CN103684003B - 电力转换系统 - Google Patents

Abstract

提供一种电力转换系统。在提供交流电力的电力转换系统的并行运行中，在多个电力转换系统之间不经由信息通信部件，使得电流负担平衡化。抑制在多个电力转换系统之间流过的零相电流的直流分量，实现稳定的并行运行。为了解决上述课题，本发明的电力转换系统具备：第一电力转换装置；具有与第一电力转换装置相同的构成且并联连接的第二电力转换装置；从第一电力转换器或第二电力转换器中的至少一方接受交流电力的受电部；该电力转换系统的特征在于，第一电力转换装置具有：将中点接地的直流电压源；将直流电压源输出的直流电力转换为交流的电力转换器；以及基于直流电压源输出的输出电压和电力转换器输出的输出电流来控制电力转换器的控制装置。

Description

电力转换系统

技术领域

本发明涉及提供交流电力的电力转换系统，特别涉及并联连接多台电力转换装置的情况下的并联控制技术。

背景技术

提供交流电力的电力转换装置即交流电源大多并行运行多个来构成系统。这是在难以由单一的电力转换装置向大容量的负载提供电力的情况下、提高系统的可靠性的情况下，勉强对电力转换装置进行分散的构成。在这样并行运行多个电力转换装置的情况下，根据电力效率的观点，优选使各电力转换装置的负载分担尽可能地均等。

在使用多个电力转换装置进行并行运行的情况下，作为使电力转换装置的负载分担平衡的技术，已知例如专利文献1记载的技术。专利文献1中记载的技术为了使电流分担平衡化而使用多个电力转换装置之间的通信部件。

作为在没有信息通信部件的情况下进行并行运行的技术，已知专利文献2～5中记载的技术。这些都是使用在各个电力转换装置内得到的相电流之和、即零相电流来使电力转换装置之间的电流负担平衡化的技术。

在先技术文献

专利文献

专利文献1：JP特开2006-121839号公报

专利文献2：JP特开平5-260793号公报

专利文献3：JP特开平6-153519号公报

专利文献4：JP特开2007-244080号公报

专利文献5：JP特开2009-254122号公报

发明内容

在使多个电力转换装置并行运行的车辆或车辆编组中，有时对各个电力转换装置提供来自分别不同的直流电压源的电力。由此，对即使在由于各个直流电压源的电力提供的负载分散、或者多重化构成从而一个直流电压源发生故障的情况下也不停止系统的可靠性提高有帮助。

但是，在使用独立的不同的直流电压源的情况下，在各个直流电压源中，会产生零相电流的直流分量，电流分担平衡变得不均等。由于该不均等，存在电力损失增加、保持输出电压控制的精度和应答较为困难这样的问题。

在上述专利文献1中，为了在多个电力转换装置之间使负载分担平衡，使用各个通信部件，装置会增大，成本也变高。此外，在最初远离的电力转换装置之间确保通信部件时伴随困难的情况、在通信部件的可靠性也成为问题的情况下，实现较为困难。

在上述专利文献2～4中，由于2台电力转换装置共有直流电源，所以2台电力转换装置的零相电位的直流分量一致，在零相电流中几乎没有流过直流分量，但是也会有系统针对直流电压源的故障等的可靠性的降低、直流电压源的负载变大这样的问题。

在上述专利文献5中，2台电力转换装置给出不同的交流电压源，各电力转换装置附加有将给出的交流电压转换为恒定的直流电压的电力转换器(converter)，装置以及成本会增加。

因此，本发明提供一种在使不同的电力转换装置并行运行的情况下，不使装置大规模化，就能保证提高电力效率，容易进行高精度的输出电压控制的电力转换系统。

为了解决上述课题，本发明的电力转换系统具备：第一电力转换装置；第二电力转换装置，其与第一电力转换装置并联连接；以及受电部，其从第一电力转换装置或第二电力转换装置中的至少一方接受交流电力；第一电力转换装置具有：第一直流电压源，其将中点接地；第一电力转换器，其将第一直流电压源输出的直流电力转换为交流电力；以及第一控制装置，其基于第一直流电压源输出的第一输出电压和第一电力转换器输出的第一输出电流来控制第一电力转换器；第二电力转换装置具有：第二直流电压源，其将中点接地；第二电力转换器，其将第二直流电压源输出的直流电力转换为交流电力；以及第二控制装置，其基于第二直流电压源输出的第二输出电压和第二电力转换器输出的第二输出电流来控制第二电力转换器。

