JP2001211643A - アクティブクランプフォアワードコンバータ - Google Patents
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- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 アクティブクランプフォアワードコンバータ
において、クランプコンデンサの充電電圧、スイッチ素
子への印加電圧を低減しスイッチ素子の導通損失を軽減
し容量素子の小型化を図る。 【解決手段】 トランス（１７）の一次巻線の第１、第
２端をそれぞれ直流電源の正、負端子に接続する第１、
第２のＦＥＴ（２３、２６）と、第１、第２端をそれぞ
れコンデンサ（９、１０）を介して直流電源の負、正端
子に接続する第３、第４のＦＥＴ（２４、２６）を備
え、第１、第２のＦＥＴの組と第３、第４のＦＥＴの組
を共にオフの期間を挟んで交互に交互にオンオフする。
において、クランプコンデンサの充電電圧、スイッチ素
子への印加電圧を低減しスイッチ素子の導通損失を軽減
し容量素子の小型化を図る。 【解決手段】 トランス（１７）の一次巻線の第１、第
２端をそれぞれ直流電源の正、負端子に接続する第１、
第２のＦＥＴ（２３、２６）と、第１、第２端をそれぞ
れコンデンサ（９、１０）を介して直流電源の負、正端
子に接続する第３、第４のＦＥＴ（２４、２６）を備
え、第１、第２のＦＥＴの組と第３、第４のＦＥＴの組
を共にオフの期間を挟んで交互に交互にオンオフする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、アクティブクラン
プフォアワードコンバータに関し、特にスイッチング損
失、導通損失の少ないアクティブクランプフォアワード
コンバータに関する。
プフォアワードコンバータに関し、特にスイッチング損
失、導通損失の少ないアクティブクランプフォアワード
コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図９は、実開平４−７２８８２号公報に
開示された石１フォアワード方式のアクティブクランプ
回路の従来例を示す回路図であり、一次巻線の第１端を
インダクタ８を介して直流電源１の正側端子に、一次巻
線の第２端をスイッチ素子２を介して直流電源１の負側
端子にそれぞれ接続したトランス１７を備えている。直
流電源１の正側端子とトランス１７の一次巻線の第２端
の間にはさらに、コンデンサ９とスイッチ素子５が直列
に接続され、スイッチ素子２にはダイオード３とコンデ
ンサ４が、また、スイッチ素子５にはダイオード６とコ
ンデンサ７が並列接続されている。トランス１７の二次
巻線の第１端にはダイオード１８のアノード側が接続さ
れ、トランス１７の二次巻線の第２端にはダイオード１
９のアノード側とチョークコイル２０の一端が接続さ
れ、ダイオード１８のカソード側とダイオード１９のカ
ソード側とが出力端子の正側に、チョークコイル２０の
他端が出力端子の負側に接続され、また、負荷２２が接
続される出力端子間には平滑コンデンサ２１が接続され
ている。
開示された石１フォアワード方式のアクティブクランプ
回路の従来例を示す回路図であり、一次巻線の第１端を
インダクタ８を介して直流電源１の正側端子に、一次巻
線の第２端をスイッチ素子２を介して直流電源１の負側
端子にそれぞれ接続したトランス１７を備えている。直
流電源１の正側端子とトランス１７の一次巻線の第２端
の間にはさらに、コンデンサ９とスイッチ素子５が直列
に接続され、スイッチ素子２にはダイオード３とコンデ
ンサ４が、また、スイッチ素子５にはダイオード６とコ
ンデンサ７が並列接続されている。トランス１７の二次
巻線の第１端にはダイオード１８のアノード側が接続さ
れ、トランス１７の二次巻線の第２端にはダイオード１
９のアノード側とチョークコイル２０の一端が接続さ
れ、ダイオード１８のカソード側とダイオード１９のカ
ソード側とが出力端子の正側に、チョークコイル２０の
他端が出力端子の負側に接続され、また、負荷２２が接
続される出力端子間には平滑コンデンサ２１が接続され
ている。
【０００３】以下、図９の従来例の動作について説明す
る。スイッチ素子２がオンに制御されるとインダクタ８
とトランス１７の一次巻線に直流電源１の電圧Ｖｉｎが
印加され、インダクタ８からトランス１７の一次巻線に
向かう電流が立上がり励磁エネルギーが蓄積される。
る。スイッチ素子２がオンに制御されるとインダクタ８
とトランス１７の一次巻線に直流電源１の電圧Ｖｉｎが
印加され、インダクタ８からトランス１７の一次巻線に
向かう電流が立上がり励磁エネルギーが蓄積される。
【０００４】一定時間後スイッチ素子２がオフに制御さ
れると蓄積された励磁エネルギーにより同方向の電流が
維持される。このためコンデンサ４が充電されると同時
にコンデンサ７が放電され、さらにダイオード６が順方
向バイアスとなり導通し、スイッチ素子５の端子間が零
電圧に保持される。
れると蓄積された励磁エネルギーにより同方向の電流が
維持される。このためコンデンサ４が充電されると同時
にコンデンサ７が放電され、さらにダイオード６が順方
向バイアスとなり導通し、スイッチ素子５の端子間が零
電圧に保持される。
【０００５】この間にスイッチ素子５がオンに制御され
零電圧スイッチングが行われる。インダクタ８からトラ
ンス１７の一次巻線に向かう電流はさらにコンデンサ４
とコンデンサ９を充電するが、インダクタ８とトランス
１７のインダクタンスとコンデンサ９の容量による共振
現象により徐々に減少しやがて逆転する。
零電圧スイッチングが行われる。インダクタ８からトラ
ンス１７の一次巻線に向かう電流はさらにコンデンサ４
とコンデンサ９を充電するが、インダクタ８とトランス
１７のインダクタンスとコンデンサ９の容量による共振
現象により徐々に減少しやがて逆転する。
【０００６】この後、スイッチ素子５がオフに制御され
るが、トランス１７の一次巻線からインダクタ８に向か
