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CN118339753A - 开关电源装置、开关控制装置、车载设备和车辆 - Google Patents

开关电源装置、开关控制装置、车载设备和车辆 Download PDF

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CN118339753A
CN118339753A CN202280079464.9A CN202280079464A CN118339753A CN 118339753 A CN118339753 A CN 118339753A CN 202280079464 A CN202280079464 A CN 202280079464A CN 118339753 A CN118339753 A CN 118339753A
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CN
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power supply
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鹤山元规
田古部勋
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Rohm Co Ltd
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Abstract

在开关电源装置中，控制器具有第一状态、第二状态、第三状态和第四状态，在所述第一状态下，控制器保持第一开关接通并且保持第二开关关断，在所述第二状态下，控制器保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通，在所述第三状态下，控制器保持所述第一开关和所述第二开关关断，在所述第四状态下，控制器保持所述第一开关与所述第二开关之间的连接节点处的电压低于所述第三状态下的电压。所述控制器基于周期信号重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态，并且掩蔽所述周期信号直到检测到流过电感器的电流的零交叉点。

Description

开关电源装置、开关控制装置、车载设备和车辆
技术领域
本文公开的发明涉及使输入电压降压以产生输出电压的开关电源装置、以及开关控制装置、车载设备和车辆。
背景技术
作为在轻负载下具有高效率的开关电源装置，固定接通时间控制方法的开关电源装置通常是已知的(参见例如专利文献1)。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2010-35316号公报
发明内容
发明要解决的课题
固定接通时间控制方法的开关电源装置具有其开关频率根据负载状态变化的特性。随着开关频率变化，噪声的频率也变化，并且这会减弱用于以固定频率抑制噪声的降噪方案(例如，滤波电路)的效果。因此，优选的是，在易受噪声影响的环境中使用的开关电源装置的开关频率尽可能地固定。
在负载可以处于普通范围内的状态以及处于比普通范围内更重的状态的情况下，需要开关电源装置不仅在普通范围负载条件下而且在比普通范围内更重的负载条件下实现正常开关控制。
解决课题的手段
本文公开的开关电源装置被配置为使输入电压降压以产生输出电压。所述开关电源装置包括：第一开关，所述第一开关的第一端子被配置为能够连接到用于所述输入电压的施加端子，并且所述第一开关的第二端子被配置为能够连接到电感器的第一端子；第二开关，所述第二开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述第二开关的第二端子被配置为能够连接到用于低于所述输入电压的低电压的施加端子；以及控制器，所述控制器被配置为接通和关断所述第一开关和所述第二开关。所述控制器具有第一状态、第二状态、第三状态和第四状态，在所述第一状态下，所述控制器保持所述第一开关接通并且保持所述第二开关关断，在所述第二状态下，所述控制器保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通，在所述第三状态下，所述控制器保持所述第一开关和所述第二开关关断，在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关与所述第二开关之间的连接节点处的电压低于所述第三状态下的电压。所述控制器基于周期信号重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态，并且掩蔽所述周期信号直到检测到流过所述电感器的电流的零交叉点。
根据本文公开的内容的一个方面，一种开关控制装置接通和关断：第一开关，所述第一开关的第一端子被配置为能够连接到用于输入电压的施加端子，并且所述第一开关的第二端子被配置为能够连接到电感器的第一端子；以及第二开关，所述第二开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述第二开关的第二端子被配置为能够连接到用于低于所述输入电压的低电压的施加端子。所述开关控制装置具有第一状态、第二状态、第三状态和第四状态，在所述第一状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关接通并且保持所述第二开关关断，在所述第二状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通，在所述第三状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关和所述第二开关关断，在所述第四状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关与所述第二开关之间的连接节点处的电压低于所述第三状态下的电压。所述开关控制装置基于周期信号重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态，并且掩蔽所述周期信号直到检测到流过所述电感器的电流的零交叉点。
根据本文公开的内容的一个方面的车载设备包括上述配置的开关电源装置或上述配置的开关控制装置。
根据本文公开的内容的一个方面的车辆包括上述配置的车载设备、以及用于向所述车载设备供电的电池。
发明的效果
通过根据本文公开的内容的一个方面的本发明，即使在比正常负载范围内更重的负载状态下也可以容易地实现正常开关控制，从而有助于高效率的实现。
附图说明
图1是示出根据第一实施方式的开关电源装置的配置的示意图。
图2是示出根据第一实施方式的开关电源装置的操作的时序图。
图3是示出根据第二实施方式的开关电源装置的配置的示意图。
图4是示出根据第二实施方式的开关电源装置的操作的时序图。
图5是示出根据第三实施方式的开关电源装置的配置的示意图。
图6是示出根据第三实施方式的开关电源装置的操作的时序图。
图7是示出根据第四实施方式的开关电源装置的配置的示意图。
图8是示出根据第四实施方式的开关电源装置的操作的时序图。
图9是示出根据第五实施方式的控制器的第一配置示例的示意图。
图10是示出图9所示的控制器的操作的时序图。
图11是示出根据第五实施方式的控制器的第二配置示例的示意图。
图12是示出图11所示的控制器的操作的时序图。
图13是示出根据第五实施方式的控制器的第三配置示例的示意图。
图14是示出图13所示的控制器的操作的时序图。
图15是示出根据第六实施方式的控制器的第一配置示例的示意图。
图16是示出图15所示的控制器的操作的时序图。
图17是示出根据第六实施方式的控制器的第二配置示例的示意图。
图18是示出图17所示的控制器的操作的时序图。
图19是示出根据第七实施方式的设置电路的第一配置示例的示意图。
图20是示出图19所示的设置电路的操作的时序图。
图21是示出根据第七实施方式的设置电路的第二配置示例的示意图。
图22是示出图21所示的设置电路的操作的时序图。
图23是示出根据第八实施方式的控制器的第一配置示例的示意图。
图24是示出图23所示的控制器的操作的时序图。
图25是示出根据第八实施方式的控制器的第二配置示例的示意图。
图26是示出图25所示的控制器的操作的时序图。
图27是示出根据第八实施方式的控制器的第三配置示例的示意图。
图28是示出图27所示的控制器的操作的时序图。
图29是示出根据第九实施方式的控制器的第一配置示例的示意图。
图30是示出图29所示的控制器的操作的时序图。
图31是示出根据第九实施方式的控制器的第二配置示例的示意图。
图32是示出图31所示的控制器的操作的时序图。
图33是示出根据第九实施方式的控制器的第三配置示例的示意图。
图34是示出图33所示的控制器的操作的时序图。
图35是示出车辆的一个配置示例的外视图。
具体实施方式
在本说明书中，MOS晶体管表示具有至少包括以下三个层的栅极结构的晶体管：“具有低电阻值的导电材料或半导体(诸如多晶硅)层”；“绝缘层”；以及“p型、n型或本征半导体层”。也就是说，MOS晶体管的栅极结构不限于包括金属、氧化物和半导体的三层结构。
在本说明书中，基准电压表示在理想状态下保持恒定并且实际上由于温度变化等而略微变化的电压。
在本说明书中，恒定电压表示在理想状态下保持恒定并且实际上由于温度变化等而略微变化的电压。