本发明能够提供，在对不同的电力转换装置进行组合的并行运行时，不使装置大型化就能抑制电力损失且输出电压控制精度高的电力转换系统。

附图说明

图1是表示本发明的电路构成的图。

图2是图1所示的控制装置的详细图。

图3是图1所示的直流电压源的详细图。

图4是图2所示的零相电流的检测部件的详细图。

图5是图4所示的干扰信号检测部件的动作波形图。

图6是干扰信号的频率比LC谐振频率大的情况下的动作波形图。

图7是干扰信号的频率比LC谐振频率小的情况下的动作波形图。

图8是表示零相电流流动的原理的说明图。

具体实施方式

本实施例通过抑制电力转换装置的零相电流的直流分量流动，能够容易进行电流的负载平衡，实现能量损失的降低、输出电压控制的精度提高。

首先，使用附图说明零相电流流动的原理。

在图8中，第一电力转换装置108和第二电力转换装置208并联连接，将输出与交流负载300连接。交流负载300可以作为接受来自第一电力转换装置或第二电力转换装置或这两方装置的电力的受电部、或者通过受电被控制的控制对象设备。

第一电力转换装置108由以下部件构成：直流电压源100；检测直流电压源100的输出电压的直流输入电压传感器101；将直流电压源100提供的直流电力转换为交流电力的电力转换器102(逆变器)；与电力转换器102的交流输出侧连接并使输出电流平滑化的交流电抗器104；与交流电抗器104的输出侧连接并使输出电压稳定化的交流电容器105。

在第一电力转换装置108中，将直流电压源100的输出电压设为直流电源电压Vs1，将电力转换器102的输出电压(相电压)设为vu1、vv1、vw1，将输出电流设为iu1、iv1、iw1，将流过交流电容器105的电流设为icu1、icv1、icw1，将中性点电位设为vcg1，将输出电压(相电压)即第一电力转换装置108的输出电压(相电压)设为vzu1、vzv1、vzw1，将输出电流设为iLu1、iLv1、iLw1。

第二电力转换装置208由以下部件构成：直流电压源200；检测直流电压源200的输出电压的直流输入电压传感器201；将直流电压源200提供的直流电力转换为交流电力的电力转换器202(逆变器)；与电力转换器202的交流输出侧连接并使输出电流平滑化的交流电抗器204；与交流电抗器204的输出侧连接并使输出电压稳定化的交流电容器205。

在第二电力转换装置208中，将直流电压源200的输出电压设为直流电源电压Vs2，将电力转换器202的输出电压(相电压)设为vu2、vv2、vw2，将输出电流设为iu2、iv2、iw2，将流过交流电容器205的电流设为icu2、icv2、icw2，将中性点电位设为vcg2，将输出电压(相电压)即第二电力转换装置208的输出电压(相电压)设为vzu2、vzv2、vzw2，将输出电流设为iLu2、iLv2、iLw2。

此外，将在交流负载300中流过的电流设为iLu、iLv、iLw，将输入电压(相电压)设为vLu、vLv、vLw。

在电力转换装置108中，将交流电抗器104的阻抗设为R，将电感设为L，将拉普拉斯算子设为s，则电力转换器102的输出电流iu1、iv1、iw1如下式表示。

(式1)

iu1＝(vu1-vzu1)/(R+s·L)

iv1＝(vv1-vzv1)/(R+s·L)

iw1＝(vw1-vzw1)/(R+s·L)