う電流が維持され、コンデンサ７を充電すると共にコン
デンサ３を放電しダイオード３を順方向バイアスとし、
スイッチ素子２の端子間を零電圧に保持する。この間に
スイッチ素子２がオンに制御され主電流の零電圧スイッ
チングが行われ、インダクタ８とトランス１７の一次巻
線に直流電源１の電圧Ｖｉｎが印加される。
るが、トランス１７の一次巻線からインダクタ８に向か
う電流が維持され、コンデンサ７を充電すると共にコン
デンサ３を放電しダイオード３を順方向バイアスとし、
スイッチ素子２の端子間を零電圧に保持する。この間に
スイッチ素子２がオンに制御され主電流の零電圧スイッ
チングが行われ、インダクタ８とトランス１７の一次巻
線に直流電源１の電圧Ｖｉｎが印加される。
【０００７】以上の動作を繰り返すことにより、トラン
ス１７の一次巻線に流れる電流が零電圧スイッチングに
より制御され、二次巻線に誘起される電圧がダイオード
１８、１９により整流されチョークコイル２０、コンデ
ンサ２１により平滑され負荷２２に供給される。
ス１７の一次巻線に流れる電流が零電圧スイッチングに
より制御され、二次巻線に誘起される電圧がダイオード
１８、１９により整流されチョークコイル２０、コンデ
ンサ２１により平滑され負荷２２に供給される。
【０００８】以上述べたように、アクティブクランプ回
路ではスイッチ素子を端子間零電圧でオンし、またオフ
時には並列接続したコンデンサにより電圧の立上がりを
遅らせることによりスイッチング損失の低減を図ってい
る。
路ではスイッチ素子を端子間零電圧でオンし、またオフ
時には並列接続したコンデンサにより電圧の立上がりを
遅らせることによりスイッチング損失の低減を図ってい
る。
【０００９】ここで、インダクタ８とトランス１７の一
次巻線には、スイッチ素子２のオン時には直流電源１の
電圧Ｖｉｎが印加され、スイッチ素子２のオフ時にはコ
ンデンサ９の充電電圧Ｖｃ０が逆方向に印加されるが、
磁束平衡の条件から、スイッチ素子２のオン、オフ時の
印加電圧の時間積の和は０となるので、オンデューティ
ー比をＤとするとき、下式が成立する。 Ｖｉｎ×Ｄ＝Ｖｃ０×（１−Ｄ） 従って、コンデンサ９の充電電圧Ｖｃ０は Ｖｃ０＝Ｖｉｎ×Ｄ／（１−Ｄ） ・・・（１） となる。また、スイッチ素子２または５に印加される最
大電圧Ｖｓｗ０は Ｖｓｗ０＝Ｖｉｎ＋Ｖｃ０＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ） ・・・（２） となる。
次巻線には、スイッチ素子２のオン時には直流電源１の
電圧Ｖｉｎが印加され、スイッチ素子２のオフ時にはコ
ンデンサ９の充電電圧Ｖｃ０が逆方向に印加されるが、
磁束平衡の条件から、スイッチ素子２のオン、オフ時の
印加電圧の時間積の和は０となるので、オンデューティ
ー比をＤとするとき、下式が成立する。 Ｖｉｎ×Ｄ＝Ｖｃ０×（１−Ｄ） 従って、コンデンサ９の充電電圧Ｖｃ０は Ｖｃ０＝Ｖｉｎ×Ｄ／（１−Ｄ） ・・・（１） となる。また、スイッチ素子２または５に印加される最
大電圧Ｖｓｗ０は Ｖｓｗ０＝Ｖｉｎ＋Ｖｃ０＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ） ・・・（２） となる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上述のように、アクテ
ィブクランプ回路では零電圧スイッチング、また零電流
スイッチングによりスイッチング損失を低減している
が、さらにスイッチ素子２に用いられるＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）のオン抵抗による損失を低減するため
には、トランス１７の一次、二次の巻線の巻数比を大き
くし、スイッチ素子２に流れる電流を小さくし、またス
イッチ素子２がオンとなる最大の時間とスイッチング周
期の比である最大オンデューティー比Ｄｍａｘを０．５
以上に設定することが好ましい。
ィブクランプ回路では零電圧スイッチング、また零電流
スイッチングによりスイッチング損失を低減している
が、さらにスイッチ素子２に用いられるＦＥＴ（電界効
果トランジスタ）のオン抵抗による損失を低減するため
には、トランス１７の一次、二次の巻線の巻数比を大き
くし、スイッチ素子２に流れる電流を小さくし、またス
イッチ素子２がオンとなる最大の時間とスイッチング周
期の比である最大オンデューティー比Ｄｍａｘを０．５
以上に設定することが好ましい。
【００１１】しかしながら、図９に示す従来のアクティ
ブクランプ回路では、（１）、（２）式に示すように、
オンデューティー比Ｄの増大につれて、コンデンサ９の
充電電圧Ｖｃ０、また、スイッチ素子への最大印加電圧
Ｖｓｗ０が高くなる。例えば直流電源１からの入力電圧
Ｖｉｎ＝３６０Ｖとすると、最大オンデューティー比Ｄ
ｍａｘを０．６としても、出力電流急変時にオンパルス
が最大オン時間まで広がった場合、コンデンサ９に印加
される電圧Ｖｃ０は１．５Ｖｉｎ＝５４０Ｖとなり、ま
た、スイッチ素子２に印加される最大電圧Ｖｓｗ０はＶ
ｉｎ＋Ｖｃ０＝９００Ｖとなってしまう。
ブクランプ回路では、（１）、（２）式に示すように、
オンデューティー比Ｄの増大につれて、コンデンサ９の
充電電圧Ｖｃ０、また、スイッチ素子への最大印加電圧
Ｖｓｗ０が高くなる。例えば直流電源１からの入力電圧
Ｖｉｎ＝３６０Ｖとすると、最大オンデューティー比Ｄ
ｍａｘを０．６としても、出力電流急変時にオンパルス
が最大オン時間まで広がった場合、コンデンサ９に印加
される電圧Ｖｃ０は１．５Ｖｉｎ＝５４０Ｖとなり、ま
た、スイッチ素子２に印加される最大電圧Ｖｓｗ０はＶ
ｉｎ＋Ｖｃ０＝９００Ｖとなってしまう。
【００１２】このため、スイッチ素子またコンデンサの
耐圧から最大オンデューティー比Ｄｍａｘが制限されて
しまう問題点があった。また、最大オンデューティー比
Ｄｍａｘを増大すると、スイッチ素子２として高耐圧の
ＦＥＴが必要となり、一般的には高耐圧になるに従って
ＦＥＴのオン抵抗は増大するため、かえってスイッチ素
