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CN103731029B - 降压式直流变换器 - Google Patents

降压式直流变换器 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种降压式直流变换器。该直流变换器中，当第一开关管导通时，输入电源为第一电感和第一电容充电；当第一开关管关断、第二开关管也关断时，第一电感通过第三二极管续流，并对第一电容充电；当第二开关管导通时，第二开关管的导通实现了零电压开关，随着第二开关管保持导通状态，第一电感、第一电容通过第二开关管、第一二极管对第二电容放电，实现电压输出；当第二开关管关断时，第二电感通过第二二极管续流，并对第二电容放电，实现电压输出；当第一开关管导通时，第一开关管的导通实现了零电压开关。本发明实现了降压式直流变换器中的零电压开关，提高了电压转换效率，减小了电磁干扰。

Description

降压式直流变换器
技术领域
本发明涉及电路技术领域，尤其涉及一种降压式直流变换器。
背景技术
随着电子技术的发展，电压转换电路中功率开关管的功率转换频率越来越高，对于用功率开关管进行电路开关的场合，开关损耗一般都非常大，而且会产生强烈的电磁干扰。
现有的非隔离降压电路如图1所示，在图1中，器件处于硬开关状态，在开关导通或关断的瞬间，开关两端的电压瞬间发生很大的变化，导致了电磁干扰严重，开关损耗也较大，影响了电源转换效率。
发明内容
本发明实施例提供了一种降压式直流变换器，以实现非隔离电压转换电路中功率器件工作于软开关状态下，减小了开关损耗，提高了电压转换效率，减小了电磁干扰。
第一方面，本发明实施例提供了一种降压式直流变换器，所述降压式直流变换器包括：第一开关管、第二开关管、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一电感、第二电感；
所述第一开关管的第一端与输入电源的正极、所述第二二极管的负极相连接，所述第一开关管的第二端与所述第二二极管的正极、所述第二开关管的第一端、所述第三二极管的负极、所述第一电容的第一端相连接；
所述第二开关管的第二端与所述第三二极管的正极、所述第一电感的第一端、所述第二电容的第一端相连接，所述第一电感的第二端与所述第一电容的第二端、所述第一二极管的负极相连接；
所述第一二极管的正极通过第二电容与输入电源的负极、所述第二电容的第二端相连接；
其中，所述第一开关管的驱动信号和所述第二开关管的驱动信号为互补信号，并且所述第一开关管的驱动信号和第二开关管的驱动信号之间存在死区；
当所述第一开关管导通时，所述输入电源为所述第一电感和所述第一电容充电；当所述第一开关管关断、所述第二开关管也关断时，所述第一电感通过所述第三二极管续流，并对所述第一电容充电；当所述第二开关管导通时，由于与所述第二开关管并联的所述第三二极管处于导通状态，因此所述第二开关管的导通实现了零电压开关，随着所述第二开关管保持导通状态，所述第一电感、所述第一电容通过所述第二开关管、所述第一二极管对所述第二电容放电，实现电压输出；当所述第二开关管关断时，所述第二电感通过所述第二二极管续流，并对所述第二电容放电，实现电压输出；当所述第一开关管导通时，由于与所述第一开关管并联的所述第二二极管处于导通状态，因此所述第一开关管的导通实现了零电压开关。
根据第一方面，在第一种可能的实现方式中，当所述输入电源同步整流时，所述降压式直流变换器还包括整流开关管，并且所述整流开关管与所述第二开关管同相驱动。
根据第一方面的第一种可能的实现方式，在第二种可能的实现方式中，所述输入电源同步整流具体为：所述第一二极管替换为金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET，并且所述替换后的MOSFET在电流方向与体二极管方向一致时导通。
根据第一方面或者第一方面的第一种可能的实现方式，在第三种可能的实现方式中，所述第一开关管和所述第二开关管为金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET；或者，所述第一开关管和所述第二开关管为绝缘栅双极型晶体管IGBT；或者，所述第一开关管和所述第二开关管为双极结型晶体管BJT。