在本说明书中，恒定电流表示在理想状态下保持恒定并且实际上由于温度变化等而略微变化的电流。
<第一实施方式>
图1是示出根据第一实施方式的开关电源装置的配置的示意图。根据第一实施方式的开关电源装置1A(在下文中“开关电源装置1A”)是使输入电压VIN降压(降低)以产生输出电压VOUT的开关电源装置。开关电源装置1A包括控制器CNT1、第一开关SW1、第二开关SW2、电感器L1、输出电容器C1以及输出反馈电路FB1。开关电源装置1A可以被配置为在轻负载下以连续电流模式操作，或可以被配置为包括反向电流防止功能并且在轻负载下以不连续电流模式操作。
控制器CNT1基于输出反馈电路FB1的输出接通和关断第一开关SW1和第二开关SW2。换句话说，控制器CNT1是接通和关断第一开关SW1和第二开关SW2的开关控制装置。
第一开关SW1具有被配置为能够连接到用于输入电压VIN的施加端子的第一端子，并且具有被配置为能够连接到电感器L1的第一端子的第二端子。第一开关SW1使从用于输入电压VIN的施加端子通向电感器L1的电流路径在导通状态和切断状态之间进行切换。第一开关SW1可以利用例如P沟道MOS晶体管或N沟道MOS晶体管来实施。在第一开关SW1利用N沟道MOS晶体管来实施的情况下，开关电源装置1A可以另外包括用于生成比输入电压VIN更高的电压的自举电路。
第二开关SW2具有被配置为能够连接到电感器L1的第一端子和第一开关SW1的第二端子的第一端子，并且具有被配置为能够连接到用于接地电位的施加端子的第二端子。第二开关SW2使从用于接地电位的施加端子通向电感器L1的电流路径在导通状态和切断状态之间进行切换。第二开关SW2可以利用例如N沟道MOS晶体管来实施。
通过第一开关SW1和第二开关SW2的开关动作，具有脉冲波形的开关电压VSW出现在第一开关SW1和第二开关SW2之间的连接节点处。电感器L1和输出电容器C1使具有脉冲波形的开关电压VSW平滑以产生输出电压VOUT，并将输出电压VOUT供应给用于输出电压VOUT的施加端子。负载LD1连接到用于输出电压VOUT的施加端子，使得负载LD1被供应有输出电压VOUT。
输出反馈电路FB1生成并输出与输出电压VOUT相对应的反馈信号。输出反馈电路FB1可以利用例如电阻器分压电路来实施，该电阻器分压电路利用电阻器对输出电压VOUT进行分压以产生反馈信号。对于另一示例，输出反馈电路FB1可以被配置为获取输出电压VOUT，并且将它作为反馈信号原样输出。输出反馈电路FB1可以被配置为除了生成并输出与输出电压VOUT相对应的反馈信号之外，还生成并输出与通过电感器L1的电流(在下文中“电感器电流IL”)相对应的反馈信号。使用也生成与电感器电流IL相对应的反馈信号的输出反馈电路FB1，可以执行电流模式控制。
图2是示出开关电源装置1A的操作的时序图。根据从输出反馈电路FB1输出的反馈信号，控制器CNT1设置第一状态ST1的长度。负载LD1越轻时，第一状态ST1被设置得越短。
在第一状态ST1下，控制器CNT1保持第一开关SW1接通而第二开关SW2关断。在第一状态ST1下，开关电压VSW首先上升到等于输入电压VIN和第一开关SW1的体二极管的正向电压之和的值，并且然后稳定到近似等于输入电压VIN的值。在第一状态ST1下，电感器电流IL随着时间流逝而增加。
在第一状态ST1结束时，控制器CNT1将控制状态从第一状态ST1切换到第二状态ST2。
在第二状态ST2下，控制器CNT1保持第一开关SW1关断而第二开关SW2接通。在第二状态ST2下，开关电压VSW具有近似等于接地电位GND的值。在第二状态ST2下，电感器电流IL随着时间流逝而减小。
当电感器电流IL已经减小到预定值时，控制器CNT1结束第二状态ST2，并且将控制状态从第二状态ST2切换到第三状态ST3。检查电感器电流IL是否已经减小到预定值的检查器(未示出)可以与控制器CNT1分开地提供，或可以结合在控制器CNT1中。在该实施方式中，上述预定值为零。
在第三状态ST3下，控制器CNT1保持第一开关SW1和第二开关SW2关断。在第三状态ST3下，第一开关SW1和第二开关SW2之间的连接节点处于高阻抗状态，并且开关电压VSW具有近似等于输出电压VOUT的值。在第二状态ST2下，电感器电流IL为零。
周期信号S1是其中脉冲以固定周期Tfix出现的信号。周期信号S1可以是在控制器CNT1内生成的信号，或可以是在控制器CNT1外部生成并且由控制器CNT1获取的信号。
当脉冲在周期信号S1中上升时，控制器CNT1结束第三状态ST3，并将控制状态从第三状态ST3切换到第四状态ST4。
在第四状态ST4下，控制器CNT1保持第一开关SW1关断而第二开关SW2接通。在第四状态ST4下，开关电压VSW的值近似等于接地电位GND的值。在第四状态ST4下，电感器电流IL从用于输出电压VOUT的施加端子流到第一开关SW1和第二开关SW2之间的连接节点，并且随着时间流逝而增加。在第四状态ST4下，生成电感器电流IL。在从第四状态ST4转变到第一状态ST1时，由电感器电流IL的再生而产生的能量被释放；因此，在从第四状态ST4转变到第一状态ST1时，开关电压VSW突然上升。
当脉冲在周期信号S1中下降时，控制器CNT1结束第四状态ST4，并将控制状态从第四状态ST4切换到第一状态ST1。
控制器CNT1以固定周期Tfix重复第一状态ST1、第二状态ST2、第三状态ST3和第四状态ST4。优选的是，其中第一开关SW1和第二开关SW2都关断的死区时间段被设置为一个在第一状态ST1和第二状态ST2之间并且一个在第四状态ST4和第一状态ST1之间。在死区时间段被设置为一个在第一状态ST1和第二状态ST2之间并且一个在第四状态ST4和第一状态ST1之间的情况下，固定周期Tfix等于以下时段加在一起的总和：第一状态ST1、第一状态ST1与第二状态ST2之间的死区时间段、第二状态ST2、第三状态ST3、第四状态ST4、以及第四状态ST4与第一状态ST1之间的死区时间段。
开关电源装置1A被配置为以固定周期Tfix操作并且在第三状态ST3下不产生损耗，并且因此在不改变开关频率的情况下实现高效率。由于负载LD1越轻，第一状态ST1越短并且第三状态ST3越长；因此，开关电源装置1A有助于极大地改善轻负载LD1下的效率。
在该实施方式的变形例中，第二开关SW2可以具有第二端子，该第二端子被配置为能够连接到用于低于输入电压VIN且不同于接地电位的低电压的施加端子。
<第二实施方式>
关于第二实施方式，将不再重复对于与第一实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。图3是示出了根据第二实施方式的开关电源装置的配置的示意图。根据第二实施方式的开关电源装置1B(在下文中“开关电源装置1B”)是通过将开关SW3添加到开关电源装置1A而产生的。
开关SW3与开关SW2并联连接。也就是说，开关SW3的第一端子连接到开关SW2的第一端子，并且开关SW3的第二端子连接到开关SW2的第二端子。第三开关SW3可以利用例如N沟道MOS晶体管来实施。控制器CNT1不仅接通和关断第一开关SW1和第二开关SW2，而且接通和关断第三开关SW3。
开关SW3具有比开关SW2更低的接通状态电阻(在接通状态下第一端子和第二端子之间的电阻)和更低的电容(第一端子和第二端子之间的寄生电容)中的至少一个。
图4是示出开关电源装置1B的操作的时序图。开关电源装置1B的操作与开关电源装置1A的操作的不同之处在于，在第四状态ST4下，控制器CNT1保持第二开关SW2关断。
在第四状态ST4下，代替第二开关SW2，控制器CNT1保持第三开关SW3接通。如上所述，开关SW3具有比开关SW2更低的接通状态电阻和更低的电容中的至少一个。因此，开关电源装置1B在第四状态ST4下产生比开关电源装置1A更少的损耗。
在第一状态ST1、第二状态ST2和第三状态ST3下，控制器CNT1保持第三开关SW3关断。
开关电源装置1B被配置为以固定周期Tfix操作并且在第三状态ST3下不产生损耗，并且因此在不改变开关频率的情况下实现高效率。由于负载LD1越轻，第一状态ST1越短并且第三状态ST3越长；因此，开关电源装置1B有助于极大地改善轻负载LD1下的效率。
在本实施方式的变形例中，在第四状态ST4下，控制器CNT1可以保持第二开关SW2和第三开关SW3都接通。
在该实施方式的另一变形例中，第二开关SW2和第三开关SW3可以具有各自的第二端子，它们各自的第二端子被配置为能够连接到用于低于输入电压VIN且不同于接地电位的低电压的施加端子。
<第三实施方式>
关于第三实施方式，将不再重复对于与第二实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。图5是示出了根据第三实施方式的开关电源装置的配置的示意图。根据第三实施方式的开关电源装置1C(在下文中“开关电源装置1C”)是通过将开关SW3、电容C2和开关SW4添加到开关电源装置1A而产生的。
开关SW3的第一端子连接到第一开关SW1和第二开关SW2之间的连接节点。开关SW3的第二端子连接到电容C2的第一端子和第四开关SW4的第一端子。电容C2的第二端子和第四开关SW4的第二端子连接到接地电位。第三开关SW3可以利用例如N沟道MOS晶体管来实施。第四开关SW4可以利用例如N沟道MOS晶体管来实施。控制器CNT1不仅接通和关断第一开关SW1和第二开关SW2，而且接通和关断第三开关SW3和第四开关SW4。
开关SW3具有比开关SW2更低的接通状态电阻(在接通状态下第一端子和第二端子之间的电阻)和更低的电容(第一端子和第二端子之间的寄生电容)中的至少一个。与所讨论的实施方式相比，开关SW3可以具有与开关SW2的接通状态电阻和电容大致相等的接通状态电阻和电容。