子２のオン時の導通損失が大きくなってしまう問題点が
あった。
耐圧から最大オンデューティー比Ｄｍａｘが制限されて
しまう問題点があった。また、最大オンデューティー比
Ｄｍａｘを増大すると、スイッチ素子２として高耐圧の
ＦＥＴが必要となり、一般的には高耐圧になるに従って
ＦＥＴのオン抵抗は増大するため、かえってスイッチ素
子２のオン時の導通損失が大きくなってしまう問題点が
あった。
【００１３】また、コンデンサ９についても定格電圧の
高い従って外形の大きな容量素子を必要とする問題点が
あった。
高い従って外形の大きな容量素子を必要とする問題点が
あった。
【００１４】本発明は、これらの問題点を改善し、スイ
ッチ素子への最大印加電圧及びコンデンサの充電電圧を
低減し、より低い耐圧のスイッチ素子、容量素子が使用
可能であり、従って、スイッチ素子の導通損失が少な
く、コンデンサの小型化が可能であり、また、オンデュ
ーティー比の制御範囲の広いアクティブクランプフォア
ワードコンバータを提供することを目的とする。
ッチ素子への最大印加電圧及びコンデンサの充電電圧を
低減し、より低い耐圧のスイッチ素子、容量素子が使用
可能であり、従って、スイッチ素子の導通損失が少な
く、コンデンサの小型化が可能であり、また、オンデュ
ーティー比の制御範囲の広いアクティブクランプフォア
ワードコンバータを提供することを目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明に係るアクティブクランプフォアワードコン
バータは、第１の節点に一端を接続する一次巻線を有す
るトランスと、このトランスの一次巻線の他端と第２の
節点との間に接続されたインダクタと、直流電源の正側
端子と前記第２の節点との間に接続された第１のスイッ
チ素子と、前記第１の節点と前記直流電源の負側端子間
に接続された第２のスイッチ素子と、前記直流電源の正
側端子と前記第１の節点との間に直列に接続された第３
のスイッチ素子及び第１のコンデンサと、前記第２の節
点と前記直流電源の負側端子間に直列に接続された第２
のコンデンサ及び第４のスイッチ素子と、それぞれが前
記第１から第４のスイッチ素子のそれぞれに並列接続さ
れた第１から第４のダイオードと、それぞれが前記第１
から第４のスイッチ素子それぞれに並列接続された第３
から第６のコンデンサと、前記トランスの二次巻線に接
続された整流回路とを備え、前記第１、第２のスイッチ
素子の組と、前記第３、第４のスイッチ素子の組とを、
共にオフに制御する期間を挟んで交互にオンオフに制御
することを特徴とする。
に、本発明に係るアクティブクランプフォアワードコン
バータは、第１の節点に一端を接続する一次巻線を有す
るトランスと、このトランスの一次巻線の他端と第２の
節点との間に接続されたインダクタと、直流電源の正側
端子と前記第２の節点との間に接続された第１のスイッ
チ素子と、前記第１の節点と前記直流電源の負側端子間
に接続された第２のスイッチ素子と、前記直流電源の正
側端子と前記第１の節点との間に直列に接続された第３
のスイッチ素子及び第１のコンデンサと、前記第２の節
点と前記直流電源の負側端子間に直列に接続された第２
のコンデンサ及び第４のスイッチ素子と、それぞれが前
記第１から第４のスイッチ素子のそれぞれに並列接続さ
れた第１から第４のダイオードと、それぞれが前記第１
から第４のスイッチ素子それぞれに並列接続された第３
から第６のコンデンサと、前記トランスの二次巻線に接
続された整流回路とを備え、前記第１、第２のスイッチ
素子の組と、前記第３、第４のスイッチ素子の組とを、
共にオフに制御する期間を挟んで交互にオンオフに制御
することを特徴とする。
【００１６】このような構成とすることにより、それぞ
れのスイッチ素子に印加される最大電圧を従来例の１／
２に減少することができ、また例えば最大オンデューテ
ィー比を０．６とするとき、クランプコンデンサの充電
電圧を従来例の１／３に低減することができる。
れのスイッチ素子に印加される最大電圧を従来例の１／
２に減少することができ、また例えば最大オンデューテ
ィー比を０．６とするとき、クランプコンデンサの充電
電圧を従来例の１／３に低減することができる。
【００１７】また、本発明に係るアクティブクランプフ
ォアワードコンバータは、前記インダクタが前記トラン
スの漏れインダクタンスで代替され、前記第１から第４
のスイッチ素子のそれぞれが第１から第４のＦＥＴのそ
れぞれで構成され、前記第１から第４のダイオードのそ
れぞれが前記第１から第４のＦＥＴのそれぞれの寄生ダ
イオードで構成され、前記第３から第６のコンデンサの
それぞれが前記第１から第４のＦＥＴのそれぞれの寄生
容量で構成されることを特徴とする。
ォアワードコンバータは、前記インダクタが前記トラン
スの漏れインダクタンスで代替され、前記第１から第４
のスイッチ素子のそれぞれが第１から第４のＦＥＴのそ
れぞれで構成され、前記第１から第４のダイオードのそ
れぞれが前記第１から第４のＦＥＴのそれぞれの寄生ダ
イオードで構成され、前記第３から第６のコンデンサの
それぞれが前記第１から第４のＦＥＴのそれぞれの寄生
容量で構成されることを特徴とする。
【００１８】また、前記整流回路は整流素子にダイオー
ドを用いた半波整流回路であることを特徴とする。
ドを用いた半波整流回路であることを特徴とする。
【００１９】また、前記整流回路は整流素子にダイオー
ドを用いた全波整流回路であることを特徴とする。
ドを用いた全波整流回路であることを特徴とする。
【００２０】また、前記整流回路は整流素子にＦＥＴを
用いた半波整流回路であることを特徴とする。
用いた半波整流回路であることを特徴とする。
【００２１】さらにまた、前記整流回路は整流素子にＦ
ＥＴを用いた全波整流回路であることを特徴とする。
ＥＴを用いた全波整流回路であることを特徴とする。
【００２２】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係る
