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CN115912920A - 一种双向谐振型直流变换器的控制方法及控制电路 - Google Patents

一种双向谐振型直流变换器的控制方法及控制电路 Download PDF

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CN115912920A
CN115912920A CN202211089204.8A CN202211089204A CN115912920A CN 115912920 A CN115912920 A CN 115912920A CN 202211089204 A CN202211089204 A CN 202211089204A CN 115912920 A CN115912920 A CN 115912920A
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CN
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resonant
circuit
current
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zero
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Application number
CN202211089204.8A
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刘威
庄加才
王腾飞
潘岱栋
徐江涛
徐君
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Original Assignee
Sungrow Power Supply Co Ltd
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Abstract

本申请提供一种双向谐振型直流变换器的控制方法及控制电路，该控制方法，在检测到副边谐振电流换向后，控制副边电路中相应开关管延时一段时间后再关断，不同于传统同步整流技术中在换向前即已关断的情况，因此，能够避免这些开关管的反并二极管在过零时刻附近导通，进而避免硅MOSFET等反并二极管反向恢复特性较差的开关管作为整流管时出现的低频振荡等问题；而且，由于关断后电流换流至同桥臂内互补开关管的反并二极管或体二极管，也即换流至半周期内需导通的开关管的反并二极管或体二极管，所以经过死区时间后，再控制这些需要导通的开关管开通，即可实现对其的零电压开通。

Description

一种双向谐振型直流变换器的控制方法及控制电路
技术领域
本申请涉及电力电子技术领域，特别涉及一种双向谐振型直流变换器的控制方法及控制电路。
背景技术
在能源互连的发展趋势下，不同储能系统间的能量交互变得普遍，其中，双向直流功率变换需求逐渐被用户和市场所需要。通常为保证安全，不同能量系统间会采用隔离系统，如双向车载电源，双向充电桩等。常用的双向直流变换器多为DAB(双有源桥)拓扑和CLLC拓扑，其中DAB拓扑通过移相控制增益和功率，但其软开关范围受限，在电池电压范围较宽时，开关管损耗大；CLLC拓扑则是谐振型拓扑，通过调频实现增益和功率控制，效率较高。
现有的CLLC谐振变换器，其副边开关管工作在同步整流状态，当开关频率大于谐振频率时，其副边开关管失去了ZCS(Zero Current Switch，零电流关断)，反并二极管工作在硬关断状态；而高压(大于等于650)硅MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金氧半场效晶体管)的体二极管反向恢复特性较差，硬关断很可能发生低频振荡等问题，导致电路不能正常工作。另外，随着器件发展，SiC(碳化硅)器件、GaN(氮化镓)器件应用逐渐增加，其器件本身反向走电流时，若未开通驱动将会产生3V甚至更高的导通电压，同时随着开关频率提高，反向走电流时间在整个开关周期中的占比增大，在同步整流场合下将产生较大的导通损耗，增加了器件散热的困难，并导致了系统效率下降。
因此，如何发展一种改善上述技术问题的控制方案，成为一项迫切需求。
发明内容
有鉴于此，本申请提供一种双向谐振型直流变换器的控制方法及控制电路，以解决二极管低频振荡的问题，并降低导通损耗。
为实现上述目的，本申请提供如下技术方案：
本申请第一方面提供了一种双向谐振型直流变换器的控制方法，双向谐振型直流变换器包括：变压器、原边电路、副边电路以及设置于所述变压器与所述原边电路和/或所述副边电路之间的谐振腔；所述原边电路和所述副边电路均为单相或三相桥臂电路，且所述单相或三相桥臂电路中的各开关管均带有反并联二极管或体二极管；所述控制方法包括：
