CN103956904A - 一种反激式电力变换器的拓扑结构及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种改进的电力变换器的拓扑结构及其控制方法，其硬件拓扑结构包括输入侧的直流电压源E_d、滤波与储能电容C_d及反激式变换器。本拓扑结构的创新点在于：在反激式变换器的适当位置并联接入电容C₁，并以此为基础进行半导体开关的开通、关断控制。实施本发明拓扑结构能克服传统拓扑结构中的固有缺陷，确保了所有半导体开关器件都能实现零电压开通、零电压关断，其反并联功率二极管也都能实现自然导通、自然截止，减小了半导体器件的电压电流应力、开关损耗及其对外的电磁干扰。故本拓扑结构能进一步提高变换器的变换效率和抑制电磁干扰的能力。本方案可用于DC-DC变换，也可用于DC-AC变换，如光伏发电、风力发电、燃料电池发电、通信电源等。

Description

一种反激式电力变换器的拓扑结构及其控制方法

技术领域

本发明涉及一种改进的电力变换器的拓扑结构及其控制实现方法，尤其涉及一种高效率、低电磁干扰的DC-DC变换器或DC-AC变换器的拓扑结构及其控制方法，可用于光伏发电、风力发电、燃料电池发电、通信电源，所述发电包括并网发电和独立发电。 

背景技术

近年来，随着新能源和绿色环保能源开发利用的迅速发展，国际社会认证机构对电力变换器的性能要求已越来越严格，商业竞争也越来越激烈，特别是光伏发电、风力发电、燃料电池发电、通信电源、有源电力滤波等领域，对电力变换器的变换效率及其对外界的电磁干扰的限制非常严格。 

传统的反激式电力变换器的拓扑结构如图1所示，它能实现半导体开关器件V₁、V₂的零电压开通，但具有不能实现零电压关断的缺陷，其硬关断将引发开关器件的关断损耗及关断时由尖峰电压所引起的电磁干扰，且与V₁、V₂并联的二极管D₁、D₂还承受强迫导通和急剧上升的反电压冲击。因此传统的反激式电力变换器的变换效率相对较低，半导体器件所承受的电压电流应力及对外的电磁干扰都较大。 

发明内容

鉴于上述传统反激式电力变换器所存在的缺陷，本发明提出了一种改进的电力变换器的拓扑结构及其控制实现方法，以期进一步提高变换器的变换效率、抑制电磁干扰和半导体器件的电压电流应力。 

本发明的上述第一个目的，一种反激式电力变换器的拓扑结构，其特征方案为：所述拓扑结构的输入侧直流电源E_d的正极与滤波储能电容C_d的一端、电容C₂的一端、变压器T初级绕组的一端相连接；直流电源E_d的负极与滤波储能电容C_d的另一端、半导体开关器件V₂的源极及二极管D₂的阳极相连接；电容C₂的另一端与半导体开关器件V₁的漏极及二极管D₁的阴极相连接于A点；半导体开关器件V₁的源极与二极管D₁的阳极、变压器T初级绕组的另一端、半导体开关器件V₂的漏极、二极管D₂的阴极相连接于B点；变压器T初级绕组与次级绕组的同名端相异并与半导体开关器件V₂构成反激式电力变换器；变压器T次级绕组的一端与二极管D₃的阳极相连接；变压器T次级绕组的另一端与滤波电容C₃的一端相连接作为变换器输出的负极；二极管D₃的阴极与滤波电容C₃的另一端相连接作为变换器输出的正极；所述A点与B点之间并联接有电容C₁。 