アクティブクランプフォアワードコンバータの構成例を
示す回路図であり、一次巻線の一端を節点Ａに接続する
トランス１７と、トランス１７の一次巻線の他端と節点
Ｂとの間に接続されたインダクタ８と、直流電源１の正
側端子と節点Ｂとの間に接続されたスイッチ素子２と、
節点Ａと直流電源１の負側端子間に接続されたスイッチ
素子１４と、直流電源の正側端子と節点Ａとの間に直列
に接続されたスイッチ素子５及びコンデンサ１０と、節
点Ｂと直流電源の負側端子間に直列に接続されたコンデ
ンサ９及びスイッチ素子１１と、それぞれがスイッチ素
子２、５、１１及び１４のそれぞれに並列接続されたダ
イオード３、６、１２及び１５と、それぞれがスイッチ
素子２、５、１１及び１４のそれぞれに並列接続された
コンデンサ４、７、１３及び１６と、トランス１７の二
次巻線の第１端にアノードを接続しカソードを正側出力
端子に接続したダイオード１８と、トランス１７の二次
巻線の第２端にアノードを接続しカソードを正側出力端
子に接続したダイオード１９と、トランス１７の二次巻
線の第２端と負側出力端子間に接続されたチョークコイ
ル２０と、正負側両出力端子間に接続された出力コンデ
ンサ２１とを備えている。
を参照して説明する。図１は本発明の一実施形態に係る
アクティブクランプフォアワードコンバータの構成例を
示す回路図であり、一次巻線の一端を節点Ａに接続する
トランス１７と、トランス１７の一次巻線の他端と節点
Ｂとの間に接続されたインダクタ８と、直流電源１の正
側端子と節点Ｂとの間に接続されたスイッチ素子２と、
節点Ａと直流電源１の負側端子間に接続されたスイッチ
素子１４と、直流電源の正側端子と節点Ａとの間に直列
に接続されたスイッチ素子５及びコンデンサ１０と、節
点Ｂと直流電源の負側端子間に直列に接続されたコンデ
ンサ９及びスイッチ素子１１と、それぞれがスイッチ素
子２、５、１１及び１４のそれぞれに並列接続されたダ
イオード３、６、１２及び１５と、それぞれがスイッチ
素子２、５、１１及び１４のそれぞれに並列接続された
コンデンサ４、７、１３及び１６と、トランス１７の二
次巻線の第１端にアノードを接続しカソードを正側出力
端子に接続したダイオード１８と、トランス１７の二次
巻線の第２端にアノードを接続しカソードを正側出力端
子に接続したダイオード１９と、トランス１７の二次巻
線の第２端と負側出力端子間に接続されたチョークコイ
ル２０と、正負側両出力端子間に接続された出力コンデ
ンサ２１とを備えている。
【００２３】図２は本実施形態に係るアクティブクラン
プフォアワードコンバータの動作を説明するタイムチャ
ートである。以下、図１、図２を参照して本実施形態に
係るアクティブクランプフォアワードコンバータのスイ
ッチング動作について説明する。図１のアクティブクラ
ンプフォアワードコンバータでは、図２（ａ）及び
（ｂ）に示すようにスイッチ素子２及び１４と、スイッ
チ素子５及び１１が、全てオフになるデッドタイムＴｄ
を挟んで交互にオン及びオフに制御される。
プフォアワードコンバータの動作を説明するタイムチャ
ートである。以下、図１、図２を参照して本実施形態に
係るアクティブクランプフォアワードコンバータのスイ
ッチング動作について説明する。図１のアクティブクラ
ンプフォアワードコンバータでは、図２（ａ）及び
（ｂ）に示すようにスイッチ素子２及び１４と、スイッ
チ素子５及び１１が、全てオフになるデッドタイムＴｄ
を挟んで交互にオン及びオフに制御される。
【００２４】図２（ｃ）、（ｄ）に示すように、スイッ
チ素子２及び１４がオンの期間、インダクタ８とトラン
ス１７の一次巻線の直列接続、すなわち節点Ｂ、Ａ間に
は直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎが印加され、励磁エ
ネルギーが蓄積される。
チ素子２及び１４がオンの期間、インダクタ８とトラン
ス１７の一次巻線の直列接続、すなわち節点Ｂ、Ａ間に
は直流電源１からの入力電圧Ｖｉｎが印加され、励磁エ
ネルギーが蓄積される。
【００２５】スイッチ素子２及び１４がオフに制御され
ると蓄積された励磁エネルギーによりコンデンサ３及び
１６が充電されるとともに、節点Ａからコンデンサ１
０、コンデンサ７、直流電源１、コンデンサ１３、コン
デンサ９を経て節点Ｂに至る電流路によりコンデンサ７
及びコンデンサ１３が放電され、ダイオード６及びダイ
オード１２が順方向バイアスとなりスイッチ素子５とス
イッチ素子１１の端子間を零電圧に保持する。この時、
コンデンサ９及び１０の容量を同一とし、それぞれの両
端の電圧をＶｃとすると、節点Ｂの電圧はＶｃ、節点Ａ
の電圧はＶｉｎ−Ｖｃとなり、節点Ｂ、Ａ間には２Ｖｃ
−Ｖｉｎの電圧が印加される。
ると蓄積された励磁エネルギーによりコンデンサ３及び
１６が充電されるとともに、節点Ａからコンデンサ１
０、コンデンサ７、直流電源１、コンデンサ１３、コン
デンサ９を経て節点Ｂに至る電流路によりコンデンサ７
及びコンデンサ１３が放電され、ダイオード６及びダイ
オード１２が順方向バイアスとなりスイッチ素子５とス
イッチ素子１１の端子間を零電圧に保持する。この時、
コンデンサ９及び１０の容量を同一とし、それぞれの両
端の電圧をＶｃとすると、節点Ｂの電圧はＶｃ、節点Ａ
の電圧はＶｉｎ−Ｖｃとなり、節点Ｂ、Ａ間には２Ｖｃ
−Ｖｉｎの電圧が印加される。
【００２６】この間に、スイッチ素子５と１１が零電圧
スイッチングによりオンに制御され、節点Ａからコンデ
ンサ１０、直流電源１、コンデンサ９を経て節点Ｂに流
れる電流は、インダクタ８とトランス１７のインダクタ
ンスとコンデンサ９、１０の容量による共振現象により
徐々に減少し、やがて反転する。
スイッチングによりオンに制御され、節点Ａからコンデ
ンサ１０、直流電源１、コンデンサ９を経て節点Ｂに流
れる電流は、インダクタ８とトランス１７のインダクタ
ンスとコンデンサ９、１０の容量による共振現象により
徐々に減少し、やがて反転する。
【００２７】反転後、スイッチ素子５と１１がオフに制