确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻；
对所述副边电路中在所述副边谐振电流各半周期内需关断的开关管，设置其关断起始时刻为：相应半周期起始点过零时刻后预设延时时间的结束时刻；
对所述副边电路中在所述副边谐振电流各半周期内需导通的开关管，设置其导通起始时刻为：其互补开关管所述关断起始时刻后死区时间的结束时刻。
可选的，所述预设延时时间小于预设定值，使所述原边电路中各开关管保持零电压开通。
可选的，所述预设定值为：所述原边电路和所述副边电路中开关管的开关周期的10％。
可选的，在确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻之前，还包括：
获取所述双向谐振型直流变换器的输入电参数和/或输出电参数；
以所述预设固定值作为所述预设延时时间；或者，根据所述输入电参数和/或输出电参数中的至少一个参数进行查表，确定所述预设延时时间。
可选的，在确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻之前，还包括：
根据所述输入电参数和/或输出电参数以及预设参考信号，确定所述原边电路和所述副边电路的开关频率；
根据所述开关频率生成并输出所述原边电路的驱动控制信号。
可选的，在确定所述原边电路和所述副边电路的开关频率之后，还包括：
判断所述开关频率是否大于所述谐振腔的谐振频率；
若所述开关频率大于所述谐振频率，则执行确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻的步骤。
可选的，在判断所述开关频率是否大于所述谐振腔的谐振频率之后，还包括：
若所述开关频率小于等于所述谐振频率，则根据所述开关频率生成并输出所述副边电路的驱动控制信号，或者，执行确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻的步骤。
可选的，所述预设延时时间小于预设定值，使所述原边电路中各开关管保持零电压开通。
可选的，所述原边电路和所述副边电路均为单相桥臂电路时，其同一桥臂中两半桥臂的开关管互补导通，其不同桥臂中不同位置半桥臂的开关管动作相同。
可选的，所述输入电参数和/或输出电参数，包括：输入电流、输入电压、输出电流及输出电压中的至少一种。
可选的，根据所述输入电参数和/或输出电参数进行查表，确定所述预设延时时间时，包括：
根据所述输出电流及所述输出电压，确定所述预设延时时间。
本申请第二方面还提供了一种双向谐振型直流变换器的控制电路，双向谐振型直流变换器包括：变压器、原边电路、副边电路以及设置于所述变压器与所述原边电路和/或所述副边电路之间的谐振腔；所述原边电路和所述副边电路均为单相或三相桥臂电路，且所述单相或三相桥臂电路中的各开关管均带有反并联二极管或体二极管；所述控制电路包括：原边驱动电路、副边驱动电路、过零检测电路、控制模块以及输入采样电路和/或输出采样电路；其中，
所述输入采样电路用于采样所述双向谐振型直流变换器的输入电参数，所述输出采样电路用于采样所述双向谐振型直流变换器的输出电参数；
所述过零检测电路用于检测所述谐振腔中的电流是否过零，并生成过零信号；
所述控制模块用于接收所述过零信号及所述输入电参数和/或所述输出电参数，执行如上述第一方面任一种所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，并通过所述原边驱动电路控制所述原边电路中各开关管动作，通过所述副边驱动电路控制所述副边电路中各开关管动作。
可选的，所述过零检测电路用于检测所述谐振腔中的电流是否过零时，具体用于：
确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻和/或原边谐振电流是否过零。
可选的，所述输入采样电路用于采样所述原边电路直流侧的输入电流和输入电压；
所述输出采样电路用于采样所述副边电路直流侧的输出电流和输出电压。
可选的，所述谐振腔，包括：至少一个谐振电感模块，以及，至少一个谐振电容模块；
所述谐振电感模块与所述谐振电容模块的个数均为1时，两者分别设置于所述变压器的原边和副边，或者，均设置于所述变压器的同一边；
所述谐振电感模块的个数大于1时，各所述谐振电感模块分别设置于所述变压器的原边和副边；所述谐振电容模块的个数大于1时，各所述谐振电容模块分别设置于所述变压器的原边和副边。