开关SW4是用于使电容C2放电的开关。在开关SW4接通的情况下，电容C2的端子两端短路以被放电。
图6是示出开关电源装置1C的操作的时序图。开关电源装置1C基本上以与开关电源装置1B相同的方式操作。在开关电源装置1C中，控制器CNT1另外接通和关断第四开关SW4。控制器CNT1互补地接通和关断第三开关SW3和第四开关SW4。具体地，控制器CNT1在第一状态ST1、第二状态ST2和第三状态ST3下保持第四开关SW4接通，并且在第四状态ST4下保持第四开关SW4关断。
在开关电源装置1C中，在第四状态ST4下，开关电压SW是由利用第一开关SW1的第一端子和第二端子之间的寄生电容以及第三开关SW3的第一端子和第二端子之间的寄生电容与电容C2之和对于输入电压VIN进行电容分压而产生的电压。因此，通过电容C2的电容值的调整，可以调整第四状态ST4下的开关电压SW的值。即，通过电容C2的电容值的调整，可以调整开关电压VSW在从第四状态ST4转变到第一状态ST1时如何上升。
例如，控制器CNT1可以结合在半导体集成电路装置中，而电容C2作为在外部连接到它的部件；这使得容易调整在第四状态ST4下的开关电压SW的值。
开关电源装置1C被配置为以固定周期Tfix操作并且在第三状态ST3下不产生损耗，并且因此在不改变开关频率的情况下实现高效率。由于负载LD1越轻，第一状态ST1越短并且第三状态ST3越长；因此，开关电源装置1C有助于极大地改善轻负载LD1下的效率。
在该实施方式的变形例中，第二开关SW2、电容C2和第四开关SW4可以具有各自的第二端子，它们各自的第二端子被配置为能够连接到用于低于输入电压VIN且不同于接地电位的低电压的施加端子。
<第四实施方式>
关于第四实施方式，将不再重复对于与第三实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。图7是示出了根据第四实施方式的开关电源装置的配置的示意图。根据第四实施方式的开关电源装置1D(在下文中“开关电源装置1D”)是通过将电容C2添加到开关电源装置1A而产生的。
电容C2的第一端子连接到第一开关SW1和第二开关SW2之间的连接节点。控制器CNT1控制施加到开关SW3的第二端子的电压VA。例如，控制器CNT1在第三状态ST3下将电压VA保持在高电平(例如，与输出电压VOUT相同的值)，并且在第一状态ST1、第二状态ST2和第四状态ST4下将电压VA保持在低电平(例如，接地电位GND)。
通过第四状态ST4下的电压VA的值的调整，可以调整开关电压VSW在从第四状态ST4转变到第一状态ST1时如何上升。
开关电源装置1D被配置为以固定周期Tfix操作并且在第三状态ST3下不产生损耗，并且因此在不改变开关频率的情况下实现高效率。由于负载LD1越轻，第一状态ST1越短并且第三状态ST3越长；因此，开关电源装置1D有助于极大地改善轻负载LD1下的效率。
在该实施方式的变形例中，第二开关SW2可以具有第二端子，该第二端子被配置为能够连接到用于低于输入电压VIN且不同于接地电位的低电压的施加端子。
<第五实施方式>
在根据第一至第四实施方式的上述开关电源装置的每个控制器CNT1中，负载LD1越轻，第一状态ST1在持续时间上越短。也就是说，在根据第一至第四实施方式的开关电源装置中，负载LD1越轻，用于控制开关SW1的控制信号的脉冲宽度越窄，从而引起生成控制信号的困难。
根据第五实施方式的开关电源装置能够解决根据第一至第四实施方式的开关电源装置的上述问题。
根据第五实施方式的开关电源装置是根据第一实施方式的开关电源装置的改进。因此，关于第五实施方式，将不再重复对于与第一实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。
根据第五实施方式的控制器CNT1在负载LD1落在第一范围(正常负载状态)内的条件下以固定周期重复第一状态ST1、第二状态ST2、第三状态ST3和第四状态ST4。因此，根据第五实施方式的开关电源装置被允许在负载LD1保持在第一范围内的条件下使开关频率固定。
当负载LD1在比第一范围更轻的第二范围(轻负载状态)内时，通过随着负载LD1越轻而相应地将周期设置得越长，根据第五实施方式的控制器CNT1重复第一状态ST1、第二状态ST2、第三状态ST3和第四状态ST4。因此，根据第五实施方式的开关电源装置在负载LD1保持在第二范围内的条件下抑制用于控制开关SW1的控制信号的脉冲宽度的变窄。因此，根据第五实施方式的开关电源装置允许即使在负载LD1保持在轻负载状态的条件下也容易地实现正常开关控制。
根据第五实施方式的控制器CNT1将第一开关SW1和第二开关SW2保持关断的死区时间段DT设置在第四状态ST4和第一状态ST1之间。然后，根据第五实施方式的控制器CNT1将死区时间段DT的长度和第四状态ST4的长度分别设置为固定值，使得在不涉及部件变化的条件下，在电感器电流IL的零交叉点处开始第一状态ST1。因此，根据第五实施方式的开关电源装置能够减少在第一开关SW1的接通时涉及的损耗，从而有助于更高效率的实现。
<<根据第五实施方式的控制器的第一配置示例>>
图9是示出根据第五实施方式的控制器CNT1的第一配置示例的示意图。图10是示出图9所示的控制器的操作的时序图。
图9所示的控制器CNT1包括误差放大器1、PWM(脉宽调制)比较器2、与门(ANDgate)3、锁存电路4、驱动器5、PFM(脉冲频率调制)比较器6、选择器7、延迟电路8、零交叉点检测电路9和锁存电路10。在图9所示的配置中，RS触发器用作锁存电路4的示例，并且D触发器用作锁存电路10的示例。因此，在以下描述中，锁存电路4将被称为RS触发器4，并且锁存电路10将被称为D触发器10。
误差放大器1输出与从输出反馈电路FB1输出的反馈信号VFB和基准电压VREF之间的差相对应的误差信号VERR。
PWM比较器2输出PWM信号VPWM，该PWM信号VPWM是误差信号VERR和斜坡电压VRAMP之间的比较结果。
与门3输出复位信号RST，该复位信号RST是PWM信号VPWM和延迟信号ONDLY的逻辑与(AND)。稍后将描述延迟信号ONDLY。
RS触发器4通过使供应给置位端子(S端子)的信号在RS触发器4内部延迟来生成延迟信号LON2DLY。RS触发器4生成并输出由延迟信号LON2DLY置位并由复位信号RST复位的接通时间设置电压VON。
驱动器5基于接通时间设置电压VON控制第一开关SW1和第二开关SW2。
PFM比较器6输出与从输出反馈电路FB1输出的反馈信号VFB和基准电压VPFMREF之间的差相对应的信号VPFMOUT。在信号VPFMOUT中，当输出电压VOUT已经达到小于特定值时生成脉冲。
选择器7选择周期信号S1和信号VPFMOUT中的任一个并将其供应给RS触发器4的置位端子(S端子)。当轻载模式信号LCMMODE为低电平时，选择器7选择周期信号S1。当轻载模式信号LCMMODE为高电平时，选择器7选择信号VPFMOUT。稍后将描述轻载模式信号LCMMODE。
延迟电路8生成由将接通时间设置电压VON延迟第一指定时间而产生的延迟信号ONDLY。延迟电路8生成由将接通时间设置电压VON延迟第二指定时间而产生的延迟信号LCMDLY。第二指定时间比第一指定时间更长。
零交叉点检测电路9检测电感器电流IL的零交叉点，并输出零交叉点检测信号ZX。当电感器电流IL从正电平减小并到达零交叉点时，从零交叉点检测电路9输出的零交叉点检测信号ZX变为高电平。
D触发器10与零交叉点检测信号ZX同步地保持延迟信号LCMDLY，并输出所保持的延迟信号LCMDLY的反相信号。由D触发器10保持的延迟信号LCMDLY的反相信号是上述轻载模式信号LCMMODE。
当从第一状态ST1的开始时间到检测到电感器电流IL的零交叉点的持续时间小于特定值(第二指定时间)时，图9所示的控制器CNT1判定负载LD1处于轻负载状态。
在使用延迟信号ONDLY的情况下，图9所示的控制器CNT1在负载LD1处于轻负载状态的条件下设置第一状态ST1的最小时间(第一指定时间)。因此，第一状态ST1的长度决不会变得过短，使得更容易实现正常开关控制。
<<根据第五实施方式的控制器的第二配置示例>>
图11是示出根据第五实施方式的控制器的第二配置示例的示意图。图12是示出图11所示的控制器的操作的时序图。在该配置示例中，将适当地省略与第一配置示例的描述部分类似的描述部分。
图11所示的控制器CNT1包括误差放大器1、PWM比较器2、RS触发器4、驱动器5、PFM比较器6和选择器7。
在该配置示例中，PWM信号VPWM由复位信号RST代替。
当信号VPFMOUT为低电平时，选择器7选择周期信号S1。当信号VPFMOUT为高电平时，选择器7选择信号VPFMOUT。
当误差信号VERR超过基准电压VPFMREF时，图11所示的控制器CNT1判定负载LD1处于轻负载状态。
<<根据第五实施方式的控制器的第三配置示例>>
图13是示出根据第五实施方式的控制器的第三配置示例的示意图。图14是示出图13所示的控制器的操作的时序图。在该配置示例中，将适当地省略与第二配置示例的描述部分类似的描述部分。
图13所示的控制器CNT1被配置为使得与门3和延迟电路8被添加到图11所示的控制器CNT1。
与门3和延迟电路8类似于第一配置示例的与门和延迟电路，除了第三配置示例的延迟电路8只生成延迟信号ONDLY。
当误差信号VERR超过基准电压VPFMREF时，图13所示的控制器CNT1判定负载LD1处于轻负载状态。