御され、スイッチ素子２、１４と並列接続されたコンデ
ンサ４、１６の電圧は、Ｖｉｎ−Ｖｃの電圧に充電され
た状態からトランス１７とインダクタ８の励磁エネルギ
ーにより放電される。コンデンサ４、１６の電圧が零ボ
ルトになると、これらスイッチ素子に並列に接続された
ダイオード３及び１５が導通する。
御され、スイッチ素子２、１４と並列接続されたコンデ
ンサ４、１６の電圧は、Ｖｉｎ−Ｖｃの電圧に充電され
た状態からトランス１７とインダクタ８の励磁エネルギ
ーにより放電される。コンデンサ４、１６の電圧が零ボ
ルトになると、これらスイッチ素子に並列に接続された
ダイオード３及び１５が導通する。
【００２８】この間にスイッチ素子２、１４がオンに制
御され主電流の零電圧スイッチングが行われ、インダク
タ８とトランス１７の一次巻線に直流電源１の電圧Ｖｉ
ｎが印加される。
御され主電流の零電圧スイッチングが行われ、インダク
タ８とトランス１７の一次巻線に直流電源１の電圧Ｖｉ
ｎが印加される。
【００２９】以上の動作を繰り返すことにより、トラン
ス１７の一次巻線に流れる電流が零電圧スイッチングに
より制御され、二次巻線に誘起される電圧がダイオード
１８、１９により整流されチョークコイル２０、出力コ
ンデンサ２１により平滑され負荷２２に供給される。
ス１７の一次巻線に流れる電流が零電圧スイッチングに
より制御され、二次巻線に誘起される電圧がダイオード
１８、１９により整流されチョークコイル２０、出力コ
ンデンサ２１により平滑され負荷２２に供給される。
【００３０】以上述べたように、本実施形態のアクティ
ブクランプフォアワードコンバータにおいては、節点
Ｂ、Ａ間、すなわちインダクタ８とトランス１７の一次
巻線には、スイッチ素子２及び１４がオンの期間にＶｉ
ｎの電圧が印加され、スイッチ素子２及び１４がオフの
期間には２Ｖｃ−Ｖｉｎの電圧が印加される。よって磁
束平衡の条件から、スイッチ素子２及び１４がオン、オ
フの期間の節点Ｂ、Ａ間に印加される電圧の時間積の和
は０となり、オンデューティー比をＤとするとき次式が
成立する。 Ｖｉｎ×Ｄ＝（Ｖｉｎ−２Ｖｃ）×（１−Ｄ） Ｖｃ＝Ｖｉｎ・（１−２Ｄ）／｛２（１−Ｄ）｝ ・・・（３） また、スイッチ素子２、５、１１及び１４に印加される最大電圧Ｖｓｗは、 Ｖｓｗ＝Ｖｃ−Ｖｉｎ＝Ｖｉｎ／｛２（１−Ｄ）｝・・・（４） となる。
ブクランプフォアワードコンバータにおいては、節点
Ｂ、Ａ間、すなわちインダクタ８とトランス１７の一次
巻線には、スイッチ素子２及び１４がオンの期間にＶｉ
ｎの電圧が印加され、スイッチ素子２及び１４がオフの
期間には２Ｖｃ−Ｖｉｎの電圧が印加される。よって磁
束平衡の条件から、スイッチ素子２及び１４がオン、オ
フの期間の節点Ｂ、Ａ間に印加される電圧の時間積の和
は０となり、オンデューティー比をＤとするとき次式が
成立する。 Ｖｉｎ×Ｄ＝（Ｖｉｎ−２Ｖｃ）×（１−Ｄ） Ｖｃ＝Ｖｉｎ・（１−２Ｄ）／｛２（１−Ｄ）｝ ・・・（３） また、スイッチ素子２、５、１１及び１４に印加される最大電圧Ｖｓｗは、 Ｖｓｗ＝Ｖｃ−Ｖｉｎ＝Ｖｉｎ／｛２（１−Ｄ）｝・・・（４） となる。
【００３１】従って、Ｖｓｗは、前記（２）式で与えら
れる図９の従来例におけるスイッチ素子における最大印
加電圧Ｖｓｗ０に比べて１／２に低減できる。よって、
図９の従来例において最大オンデューティー比を０．６
に設定した場合と同一耐圧のスイッチ素子を使用する場
合には最大オンデューティー比をさらに向上し、トラン
スの一次、二次の巻数比を大きくしてスイッチ素子２、
１４のオン時の導通損失を小さくすることができる。例
えば、入力電圧Ｖｉｎを３６０Ｖ、スイッチ素子の耐圧
を９００Ｖとするとき、最大オンデューティー比を０．
８に設定することができる。また、最大オンデューティ
ー比を０．６とした場合には、スイッチ素子の耐圧は４
５０Ｖでよく、オン抵抗の低いＦＥＴを使用し、導通損
失を小さくすることができる。
れる図９の従来例におけるスイッチ素子における最大印
加電圧Ｖｓｗ０に比べて１／２に低減できる。よって、
図９の従来例において最大オンデューティー比を０．６
に設定した場合と同一耐圧のスイッチ素子を使用する場
合には最大オンデューティー比をさらに向上し、トラン
スの一次、二次の巻数比を大きくしてスイッチ素子２、
１４のオン時の導通損失を小さくすることができる。例
えば、入力電圧Ｖｉｎを３６０Ｖ、スイッチ素子の耐圧
を９００Ｖとするとき、最大オンデューティー比を０．
８に設定することができる。また、最大オンデューティ
ー比を０．６とした場合には、スイッチ素子の耐圧は４
５０Ｖでよく、オン抵抗の低いＦＥＴを使用し、導通損
失を小さくすることができる。
【００３２】また（３）式に見られるようにコンデンサ
９、１０の充電電圧Ｖｃは、オンデューティー比Ｄが
０．５未満の場合に正、Ｄ＝０．５で０となり、Ｄ＞
０．５以上で負の値をとる関数となり、その絶対値の最
大値は、例えば０≦Ｄ≦Ｄｍａｘ＝０．６の範囲ではＤ
＝０でＶｉｎ／２となり、また０≦Ｄ≦Ｄｍａｘ＝０．
８ではＤ＝０．８で１．５Ｖｉｎとなる。従って、コン
デンサの耐圧面からも、図９の従来例において最大オン
デューティー比を０．６に設定した場合と同一耐圧の容
量素子を使用して最大オンデューティー比を０．８に向
上することができ、また、最大オンデューティー比を
０．６に設定した場合には（１）式よりＶｃ０＝１．５
Ｖｉｎとなる従来例に比べて１／３の耐圧の容量素子を
用いることが可能となり、回路の小型化が図れる。
９、１０の充電電圧Ｖｃは、オンデューティー比Ｄが
０．５未満の場合に正、Ｄ＝０．５で０となり、Ｄ＞
０．５以上で負の値をとる関数となり、その絶対値の最
大値は、例えば０≦Ｄ≦Ｄｍａｘ＝０．６の範囲ではＤ
＝０でＶｉｎ／２となり、また０≦Ｄ≦Ｄｍａｘ＝０．
８ではＤ＝０．８で１．５Ｖｉｎとなる。従って、コン
デンサの耐圧面からも、図９の従来例において最大オン
デューティー比を０．６に設定した場合と同一耐圧の容
量素子を使用して最大オンデューティー比を０．８に向