将交流电容器105的静电电容设为C，将流过的电流设为icu1、icv1、icw1，则输出电压(相电压)vzu1、vzv1、vzw1如下式表示。

(式2)

vzu1＝icu1/(s·C)+vcg1

vzv1＝icv1/(s·C)+vcg1

vzw1＝icw1/(s·C)+vcg1

电力转换器102的输出电流iu1、iv1、iw1分为在交流电容器105中流过的电流icu1、icv1、icw1和提供给负载侧的电流iLu1、iLv1、iLw1。

(式3)

iu1＝icu1+iLu1

iv1＝icv1+iLv1

iw1＝icw1+iLw1

设至电力转换装置108和交流负载300的布线阻抗为r，则电力转换装置108的输出电流(负载提供电流)iLu1、iLv1、iLw1如下式表示。

(式4)

iLu1＝(vzu1-vLu)/r

iLv1＝(vzv1-vLv)/r

iLw1＝(vzw1-vLw)/r

设电力转换器102的输出电流iu1、iv1、iw1的平均值为ig1，设输出电压(相电压)vu1、vv1、vw1的平均值为vg1，设交流电容器105的输出电压(相电压)vzu1、vzv1、vzw1的平均值为vzg1。此外，设电力转换装置108的输出电流(负载提供电流)iLu1、iLv1、iLw1的平均值为iLg1。

(式5)

ig1＝(iu1+iv1+iw1)/3

vg1＝(vu1+vv1+vw1)/3

vzg1＝(vzu1+vzv1+vzw1)/3

iLg1＝(iLu1+iLv1+iLw1)/3

设交流负载300的输入电压(相电压)vLu、vLv、vLw的平均值为vLg，求取式1的平均值。

(式1’)

ig1＝(vg1-vzg1)/(R+s·L)

求取式3的平均值。根据基尔霍夫法则(Kirchhoff(′s)law)在交流电容器105中流过的电流icu1、icv1、icw1的总和为零(icu1+icv1+icw1＝0)，所以成为

(式3’)

ig1＝iLg1

求取式4的平均值。

(式4’)

iLg1＝(vzg1-vLg)/r

由式1’和式3’和4’消去iLg1、vzg1，则求得下式。

(式6)

ig1＝(vg1-vLg)/(R+r+s·L)

在电力转换装置208中也同样求取。

(式7)

ig2＝(vg2-vLg)/(R+r+s·L)

在交流负载300中流过的电流iLu、iLv、iLw由下式表示。

(式8)

iLu1+iLu2＝iLu

iLv1+iLv2＝iLv

iLw1+iLw2＝iLw

求取式8的平均值。根据基尔霍夫法则，在交流负载300中流过的电流iLu、iLv、iLw的总和为零(iLu+iLv+iLw＝0)，所以成为

(式9)

ig1+ig2＝0

由式6和式7消去vLg，则成为下式

(式10)

ig1＝-ig2＝(vg1-vg2)/2(R+r+s·L)

从电力转换装置108侧看到的零相电流iz1是电力转换器102的输出电流iu1、iv1、iw1的总和，所以等于平均值ig1的3倍。使用式10的关系，成为下式

(式11)

iz1＝3·ig1＝3·(vg1-vg2)/2(R+r+s·L)

iz2＝-iz1

此外，从电力转换装置208侧看到的零相电流iz2与从电力转换装置108侧看到的零相电流iz1大小相等，极性相反(iz2＝-iz1)。

根据以上可知，零相电流iz1、iz2按照电力转换器102的输出电压(相电压)的平均值vg1和电力转换器202的输出电压(相电压)的平均值vg2之差来流动。

以后，将电力转换器(逆变器)的输出电压(相电压)的平均值称为零相电位。虽然零相电流按照2台电力转换装置的零相电位之差来流动，但是考虑在2台电力转换装置的零相电位中产生直流的电压差的情况。即，如果在式11中使s收敛于0，则成为下式

(式12)

iz1＝3·ig1＝3·(vg1-vg2)/2(R+r)

即，在2台电力转换装置的零相电位中产生了直流的电压差的情况下，零相电流也流动，直流电流也流动。通常，交流电抗器的阻抗R以及布线阻抗r产生电阻损失，由于使系统的电力效率降低从而极小。即，2台电力转换装置的零相电位的直流的电压差即使比较微小，非常大的零相电流也作为直流电流流动。这种情况下，不能实现电流负担的平衡化。