本申请提供的双向谐振型直流变换器的控制方法，在确定双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻之后，对副边电路中在副边谐振电流各半周期内需关断的开关管，设置其关断起始时刻为：相应半周期起始点过零时刻后预设延时时间的结束时刻；也即，在检测到副边谐振电流换向后，控制副边电路中相应开关管延时一段时间后再关断，不同于传统同步整流技术中在换向前即已关断的情况，因此，能够避免这些开关管的反并二极管在过零时刻附近导通，进而避免硅MOSFET等反并二极管反向恢复特性较差的开关管作为整流管时出现的低频振荡等问题；而且，由于关断后电流换流至同桥臂内互补开关管的反并二极管或体二极管，也即换流至半周期内需导通的开关管的反并二极管或体二极管，所以经过死区时间后，再控制这些需要导通的开关管开通，即可实现对其的零电压开通。另外，相对于传统同步整流技术而言，本控制方法有效减小了驱动未开反向流过电流持续时间，使其仅为上述死区时间，进而在SiC以及GaN器件同步整流应用场合具有明显的效率优势。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据提供的附图获得其他的附图。
图1为现有技术提供的CLLC谐振变换器的电路图；
图2为现有技术提供的同步整流技术的信号波形图；
图3为本申请实施例提供的双向谐振型直流变换器及其控制电路的结构示意图；
图4a为本申请实施例提供的谐振腔的一种结构示意图；
图4b为本申请实施例提供的谐振腔的另一种结构示意图；
图4c为本申请实施例提供的谐振腔的另一种结构示意图；
图4d为本申请实施例提供的谐振腔的另一种结构示意图；
图4e为本申请实施例提供的谐振腔的另一种结构示意图；
图5a为本申请实施例提供的双向谐振型直流变换器的一种具体电路及双向谐振型直流变换器的控制电路的结构示意图；
图5b为本申请实施例提供的双向谐振型直流变换器的另一种具体电路图；
图6为本申请实施例提供的双向谐振型直流变换器的控制方法的流程图；
图7a为本申请实施例提供的双向谐振型直流变换器的控制方法的部分信号波形图；
图7b为本申请实施例提供的双向谐振型直流变换器的控制方法的信号波形图；
图8为本申请实施例提供的双向谐振型直流变换器的控制方法的另一种流程图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
在本申请中，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
图1为CLLC谐振变换器的原理图，其中，开关管S1～S4为原边电路中的各开关管，开关管S5～S8为副边电路中的各开关管，Ip为原边谐振电流，Is为副边谐振电流。图2为其现有的同步整流技术，其中，原边电路中，开关管S1、S3的驱动信号相同，开关管S2、S4的驱动信号相同；而副边电路中，开关管S5、S7的驱动信号相同，开关管S6、S8的驱动信号相同。为降低导通损耗，副边电路中各开关管S5～S8工作在同步整流状态，且各开关管的导通时间小于其反并联二极管(或体二极管)的导通时间。t3时刻，副边谐振电流Is过零；副边电路中开关管S5和S7的驱动信号在t4时刻为开通，并在t6时刻切换为关断，此时副边谐振电流Is仍大于零。t3～t4时刻及t6～t7时刻之间均是反并二极管导通。
由于该CLLC谐振变换器的副边电路各开关管工作在同步整流状态，当开关频率大于谐振频率时，其副边电路各开关管失去了ZCS，反并二极管工作在硬关断状态；而高压(大于等于650)硅MOSFET的体二极管反向恢复特性较差，硬关断很可能发生低频振荡等问题，导致电路不能正常工作。另外，SiC器件、GaN器件本身反向走电流时，若未开通驱动将会产生3V甚至更高的导通电压，同时随着开关频率提高，反向走电流时间在整个开关周期中的占比增大，在同步整流场合下将产生较大的导通损耗，增加了器件散热的困难，并导致了系统效率下降。
而且，图1只是例举了一种CLLC型的单相谐振变换器，实际应用中，LLC型和SRC(串联谐振)型的单相谐振变换器，以及，CLLC型、LLC型和SRC型的三相谐振变换器，均存在上述问题；因此，本申请提供一种双向谐振型直流变换器的控制方法，以解决上述二极管低频振荡的问题，并降低导通损耗。
该双向谐振型直流变换器，如图3所示，包括：变压器T、原边电路101、副边电路102以及设置于变压器T与原边电路101和/或副边电路102之间的谐振腔103；图3以谐振腔103设置于变压器T与原边电路101之间为例进行展示，实际应用中，该谐振腔103也可以设置于变压器T与副边电路102之间，或者，该谐振腔103中的各谐振元件还可以分别设置于变压器T的两边。具体的，该谐振腔103包括：至少一个谐振电感模块，以及，至少一个谐振电容模块；而且，当该谐振电感模块Lr与该谐振电容模块Cr的个数均为1时，两者分别设置于变压器T的原边和副边(如图4a所示)，或者，均设置于变压器T的同一边(如图4b所示)；当谐振电感模块的个数大于1时，各谐振电感模块分别设置于变压器T的原边和副边(如图4c、图4d及图4e中所示的Lrp和Lrs)；当谐振电容模块的个数大于1时，各谐振电容模块分别设置于变压器T的原边和副边(如图4e和图5a中所示的Crp和Crs)；该谐振腔103中包括两个谐振电容模块Crp和Crs以及一个设置于副边的谐振电感模块Lrs的情况未进行图示，但均在本申请的保护范围内。