在使用延迟信号ONDLY的情况下，图13所示的控制器CNT1在负载LD1处于轻负载状态时设置第一状态ST1的最小持续时间(第一指定时间)。因此，第一状态ST1的长度决不会变得过短，使得更容易实现正常开关控制。
<<第五实施方式的变形例>>
根据第五实施方式的开关电源装置是根据如上所述的第一实施方式的开关电源装置的改进。然而，也可以对根据第二至第四实施方式的开关电源装置进行类似的改进。此外，也可以对根据第五实施方式的开关电源装置进行与在第一至第四实施方式中描述的变形例的修改类似的修改。
<第六实施方式>
根据第一至第五实施方式的开关电源装置的每个控制器CNT1被配置成当负载LD1越重时，第一状态ST1相应地在持续时间上越长。也就是说，对于根据第一至第五实施方式的开关电源装置，当负载LD1越重时，用于控制第一开关SW1的控制信号的脉冲宽度越宽，使得难以在固定周期Tfix内实现控制。
根据第六实施方式的开关电源装置能够解决根据第一至第五实施方式的开关电源装置的上述问题。
根据第六实施方式的开关电源装置是根据第一实施方式的开关电源装置的改进。因此，关于第六实施方式，将不再重复对于与第一实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。
根据第六实施方式的控制器CNT1基于周期信号S1以固定周期重复第一状态ST1、第二状态ST2、第三状态ST3和第四状态ST4。因此，允许根据第六实施方式的开关电源装置与周期信号S1同步地固定开关频率。
根据第六实施方式的控制器CNT1使周期信号S1掩蔽，直到检测到电感器电流IL的零交叉点。因此，当负载LD1处于涉及比正常负载状态更重的负载的重负载状态时，根据第六实施方式的控制器CNT1与周期信号S1异步地操作。因此，对于根据第六实施方式的开关电源装置，即使当负载LD1处于重负载状态时，也可更容易地实现正常开关控制。
根据第六实施方式的控制器CNT1将第一开关SW1和第二开关SW2保持关断的死区时间段DT设置在第四状态ST4和第一状态ST1之间。然后，根据第六实施方式的控制器CNT1将死区时间段DT的长度和第四状态ST4的长度分别设置为固定值，使得在不涉及部件变化的条件下，在电感器电流IL的零交叉点处开始第一状态ST1。因此，根据第六实施方式的开关电源装置能够减少在第一开关SW1的接通时涉及的损耗，从而有助于更高效率的实现。
<<根据第六实施方式的控制器的第一配置示例>>
图15是示出根据第六实施方式的控制器CNT1的第一配置示例的示意图。图16是示出图15所示的控制器CNT1的操作的时序图。
图15所示的控制器CNT1包括误差放大器21、PWM比较器22、与门23、锁存电路24、驱动器25、锁存电路26、与门27、延迟电路28、零交叉点检测电路29、锁存电路30和非门(NOTgate)31。在图15所示的配置中，RS触发器用作锁存电路24的示例，并且D触发器用作锁存电路26和锁存电路30中的每一个的示例。在以下描述中，锁存电路24将被称为RS触发器24，锁存电路26将被称为D触发器26，并且锁存电路30将被称为D触发器30。
误差放大器21输出与从输出反馈电路FB1输出的反馈信号VFB和基准电压VREF之间的差相对应的误差信号VERR。
PWM比较器22输出PWM信号VPWM，该PWM信号VPWM是误差信号VERR和斜坡电压VRAMP之间的比较结果。
与门23输出复位信号RST，该复位信号RST是PWM信号VPWM和延迟信号ONDLY的逻辑与(AND)。稍后将描述延迟信号ONDLY。
RS触发器24通过使供应给置位端子(S端子)的信号在RS触发器4延迟来生成延迟信号LON2DLY。RS触发器4生成并输出由延迟信号LON2DLY置位并由复位信号RST复位的接通时间设置电压VON。
驱动器25基于接通时间设置电压VON控制第一开关SW1和第二开关SW2。
D触发器26与周期信号S1同步地保持供应给D端子的电压VCC。供应给D触发器26的D端子的电压VCC被设置为要在与门27中被处理为高电平信号的值。D触发器26通过从非门31输出的接通时间设置电压VON的逻辑反相信号来清零。
与门27将D触发器26的输出和D触发器30的输出的逻辑与(AND)供应给RS触发器24的置位端子(S端子)。
延迟电路28生成由将接通时间设置电压VON延迟指定时间而产生的延迟信号ONDLY。
零交叉点检测电路29检测电感器电流IL的零交叉点，并输出零交叉点检测信号ZX。当电感器电流IL从正电平减小并到达零交叉点时，从零交叉点检测电路29输出的零交叉点检测信号ZX变为高电平。
D触发器30与零交叉点检测信号ZX同步地保持供应给D端子的电压VCC。供应给D触发器26的D端子的电压VCC被设置为在与门27中被处理为高电平信号的值。D触发器30通过从非门31输出的接通时间设置电压VON的逻辑反相信号来清零。
非门31将接通时间设置电压VON的逻辑反相信号供应给D触发器26和D触发器30的每个清零端子。
当在周期信号S1中生成脉冲之后检测到电感器电流IL的零交叉点时，图15所示的控制器CNT1在检测到电感器电流IL的零交叉点时的时间点处开始第四状态ST4。因此，当在周期信号S1中生成脉冲之后检测到电感器电流IL的零交叉点时(即在重负载条件下)，控制器CNT1可以响应于负载的大小而改变开关频率。也就是说，控制器CNT1可以在重负载条件下获得更成功的负载响应性。
<<根据第六实施方式的控制器的第二配置示例>>
图17是示出根据第六实施方式的控制器的第二配置示例的示意图。图18是示出图17所示的控制器的操作的时序图。在该配置示例中，将适当地省略与第一配置示例的描述部分类似的描述部分。
图17所示的控制器CNT1被配置为使得从图15所示的控制器CNT1中去除D触发器26。在图17所示的控制器CNT1中，与门27将周期信号S1和D触发器30的输出的逻辑与(AND)供应给RS触发器24的置位端子(S端子)。
当在周期信号S1中生成脉冲之后检测到电感器电流IL的零交叉点时，图17所示的控制器CNT1在检测到电感器电流IL的零交叉点的时间点之后的在周期信号S1中生成下一个脉冲的时间点处开始第四状态ST4。因此，当在周期信号S1中生成脉冲之后检测到电感器电流IL的零交叉点时(即，在重负载条件下)，控制器CNT1可以以周期信号S1的频率的倍数为单位改变开关频率。也就是说，开关频率可以被设置为离散的且限制性的开关频率。
<<第六实施方式的变形例>>
根据第六实施方式的开关电源装置是根据如上所述的第一实施方式的开关电源装置的改进。然而，也可以对根据第二至第五实施方式的开关电源装置进行类似的改进。此外，也可以对根据第六实施方式的开关电源装置进行与在第一至第五实施方式中描述的变形例的修改类似的修改。
<第七实施方式>
在上述根据第一至第六实施方式的控制器CNT1中，第四状态ST4在持续时间上被设置为恒定的。因此，在根据第一至第六实施方式的开关电源装置中，随着输入电压VIN变化，在第四状态ST4下存储的电感器电流IL的再生能量不再保持在适合于开关SW1进行软开关的量。也就是说，根据第一至第六实施方式的开关电源装置在效率上随着输入电压VIN变化而劣化。
根据第七实施方式的开关电源装置能够解决根据第一至第六实施方式的开关电源装置的上述问题。
根据第七实施方式的开关电源装置是根据第一实施方式的开关电源装置的改进。因此，关于第七实施方式，将不再重复对于与第一实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。
根据第七实施方式的控制器CNT1以固定周期重复第一状态ST1、第二状态ST2、第三状态ST3和第四状态ST4。因此，允许根据第七实施方式的开关电源装置使开关频率固定。
在根据第七实施方式的控制器CNT1中，当输入电压VIN越大时，第四状态ST4在持续时间上相应地越长。因此，开关电压VSW在稍后描述的死区时间段DT的终点处变得大于输入电压VIN，使得可以防止电流从电感器L1经由第一开关SW1的寄生二极管流到用于输入电压VIN的施加端子。因此，根据第七实施方式的开关电源装置能够实现高效率，而与输入电压VIN的值无关。
根据第七实施方式的控制器CNT1将第一开关SW1和第二开关SW2保持关断的死区时间段DT设置在第四状态ST4和第一状态ST1之间。然后，根据第七实施方式的控制器CNT1将死区时间段DT的长度以及在输入电压VIN为恒定值的情况下产生的第四状态ST4的长度分别设置为固定值，使得在不涉及部件变化的条件下，在电感器电流IL的零交叉点处开始第一状态ST1。因此，根据第七实施方式的开关电源装置能够减少在第一开关SW1的接通时涉及的损耗，从而有助于更高效率的实现。
<<根据第七实施方式的控制器的第一配置示例>>
图19是示出根据第七实施方式的设置电路的第一配置示例的示意图。图20是示出图19所示的设置电路的操作的时序图。
根据第七实施方式的控制器CNT1的第一配置示例包括图19所示的设置电路。图19所示的设置电路包括电流源41、电容器42、短路开关43、电压源44和比较器45。
电流源41输出与输入电压VIN成反比的电流。
电容器42由电流源41充电。在电容器42的充电期间，电容器42的充电电压VCAP以与输入电压VIN成反比的梯度增加。
当电容器42的充电电压VCAP超过恒定电压VC时，短路开关43接通，从而引起电容器42在其两端短路并放电。
电压源44输出恒定电压VC。
比较器45输出作为电容器充电电压VCAP和恒定电压VC之间的比较结果的电压VST4。在根据第七实施方式的控制器CNT1的第一配置示例中，电压VST4保持高电平的时段被指定为第四状态。