根据第一方面，在第四种可能的实现方式中，所述第一二极管、所述第二二极管和所述第三二极管为独立的半导体二极管，或者为MOSFET器件的寄生二极管。
根据第一方面或者第一方面的第一种、第二种、第四种可能的实现方式，在第五种可能的实现方式中，所述降压式直流变换器还包括第三电容；所述第三电容的第一端与输入电源的正极相连接，所述第三电容的第二端与所述第二电容的第一端相连接；所述第三电容为滤波电容，用于对所述输入电源的电压和输出的电源电压实现滤波功能。
本发明实施例提供的降压式直流变换器中，当第一开关管导通时，输入电源为第一电感和第一电容充电；当第一开关管关断、第二开关管也关断时，第一电感通过第三二极管续流，并对第一电容充电；当第二开关管导通时，第二开关管的导通实现了零电压开关，随着第二开关管保持导通状态，第一电感、第一电容通过第二开关管、第一二极管对第二电容放电，实现电压输出；当第二开关管关断时，第二电感通过第二二极管续流，并对第二电容放电，实现电压输出；当第一开关管导通时，第一开关管的导通实现了零电压开关。由此本发明实施例中的开关管工作于零电压开关状态，减少了开关损耗，减小了电磁干扰，提高了电压转换效率，而且两个开关管的驱动信号为互补信号，因此驱动简单化。
附图说明
图1为现有技术下的一种非隔离降压电路示意图；
图2为本发明实施例提供的一种降压式直流变换器示意图；
图3为本发明实施例提供的图2所示的降压式直流变换器的工作波形示意图；
图4为本发明实施例提供的图2所示的降压式直流变换器的等效电路示意图。
具体实施方式
为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
图2为本发明实施例提供的一种降压式直流变换器示意图，如图所示，该降压式直流变换器中包括第一电感L1、第二电感L2、第一开关管S1、第二开关管S2、第一二极管D1、第二二极管D2、第三二极管D3、第一电容C1、第二电容C2。
如图2所示，第一开关管S1的第一端与输入电源的正极、第二二极管D2的负极相连接，第一开关管S1的第二端与第二二极管D2的正极、第二开关管S2的第一端、第三二极管D3的负极、第一电容C1的第一端相连接；第二开关管S2的第二端与第三二极管D3的正极、第一电感L1的第一端、第二电容C2的第一端相连接，第一电感L1的第二端与第一电容C1的第二端、第一二极管D1的负极相连接；第一二极管D1的正极通过第二电容C2与输入电源的负极、第二电容C2的第二端相连接。
其中，图3为本发明实施例提供的图2所示的降压式直流变换器的工作波形示意图其中，图中S1和S2所对应的波形为S1的驱动信号波形和S2的驱动信号波形；IL1为经过第一电感L1的电流波形，IL2为经过第二电感的电流波形；VS2为第二开关管S2两端的电压波形；VS1为第一开关管S1两端的电压波形；IS2为经过第二开关管S2的电流波形，IS1为经过第一开关管S1的电流波形；Iout为降压式直流变换器输出的未经过滤波电容滤波的电流的波形。通过图3所示的S1和S2的工作波形可以看出，第一驱动信号(即S1的驱动信号)和第二驱动信号(S1的驱动信号)为互补信号，并且第一驱动信号和第二驱动信号之间存在死区，即第一驱动信号和第二驱动信号存在同时为低电平的时间。其中，死区时间很短，图3中，t0与t1之间的时间即为死区时间，t2与t3之间的时间也是死区时间。如图所示，该降压式直流变换器的工作过程如下：
1、当第一开关管S1导通时，第一电感L1和第一电容C1开始充电；
2、当第一开关管S1关断、第二开关管也关断时，由于第二电感L2在第一开关管S1导通时并没有储能，所以此时第一电感L1输出的直流电无法通过第二电感L2，则第一电感L1通过第三二极管D3续流并继续对第一电容C1进行充电；
3、当第二开关管S2导通时，由于与第二开关管并联的第三二极管D3处于导通状态，所以实现了第二开关管的零电压开关状态。
4、在第二开关管S2继续导通过程中，通过第二开关管S2的直流电的流向是反向的，第一电感L1、所述第一电容C1通过所述第二开关管S1、所述第一二极管D1对负载放电，即实现了电压输出。