这里，考虑假设直流电压源100和直流电压源200双方将负极侧接地的情况。此时，将直流电压源100的正极侧的电位设为Vs1，将直流电压源200的正极侧的电位设为Vs2。此时，电力转换装置108的零相电位为Vs1/2，电力转换装置208的零相电位为Vs2/2。在2台电力转换装置的直流电压不同(Vs1≠Vs2)的情况下，在2台电力转换装置的零相电位中产生直流的电压差，非常大的零相电流作为直流电流流动。

以下，参照附图说明本发明的实施方式。

(实施例1)

图1是表示本实施例的抑制零相电流的直流分量的电力转换系统的电路构成的图。

构成本实施例的电力转换系统的第一电力转换装置108和第二电力转换装置208并联连接，将输出与交流负载300连接。第一电力转换装置108由以下部件构成：将中点接地的直流电压源100；检测直流电压源100的输出电压的直流输入电压传感器101；将直流电压源100提供的直流电力转换为交流电力的电力转换器102(逆变器)；检测电力转换器102的输出电流的零相分量的输出电流传感器103；与电力转换器102的交流输出侧连接并使输出电流平滑化的交流电抗器104；与交流电抗器104的输出侧连接并使输出电压稳定化的交流电容器105；检测交流电容器105的线间电压的电压检测部件即交流输出电压传感器106；输入直流输入电压传感器101、输出电流传感器103、和交流输出电压传感器106的输出信号，并输出驱动电力转换器102的门(gate)脉冲信号的控制装置107。

同样地，第二电力转换装置208由以下部件构成：将中点接地的直流电压源200；检测直流电压源200的输出电压的直流输入电压传感器201；将直流电压源200提供的直流电力转换为交流电力的电力转换器202(逆变器)；检测电力转换器202的输出电流的零相分量的电流传感器203；与电力转换器202的交流输出侧连接并使输出电流平滑化的交流电抗器204；与交流电抗器204的输出侧连接并使输出电压稳定化的交流电容器205；检测交流电容器205的线间电压的交流输出电压传感器206；输入直流输入电压传感器201、输出电流传感器203、和交流输出电压传感器206的输出信号，并输出驱动电力转换器202的门脉冲信号的控制装置207。

图2是表示图1中的控制装置107的详细情况的图。

控制装置107由以下部件构成：由图1中的输出电流传感器103检测到的零相电流iz1提取干扰信号分量的零相电流iz的干扰信号检测部件400；由图1中的交流输出电压传感器106检测到的线间电压即输出电压vzuv、vzvw计算输出电压有效值|Vz|的有效值运算部件430；参照有效值运算部件430输出的输出电压有效值|Vz|，如果自身组的电力转换装置起动时的输出电压有效值|Vz|为规定的值以上，则判断为其他组的电力转换装置已经正在起动的其他组起动判别部件431；按照基波相位θ生成干扰信号的干扰信号生成部件即干扰信号表407；求取零相电流iz和干扰信号表407的输出之积的乘法器401；求取0和乘法器401的输出之差的减法器402；按照减法器402的输出进行比例积分控制(PI控制)，输出基波频率操作量Δf的比例积分控制部件403；输入由比例积分控制部件403输出的基波频率操作量Δf，参照其他组起动判别部件431的输出在其他组的电力转换装置已经正在起动的情况下连接的开关404；由开关404的输出和基波频率基准值f*之和来求取基波频率f的加法器405；对加法器405输出的基波频率f进行积分来求取基波相位θ的积分器406；求取输出电压有效值指令|Vz|*和有效值运算部件430输出的输出电压有效值|Vz|之差的减法器428；按照减法器428的输出来进行比例积分控制(PI控制)，求取输出电压有效值指令|Vi|的比例控制积分部件429；由基波相位θ求取120度延迟的相位θv的减法器409；由基波相位θ求取超前了120度的相位θw的加法器410；输出与基波相位θ＝θu相应的正弦波的第一正弦波表411；输出与减法器409输出的相位θv相应的正弦波的第二正弦波表412；输出与加法器410输出的相位θw相应的正弦波的第三正弦波表413；由第一正弦波表411输出的正弦波和比例控制积分部件429输出的输出电压有效值指令|Vi|之积来求取输出电压指令(基波)viu的乘法器414；由第二正弦波表412输出的正弦波和比例控制积分部件429输出的输出电压有效值指令|Vi|之积来求取输出电压指令(基波)viv的乘法器415；由第三正弦波表413输出的正弦波和比例控制积分部件429输出的输出电压有效值指令|Vi|之积来求取输出电压指令(基波)viw的乘法器416；由干扰信号表407的输出和干扰振幅ΔVi之积求取干扰信号Δvi的乘法器408；由乘法器414输出的输出电压指令(基波)viu和乘法器408输出的干扰信号Δvi之和求取输出电压指令vmu的加法器417；由乘法器415输出的输出电压指令(基波)viv和乘法器408输出的干扰信号Δvi之和求取输出电压指令vmv的加法器418；由乘法器416输出的输出电压指令(基波)viw和乘法器408输出的干扰信号Δvi之和求取输出电压指令vmw的加法器419；使加法器417输出的输出电压指令vmu除以图1中的直流输入电压传感器101检测到的直流电源电压Vs1来求取调制波ymu的除法器420；使加法器418输出的输出电压指令vmv除以直流电源电压Vs1来求取调制波ymv的除法器421；使加法器419输出的输出电压指令vmw除以直流电源电压Vs1来求取调制波ymw的除法器422；按照基波相位θ来生成载波(carrier wave)ymc的载波表427；对除法器420输出的调制波ymu和载波表427输出的载波ymc进行比较并输出驱动图1的电力转换器102的门脉冲信号Gpu1的第一PWM运算器423；对除法器421输出的调制波ymv和载波表427输出的载波ymc进行比较并输出驱动图1的电力转换器102的门脉冲信号Gpv1的第二PWM运算器424；以及对除法器422输出的调制波ymw和载波表427输出的载波ymc进行比较并输出驱动图1的电力转换器102的门脉冲信号Gpw1的第三PWM运算器425。控制装置207的构成也与图2相同即可。