进一步地，所述半导体开关器件V₁和半导体开关器件V₂为MOSFET或IGBT，所述二极管D₁、二极管D₂为半导体开关器件的体内二极管或外接二极管。 

进一步地，所述半导体开关器件V₁和半导体开关器件V₂为SCR或GTO，所述二极管D₁、二极管D₂为外接二极管。 

进一步地，所述二极管D₃为外接二极管或MOSFET。 

本发明的上述第二个目的，一种反激式电力变换器的控制方法，基于上述拓扑结构实现，其特征方案为：在半导体开关器件V₂关断时令电容C₁先放电；当U_C1=0时二极管D₁开始并实现自然导通，此间令半导体开关器件V₁实现零电压开通，且电容C₂与变压器T初级绕组的漏感及励磁电感一起发生谐振；在谐振电流反方向时再令半导体开关器件V₁关断，基于电容C₁在半导体开关器件V₁关断后U_C1从零逐步上升，则半导体开关器件V₁为零电压关断且二极管D₁实现自然截止；随着U_C1的逐步上升，半导体开关器件V₂的端电压逐步下降至零；同时在反向谐振电流的作用下二极管D₂实现自然导通，此时令半导体开关器件V₂实现零电压开通；当半导体开关器件V₂关断时，基于电容C₁上电压的钳位作用，半导体开关器件V₂的端电压随着电容C₁的放电U_V2从零逐步上升而实现零电压关断，二极管D₂实现自然截止。 

本发明改进的拓扑结构及其控制方法的应用，较之于现有技术的突出效果为：它能克服传统拓扑结构中的固有缺陷，确保了所有半导体开关器件都能实现零电压开通、零电压关断，其反并联功率二极管也都能实现自然导通、自然截止，减小了半导体器件的电压电流应力、开关损耗及其对外的电磁干扰。本拓扑结构既可用于DC-DC变换，也可用于DC-AC变换，如光伏发电、风力发电、燃料电池发电、通信电源等。 

附图说明

图1是现有技术的拓扑结构。 

图2是本发明的拓扑结构。 

图3是图2的等效电路。 

图4是本发明的控制方式。 

图5是图4中A部分的放大示意图。 

图6是图4中B部分的放大示意图。 

图7-1-图7-8是本发明拓扑结构开关动态过程不同模态的示意图。 

具体实施方式

以下结合实施例图2～图78，对本发明的具体实施方式作进一步阐述，以使本发明的技术方案更易于理解、掌握。 

图3是图2的等效电路，图中L_L等效为变压器T初级绕组的漏感，L_m等效为变压器T的励磁电感，电容C₂＞C₁。从图示可见，本发明一种反激式电力变换器的硬件拓扑结构包括输入侧的直流电压源E_d、滤波与储能电容C _d及反激式变换器。其具体电路结构为输入侧直流电源E_d的正极与滤波储能电容C_d的一端、电容C₂的一端、变压器T初级绕组的一端相连接；直流电源E_d的负极与滤波储能电容C_d的另一端、半导体开关器件V₂的源极及二极管D₂的阳极相连接；电容C₂的另一端与半导体开关器件V₁的漏极及二极管D₁的阴极相连接于A点；半导体开关器件V₁的源极与二极管D₁的阳极、变压器T初级绕组的另一端、半导体开关器件V₂的漏极、二极管D₂的阴极相连接于B点；变压器T初级绕组与次级绕组的同名端相异并与半导体开关器件V₂构成反激式电力变换器；变压器T次级绕组的一端与二极管D₃的阳极相连接；变压器T次级绕组的另一端与滤波电容C₃的一端相连接作为变换器输出的负极；二极管D₃的阴极与滤波电容C₃的另一端相连接作为变换器输出的正极； A点与B点之间并联接有电容C₁。 

作为上述方案的进一步优选，该半导体开关器件V₁和半导体开关器件V₂为MOSFET或IGBT，该二极管D₁、二极管D₂为半导体开关器件的体内二极管或外接二极管。 

或者，该半导体开关器件V₁和半导体开关器件V₂为SCR或GTO，该二极管D₁、二极管D₂为外接二极管。 

此外，上述二极管D₃为外接二极管或MOSFET。 

本发明拓扑结构的控制方式概括来看：在半导体开关器件V₂关断时令电容C₁先放电；当U_C1=0时二极管D₁开始并实现自然导通，此间令半导体开关器件V₁实现零电压开通，且电容C₂与变压器T初级绕组的漏感及励磁电感一起发生谐振；在谐振电流反方向时再令半导体开关器件V₁关断，基于电容C₁在半导体开关器件V₁关断后U_C1从零逐步上升，则半导体开关器件V₁为零电压关断且二极管D₁实现自然截止；随着U_C1的逐步上升，半导体开关器件V₂的端电压逐步下降至零；同时在反向谐振电流的作用下二极管D₂实现自然导通，此时令半导体开关器件V₂实现零电压开通；当半导体开关器件V₂关断时，基于电容C₁上电压的钳位作用，半导体开关器件V₂的端电压随着电容C₁的放电U_V2从零逐步上升而实现零电压关断，二极管D₂实现自然截止。 