而且，该原边电路101和副边电路102均为单相(如图5a中所示)或三相桥臂电路(如图5b中所示)，且该单相或三相桥臂电路中的各开关管均带有反并联二极管或体二极管；当原边电路101和副边电路102均为三相桥臂电路时，两者之间的变压器T和谐振腔103设置可以参见现有技术，图5b仅为其中一种示例，并不仅限于此。也即，该双向谐振型直流变换器可以为现有技术中的CLLC型、LLC型和SRC型的单相或三相谐振变换器，其具体结构及连接关系可以参见现有技术，此处不再一一赘述。
不论该双向谐振型直流变换器采用上述何种拓扑，其控制方法，均可参见图6，具体包括：
S101、确定双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻。
具体的，可以通过图3中所示的过零检测电路202来检测该双向谐振型直流变换器的原边谐振电流Ip和/或副边谐振电流Is，并由控制模块201根据过零检测电路202的检测结果来确定副边谐振电流Is的过零时刻；实际应用中，若变压器T励磁电感很大，则原副边谐振电流Ip和Is的过零位置相差很小，此时可以仅在变压器T的一边设置相应的检测电路进行过零检测，节约成本，优选仅对该副边谐振电流Is进行过零检测。
然后执行步骤S102和步骤S103。
S102、对副边电路中在副边谐振电流各半周期内需关断的开关管，设置其关断起始时刻为：相应半周期起始点过零时刻后预设延时时间的结束时刻。
其中，该预设延时时间，可以为预先设定的预设固定值，或者，也可以为根据双向谐振型直流变换器的输入电参数和/或输出电参数进行查表所确定的，比如可以预先设定一个与双向谐振型直流变换器的输出电压、负载条件等运行条件有关的延时时间取值表格，再通过查表确定该预设延时时间；这一表格的各种参数取值均可以根据实际情况进行实验获得，此处不做限定。该预设延时时间的设置方式，视其具体应用环境而定即可，均在本申请的保护范围内。
对于上述各种拓扑形式的谐振型直流变换器，只要其副边谐振电流过零，则区别于图2中所示的对于副边电路的同步整流控制，本实施例均将副边电路中需要关断的开关管的关断起始时刻设置为：以过零时刻为起点的预设延时时间之后的时刻。
S103、对副边电路中在副边谐振电流各半周期内需导通的开关管，设置其导通起始时刻为：其互补开关管关断起始时刻后死区时间的结束时刻。
也即，在上述关断起始时刻的死区时间后，再控制副边电路中互补的开关管也即需要导通的开关管开通。
以图5a所示CLLC型的单相谐振变换器为例进行说明，此时，原边电路101和副边电路102均为单相桥臂电路，对于这两个单相桥臂电路而言，同一桥臂中两半桥臂的开关管互补导通，其不同桥臂中不同位置半桥臂的开关管动作相同。具体的，该原边电路101包含并联连接的第一桥臂与第二桥臂；其中，第一桥臂由第一开关管S1与第二开关管S2串联连接组成，其驱动互补且为50％；第二桥臂由第三开关管S3与第四开关管S4串联连接组成，其驱动互补且为50％；同时，第一开关管S1与第三开关管S3的驱动信号相同。第一开关管S1与第二开关管S2之间具有第一节点A，第三开关管S3与第四开关管S4之间具有第二节点B，两节点之间连接原边侧的谐振元件(Lrp和Crp)以及变压器T的原边绕组。该副边电路102包含并联连接的第三桥臂与第四桥臂；其中，第三桥臂由第五开关管S5与第六开关管S6串联连接组成，其驱动互补且为50％；第四桥臂由第七开关管S7与第八开关管S8串联连接组成，其驱动互补且为50％；同时，第五开关管S5与第七开关管S7的驱动信号相同。第五开关管S5与第六开关管S6之间具有第三节点C，第七开关管S7与第八开关管S8之间具有第四节点D，两节点之间连接副边侧的谐振元件(Crs)以及变压器T的副边绕组。
在过零检测电路202检测到副边谐振电流过零时，生成过零信号并传输到控制模块201，然后由控制模块201将过零时刻作为延时起点，延时一个预设延时时间dt经副边驱动电路206将驱动信号送至副边电路102的第三、四桥臂，两桥臂的预设延时时间相同。
如图7a所示，t2～t6为副边谐振电流Is的正半周期，t2时刻为其起始点过零时刻，在t2时刻检测到副边谐振电流Is过零，延迟一个预设延时时间dt后，在t3时刻关断副边电路102中的第六开关管S6和第八开关管S8，再经过死区时间后于t4时刻开通第五开关管S5和第七开关管S7。t3时刻之前一直是第六开关管S6和第八开关管S8导通，t3～t4之间，根据电流方向可知，是第五开关管S5和第七开关管S7的反并二极管导通，t4时刻之后第五开关管S5和第七开关管S7零电压开通。相比于传统同步整流技术，在t2时刻附近第六开关管S6和第八开关管S8的反并二极管没有导通，自然避免了它们带来的反向恢复问题。t6时刻为该副边谐振电流Is的负半周期起始点过零时刻，负半周期内副边电路102中各开关管的通断控制可以以此类推，不再赘述。