图3是表示图1所示的直流电压源100的详细情况的图。

直流电压源100由电流电源501、平衡电阻502、503、分压电容器504、505、滤波器电容器506构成。将平衡电阻502、503串联连接，将其中点接地，并与直流电源501并联连接。同样地，分压电容器504、505也串联连接，将其中点接地，并与直流电源501并联连接。进一步地，将滤波器电容器506与直流电源501并联连接。分压电容器504、505的静电电容在原理上优选为相同。但是，考虑噪声等的影响，可以不使静电电容严格相同。

图4是表示图2所示的干扰信号检测部件400的详细情况的图。

干扰信号检测部件400由以下部件构成：输入由输出电流传感器103检测到的零相电流iz1，将截止频率作为开关频率的低通滤波器600；输入低通滤波器600的输出即零相电流izf，按照开关频率的倍频(逓倍)来进行采样的采样部件即A/D转换器601；保存A/D转换器601的输出即零相电流iza的前次值的存储元件602；求取零相电流iza和存储元件602的输出之和的加法器603；以及在加法器603的输出上乘以1/2的增益(gain)604。A/D转换器601例如按照2倍来进行采样即可。

图5是表示干扰信号检测部件400的动作波形的图。

图5描绘了在第一电力转换装置的基波相位以及载波相位与第二电力转换装置相比为超前相位时，从第一电力转换装置观察(将输出方向作为正)的情况下的零相电流波形的基波一个周期份。作为干扰信号给出基波频率的3倍的三角波，在干扰信号即三角波上重叠载波频率附近的高次谐波后的形状的零相电流流过。

零相电流iz1是输出电流传感器103检测到的值，这里认为与实际流过的零相电流相等。

零相电流izf是低通滤波器600的输出。由于将低通滤波器的截止频率作为开关频率，所以在零相电流中包含的载波频率附近的高次谐波分量有较大衰减。该低通滤波器没有必要完全去除载波频率附近的高次谐波分量，倒是应当留意干扰信号即三角波的相位没有较大改变。

零相电流iza是A/D转换器601的输出。通过按照载波频率的2倍来进行周期采样，载波频率附近的高次谐波分量按每次采样重复增减，所以能够通过由存储元件602、加法器603、和增益604构成的平滑化滤波器即移动平均滤波器来去除载波频率附近的高次谐波分量。