如图4所示的本发明拓扑结构的控制方式示意图，图中V_g1、V_g2分别表示V₁、V₂的门极驱动电压；U_V1、I_V1分别表示V₁的端电压和内部电流；U_V2、I_V2分别表示V₂的端电压和内部电流；I₃表示二极管D₃的整流电流。为便于观察，将图4中A部分放大后示于图5，B部分放大后示于图6，图7-1～7-8是本发明拓扑结构的开关动态过程。下面以一个开关周期（t₁～t₈）为例分析主电路拓扑结构的动作原理，共分8个模态：模态0～模态7。 

模态0（t₁之前）：如图5、图7-1所示，在t₁之前V₂保持导通状态，滤波与储能电容C_d（及直流电压源E_d）经L_L、L_m、V₂对变压器T储能，由于T按反极性（见图中同名端“●”的标注）连接，D₃截止，I₃为零。 

模态1（t₁～t₂）：如图5、图7-2所示，t₁时刻关断V₂，由图7-2可见，由于C₁上电压的钳制作用， 确保了V₁的端电压只能慢慢上升，在U_V2＜E_d期间，滤波与储能电容C_d（及直流电压源E_d）仍按模态0运作，且C₁、C₂、L_L、L_m发生串联谐振，C₁经C₂、L_L、L_m放电。E_d、C₁都使得L_L上的电流继续上升（图中不另表示），但I_V2却下降很快，到t₂时刻就降到零，所以V₂是以零电压关断的。 

模态3（t₂～t₃）：由图5、图7-2、图7-3可见，随着C₁的放电，由于U_C1的钳位作用，V₂的端电压继续上升，当V₂的端电压上升到U_V2＞E_d时，L_L和L_m的反电势改变方向，到t₃时刻U_V1降到零，则D₁实现自然导通，站在V₁体外看，其电流是个负电流，其实是其体内的二极管D₁在导通。此时，C₂、L_L、L_m继续谐振，L_L、L_m的反电势对C₂充电，V₂的端电压上升到U_V1=E_d+U_C2。 

模态4（t₃～t₄）：由图5、图7-4可见，在t₃～t₄期间，半导体开关器件V₁一直保持着零电压，此间触发V₁，则V₁实现零电压开通，V₁与D₁并联起来共同为L_L和L_m对C₂充电提供通路，站在V₁体外看，该负电流是V₁与D₁的电流之和。 

模态5（t₄～t₅）：见图6、图7-5，随着L_L、L_m对C₂充电，U_C2不断升高，L_L、L_m上的电流慢慢减小，到t₅时刻该电流就降到零。此时D₁自然关断（能有效减小强关断时因反向恢复电流所引起的损耗及反向电压应力），V₁电流反向，C₂对L_L、L_m充电，L_L、L_m上的电流由零逐步朝正方向增大，该能量经T的电磁耦合，从T的二次侧绕组经D₃整流后释放到C₃上。 

模态6（t₅～t₆）：见图6、图7-6所示，t₆时刻，关断半导体开关器件V₁，显然，由于C₁的存在，V₁是以零电压关断的。C₂经L_L、L_m对C₁充电，C₁的端电压逐渐上升（故D₁承受的反电压是缓慢而不是急剧上升的），U_V2逐渐下降，T继续通过二次侧绕组及二极管D₃将能量释放到C₃上。 