由于谐振型拓扑一般可以实现原边的零电压开通，为保留该有益特性，优选地，可以设置该预设延迟时间dt小于一个预设定值，一般小于原边电路101和副边电路102中开关管的10％开关周期，如图7b所示。
参见图7b，原边电路101中的第二开关管S2和第四开关管S4在t0时刻关断，原边电路101中的第一开关管S1和第三开关管S3在t1时刻开通，t2时刻过零检测电路202检测到副边谐振电流Is过零，延时一个预设延时时间dt到t3时刻使副边电路102中的第六开关管S6和第八开关管S8关断，t4时刻副边电路102中的第五开关管S5和第七开关管S7开通。其中，t3-t2＝dt。
通过图7b可以看出，由于开关频率大于谐振频率，谐振电流相位滞后于电压相位，因此在原边电路101中各开关管动作时，原边谐振电流Ip还未过零(t0时刻)，此时在第二开关管S2驱动关断后，原边谐振电流Ip由第二开关管S2换向至第一开关管S1的反并二极管，t1时刻将第一开关管S1驱动打开，实现第一开关管S1的零电压开通，即实现了软开关。原边电路101中其他开关管的软开关实现同第一开关管S1相同。对于副边电路102而言，t3时刻，副边谐振电流Is已换向，第六开关管S6驱动关断后，副边电路102中的电流由第六开关管S6换向至第五开关管S5的反并二极管，t4时刻将第五开关管S5驱动打开，实现第五开关管S5的零电压开通，即实现了软开关。副边电路102中其他开关管的软开关实现同第五开关管S5相同。
由上述分析可见，原副边所有开关管均实现了零电压开通，且原副边各开关管仅在其互补开关管关断与自身驱动未打开的死区时间内存在电流反向流动过程，其他流过电流时间内驱动都为打开状态，因此驱动未打开下电流反向流动过程限制在死区时间内，实际应用中通过合理控制死区时间，即可控制驱动未打开下电流反向流动时间，进而降低反向导通压降，减小导通损耗。
本实施例提供的该双向谐振型直流变换器的控制方法，在检测到副边谐振电流换向后，控制副边电路中相应开关管延时一段时间后再关断，不同于传统同步整流技术中在换向前即已关断的情况，因此，能够避免这些开关管的反并二极管在过零时刻附近导通，进而避免硅MOSFET等反并二极管反向恢复特性较差的开关管作为整流管时出现的低频振荡等问题；而且，由于关断后电流换流至同桥臂内互补开关管的反并二极管或体二极管，也即换流至半周期内需导通的开关管的反并二极管或体二极管，所以经过死区时间后，再控制这些需要导通的开关管开通，即可实现对于互补开关管的零电压开通。另外，相对于现有技术中的同步整流技术而言，本控制方法有效减小了驱动未开反向流过电流持续时间，使其仅为上述死区时间，进而在SiC以及GaN器件同步整流应用场合具有明显的效率优势。
在上一实施例的基础之上，本实施例提供了该双向谐振型直流变换器的另外一种控制方法，其如图8所示，在步骤S101之前，还包括：
S201、获取输入电参数和/或输出电参数。
该输入电参数和/或输出电参数，具体可以包括：该双向谐振型直流变换器的输入电流、输入电压、输出电流及输出电压中的至少一种。实际应用中，具体可以通过图3中所示的输入采样电路203采样原边电路101直流侧的输入电流和输入电压，也即该双向谐振型直流变换器的输入电流和输入电压；并通过输出采样电路204采样副边电路102直流侧的输出电流和输出电压，也即该双向谐振型直流变换器的输出电流和输出电压。
S202、以预设固定值作为预设延时时间；或者，根据输入电参数和/或输出电参数中的至少一个参数进行查表，确定预设延时时间。
当根据输入电参数和/或输出电参数进行查表，确定预设延时时间时，具体可以根据该双向谐振型直流变换器的输出电流及输出电压，确定该预设延时时间。
而且，在步骤S101之前，还可以包括：
S203、根据输入电参数和/或输出电参数以及预设参考信号，确定原边电路和副边电路的开关频率。
通过该步骤S203确定该开关频率之后，即可执行步骤S204。
S204、根据开关频率生成并输出原边电路的驱动控制信号。
实际应用中，步骤S202和S203的顺序不限，可以先后执行，也可以同时执行，视其具体应用环境而定即可，均在本申请的保护范围内。
更进一步的，在步骤S203之后，还包括：
S205、判断开关频率是否大于谐振腔的谐振频率。
若开关频率大于谐振频率，则执行步骤S101。
若开关频率小于等于谐振频率，则可以执行步骤S101(未进行图示)，或者，也可以执行步骤S206(如图8中所示)。
S206、根据开关频率生成并输出副边电路的驱动控制信号。
也即，当开关频率小于等于谐振腔内谐振元件的谐振频率时，副边整流桥臂可以通过步骤S206采用传统的同步整流方法，即在副边谐振电流Is过零后开通需要导通的开关管，过零前关断该开关管；或者，也可以通过上一实施例提供的控制方法，即在副边谐振电流Is过零后延时一个预设延时时间dt及死区时间再开通相应开关管，并在再次过零后延时一个预设延时时间dt关断该开关管。