<<根据第七实施方式的控制器的第二配置示例>>
图21是示出根据第七实施方式的设置电路的第二配置示例的示意图。图22是示出图21所示的设置电路的操作的时序图。
根据第七实施方式的控制器CNT1的第二配置示例包括图21所示的设置电路。图21所示的设置电路包括电流源41、电容器42、短路开关43、电压源44和比较器45。
电流源41输出恒定电流。
电容器42由电流源41充电。在电容器42的充电期间，电容器42的充电电压VCAP以恒定梯度增加。
当电容器42的充电电压VCAP超过能够改变的电压VV时，短路开关43接通，从而引起电容器42在其两端短路并放电。
电压源44输出与输入电压VIN成比例的能够改变的电压VV。
比较器45输出作为电容器充电电压VCAP和能够改变的电压VV之间的比较结果的电压VST4。在根据第七实施方式的控制器CNT1的第二配置示例中，电压VST4保持高电平的时段被指定为第四状态。
<<第七实施方式的变形例>>
根据第七实施方式的开关电源装置是根据如上所述的第一实施方式的开关电源装置的改进。然而，也可以对根据第二至第六实施方式的开关电源装置进行类似的改进。此外，也可以对根据第七实施方式的开关电源装置进行与在第一至第六实施方式中描述的变形例的修改类似的修改。
<第八实施方式>
根据第五至第八实施方式的开关电源装置的每个控制器CNT1将死区时间段DT的长度设置为固定值。在根据第五至第七实施方式的开关电源装置中，存在死区时间段DT的长度可能由于部件变化而偏离适当长度的担心，这涉及开关SW1接通时的更大损耗并导致效率劣化。
根据第八实施方式的开关电源装置能够解决根据第五至第七实施方式的开关电源装置的上述问题。
根据第八实施方式的开关电源装置是根据第一实施方式的开关电源装置的改进。因此，关于第八实施方式，将不再重复对于与第一实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。
根据第八实施方式的控制器CNT1以固定周期重复第一状态ST1、第二状态ST2、第三状态ST3和第四状态ST4。因此，允许根据第八实施方式的开关电源装置使开关频率固定。
根据第八实施方式的控制器CNT1将第一开关SW1和第二开关SW2保持关断的死区时间段DT设置在第四状态ST4和第一状态ST1之间。然后，根据第八实施方式的控制器CNT1将第四状态ST4的长度设置为固定值。此外，根据第八实施方式的控制器CNT1调整死区时间段的长度。因此，即使在部件特性变化的条件下，根据第八实施方式的开关电源装置也能够减少在第一开关SW1的接通时所涉及的损耗。因此，即使在部件特性变化的条件下，根据第八实施方式的开关电源装置也可以实现更高的效率。
<<根据第八实施方式的控制器的第一配置示例>>
图23是示出根据第八实施方式的控制器CNT1的第一配置示例的示意图。图24是示出图23所示的控制器CNT1的操作的时序图。
图23所示的控制器CNT1包括锁存电路51、延迟电路52、零电流开关延迟电路53、驱动器54、零交叉点检测电路55、锁存电路56和向上/向下计数器57。在图23所示的配置中，RS触发器用作锁存电路51的示例，并且D触发器用作锁存电路56的示例。因此，在以下描述中，锁存电路51将被称为RS触发器51，并且锁存电路56将被称为D触发器56。
RS触发器51生成并输出由供应给置位端子(S端子)的置位信号SET置位并且由供应给复位端子(R端子)的复位信号RST复位的信号LON2。在该配置示例中，周期信号S1用作置位信号SET，并且以与图9所示相同的方式生成的PWM信号VPWM用作复位信号RST。
延迟电路52生成允许信号LON2的上升沿延迟指定时间并且禁止信号LON2的下降沿延迟的延迟信号LON2DLY。上述指定时间等于第四状态ST4的长度。
零电流开关延迟电路53生成由将延迟信号LON2DLY延迟能够改变的时间而产生的接通时间设置电压VON。该能够改变的时间等于死区时间段DT的长度。当向上/向下计数器57的计数值越大时，能够改变的时间相应地越长。
驱动器54基于接通时间设置电压VON控制第一开关SW1和第二开关SW2。
零交叉点检测电路55检测电感器电流IL的零交叉点，并且输出零交叉点检测信号ZX。从零交叉点检测电路55输出的零交叉点检测信号ZX在电感器电流IL为负电平的情况下变为高电平，并且在除了电感器电流IL为负电平之外情况下变为低电平。
D触发器56与接通时间设置电压VON同步地保持零交叉点检测信号ZX，并输出所保持的零交叉点检测信号ZX的反相信号。由D触发器56保持的零交叉点检测信号ZX的反相信号是信号ZCSCAL。延迟信号LON2DLY被供应给D触发器56的清零端子。当延迟信号LON2DLY为低电平时，D触发器56被清零，并且当延迟信号LON2DLY为高电平时，D触发器56不被清零。
当信号ZCSCAL在接通时间设置电压VON的上升沿处为高电平时，向上/向下计数器57将计数值递减1，并且当信号ZCSCAL在接通时间设置电压VON的上升沿处为低电平时，向上/向下计数器57将计数值递增1。
当电感器电流IL在死区时间段DT的终点处为负时，图23所示的控制器CNT1延长下一个死区时间段DT的长度，并且当电感器电流IL在死区时间段DT的终点处为正时，控制器CNT1缩短下一个死区时间段DT。因此，图23所示的控制器CNT1能够使第一开关SW1的接通的定时接近电感器电流IL的零交叉点。
<<根据第八实施方式的控制器的第二配置示例>>
图25是示出根据第八实施方式的控制器CNT1的第二配置示例的示意图。图26是示出图25所示的控制器CNT1的操作的时序图。在该配置示例中，将适当地省略与第一配置示例的描述部分类似的描述部分。
图25所示的控制器CNT1被配置为使得从图23所示的控制器CNT1中去除零交叉点检测电路55，同时添加电压源58和比较器59，并且此外，信号ZCSCAL被指定为由D触发器56保持的零交叉点检测信号ZX。在图25所示的控制器CNT1中，比较器59向D触发器56的D端子供应开关电压VSW和从电压源58输出的基准电压VREF0之间的比较结果。
当开关电压VSW在死区时间段DT的终点处小于基准电压VREF0时，图25所示的控制器CNT1延长下一个死区时间段DT的长度，并且当开关电压VSW在死区时间段DT的终点处大于基准电压VREF0时，缩短下一个死区时间段DT的长度。因此，图25所示的控制器CNT1能够使第一开关SW1的接通的定时接近电感器电流IL的零交叉点。
<<根据第八实施方式的控制器的第三配置示例>>
图27是示出根据第八实施方式的控制器CNT1的第三配置示例的示意图。图28是示出图27所示的控制器CNT1的操作的时序图。
图27所示的控制器CNT1包括锁存电路51、延迟电路52、驱动器54、零交叉点检测电路60、非门61、锁存电路62和与门63。在图27所示的配置中，RS触发器用作锁存电路51的示例，并且D触发器用作锁存电路62的示例。因此，在以下描述中，锁存电路51将被称为RS触发器51，并且锁存电路62将被称为D触发器62。
RS触发器51生成并输出由供应给置位端子(S端子)的置位信号SET置位并且由供应给复位端子(R端子)的复位信号RST复位的信号LON2。在该配置示例中，周期信号S1用作置位信号SET，并且以与图9所示相同的方式生成的PWM信号VPWM用作复位信号RST。
延迟电路52生成由将信号LON2延迟特定时间而产生的延迟信号LON2DLY。该特定时间等于第四状态ST4的长度。
零交叉点检测电路60检测电感器电流IL的零交叉点，并且输出零交叉点检测信号ZX。从零交叉点检测电路60输出的零交叉点检测信号ZX在电感器电流IL为负电平的情况下变为高电平，并且在除了电感器电流IL为负电平之外的情况下变为低电平。
非门61将从零交叉点检测电路60输出的零交叉点检测信号ZX反相。D触发器62与零交叉点检测信号ZX的反相信号同步地保持供应给D端子的电压VCC，并输出所保持的电压VCC。供应给D触发器62的D端子的电压VCC被设置为要在与门63中被处理为高电平信号的值。
与门63生成作为延迟信号LON2DLY与D触发器62的输出的逻辑与(AND)的接通时间设置电压VON。
驱动器54基于接通时间设置电压VON控制第一开关SW1和第二开关SW2。
图27所示的控制器CNT1在电感器电流IL的零交叉点处开始第一状态ST1。因此，图27所示的控制器CNT1能够使第一开关SW1的接通的定时与电感器电流IL的零交叉点大致一致。
<<第八实施方式的变形例>>
根据第八实施方式的开关电源装置是根据如上所述的第一实施方式的开关电源装置的改进。然而，也可以对根据第二至第七实施方式的开关电源装置进行类似的改进。此外，也可以对根据第八实施方式的开关电源装置进行与在第一至第七实施方式中描述的变形例的修改类似的修改。
<第九实施方式>
在根据第五、第六和第八实施方式的开关电源装置的每个控制器CNT1中，第四状态ST4的长度被设置为固定值。此外，在根据第七实施方式的开关电源装置的控制器CNT1中，第四状态ST4的长度保持恒定，除非输入电压VIN变化。由于该原因，在根据第五至第八实施方式的开关电源装置中，存在第四状态ST4的长度可能由于部件变化而偏离适当长度的担心，这涉及开关SW1接通时的更大损耗并导致效率劣化。特别地，在第四状态ST4的长度过长使得在第四状态ST4下存储在电感器L1中的再生能量变得过大的情况下，死区时间段DT的终点处的开关电压VSW变得大于输入电压VIN。因此，当死区时间段DT的终点处的开关电压VSW变得大于输入电压VIN时，电流从电感器L1经由第一开关SW1的寄生二极管流到用于输入电压VIN的施加端子，从而导致效率劣化。