5、当第二开关管S2关断时，由于在第二开关管S2导通过程中，通过第二电感L2的电流是大于通过第一电感L1的电流的，所以这种电流大小关系会使第二电感L2通过第二二极管D2续流并同时对负载进行放电，即对第二电容放电，实现电压输出。
6、当第一开关管S1导通时，由于与第一开关管S1并联的第二二极管D2处于导通状态，因此实现了第一开关管S1的零电压开关状态。
上述步骤1-6即为一个工作过程，之后该降压式直流变换器可以按照步骤1-6循环工作，交替地使第一开关管S1和第二开关管S2导通并实现零电压开关，减少了开关损耗，并提升了直流电转换效率，并且上述控制第一开关管S1和第二开关管的交替通断属于软开关控制状态，能够有效地减少电磁干扰。
在上述工作过程中，降压式直流变换器的输入电压Vin与输出电压Vout的关系如下式所示：
Vout＝Vin*D/(1+D)
其中，D为第一开关管S1的开关占空比，通过调整开关占空比D即可调整输出电压Vout。
由于第一开关管S1和第二开关管S2的驱动信号为互补信号，因此开关管的驱动较为简单。当输入电源为同步整流输入电源时，同步整流开关管与第二开关管S2的驱动信号为同相驱动信号，电路的驱动简单。
其中，当输入电源为同步整流输入电源时，第一二极管D1需要替换为MOSFET，并且通过合理的驱动信号驱动替换后的MOSFET在MOSFET电流方向与体二极管方向一致时导通，实现同步整流。
本发明实施例中，降压式直流变换器中的第一开关管S1和第二开关管S2可以为任意的全控半导体器件，作为示例而非限定，S1和S2可以为金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET；或者为绝缘栅双极型晶体管IGBT；或者为双极结型晶体管BJT。而第一二极管D1、第二二极管D2和第三二极管D3为独立的半导体二极管，或者为MOSFET器件的寄生二极管，或者还可以通过对全控半导体器件的控制实现二极管的等效功能。但是在对输入电源应用同步整流时，第一二极管D1需更换为MOSFET等全控型半导体器件。
图2所示的降压式直流变换器仅为一种具体的实现方式，其并不用于限定本发明实施例的保护范围，如改变图中串联器件的顺序，例如图2中的第二电感L2和第一二极管D1的串联顺序可以发生变化。图4(a)、(b)、(c)、(d)、(e)为本发明实施例提供的图2所示的软开关降压式直流变换器的等效电路示意图，其中示例了与图2所示的降压式直流变换器等效的工作电路。
其中，在图2和图4所示的降压式直流变换器的基础上，本领域人员还可以在不影响降压式直流变换器的工作状态的前提下增加一些器件，如可以增加滤波电容，滤波电容是加在输入电源正极和负极之间、输出电源正极和负极之间；或者，由于本发明实施例提供的直流变换器为非隔离拓扑，滤波电容也可以连接在输入电源和输出电源的非公共端之间，比如，图2所示的降压式直流变换器中，输入电源和输出电源的公共端为输入电源的负极和输出电源的负极，则滤波电容也可以增加在输入电源正极和输出电源正极之间，即图4(d)的第三电容C3位置。另外，在第一开关管S1、第二开关管S2的两端之间并联谐振电容，等效于增大了开关管器件的寄生电容，可以降低开关器件两端的电压变化率，可以降低开关关断时的损耗。
需要说明的是，图4(d)中C3的作用包括对输入电压和对输出电压进行滤波。本发明实施例提供的降压式直流变换器默认输入电源为理想电压源，因此图2所示的降压式直流变换器中没有设置用来对输入电压进行滤波的输入滤波电容，而在实际应用时，往往会在降压式直流变换器的输入电源的正极和负极之间设置输入滤波电容来对输入电压进行滤波。当设置了输入滤波电容后，图4(b)和图4(d)的第三电容C3与输入滤波电容有公共连接点，第三电容C3与输入电容串联后即等效于连接在输出正负端之间，作用仍是对输出电压进行滤波。
需要说明的是，当不设置输入滤波电容时，第三电容C3与输出滤波电容有公共端，第三电容C3与输出滤波电容串联后等效连接于输入电源的正极和负极之间，对输入电源电压有滤波作用。
当设置了输出滤波电容，且电路的输入为电压源时，第三电容C3不是必须的，该降压式直流变换器也可以同时使用输入滤波电容、输出滤波电容和第三电容C3，对输入、输出电压进行滤波。增加第三电容C3的目的，主要是从实际应用的角度来看，通过增加第三电容C3的容量可以减小输入或输出滤波电容的容量，可以降低整个降压式直流变换器的体积和成本。