上することができ、また、最大オンデューティー比を
０．６に設定した場合には（１）式よりＶｃ０＝１．５
Ｖｉｎとなる従来例に比べて１／３の耐圧の容量素子を
用いることが可能となり、回路の小型化が図れる。
【００３３】図３は、図１の実施形態の一実施例を示す
回路図である。図３のアクティブクランプフォアワード
コンバータでは、スイッチ素子２、５、１１及び１４、
これらにそれぞれ並列接続されたダイオード３、６、１
２及び１５、またコンデンサ４、７、１３及び１６が、
ＦＥＴ２３、２４、２５、２６とそれぞれの寄生ダイオ
ード及び出力容量で具現されている。また、インダクタ
８はトランス１７の漏れインダクタンスで具現されてい
る。動作は図１の実施形態と同様であり、重複した説明
を省略する。
回路図である。図３のアクティブクランプフォアワード
コンバータでは、スイッチ素子２、５、１１及び１４、
これらにそれぞれ並列接続されたダイオード３、６、１
２及び１５、またコンデンサ４、７、１３及び１６が、
ＦＥＴ２３、２４、２５、２６とそれぞれの寄生ダイオ
ード及び出力容量で具現されている。また、インダクタ
８はトランス１７の漏れインダクタンスで具現されてい
る。動作は図１の実施形態と同様であり、重複した説明
を省略する。
【００３４】図４は他の実施形態に係るアクティブクラ
ンプフォアワードコンバータの実施例を示す回路図であ
り、図３との違いは、トランス１７の二次巻線の第１端
と負側出力端子間にチョークコイル２７を更に備え、ト
ランス１７の二次整流回路を半波整流回路から全波整流
回路に変更した構成となっている点である。
ンプフォアワードコンバータの実施例を示す回路図であ
り、図３との違いは、トランス１７の二次巻線の第１端
と負側出力端子間にチョークコイル２７を更に備え、ト
ランス１７の二次整流回路を半波整流回路から全波整流
回路に変更した構成となっている点である。
【００３５】ＦＥＴ２３、２６がオン、ＦＥＴ２４、２
５がオフのとき、ダイオード１８がオン、ダイオード１
９がオフとなり、トランス１７、ダイオード１８、出力
コンデンサ２１、チョークコイル２０からなる電流ルー
プと、チョークコイル２７、ダイオード１８、出力コン
デンサ２１からなる電流ループとにより、負荷２２に電
流が供給される。
５がオフのとき、ダイオード１８がオン、ダイオード１
９がオフとなり、トランス１７、ダイオード１８、出力
コンデンサ２１、チョークコイル２０からなる電流ルー
プと、チョークコイル２７、ダイオード１８、出力コン
デンサ２１からなる電流ループとにより、負荷２２に電
流が供給される。
【００３６】次に、ＦＥＴ２３、２６がオフ、ＦＥＴ２
４、２５がオンのとき、ダイオード１８がオフ、ダイオ
ード１９がオンとなり、トランス１７、ダイオード１
９、出力コンデンサ２１、チョークコイル２７からなる
電流ループと、チョークコイル２０、ダイオード１９、
出力コンデンサ２１からなる電流ループとにより、負荷
２２に電流が供給される。
４、２５がオンのとき、ダイオード１８がオフ、ダイオ
ード１９がオンとなり、トランス１７、ダイオード１
９、出力コンデンサ２１、チョークコイル２７からなる
電流ループと、チョークコイル２０、ダイオード１９、
出力コンデンサ２１からなる電流ループとにより、負荷
２２に電流が供給される。
【００３７】よって、負荷２２へは常にトランスからの
供給ループとチョークコイルの放電ループにより電流が
供給され、図３の実施例に比べて出力コンデンサ２１へ
のリップル電流が小さくなり、出力コンデンサ２１の容
量を小さくすることができる。
供給ループとチョークコイルの放電ループにより電流が
供給され、図３の実施例に比べて出力コンデンサ２１へ
のリップル電流が小さくなり、出力コンデンサ２１の容
量を小さくすることができる。
【００３８】図５は、さらに他の実施形態に係るアクテ
ィブクランプフォアワードコンバータの実施例を示す回
路図であり、図３との違いは、トランス１７の二次側
に、さらにフライバック電圧を整流する半波整流回路と
して、さらに第２の二次巻線と、第２の二次巻線の第１
端にアノードを接続しカソードを正側出力端子に接続し
たダイオード２８と、第２の二次巻線の第２端にアノー
ドを接続しカソードを正側出力端子に接続したダイオー
ド２９と、第２の二次巻線の第２端と負側出力端子間に
接続されたチョークコイル２７とを備えた構成となって
いる点である。
ィブクランプフォアワードコンバータの実施例を示す回
路図であり、図３との違いは、トランス１７の二次側
に、さらにフライバック電圧を整流する半波整流回路と
して、さらに第２の二次巻線と、第２の二次巻線の第１
端にアノードを接続しカソードを正側出力端子に接続し
たダイオード２８と、第２の二次巻線の第２端にアノー
ドを接続しカソードを正側出力端子に接続したダイオー
ド２９と、第２の二次巻線の第２端と負側出力端子間に
接続されたチョークコイル２７とを備えた構成となって
いる点である。
【００３９】本実施例では、ＦＥＴ２３、２６がオン、
ＦＥＴ２４、２５がオフのとき、トランス１７、ダイオ
ード１８、出力コンデンサ２１、チョークコイル２０か
らなる電流ループと、チョークコイル２７、ダイオード
２９、出力コンデンサ２１からなる電流ループとによ
り、負荷２２に電流が供給され、ＦＥＴ２３、２６がオ
フ、ＦＥＴ２４、２５がオンのとき、トランス１７、ダ
イオード２８、出力コンデンサ２１、チョークコイル２
７からなる電流ループと、チョークコイル２０、ダイオ
ード１９、出力コンデンサ２１からなる電流ループとに
より、負荷２２に電流が供給される。
ＦＥＴ２４、２５がオフのとき、トランス１７、ダイオ
ード１８、出力コンデンサ２１、チョークコイル２０か
らなる電流ループと、チョークコイル２７、ダイオード
２９、出力コンデンサ２１からなる電流ループとによ
り、負荷２２に電流が供給され、ＦＥＴ２３、２６がオ
フ、ＦＥＴ２４、２５がオンのとき、トランス１７、ダ
イオード２８、出力コンデンサ２１、チョークコイル２