模态7（t₆～t₇）：见图6、图7-7，当U_V1上升到U_V1≥E_d+U_C2时（如t₇时刻），U_V2也下降到零了，D₂开始进入零电压偏置，C₂停止对C₁充电。 此时L_L经C_d（E_d）、D₂、L_m放电，D₂实现自然开通，D₃继续将能量释放到C₃上。 

模态8（t₇～t₈）：见图6、图7-8，到t₈时刻，触发半导体开关器件V₂，显然V₂是以零电压开通的，D₃继续将能量释放到C₃上。当L_L中的电流释放到零后，V₂的反向电流（也是D₂的正向电流）都降到零，V₂的电流开始反向，而D₂实现了自然关断（有效减小关断时因反向恢复电流引起的损耗和反向电压应力），C_d（E_d）经L_L、L_m、V₂再次对T存储能量，电路的状态回到模态0。 

综上对本发明反激式电力变换器的拓扑结构及其控制方法的概述并结合其实施例的详细描述，本发明较之于现有技术的创新优点便十分显著：它能克服传统拓扑结构中的固有缺陷，确保了所有半导体开关器件都能实现零电压开通、零电压关断，其反并联功率二极管也都能实现自然导通、自然截止，减小了半导体器件的电压电流应力、开关损耗及其对外的电磁干扰。本拓扑结构既可用于DC-DC变换，也可用于DC-AC变换，如光伏发电、风力发电、燃料电池发电、通信电源等。 

Claims (5)

1.一种反激式电力变换器的拓扑结构，其特征在于：所述拓扑结构的输入侧直流电源E_d的正极与滤波储能电容C_d的一端、电容C₂的一端、变压器T初级绕组的一端相连接；直流电源E_d的负极与滤波储能电容C_d的另一端、半导体开关器件V₂的源极及二极管D₂的阳极相连接；电容C₂的另一端与半导体开关器件V₁的漏极及二极管D₁的阴极相连接于A点；半导体开关器件V₁的源极与二极管D₁的阳极、变压器T初级绕组的另一端、半导体开关器件V₂的漏极、二极管D₂的阴极相连接于B点；变压器T初级绕组与次级绕组的同名端相异并与半导体开关器件V₂构成反激式电力变换器；变压器T次级绕组的一端与二极管D₃的阳极相连接；变压器T次级绕组的另一端与滤波电容C₃的一端相连接作为变换器输出的负极；二极管D₃的阴极与滤波电容C₃的另一端相连接作为变换器输出的正极；所述A点与B点之间并联接设电容C₁。

2.根据权利要求1所述反激式电力变换器的拓扑结构，其特征在于：所述半导体开关器件V₁和半导体开关器件V₂为MOSFET或IGBT，所述二极管D₁、二极管D₂为半导体开关器件的体内二极管或外接二极管。

3.根据权利要求1所述反激式电力变换器的拓扑结构，其特征在于：所述半导体开关器件V₁和半导体开关器件V₂为SCR或GTO，所述二极管D₁、二极管D₂为外接二极管。

4.根据权利要求1所述反激式电力变换器的拓扑结构，其特征在于：所述二极管D₃为外接二极管或MOSFET。

5.一种反激式电力变换器的控制方法，基于权利要求1所述拓扑结构实现，其特征在于：在半导体开关器件V₂关断时令电容C₁先放电；当U_C1=0时二极管D₁开始并实现自然导通，此间令半导体开关器件V₁实现零电压开通，且电容C₂与变压器T初级绕组的漏感及励磁电感一起发生谐振；在谐振电流反方向时再令半导体开关器件V₁关断，基于电容C₁在半导体开关器件V₁关断后U_C1从零逐步上升，则半导体开关器件V₁为零电压关断且二极管D₁实现自然截止；随着U_C1的逐步上升，半导体开关器件V₂的端电压逐步下降至零；同时在反向谐振电流的作用下二极管D₂实现自然导通，此时令半导体开关器件V₂实现零电压开通；当半导体开关器件V₂关断时，基于电容C₁上电压的钳位作用，半导体开关器件V₂的端电压随着电容C₁的放电U_V2从零逐步上升而实现零电压关断，二极管D₂实现自然截止。