其结果，移动平均滤波器的输出即零相电流iz能够去除载波频率附近的高次谐波分量，提取干扰信号即三角波分量。

接着，说明抑制零相电流的直流分量的动作原理。

本实施例通过具有将中点接地的直流电压源100，实现零相电流的直流分量的抑制。

在图8中，直流电压源100以及直流电压源200将中点接地。此时，直流电压源100的正极侧的电位为+Vs1/2，负极侧的电位为-Vs1/2，电力转换装置108的零相电位的直流分量为零。同样地，直流电压源200的正极侧的电位为+Vs2/2，负极侧的电位为-Vs2/2，电力转换装置208的零相电位的直流分量原理上成为零。即，与2台电力转换装置的直流电压源的输出电压Vs1、Vs2无关地，电力转换装置的零相电位的直流分量在原理上都成为零，不产生差，所以结果也抑制零相电流的直流分量。进一步地，由于将中点接地，所以即使电位本身发生变动，对零相电位的直流分量也没有影响。

即使在2台电力转换装置的直流电压源的输出电压不同的情况下，电力转换装置的零相电位的直流分量都大致为零(在原理上为零)，所以在2台电力转换装置之间基本没有零相电流的直流分量流过。其结果，即使在2台电力转换装置之间的电阻要素(交流电抗器、布线等)相对于直流分量为低阻抗的情况下，也能够容易地使电流分担平衡，所以通过简单的控制，除了能够实现精度高、应答性高的输出电压控制，还能够通过降低交流电抗器和布线的阻抗来减少损失。

此外，即使2台电力转换装置的输出电压振幅以及输出电压相位相等，在2台电力转换装置的直流电压源的输出电压不同的情况下，通过使调制率不同＝开关定时不同，在2台电力转换装置之间有零相电流的载波频率分量流过。但是，在本发明中，如图5所示，从检测到的零相电流中去除载波频率分量，提取干扰信号分量进行相位同步，所以能够无视零相电流的载波频率分量。即，即使在2台电力转换装置的直流电压源的输出电压不同的情况下，也对基波相位的同步没有影响。

在本实施例中，虽然无视零相电流的载波频率分量，但是如图2所示，按照基波相位θ来求取载波ymc，采用所谓同步PWM方式。其结果，如果基波相位θ一致，则保证载波ymc也一致。即，在2台电力转换装置的直流电压源的输出电压为相同程度的情况下，通过使2台电力转换装置的脉冲定时一致，即使比较低的精度/低的应答的控制装置，也具有能够实现使2台电力转换装置的门脉冲同步这样的高度的控制的能力。

此外，由于输出电流传感器103、低通滤波器600、或者A/D转换器601等的误差，存在在提取出的干扰信号分量的零相电流iz上重叠直流偏置(bias)的可能性。但是，即使在该情况下，通过由图2的乘法器401来求取与干扰信号之积，从而将直流偏置转换为与干扰信号相同的频率的交流信号，由之后的比例控制积分器403以及积分器406进行积分，所以能够消除直流偏置的影响。在直流电压源100的中点接地中，虽然实际上不能从噪声等的影响中完全使零相电位的直流分量为零，但是即使在直流偏置产生了的情况下，也能够抑制其影响。直流偏置的影响的抑制在直流电压源100、直流电压源200中，没有必要在两者中都进行实施，可以根据直流偏置的影响的大小，在一者中实施。