也即，对于该双向谐振型直流变换器，其完整的控制方法如下：
(1)通过输入采样电路203与输出采样电路204采样该双向谐振型直流变换器的输入与输出侧电压与电流得到的采样信号传输至该控制模块201，使该控制模块201获取上述输入电参数和/或输出电参数。
(2)副边电路102的预设延时时间为预设固定值或者通过查表确定的。当需要查表时，控制模块201依据采样电路采样的电压、电流中一种或多种信号查表确定整流侧桥臂的预设延时时间dt。
(3)控制模块201依据采样信号以及内部的预设参考信号，产生原副边电路的开关频率，其中原边电路101的各开关管将直接依据控制模块201产生的开关频率工作。
(4)过零检测电路202检测原边谐振电流Ip和/或副边谐振电流Is，优选检测副边整流电流(也即该副边谐振电流Is)，在检测到其过零时，过零检测电路202通过输出过零信号到控制模块201，使控制模块201可以确定副边谐振电流Is过零并获得其过零时刻。
(5)控制模块201接收到过零信号后，延时一个预设延时时间dt时间，输出控制第三、四桥臂动作的驱动控制信号。
(6)控制模块201分别产生原边电路101和副边电路102的驱动控制信号，其中，原边电路101的驱动控制信号经原边驱动电路205生成原边电路101的驱动信号，用于控制原边电路101各开关管工作；副边电路102的驱动控制信号经副边驱动电路206生成副边电路102的驱动信号，用于控制副边电路102各开关管工作。
值得说明的是，上述控制方法为该双向谐振型直流变换器由原边侧向副边侧进行功率传输时的情况，当功率由副边侧向原边侧进行传输时，其实现方式与原边侧向副边侧传输时相同，可以看作将原边与副边互换名称，也即令功率输入侧命名为原边而功率输出侧命名为副边，然后再采用上述控制方法，此处不再赘述，均在本申请的保护范围内。
本申请另一实施例还提供了一种双向谐振型直流变换器的控制电路，其如图3和图5a中所示，此时，该双向谐振型直流变换器包括：变压器T、原边电路101、副边电路102以及设置于变压器T与原边电路101和/或副边电路102之间的谐振腔103，图3以谐振腔103设置于变压器T与原边电路101之间为例进行展示，实际应用中，该谐振腔103也可以设置于变压器T与副边电路102之间，或者，该谐振腔103中的各谐振元件还可以分别设置于变压器T的两边。具体的，该谐振腔103包括：至少一个谐振电感模块，以及，至少一个谐振电容模块；而且，当该谐振电感模块Lr与该谐振电容模块Cr的个数均为1时，两者分别设置于变压器T的原边和副边(如图4a所示)，或者，均设置于变压器T的同一边(如图4b所示)；当谐振电感模块的个数大于1时，各谐振电感模块分别设置于变压器T的原边和副边(如图4c、图4d及图4e中所示的Lrp和Lrs)；当谐振电容模块的个数大于1时，各谐振电容模块分别设置于变压器T的原边和副边(如图4e和图5a中所示的Crp和Crs)；该谐振腔103中包括两个谐振电容模块Crp和Crs以及一个设置于副边的谐振电感模块Lrs的情况未进行图示，但均在本申请的保护范围内。实际应用中，可以根据电路需要对谐振电感模块与谐振电容模块的数量和位置进行衍变；而且，该谐振电感模块一般采用一个电感来实现，也不排除多个电感串并联的实现形式；该谐振电容模块可以由一个电容来实现，也可以由多个电容串并联来实现；视其具体应用环境而定即可，均在本申请的保护范围内。而且，该原边电路101和副边电路102均为单相(如图5a所示)或三相桥臂电路(如图5b所示)，且该单相或三相桥臂电路中的各开关管均带有反并联二极管或体二极管；当原边电路101和副边电路102均为三相桥臂电路时，两者之间的变压器T和谐振腔103设置可以参见现有技术，图5b仅为其中一种示例，并不仅限于此。也即，该双向谐振型直流变换器可以为现有技术中的CLLC型、LLC型和SRC型的单相或三相谐振变换器，其具体结构及连接关系可以参见现有技术，此处不再一一赘述。
不论该双向谐振型直流变换器采用上述何种拓扑，参见图3和图5a，其控制电路均包括：原边驱动电路205、副边驱动电路206、过零检测电路202、控制模块201以及输入采样电路203和/或输出采样电路204；其中：
输入采样电路203用于采样该双向谐振型直流变换器的输入电参数，输出采样电路204用于采样该双向谐振型直流变换器的输出电参数。具体的，该输入采样电路203设置于原边电路101的直流侧，且输出端与控制模块201的一个输入端相连，该输入采样电路203具体用于采样该双向谐振型直流变换器的输入电流和输入电压；该输出采样电路204设置于副边电路102的直流侧，且输出端与控制模块201的另一个输入端相连，该输出采样电路204具体用于采样该双向谐振型直流变换器的输出电流和输出电压。