根据第九实施方式的开关电源装置能够解决根据第五至第八实施方式的开关电源装置的上述问题。
根据第九实施方式的开关电源装置是根据第一实施方式的开关电源装置的改进。因此，关于第九实施方式，将不再重复对于与第一实施方式中的元件和特征类似的元件和特征的重复描述。
根据第九实施方式的控制器CNT1以固定周期重复第一状态ST1、第二状态ST2、第三状态ST3和第四状态ST4。因此，允许根据第九实施方式的开关电源装置使开关频率固定。
根据第九实施方式的控制器CNT1将第一开关SW1和第二开关SW2保持关断的死区时间段DT设置在第四状态ST4和第一状态ST1之间。然后，根据第九实施方式的控制器CNT1将死区时间段的长度设置为固定值。此外，根据第九实施方式的控制器CNT1调整第四状态ST4的长度。因此，即使在部件特性变化的条件下，根据第九实施方式的开关电源装置也能够减少在第一开关SW1的接通时所涉及的损耗。因此，即使在部件特性变化的情况下，根据第九实施方式的开关电源装置也可以实现更高的效率。
<<根据第九实施方式的控制器的第一配置示例>>
图29是示出根据第九实施方式的控制器CNT1的第一配置示例的示意图。图30是示出图29所示的控制器CNT1的操作的时序图。
图29所示的控制器CNT1包括锁存电路71、延迟电路72、零电流开关延迟电路73、驱动器74、电压源75、比较器76、锁存电路77和向上/向下计数器78。在图29所示的配置中，RS触发器用作锁存电路71的示例，并且D触发器用作锁存电路77的示例。因此，在以下描述中，锁存电路71将被称为RS触发器71，并且锁存电路77将被为D触发器77。
RS触发器71生成并输出由供应给置位端子(S端子)的置位信号SET置位并且由供应给复位端子(R端子)的复位信号RST复位的信号LON2。在该配置示例中，周期信号S1用作置位信号SET，并且以与图9所示相同的方式生成的PWM信号VPWM用作复位信号RST。
延迟电路72生成由将信号LON2延迟能够改变的时间而产生的延迟信号LON2DLY。该能够改变的时间等于第四状态ST4的长度。当向上/向下计数器78的计数值越大时，能够改变的时间相应地越长。
零电流开关延迟电路73生成由将延迟信号LON2DLY延迟特定时间而产生的接通时间设置电压VON。该特定时间等于死区时间段DT的长度。
驱动器74基于接通时间设置电压VON控制第一开关SW1和第二开关SW2。
电压源75输出基准电压VREF1。
比较器76将开关电压VSW和基准电压VREF1之间的比较结果供应给D触发器77的D端子。
D触发器77与接通时间设置电压VON同步地保持比较器76的比较结果，并且输出所保持的比较器76的比较结果。由D触发器77保持的比较器76的比较结果是信号TchCAL。延迟信号LON2DLY被供应给D触发器77的清零端子。当延迟信号LON2DLY为低电平时，D触发器77被清零，并且当延迟信号LON2DLY为高电平时，D触发器77不被清零。
向上/向下计数器78在信号TchCAL在接通时间设置电压VON的上升沿处为高电平的情况下将计数值递减1，并且在信号TchCAL在接通时间设置电压VON的上升沿处为低电平的情况下将计数值递增1。
当开关电压VSW在死区时间段DT的终点处小于基准电压VREF1时，图29所示的控制器CNT1延长第四状态ST4的长度。当开关电压VSW在死区时间段DT的终点处大于基准电压VREF1时，控制器CNT1缩短第四状态ST4的长度。因此，图29所示的控制器CNT1能够使开关电压VSW在第一开关SW1的接通的定时处接近基准电压VREF1。
<<根据第九实施方式的控制器的第二配置示例>>
图31是示出根据第九实施方式的控制器CNT1的第二配置示例的示意图。图32是示出图31所示的控制器CNT1的操作的时序图。
图31所示的控制器CNT1被配置为使得零交叉点检测电路79和非门80被添加到图29所示的控制器CNT1。
零交叉点检测电路79检测电感器电流IL的零交叉点，并且输出零交叉点检测信号ZX。从零交叉点检测电路79输出的零交叉点检测信号ZX在电感器电流IL为负的情况下变为高电平，并且在非负的电感器电流IL的情况下变为低电平。非门80将零交叉点检测信号ZX反相。
D触发器77与零交叉点检测信号ZX的反相同步地保持比较器76的比较结果，并输出所保持的比较器76的比较结果。
向上/向下计数器78在信号TchCAL在电感器电流IL的零交叉点处为高电平的情况下将计数值递减1，并且在信号TchCAL在电感器电流IL的零交叉点处为低电平的情况下将计数值递增1。
当开关电压VSW在电感器电流IL的零交叉点处小于基准电压VREF1时，图31所示的控制器CNT1延长第四状态ST4的长度。当开关电压VSW在电感器电流IL的零交叉点处大于基准电压VREF1时，控制器CNT1缩短第四状态ST4的长度。因此，图31所示的控制器CNT1能够使开关电压VSW在第一开关SW1的接通的定时处接近基准电压VREF1。
<<根据第九实施方式的控制器的第三配置示例>>
图33是示出根据第九实施方式的控制器CNT1的第三配置示例的示意图。图34是示出图33所示的控制器CNT1的操作的时序图。
图33所示的控制器CNT1被配置为使得电压源81、比较器82、锁存电路83、异或门(EXOR gate)84和与门85被添加到图31所示的控制器CNT1。在图33所示的配置中，D触发器被用作锁存电路83的示例。因此，在以下描述中，锁存电路83将被称为D触发器83。
电压源81输出基准电压VREF2。基准电压VREF2大于基准电压VREF1。
比较器82将开关电压VSW和基准电压VREF2之间的比较结果供应给D触发器83的D端子。
D触发器83与接通时间设置电压VON同步地保持比较器82的比较结果，并且输出所保持的比较器82的比较结果。延迟信号LON2DLY被供应给D触发器83的清零端子。当延迟信号LON2DLY为低电平时，D触发器83被清零，并且当延迟信号LON2DLY为高电平时，D触发器83不被清零。
异或门84生成作为D触发器77的输出和D触发器83的输出之间的异或(exclusiveOR)的反相信号的信号ACTIVE，并将该信号ACTIVE输出到向上/向下计数器78。
与门85生成为D触发器77的输出和D触发器83的输出之间的与(AND)的信号DOWN，并将该信号DOWN输出到向上/向下计数器78。
当信号ACTIVE为低电平时，向上/向下计数器78不执行计数操作。当信号ACTIVE为高电平并且信号DOWN在接通时间设置电压VON的上升沿处为高电平时，向上/向下计数器78将计数值递减1。此外，当信号ACTIVE为高电平并且信号DOWN在接通时间设置电压VON的上升沿处为低电平时，向上/向下计数器78将计数值递增1。另外，在图34中的当向上/向下计数器78将计数值递增1时的定时处，信号DOWN乍一看为高电平。然而，由于第一开关SW1比接通时间设置电压VON的上升沿稍微更晚地接通，所以开关电压VSW比接通时间设置电压VON的上升沿稍微更晚地突然增加，因此，在图34中的向上/向下计数器78将计数值增加1的定时处，开关电压VSW仍然小于基准电压VREF1，其中信号DOWN为低电平。
当开关电压VSW在死区时间段DT的终点处小于基准电压VREF1时，图33所示的控制器CNT1延长第四状态ST4的长度。当开关电压VSW在死区时间段DT的终点处大于基准电压VREF2时，控制器CNT1缩短第四状态ST4的长度。因此，图33所示的控制器CNT1能够使开关电压VSW在第一开关SW1的接通的定时处接近从基准电压VREF1到基准电压VREF2的范围。
<<第九实施方式的变形例>>
根据第九实施方式的开关电源装置是根据如上所述的第一实施方式的开关电源装置的改进。然而，也可以对根据第二至第八实施方式的开关电源装置进行类似的改进。此外，也可以对根据第九实施方式的开关电源装置进行与在第一至第八实施方式中描述的变形例的修改类似的修改。
<用途>
接下来，上述开关电源装置1将在下面关于其应用示例进行描述。图35是示出了包含车载设备的车辆的一个配置示例的外视图。该配置示例的车辆X包括车载设备X11至X17和向那些车载设备X11至X17供电的电池(未示出)。
在将根据上述第一至第九实施方式的任何开关电源装置结合在车辆X中的情况下，需要减少AM频带中的噪声发射，以便不会不利地影响AM无线电广播的接收。因此，优选的是，在至少负载LD1处于正常负载状态的条件下，开关控制电路1在第一开关SW1与第二开关SW2之间的连接节点处产生频率为1.8MHz以上且2.1MHz以下的电压。也就是说，优选的是，开关控制电路1将开关电压VSW的频率(开关频率)保持在1.8MHz以上且2.1MHz以下的范围内。低于1.8MHz的开关频率导致AM频带中的噪声发射增加，而高于2.1MHz的开关频率导致开关损耗超过允许范围。
车载设备X11是执行发动机相关控制(喷射控制、电子节气门控制、怠速控制、氧传感器加热器控制、自动巡航控制等)的发动机控制单元。
车载设备X12是控制HID(高强度放电灯)、DRL(日间行车灯)等的点亮和熄灭的灯控制单元。
车载设备X13是执行变速相关控制的变速控制单元。
车载设备X14是执行与车辆X的移动相关的控制(ABS[防抱死制动系统]控制、EPS[电动助力转向]控制、电子悬架控制等)的车身控制单元。
车载设备X15是驱动和控制门锁、防盗报警器等的安全控制单元。
车载设备X16包括在工厂装运阶段作为标准或制造商安装的设备结合在车辆X中的电子设备，诸如雨刷器、电动侧视镜、电动窗、电动天窗、电动座椅和空调。