理想情况下，如果求取第一电力转换装置的零相电流iz1和第二电力转换装置的零相电流iz2之和，则应该为零(iz1+iz2＝0)，例如在第一电力转换装置使相位滞后进行动作的情况下，第二电力转换装置必需使相位超前进行动作。但是，在零相电流的振幅其本身较小的情况下，由于输出电流传感器103和低通滤波器600、或者A/D转换器601等的误差，也能够有2台电力转换装置都使相位超前或者使相位滞后进行动作这样的情况。该情况下，输出频率会逐渐变高，或者相反地变低，不能达到恒定频率/恒定电压的交流电力源这样的作用。由此，在本实施例中，通过使用其他组起动判别部件431，比其他组更早起动的电力转换装置不进行相位同步控制，就将输出频率保持初始值(额定频率)而设为恒定。其他组起动判别部件431在本身组的起动时参照输出电压进行其他组是否已经正在起动的判别。此时，如果输出电压为基准值以上，则判断为其他组已经正在起动，如果为基准值以下则判断为没有进行起动，使输出频率恒定。另外，一般的电压源对输出电压设定额定变动范围(例如为±10％)，在本发明中，也对额定输出电压设置上限值和下限值。在其他组的起动判别中使用的基准值作为额定输出电压的下限值是合理的。在本实施例的电力转换系统中，说明了使用直流电压源100和直流电压源200这2个直流电压源的情况，但是在使用3个以上的电力转换装置的情况下，与电力转换装置108、电力转换装置208同样并联连接即可。

图6示出本实施例的动作波形。

使用将第一以及第二电力转换装置的直流电压源(将中点接地的直流电压源)视为理想电压源的程度的稳定的电源。具体来说，设图1中的交流电抗器的电感为L，设图3中的分压电容器504、505的静电电容为C，则在LC谐振频率比干扰信号的频率小的情况下，能够视为稳定的电源。

图6描绘了在第一电力转换装置的基波相位以及载波相位与第二电力转换装置相比为超前相位时，从第一电力转换装置观察(将输出方向作为正)的情况下的电压/电流波形的基波一个周期份。作为干扰信号，给出基波频率的3倍的三角波，在干扰信号即三角波上重叠了载波频率附近的高次谐波后的形状的零相电流流过。

图7为LC谐振频率比干扰信号的频率大的情况，其他条件与图6相同。对比图6和图7，虽然输出电压vzuv以及输出电流iu的波形几乎没有改变，但是可知在零相电流iz中干扰信号的相位进行了反转。这是由于，如果分压电容器504、505的静电电容较小，则由于流入的零相电流从而电容器的电压会发生变动。

根据以上，为了使用零相电流进行相位同步，使LC谐振频率比干扰信号的频率小。或者使分压电容器504、505的静电电容变大，或者使干扰信号的频率比LC谐振频率更高即可。

符号说明：

100、200 直流电压源

101、201 直流输入电压传感器

102、202 电力转换器

103、203 输出电流传感器

104、204 交流电抗器

105、205 交流电容器

106、206 交流输出电压传感器

107、207 控制装置

108、208 电力转换装置

300 交流负载

400 干扰信号检测部件

401、408 乘法器

402、409、428 减法器

403、429 比例积分控制部件

404 开关

405、410 加法器

406 积分器

407 干扰信号表

411、412、413 正弦波表

414、415、416 乘法器

417、418、419 加法器

420、421、422 除法器

423、424、425 PWM运算器

427 载波表

430 有效值运算部件

431 其他组起动判别部件

501 直流电源

502、503 平衡电阻

504、505 分压电容器

506 滤波器电容器

600 低通滤波器

601 A/D转换器

602 存储元件

603 加法器

604 增益

C 静电电容

Gpu1、Gpv1、Gpw1、Gpu2、Gpv2、Gpw2 门脉冲信号

ig1 第一电力转换器的输出电流平均值

ig2 第二电力转换器的输出电流平均值

iLg1 第一电力转换装置的输出电流(负载提供电流)平均值

iLg2 第二电力转换装置的输出电流(负载提供电流)平均值

iLu、iLv、iLw 交流负载的输入电流

iLu1、iLv1、iLw1 第一电力转换装置的输出电流(负载提供电流)

iLu2、iLv2、iLw2 第二电力转换装置的输出电流(负载提供电流)

iu1、iv1、iw1 第一电力转换器的输出电流

iu2、iv2、iw2 第二电力转换器的输出电流

iz1、iz2、iza、izf、iz 零相电流

L 电感

R 阻抗

r 布线阻抗

vcg1、vcg2 中性点电位

Δvi 干扰信号

ΔVi 干扰振幅

|Vi| 输出电压有效值指令

viu、viv、viw 输出电压指令(基波)