过零检测电路202用于检测谐振腔103中电流的过零信息，并在过零信息表征双向谐振型直流变换器的副边谐振电流Is过零时，生成过零信号至该控制模块201的相应输入端。该过零信息具体是指：副边谐振电流Is和/或双向谐振型直流变换器的原边谐振电流Ip是否过零的信息。实际应用中，该过零检测电路202可通过检测原边谐振电流Ip和/或副边谐振电流Is的过零情况来确定副边电路102中各桥臂的延时起点。而且，若变压器T的励磁电感很大，原副边谐振电流过零位置相差很小，则可以仅在变压器T的一边设置相应的检测电路进行过零检测，节约成本，其中优选对副边谐振电流Is进行过零检测。
该控制模块201用于接收该过零信号及该输入电参数和/或输出电参数，执行如上述任一实施例所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，并通过原边驱动电路205控制原边电路101中各开关管动作，通过副边驱动电路206控制副边电路102中各开关管动作。该控制方法的具体过程及原理参见上述实施例即可，此处不再一一赘述。
执行该控制方法时，控制模块201依据该输入电参数和/或输出电参数以及内部的预设参考信号确定原副边桥臂的开关频率，副边整流桥臂的预设延时时间dt是预先存储在控制模块201中的预设固定值或者根据预设表格查表所得。根据过零检测电路202得到的过零信号与该预设延时时间dt确定副边整流桥臂的驱动控制信号。进而，在开关频率大于谐振频率时，控制模块201检测到副边谐振电流Is换向后，控制相应副边开关管延时一段时间dt后关断，关断后电流换流至同桥臂内另一开关管的反并联二极管或体二极管，经过死区时间后实现同桥臂内另一开关管的零电压开通。同时，该预设延时时间dt小于一个预设定值，使原边各开关管仍能保持零电压开通。
本实施例提供的该控制电路通过对该双向谐振型直流变换器进行谐振过零检测，结合延时时间控制，避免了硅MOSFET等体二极管反向恢复特性较差的开关管作为整流管出现的低频振荡等问题，同时实现了整流侧开关管的软开关；而且，相对于传统同步整流技术而言，还有效减小了驱动未开反向流过电流的持续时间，在SiC以及GaN器件同步整流应用场合具有明显的效率优势。
本说明书中的各个实施例之间相同相似的部分互相参见即可，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处。尤其，对于系统或系统实施例而言，由于其基本相似于方法实施例，所以描述得比较简单，相关之处参见方法实施例的部分说明即可。以上所描述的系统及系统实施例仅仅是示意性的，其中所述作为分离部件说明的单元可以是或者也可以不是物理上分开的，作为单元显示的部件可以是或者也可以不是物理单元，即可以位于一个地方，或者也可以分布到多个网络单元上。可以根据实际的需要选择其中的部分或者全部模块来实现本实施例方案的目的。本领域普通技术人员在不付出创造性劳动的情况下，即可以理解并实施。
专业人员还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
对所公开的实施例的上述说明，本说明书中各实施例中记载的特征可以相互替换或者组合，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其它实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims (14)

1.一种双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，双向谐振型直流变换器包括：变压器、原边电路、副边电路以及设置于所述变压器与所述原边电路和/或所述副边电路之间的谐振腔；所述原边电路和所述副边电路均为单相或三相桥臂电路，且所述单相或三相桥臂电路中的各开关管均带有反并联二极管或体二极管；所述控制方法包括：
确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻；
对所述副边电路中在所述副边谐振电流各半周期内需关断的开关管，设置其关断起始时刻为：相应半周期起始点过零时刻后预设延时时间的结束时刻；
对所述副边电路中在所述副边谐振电流各半周期内需导通的开关管，设置其导通起始时刻为：其互补开关管所述关断起始时刻后死区时间的结束时刻。
2.根据权利要求1所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，所述预设延时时间小于预设定值，使所述原边电路中各开关管保持零电压开通。
3.根据权利要求2所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，所述预设定值为：所述原边电路和所述副边电路中开关管的开关周期的10％。
