶序数时隙空置。
2.根据权利要求1所述的基于FPGA的高速移动无线通信系统,其特征在于,所述监控中心向所有基站发出复位命令,所述监控中心和所述基站均开始以标准时钟计数,所述监控中心计数到预设时间时向基站发送消息,当所述基站接收到消息时记录此时自身计数器的记数作为上行计数,所述基站计数到预设时间时向所述监控中心发送消息,当所述监控中心接收到消息时记录此时自身计数器的记数作为下行计数,并将所述下行计数发送至相应的基站,所述基站根据所述上行计数和所述下行计数之间的差值对自身计数器的基数进行调整直至所述下行计数与所述上行计数达到相同数值,实现当前基站的时间校准。
3.根据权利要求2所述的基于FPGA的高速移动无线通信系统,其特征在于,所述移动终端通过所述下行信道的同步头与所述基站进行时钟同步和载频同步,同步完成后所述移动终端通过与所述基站同步的时钟计数器控制上行信道的指令以在相应的时间执行相应的动作;
根据所述移动终端与所述基站之间距离的不同,所述移动终端在1类区域时,通过上行信道中不需要躲避与相邻基站相连的移动终端时隙的1类信道向所述基站发送数据,在2类区域时,通过上行信道中需要躲避与相邻基站相连的移动终端时隙的2类信道向所述基站发送数据;
所述上行信道以入网申请信道起始,在一个基站与其相邻基站均不再接受新的移动终端的入网申请时,所述入网申请信道所占的时隙才可从该上行信道中去除。
4.根据权利要求1所述的基于FPGA的高速移动无线通信系统,其特征在于,所述调制解调器包括ARM CPU、地址属性控制器、发射时隙控制器、接收时隙控制器、控制寄存器、存储器、数字调制器、数字解调器和射频模块;
所述ARM CPU、所述发射时隙控制器、所述接收时隙控制器、所述控制寄存器通过数据总线与所述存储器相连,所述地址属性控制器支配所述存储器的归属权,所述ARM CPU将接收到的数据存放于所述存储器中,所述发射时隙控制器在特定时刻由所述存储器读取数据并将数据发送至所述数字调制器,所述数字调制器将接收到的数据进行OFDM调制,并将调制后的数据发送至所述射频模块;
所述接收时隙控制器将由所述射频模块接收到的数据发送至所述数字解调器,通过所述数字解调器进行OFDM解调,并将解调后的数据存储至所述存储器,所述ARM CPU由所述存储器中读取数据并将数据发送至IP交换器。
5.根据权利要求4所述的基于FPGA的高速移动无线通信系统,其特征在于,所述数字调制器包括PN Generator模块、Mapper模块、Carrier Control模块、Differential Encoder模块、iFFT模块、CP模组模块、MUX模块、FIR HB Filter模块、Farrow Filter模块、DUC模块和Gain模块;
当所述发射时隙控制器在执行TxPN指令时,所述PN Generator模块产生同步头信息,否则其它时间处于空闲状态,所述Mapper模块则按照Tx_Mod的要求将Tx_Data数据加载到调制信号上,所述Carrier Control模块根据发射指令中的SUB_CAR数值与有效子载波数寄存器的设置是否相同确定是否插入导频子载波,所述Differential Encoder模块为差分OFDM系统的差分编码器,所述iFFT模块用于快速傅里叶反变换,负责将频域信号转换到时域上去形成OFDM符号;
所述CP模组模块负责加入OFDM符号的循环前缀,当指令为TxPN指令时,所述MUX模块选择同步头电路的数据传输到后面模块,当指令为OFDM或PILOT指令时选择OFDM电路的数据;
所述FIR HB Filter模块用于将数据采样率由76MHz提高到152MHz,所述FarrowFilter模块用于将152MHz时钟采样信号插值上采样到156.25MHz采样速率,所述DUC模块用于将基带信号上变频到中频信号,最后所述Gain模块调整发射信号的增益。
6.根据权利要求4所述的基于FPGA的高速移动无线通信系统,其特征在于,所述数字解调器包括AGC模块、DCC模块、Farrow Filter模块、FIR HB Filter模块、DeMUX1模块、PNCorrelate模块、PLL模块、Correlator模块、FFT模块、DeMUX2模块、Differential Decoder模块、Channel&Carrier Estimation模块、Equalizer模块、PHASOR模块、DeMapper模块、Post Proc模块和Pilot Drop模块;
所述AGC模块为脉宽调制产生电路,用于为射频接收放大器提供增益自动控制以及将接收信号调整到预设幅度,所述DCC模块用于将接收信号从中频移至基频,所述FarrowFilter模块与所述FIR HB Filter模块分别用于将156.25MHz时钟采样信号插值下采样到152MHz采样速率以及将数据采样率由152MHz降低到76MHz,所述DeMUX1模块根据所接受的指令选择不同的处理电路,若指令为RxPN Start和RxPN Stop时将接收数据传递到PN处理电路,当指令为OFDM或PILOT时选择OFDM处理电路,在PN处理电路中,所述PN Correlate模块主要负责同步头搜索,当所述接收时隙控制器执行RxPN Start或RxPN Stop指令时,该模块开始或结束同步头搜索;
所述PLL模块为系统提供接近工作时钟,且在后期所述PN Correlate模块将该工作时钟与基站的工作时钟进行同步,在OFDM电路中的所述Correlator模块针对差分OFDM的第一个导频符号进行相关运算,从而消除OFDM信号中的模糊性;
所述FFT模块将时域上的OFDM信号转换到频域,所述DeMUX2模块与所述DifferentialDecoder模块分别完成OFDM信号的差分与译码,所述DeMUX3模块为数据分离控制器,当该模块执行PILOT时,则选择所述Channel&Carrier Estimation模块来完成信道和载频估计,但当该模块执行OFDM指令时,则选择所述Equalizer模块来完成信道均衡;
考虑到信号中存在一定的载频偏差,因此所述PHASOR模块、所述DeMapper模块和所述Post Proc模块分别完成相位旋转,将接收数据判决到调制信号的星座点和根据判决前后数据的相位差提取频偏信息的任务,最后所述Pilot Drop模块根据接收指令中的SUB_CAR数值与有效子载波数寄存器的设置是否相同决定导频子载波的插入位置。
7.根据权利要求1或3所述的基于FPGA的高速移动无线通信系统,其特征在于,通过同步头进行时钟同步和载频同步的具体过程包括搜索过程与跟踪过程;
在搜索过程中,同步头的位置被锁定前采用软件设置的方式设置帧长计数器的周期,当相关峰的幅值大于预设门限时,记录最大相关峰的位置及相应相关峰的幅值,并向ARMCPU发出中断请求,ARM CPU接收到中断请求后将帧长计数器的清零点设置为最大相关峰与同步头结束点与帧结束点时间间隔的和值位置;
当帧长计数器到达清零点后,向所述ARM CPU发出中断请求,ARM CPU接收到中断请求后设置帧长计数器的周期,使得帧长计数器的清零点位于帧结束点位置;
跟踪过程包括定时跟踪和载频跟踪,在定时跟踪过程中,通过PN相关器得到主相关峰与两侧相关峰,计算得到系统时钟的定时误差,通过对NCO调整以矫正该定时误差;
在载频跟踪过程中,通过PN相关器检测载频偏移信息,根据载频偏移信息计算偏移量,将校正量设置回硬件电路,以矫正载频偏差。
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