７からなる電流ループと、チョークコイル２０、ダイオ
ード１９、出力コンデンサ２１からなる電流ループとに
より、負荷２２に電流が供給される。
【００４０】従って図４の実施例と同様に、常にトラン
ス１７からの電流供給ループとチョークコイルの放電ル
ープより電流が供給されるため、出力コンデンサ２１の
容量を小さくできる他、トランス１７の二次巻線が２組
となるため、１巻線当りの電流値が図４の実施例の１／
２となり、トランス１７の漏れインダクタンスによる電
流の立上がり、立ち下がり時間が短縮されるため、スイ
ッチング周波数の高周波化が可能となる。
ス１７からの電流供給ループとチョークコイルの放電ル
ープより電流が供給されるため、出力コンデンサ２１の
容量を小さくできる他、トランス１７の二次巻線が２組
となるため、１巻線当りの電流値が図４の実施例の１／
２となり、トランス１７の漏れインダクタンスによる電
流の立上がり、立ち下がり時間が短縮されるため、スイ
ッチング周波数の高周波化が可能となる。
【００４１】図６は、さらに他の実施例を示す回路図で
あり、図３の実施例の出力半波整流回路の整流素子をダ
イオード１８、１９からＦＥＴ３０、３１に変更したも
のである。ＦＥＴ３０、３１のゲートをトランス１７の
二次巻線のソースと反対端に接続することによりＦＥＴ
３０、３１を交互にオン、オフし図３と同様にトランス
１７の二次電圧を整流する。整流素子をダイオードから
ＦＥＴに変更することにより、オン時の整流素子の順方
向電圧効果をより小さくすることができ変換効率の向上
が図れる。図７、図８はさらに他の実施例を示す回路図
であり、それぞれ図４、図５の実施例のダイオードをＦ
ＥＴに置き換えたもので、図６と同様に変換効率の向上
が図れる。
あり、図３の実施例の出力半波整流回路の整流素子をダ
イオード１８、１９からＦＥＴ３０、３１に変更したも
のである。ＦＥＴ３０、３１のゲートをトランス１７の
二次巻線のソースと反対端に接続することによりＦＥＴ
３０、３１を交互にオン、オフし図３と同様にトランス
１７の二次電圧を整流する。整流素子をダイオードから
ＦＥＴに変更することにより、オン時の整流素子の順方
向電圧効果をより小さくすることができ変換効率の向上
が図れる。図７、図８はさらに他の実施例を示す回路図
であり、それぞれ図４、図５の実施例のダイオードをＦ
ＥＴに置き換えたもので、図６と同様に変換効率の向上
が図れる。
【００４２】
【発明の効果】以上説明したように、本発明に係るアク
ティブクランプフォアワードコンバータによれば、零電
圧スイッチング、零電流スイッチングによりスイッチン
グ損失の低減が図れる他、従来の石１フォアワード方式
のアクティブクランプ回路に比べて、スイッチ素子に印
加されるピーク電圧、またクランプコンデンサの充電電
圧を大きく低減することができ、スイッチ素子の導通損
失の軽減、オンデューティー比の制御範囲の拡大、また
容量素子の小型化が可能となる。
ティブクランプフォアワードコンバータによれば、零電
圧スイッチング、零電流スイッチングによりスイッチン
グ損失の低減が図れる他、従来の石１フォアワード方式
のアクティブクランプ回路に比べて、スイッチ素子に印
加されるピーク電圧、またクランプコンデンサの充電電
圧を大きく低減することができ、スイッチ素子の導通損
失の軽減、オンデューティー比の制御範囲の拡大、また
容量素子の小型化が可能となる。
【図１】本発明の一実施形態に係るアクティブクランプ
フォアワードコンバータの構成例を示す回路図である。
フォアワードコンバータの構成例を示す回路図である。
【図２】図１の実施形態に係るアクティブクランプフォ
アワードコンバータの動作を説明するタイムチャートで
ある。
アワードコンバータの動作を説明するタイムチャートで
ある。
【図３】図１の実施形態の一実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図４】本発明の他の実施形態に係るアクティブクラン
プフォアワードコンバータの実施例を示す回路図であ
る。
プフォアワードコンバータの実施例を示す回路図であ
る。
【図５】本発明のさらに他の実施形態に係るアクティブ
クランプフォアワードコンバータの実施例を示す回路図
である。
クランプフォアワードコンバータの実施例を示す回路図
である。
【図６】本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図７】本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図８】本発明のさらに他の実施例を示す回路図であ
る。
る。
【図９】従来のアクティブクランプフォアワードコンバ
ータの構成例を示す回路図である。
ータの構成例を示す回路図である。
１ 直流電源 ２、５、１１、１４ スイッチ素子 ３、６、１２、１５、１８、１９、２８、２９ ダイオ
ード ４、７、９、１０、１３、１６、２１ コンデンサ ８ インダクタ １７ トランス ２０、２７ チョークコイル ２２ 負荷 ２３〜２６、３０〜３３ ＦＥＴ
ード ４、７、９、１０、１３、１６、２１ コンデンサ ８ インダクタ １７ トランス ２０、２７ チョークコイル ２２ 負荷 ２３〜２６、３０〜３３ ＦＥＴ
Claims (7)
- 【請求項１】 トランスの一次巻線に供給される直流電
源を零電流／零電圧スイッチングし、二次巻線に誘起さ
れる電圧を整流、平滑して出力するアクティブクランプ
フォアワードコンバータにおいて、 前記一次巻線の第１端を直流電源の正側端子に接続する
第１のＦＥＴ（電界効果トランジスタ）と、 前記一次巻線の第２端を直流電源の負側端子に接続する
第２のＦＥＴと、 前記一次巻線の第１端を第１のコンデンサを介して直流
電源の負側端子に接続する第３のＦＥＴと、 前記一次巻線の第２端を第２のコンデンサを介して直流
電源の正側端子に接続する第４のＦＥＴとを備え、 前記第１と第２のＦＥＴの組と、前記第３と第４のＦＥ
Ｔの組とを共にオフに制御する期間を挟んで交互にオン