vg1 第一电力转换器的输出电压(相电压)平均值(零相电位)

vg2 第二电力转换器的输出电压(相电压)平均值(零相电位)

vLg 交流负载的输入电压(相电压)平均值

vLu、vLv、vLw 交流负载的输入电压(相电压)

vmu、vmv、vmw 输出电压指令

Vs1、Vs2 直流电源电压

vu1、vv1、vw1 第一电力转换器的输出电压(相电压)

vu2、vv2、vw2 第二电力转换器的输出电压(相电压)

|Vz|* 输出电压有效值指令

|Vz| 输出电压有效值

vzg1 第一电力转换装置的输出电压(相电压)平均值

vzg2 第二电力转换装置的输出电压(相电压)平均值

vzu1、vzv1、vzw1 第一电力转换装置的输出电压(相电压)

vzu2、vzv2、vzw2 第二电力转换装置的输出电压(相电压)

vzuv、vzvw 输出电压

ymu、ymv、ymw 调制波

ymc 载波

θ＝θu、θv、θw 基波相位

f* 基波频率基准值

f 基波频率

Δf 基波频率操作量

Claims (6)

1.一种电力转换系统，具备：

第一电力转换装置；

第二电力转换装置，其与上述第一电力转换装置并联连接；以及

受电部，其从上述第一电力转换装置或上述第二电力转换装置中的至少一方接受电力，

上述第一电力转换装置具有：

第一直流电压源，其将中点接地；

第一电力转换器，其将上述第一直流电压源输出的直流电力转换为交流电力；以及

第一控制装置，其基于上述第一直流电压源输出的第一输出电压和上述第一电力转换器输出的第一输出电流来控制上述第一电力转换器，

上述第二电力转换装置具有：

第二直流电压源，其将中点接地；

第二电力转换器，其将上述第二直流电压源输出的直流电力转换为交流电力；以及

第二控制装置，其基于上述第二直流电压源输出的第二输出电压和上述第二电力转换器输出的第二输出电流来控制上述第二电力转换器，

上述第一控制装置具备：

零相电流检测部件，其从上述第一输出电流检测零相电流；

干扰信号生成部件，其基于基波相位来生成干扰信号；

第一乘法部件，其求取上述零相电流和上述干扰信号的第一积；

减法部件，其求取上述第一积和0之差；

比例积分控制部件，其通过基于上述差的比例积分控制来输出上述基波相位；以及

第二乘法器，其求取上述干扰信号和上述干扰信号的振幅的第二积，

基于上述第二积和由第三乘法器输出的基波之和来求取输出电压指令，上述输出电压指令除以直流电源电压来求取调制波，对输出的调制波和按照基波相位来生成载波的载波表所输出的载波进行比较并向上述第一电力转换器输出门脉冲信号。

2.根据权利要求1所述的电力转换系统，其特征在于，

上述第一电力转换装置具有电压检测部件，该电压检测部件检测上述第一电力转换器的线间电压，

基于上述检测到的线间电压来进行上述第二电力转换装置的起动判别。

3.根据权利要求2所述的电力转换系统，其特征在于，

上述第一电力转换装置，在上述线间电压为规定的值以下的情况下，固定上述门脉冲信号的频率的值。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的电力转换系统，其特征在于，

上述第一直流电压源具备：

电容器组，其由第一电容器和第二电容器的串联连接而构成；以及

直流电源，其与上述电容器组并联连接，

上述第一电容器和上述第二电容器的中点接地。

5.根据权利要求4所述的电力转换系统，其特征在于，

上述第一电力转换装置具有电抗器，该电抗器使上述第一电力转换器输出的交流电流平滑化，

上述第一电容器和上述第二电容器的静电电容相同，

上述干扰信号的频率比根据上述静电电容和上述电抗器的电感而求取的谐振频率大。

6.根据权利要求1所述的电力转换系统，其特征在于，

上述零相电流检测部件具有：

低通滤波器，其消除上述第一输出电流的零相电流的开关频率分量；

采样部件，其按照上述开关频率的倍频对上述低通滤波器的输出值进行采样；以及

平滑化滤波器，其去除上述采样部件的输出值的高次谐波分量。