车载设备X17包括可选地作为用户安装的设备安装到车辆X的电子设备，诸如车载A/V(音频/视频)设备、汽车导航系统和ETC(电子收费控制系统)。
根据上述第一至第九实施方式的任何开关电源装置可以结合在任何车载设备X11至X17中。
<注意事项>
在不脱离本发明的精神的情况下，本发明可以以与上述实施方式不同的任何其他方式实施。上述实施方式应该被认为是说明性的而不是限制性的，并且本发明的技术范围不是由上面给出的实施方式的描述限定，而是由所附权利要求的范围限定，并且应当被理解为包含在与权利要求等同的精神和范围内的任何修改。
例如，固定周期Tfix的设定值可以是能够改变的。可以通过改变周期信号S1的周期来改变固定周期Tfix的设定值。
根据本文描述的内容的一个方面的开关电源装置(1A至1D)被配置为使输入电压降压以产生输出电压，包括：第一开关(SW1)，所述第一开关的第一端子被配置为能够连接到用于所述输入电压的施加端子，并且所述第一开关的第二端子被配置为能够连接到电感器(L1)的第一端子；第二开关(SW2)，所述第二开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述第二开关的第二端子被配置为能够连接到用于低于所述输入电压的低电压的施加端子；以及控制器(CNT1)，所述控制器被配置为接通和关断所述第一开关和所述第二开关，其中所述控制器具有第一状态、第二状态、第三状态和第四状态，在所述第一状态下，所述控制器保持所述第一开关接通并且保持所述第二开关关断，在所述第二状态下，所述控制器保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通，在所述第三状态下，所述控制器保持所述第一开关和所述第二开关关断，在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关与所述第二开关之间的连接节点处的电压低于所述第三状态下的电压；所述控制器基于周期信号重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态；并且所述控制器掩蔽所述周期信号直到检测到流过所述电感器的电流的零交叉点(第一配置)。
即使在重负载条件下，第一配置的开关电源装置也可以容易地实现正常开关控制，从而有助于高效率的实现。
在第一配置的开关电源装置中，所述控制器可以以所述第一状态到所述第二状态到所述第三状态到所述第四状态的顺序重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态(第二配置)。
第二配置的开关电源装置能够抑制在第一开关的接通时涉及的损耗。
在第一或第二配置的开关电源装置中，所述控制器可以基于所述周期信号以固定周期重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态(第三配置)。
第三配置的开关电源装置能够抑制开关频率的变化。
在第一至第三配置中的任何一个的开关电源装置中，当在所述周期信号中生成脉冲之后检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时，所述控制器可以在当检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时的时间点处开始所述第四状态(第四配置)。
在第四配置的开关电源装置中，在周期信号中生成脉冲之后检测到流过电感器的电流的零交叉点的情况下，即在重负载条件下，可以响应于负载的大小而改变开关频率。
在第一至第三配置中的任何一个的开关电源装置中，当在所述周期信号中生成脉冲之后检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时，所述控制器可以在比当检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时的时间点更晚的在所述周期信号中生成下一个脉冲的时间点处开始所述第四状态(第五配置)。
在第五配置的开关电源装置中，当在周期信号中生成脉冲之后检测到流过电感器的电流的零交叉点时(即在重负载条件下)，可以以周期信号频率的倍数为单位改变开关频率。
在第一至第五配置中的任何一个的开关电源装置中，所述控制器可以将第一开关和所述第二开关保持关断的死区时间段设置在所述第四状态与所述第一状态之间，并且在流过所述电感器的所述电流的零交叉点处开始所述第一状态(第九配置)。
第六配置的开关电源装置能够减少在第一开关SW1的接通时涉及的损耗，从而有助于更高效率的实现。
在第一至第六配置的任何一个的开关电源装置中，在所述第四状态下，所述控制器可以保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通(第七配置)。
第七配置的开关电源装置能够通过简单的控制来实现第四状态。
第一至第七配置中的任何一个的开关电源装置还可以包括第三开关(SW3)，所述第三开关被配置为能够与所述第二开关并联连接，并且所述第三开关至少具有比所述第二开关更低的接通状态电阻和更低的电容中的任一个，其中所述控制器被配置为接通和关断所述第三开关，并且在第四状态下，所述控制器保持第一开关关断并且保持第三开关接通(第八配置)。
第八配置的开关电源装置能够减少第四状态下涉及的损耗。
第一至第六配置中的任何一个的开关电源装置还可以包括：第三开关(SW3)，所述第三开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子；以及电容(C2)，所述电容的第一端子连接到所述第三开关的第二端子，并且所述电容的第二端子被配置为能够连接到用于所述低电压的所述施加端子，其中所述控制器被配置为接通和关断所述第三开关，并且在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关关断并且保持所述第三开关接通(第九配置)。
对于第九配置的开关电源装置，通过电容的电容值的调整，可以调整第一和第二开关之间的连接节点处的电压紧接在第四状态结束之后如何上升。
第九配置的开关电源装置还可以包括第四开关(SW4)，所述第四开关被配置为能够与所述电容并联连接，其中所述控制器被配置为接通和关断所述第四开关，并且所述控制器互补地接通和关断所述第三开关和所述第四开关(第十配置)。
第八配置的开关电源装置能够适当地使电容放电。
第一至第六配置中的任何一个的开关电源装置还可以包括电容(C2)，所述电容的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述电容的第二端子被配置为能够连接到用于能够改变的电压的施加端子，其中所述控制器被配置为控制所述能够改变的电压，并且在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关关断，并且通过控制所述能够改变的电压，产生所述电容的所述第一端子和所述第二端子之间的电压差(第十一配置)。
对于第十一配置的开关电源装置，通过在第四状态下调整能够改变的电压的值，可以调整第一开关和第二开关之间的连接节点处的电压紧接在第四状态结束之后如何上升。
在第一至第十一配置的任何一个的开关电源装置中，可以在所述第一开关和第二开关之间的连接节点处产生频率为1.8MHz以上且2.1MHz以下的电压(第十二配置)。
第十二配置的开关电源装置能够抑制AM频带中的噪声发射。此外，第十二配置的开关电源装置能够将开关损耗限制在可允许范围内。
根据本文公开的内容的一个方面，一种开关控制装置(CNT1)接通和关断：第一开关(SW1)，所述第一开关的第一端子被配置为能够连接到用于输入电压的施加端子，并且所述第一开关的第二端子被配置为能够连接到电感器(L1)的第一端子；以及第二开关(SW2)，所述第二开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述第二开关的第二端子被配置为能够连接到用于低于所述输入电压的低电压的施加端子，其中所述开关控制装置具有第一状态、第二状态、第三状态和第四状态，在所述第一状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关接通并且保持所述第二开关关断，在所述第二状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通，在所述第三状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关和所述第二开关关断，在所述第四状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关与所述第二开关之间的连接节点处的电压低于所述第三状态下的电压；所述开关控制装置基于周期信号重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态；并且所述开关控制装置掩蔽所述周期信号直到检测到流过所述电感器的电流的零交叉点(第十三配置)。
即使在重负载条件下，第十三配置的开关控制装置也能够容易地实现正常开关控制，从而有助于高效率的实现。
根据本文公开的内容的一个方面，一种车载设备(X11至X17)包括第一至第十二配置中的任何一个的开关电源装置、或第十三配置的开关控制装置(第十四配置)。
即使在重负载条件下，被提供在第十七配置的车载设备中的开关电源装置或开关控制装置也能够容易地实现正常开关控制，从而有助于高效率的实现。