由此本发明实施例提供的降压式直流变换器中的开关管工作于零电压开关状态，减少了开关损耗，减小了电磁干扰，提高了电压转换效率，而且两个开关管的驱动信号为互补信号，因此驱动简单化。
专业人员应该还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
结合本文中所公开的实施例描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。
以上所述的具体实施方式，对本发明的目的、技术方案和有益效果进行了进一步详细说明，所应理解的是，以上所述仅为本发明的具体实施方式而已，并不用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内，所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种降压式直流变换器，其特征在于，所述降压式直流变换器包括：第一开关管、第二开关管、第一电容、第二电容、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一电感、第二电感；
所述第一开关管的第一端与输入电源的正极、所述第二二极管的负极相连接，所述第一开关管的第二端与所述第二二极管的正极、所述第二开关管的第一端、所述第三二极管的负极、所述第一电容的第一端相连接；
所述第二开关管的第二端与所述第三二极管的正极、所述第一电感的第一端、所述第二电容的第一端相连接，所述第一电感的第二端与所述第一电容的第二端、所述第一二极管的负极相连接；
所述第一二极管的正极通过第二电感与输入电源的负极、所述第二电容的第二端相连接；
其中，所述第一开关管的驱动信号和所述第二开关管的驱动信号为互补信号，并且所述第一开关管的驱动信号和第二开关管的驱动信号之间存在死区；
当所述第一开关管导通时，所述输入电源为所述第一电感和所述第一电容充电；当所述第一开关管关断、所述第二开关管也关断时，所述第一电感通过所述第三二极管续流，并对所述第一电容充电；当所述第二开关管导通时，由于与所述第二开关管并联的所述第三二极管处于导通状态，因此所述第二开关管的导通实现了零电压开关，随着所述第二开关管保持导通状态，所述第一电感、所述第一电容通过所述第二开关管、所述第一二极管对所述第二电容放电，实现电压输出；当所述第二开关管关断时，所述第二电感通过所述第二二极管续流，并对所述第二电容放电，实现电压输出；当所述第一开关管导通时，由于与所述第一开关管并联的所述第二二极管处于导通状态，因此所述第一开关管的导通实现了零电压开关。
2.根据权利要求1所述的降压式直流变换器，其特征在于，当所述输入电源同步整流时，所述降压式直流变换器还包括整流开关管，并且所述整流开关管与所述第二开关管同相驱动。
3.根据权利要求2所述的降压式直流变换器，其特征在于，所述输入电源同步整流具体为：所述第一二极管替换为金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET，并且替换后的MOSFET在电流方向与体二极管方向一致时导通。
4.根据权利要求1或2所述的降压式直流变换器，其特征在于，所述第一开关管和所述第二开关管为金属-氧化层-半导体-场效晶体管MOSFET；或者，
所述第一开关管和所述第二开关管为绝缘栅双极型晶体管IGBT；或者，
所述第一开关管和所述第二开关管为双极结型晶体管BJT。
5.根据权利要求1所述的降压式直流变换器，其特征在于，所述第一二极管、所述第二二极管和所述第三二极管为独立的半导体二极管，或者为MOSFET器件的寄生二极管。
6.根据权利要求1-3或5任一项所述的降压式直流变换器，所述降压式直流变换器还包括第三电容；
所述第三电容的第一端与输入电源的正极相连接，所述第三电容的第二端与所述第二电容的第一端相连接；
所述第三电容为滤波电容，用于对所述输入电源的电压和输出的电源电压实现滤波功能。
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