オフに制御することにより、前記トランスの一次巻線に
供給される直流電源の零電流／零電圧スイッチングを行
うことを特徴とするアクティブクランプフォアワードコ
ンバータ。 - 【請求項２】 第１の節点に一端を接続する一次巻線を
有するトランスと、 このトランスの一次巻線の他端と第２の節点との間に接
続されたインダクタと、 直流電源の正側端子と前記第２の節点との間に接続され
た第１のスイッチ素子と、 前記第１の節点と前記直流電源の負側端子間に接続され
た第２のスイッチ素子と、 前記直流電源の正側端子と前記第１の節点との間に直列
に接続された第３のスイッチ素子及び第１のコンデンサ
と、 前記第２の節点と前記直流電源の負側端子間に直列に接
続された第２のコンデンサ及び第４のスイッチ素子と、 それぞれが前記第１から第４のスイッチ素子のそれぞれ
に並列接続された第１から第４のダイオードと、 それぞれが前記第１から第４のスイッチ素子それぞれに
並列接続された第３から第６のコンデンサと、 前記トランスの二次巻線に接続された整流回路とを備
え、 前記第１、第２のスイッチ素子の組と、前記第３、第４
のスイッチ素子の組とを、共にオフに制御する期間を挟
んで交互にオンオフに制御することを特徴とするアクテ
ィブクランプフォアワードコンバータ。 - 【請求項３】 請求項２に記載のアクティブクランプフ
ォアワードコンバータにおいて、 前記インダクタが前記トランスの漏れインダクタンスで
代替され、 前記第１から第４のスイッチ素子のそれぞれが第１から
第４のＦＥＴのそれぞれで構成され、 前記第１から第４のダイオードのそれぞれが前記第１か
ら第４のＦＥＴのそれぞれの寄生ダイオードで構成さ
れ、 前記第３から第６のコンデンサのそれぞれが前記第１か
ら第４のＦＥＴのそれぞれの寄生容量で構成されること
を特徴とするアクティブクランプフォアワードコンバー
タ。 - 【請求項４】 請求項２または３に記載のアクティブク
ランプフォアワードコンバータにおいて、 前記整流回路は整流素子にダイオードを用いた半波整流
回路であることを特徴とするアクティブクランプフォア
ワードコンバータ。 - 【請求項５】 請求項２または３に記載のアクティブク
ランプフォアワードコンバータにおいて、 前記整流回路は整流素子にダイオードを用いた全波整流
回路であることを特徴とするアクティブクランプフォア
ワードコンバータ。 - 【請求項６】 請求項２または３に記載のアクティブク
ランプフォアワードコンバータにおいて、 前記整流回路は整流素子にＦＥＴを用いた半波整流回路
であることを特徴とするアクティブクランプフォアワー
ドコンバータ。 - 【請求項７】 請求項２または３に記載のアクティブク
ランプフォアワードコンバータにおいて、 前記整流回路は整流素子にＦＥＴを用いた全波整流回路
であることを特徴とするアクティブクランプフォアワー
ドコンバータ。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000014860A JP3317950B2 (ja) | 2000-01-24 | 2000-01-24 | アクティブクランプフォアワードコンバータ |
| US09/766,852 US6396714B2 (en) | 2000-01-24 | 2001-01-23 | Active clamping for zero current zero voltage forward conversion |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000014860A JP3317950B2 (ja) | 2000-01-24 | 2000-01-24 | アクティブクランプフォアワードコンバータ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001211643A true JP2001211643A (ja) | 2001-08-03 |
| JP3317950B2 JP3317950B2 (ja) | 2002-08-26 |
Family
ID=18542248
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000014860A Expired - Fee Related JP3317950B2 (ja) | 2000-01-24 | 2000-01-24 | アクティブクランプフォアワードコンバータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6396714B2 (ja) |
| JP (1) | JP3317950B2 (ja) |
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-
2000
- 2000-01-24 JP JP2000014860A patent/JP3317950B2/ja not_active Expired - Fee Related
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2001
- 2001-01-23 US US09/766,852 patent/US6396714B2/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20010009516A1 (en) | 2001-07-26 |
| US6396714B2 (en) | 2002-05-28 |
| JP3317950B2 (ja) | 2002-08-26 |
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Legal Events
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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