根据本文公开的内容的一个方面的车辆(X)包括第十四配置的车载设备、以及用于向所述车载设备供电的电池(第十五配置)。
即使在重负载条件下，被提供在第十五配置的车辆中的开关电源装置或开关控制装置也能够容易地实现正常开关控制，从而有助于高效率的实现。
附图标记列表
1、21误差放大器
2、22PWM比较器
3、23、27、63、82、85与门
4、24、51、71锁存电路
5、25、54、74驱动器
6PFM比较器
7选择器
8、28、52、72延迟电路
9、29、55、60、79零交叉点检测电路
10、26、30、56、62、77、83锁存电路
31、61、80非门
41 电流源
42 电容器
43 短路开关
44、58、75、80、81电压源
45、59、76、82比较器
53、73零电流开关延迟电路
57、78向上/向下计数器
84异或门
1A至1D根据第一至第四实施方式的开关电源装置
C1 输出电容器
C2 电容
CNT1 控制器
FB1 输出反馈电路
L1 电感器
LD1 负载
SW1至SW4第一至第四开关
X车辆
X11至X17车载设备。

Claims (15)

1.一种开关电源装置，被配置为使输入电压降压以产生输出电压，包括：
第一开关，所述第一开关的第一端子被配置为能够连接到用于所述输入电压的施加端子，并且所述第一开关的第二端子被配置为能够连接到电感器的第一端子；
第二开关，所述第二开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述第二开关的第二端子被配置为能够连接到用于低于所述输入电压的低电压的施加端子；以及
控制器，所述控制器被配置为接通和关断所述第一开关和所述第二开关，其中
所述控制器具有：
第一状态，在所述第一状态下，所述控制器保持所述第一开关接通并且保持所述第二开关关断，
第二状态，在所述第二状态下，所述控制器保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通，
第三状态，在所述第三状态下，所述控制器保持所述第一开关和所述第二开关关断，以及
第四状态，在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关与所述第二开关之间的连接节点处的电压低于所述第三状态下的电压；
所述控制器基于周期信号重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态；并且
所述控制器掩蔽所述周期信号直到检测到流过所述电感器的电流的零交叉点。
2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其中所述控制器以所述第一状态到所述第二状态到所述第三状态到所述第四状态的顺序重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态。
3.根据权利要求1或2所述的开关电源装置，其中所述控制器基于所述周期信号以固定周期重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的开关电源装置，其中当在所述周期信号中生成脉冲之后检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时，所述控制器在当检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时的时间点处开始所述第四状态。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的开关电源装置，其中当在所述周期信号中生成脉冲之后检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时，所述控制器在比当检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时的时间点更晚的在所述周期信号中生成下一个脉冲的时间点处开始所述第四状态。
6.根据权利要求1至5中任一项所述的开关电源装置，其中
所述控制器：
将所述第一开关和所述第二开关保持关断的死区时间段设置在所述第四状态与所述第一状态之间，并且
在流过所述电感器的所述电流的零交叉点处开始所述第一状态。
7.根据权利要求1至6中任一项所述的开关电源装置，其中在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通。
8.根据权利要求1至7中任一项所述的开关电源装置，还包括第三开关，所述第三开关被配置为能够与所述第二开关并联连接，并且所述第三开关至少具有比所述第二开关更低的接通状态电阻和更低的电容中的任一个，其中
所述控制器被配置为接通和关断所述第三开关，并且
在第四状态下，所述控制器保持第一开关关断并且保持第三开关接通。
9.根据权利要求1至6中任一项所述的开关电源装置，还包括：
第三开关，所述第三开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，以及
电容，所述电容的第一端子连接到所述第三开关的第二端子，并且所述电容的第二端子被配置为能够连接到用于所述低电压的所述施加端子，其中
所述控制器被配置为接通和关断所述第三开关，并且
在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关关断并且保持所述第三开关接通。
10.根据权利要求9所述的开关电源装置，还包括第四开关，所述第四开关被配置为能够与所述电容并联连接，其中
所述控制器被配置为接通和关断所述第四开关，并且
所述控制器互补地接通和关断所述第三开关和所述第四开关。
11.根据权利要求1至6中任一项所述的开关电源装置，还包括电容，所述电容的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述电容的第二端子被配置为能够连接到用于能够改变的电压的施加端子，其中
所述控制器被配置为控制所述能够改变的电压，并且
在所述第四状态下，所述控制器保持所述第一开关关断，并且通过控制所述能够改变的电压，产生所述电容的所述第一端子和所述第二端子之间的电压差。
12.根据权利要求1至11中任一项所述的开关电源装置，其中当在所述周期信号中生成脉冲之前检测到流过所述电感器的电流的零交叉点时，在所述第一开关和第二开关之间的连接节点处产生频率为1.8MHz以上且2.1MHz以下的电压。
13.一种开关控制装置，用于接通和关断：第一开关，所述第一开关的第一端子被配置为能够连接到用于输入电压的施加端子，并且所述第一开关的第二端子被配置为能够连接到电感器的第一端子；以及第二开关，所述第二开关的第一端子被配置为能够连接到所述电感器的所述第一端子和所述第一开关的所述第二端子，并且所述第二开关的第二端子被配置为能够连接到用于低于所述输入电压的低电压的施加端子，其中，
所述开关控制装置具有：
第一状态，在所述第一状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关接通并且保持所述第二开关关断，
第二状态，在所述第二状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关关断并且保持所述第二开关接通，
第三状态，在所述第三状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关和所述第二开关关断，以及
第四状态，在所述第四状态下，所述开关控制装置保持所述第一开关与所述第二开关之间的连接节点处的电压低于所述第三状态下的电压；
所述开关控制装置基于周期信号重复所述第一状态、所述第二状态、所述第三状态和所述第四状态；并且
所述开关控制装置掩蔽所述周期信号直到检测到流过所述电感器的电流的零交叉点。
14.一种车载设备，包括根据权利要求1至12中任一项所述的开关电源装置或根据权利要求13所述的开关控制装置。
15.一种车辆，包括：
根据权利要求14所述的车载设备；以及
电池，所述电池用于向所述车载设备供电。
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JP4762274B2 (ja) * 2008-07-16 2011-08-31 株式会社東芝 半導体装置
JP4613986B2 (ja) 2008-07-28 2011-01-19 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 スイッチング電源装置
JP2011142761A (ja) * 2010-01-08 2011-07-21 Toshiba Corp Ｄｃ−ｄｃコンバータ
EP2973963A4 (en) * 2013-03-14 2017-07-12 University of Virginia Patent Foundation d/b/a University of Virginia Licensing & Ventures Group Methods and apparatus for a single inductor multiple output (simo) dc-dc converter circuit
JP2016174453A (ja) * 2015-03-16 2016-09-29 株式会社東芝 Ｄｃ／ｄｃコンバータ

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