4.根据权利要求1所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，在确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻之前，还包括：
获取所述双向谐振型直流变换器的输入电参数和/或输出电参数；
以所述预设固定值作为所述预设延时时间；或者，根据所述输入电参数和/或输出电参数中的至少一个参数进行查表，确定所述预设延时时间。
5.根据权利要求4所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，在确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻之前，还包括：
根据所述输入电参数和/或输出电参数以及预设参考信号，确定所述原边电路和所述副边电路的开关频率；
根据所述开关频率生成并输出所述原边电路的驱动控制信号。
6.根据权利要求5所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，在确定所述原边电路和所述副边电路的开关频率之后，还包括：
判断所述开关频率是否大于所述谐振腔的谐振频率；
若所述开关频率大于所述谐振频率，则执行确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻的步骤。
7.根据权利要求6所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，在判断所述开关频率是否大于所述谐振腔的谐振频率之后，还包括：
若所述开关频率小于等于所述谐振频率，则根据所述开关频率生成并输出所述副边电路的驱动控制信号，或者，执行确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻的步骤。
8.根据权利要求1至7任一项所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，所述原边电路和所述副边电路均为单相桥臂电路时，其同一桥臂中两半桥臂的开关管互补导通，其不同桥臂中不同位置半桥臂的开关管动作相同。
9.根据权利要求1至7任一项所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，所述输入电参数和/或输出电参数，包括：输入电流、输入电压、输出电流及输出电压中的至少一种。
10.根据权利要求9所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，其特征在于，根据所述输入电参数和/或输出电参数进行查表，确定所述预设延时时间时，包括：
根据所述输出电流及所述输出电压，确定所述预设延时时间。
11.一种双向谐振型直流变换器的控制电路，其特征在于，双向谐振型直流变换器包括：变压器、原边电路、副边电路以及设置于所述变压器与所述原边电路和/或所述副边电路之间的谐振腔；所述原边电路和所述副边电路均为单相或三相桥臂电路，且所述单相或三相桥臂电路中的各开关管均带有反并联二极管或体二极管；所述控制电路包括：原边驱动电路、副边驱动电路、过零检测电路、控制模块以及输入采样电路和/或输出采样电路；其中，
所述输入采样电路用于采样所述双向谐振型直流变换器的输入电参数，所述输出采样电路用于采样所述双向谐振型直流变换器的输出电参数；
所述过零检测电路用于检测所述谐振腔中的电流是否过零，并生成过零信号；
所述控制模块用于接收所述过零信号及所述输入电参数和/或所述输出电参数，执行如权利要求1至10任一项所述的双向谐振型直流变换器的控制方法，并通过所述原边驱动电路控制所述原边电路中各开关管动作，通过所述副边驱动电路控制所述副边电路中各开关管动作。
12.根据权利要求11所述的双向谐振型直流变换器的控制电路，其特征在于，所述过零检测电路用于检测所述谐振腔中的电流是否过零时，具体用于：
确定所述双向谐振型直流变换器的副边谐振电流的过零时刻和/或原边谐振电流是否过零。
13.根据权利要求11所述的双向谐振型直流变换器的控制电路，其特征在于，所述输入采样电路用于采样所述原边电路直流侧的输入电流和输入电压；
所述输出采样电路用于采样所述副边电路直流侧的输出电流和输出电压。
14.根据权利要求11至13任一项所述的双向谐振型直流变换器的控制电路，其特征在于，所述谐振腔，包括：至少一个谐振电感模块，以及，至少一个谐振电容模块；
所述谐振电感模块与所述谐振电容模块的个数均为1时，两者分别设置于所述变压器的原边和副边，或者，均设置于所述变压器的同一边；
所述谐振电感模块的个数大于1时，各所述谐振电感模块分别设置于所述变压器的原边和副边；所述谐振电容模块的个数大于1时，各所述谐振电容模块分别设置于所述变压器的原边和副边。
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