CN103532493B - 一种低功耗高增益宽带混频器 - Google Patents

Abstract

一种低功耗高增益宽带混频器，含吉尔伯特混频器的基本结构，设有射频巴伦、本振巴伦、跨导单元、开关单元和含有差分电感与负载端寄生电容并联的负载单元，射频巴伦将输入的射频单端信号转换成差分信号后输出至跨导单元，跨导单元将射频电压信号转换成射频电流并输入至开关单元；本振巴伦将输入的本振单端信号转换成差分信号后亦输出至开关单元，开关单元将输入的射频差分信号与输入的本振差分信号相乘后输出中频差分信号并通过含有差分电感与负载端寄生电容并联的负载单元输出，其特征在于：在开关单元之后增设正反馈单元、LCR谐振单元和缓冲单元，与含有差分电感及并联寄生电容的负载单元共同构成新的负载单元，由缓冲单元输出最终的中频差分信号。

Description

一种低功耗高增益宽带混频器

技术领域

本发明涉及毫米波电路中的混频器，尤其是一种低功耗高增益宽带混频器，采用MOS工艺，在毫米波电路中具有较大优势，设计结构简单，可使混频器同时获得高增益及宽带特性，在具有与传统混频器相同的增益与带宽性能时，能极大地降低混频器的功耗。

背景技术

1968年BarrieGilbert首次提出吉尔伯特双平衡乘法器结构，并广泛地应用于混频器中(以下称“吉尔伯特混频器”)，其电路方框图及电路原理分别如图1、图2所示，射频信号RF通过巴伦将单端信号转换为差分信号RF+和RF-，分别连接跨导单元共源结构MOS管M1和M2的栅极，MOS管M1、M2将输入射频电压信号转换为射频电流信号。本振信号LO通过巴伦将单端信号转换为差分信号LO+与LO-，分别连接开关单元MOS管的栅极。开关单元由MOS管M3、M4、M5、M6组成，开关单元MOS管的漏极输出中频差分信号，其中MOS管M3、M5的漏极输出正相中频信号IF+，MOS管M4、M6的漏极输出反相中频信号IF-。由于自身结构的原因，吉尔伯特混频器存在以下缺点：

一方面是增益低，负载上的电压由中频输出电流与负载电阻的乘积决定，在中频电流不变的情况下，要提高负载电压必须提高负载电阻。如果使用阻性负载，则大电阻的使用必然消耗过多的电压，使得电路的电压余度减小，而且由于寄生电容的影响阻性负载很难在较高的中频频率上得到高增益。如果使用调谐负载，负载电阻取决于电感的品质因数Q，而一般片上电感的Q很低，使得混频器的增益很低。

另一方面是带宽窄，如果使用阻性负载，受寄生电容影响增益成低通特性，对较高的中频频率增益极低，因此必须使用调谐负载，而典型LC谐振网络的3dB调谐带宽与谐振频率之比为10％～15％，也就是说混频器的中频带宽与中频频率之比一般为10％～15％，这对于信道带宽相对中频频率较大的应用显然是不够的，比如在一个60GHz毫米波系统中，中频频率为12GHz，要支持2.5GHz的中频带宽，带宽与载频之比达到20.8％。

值得指出的是，有时可以用增益换取带宽，比如有意地用一个电阻与电感串联，可以降低电感的Q从而带宽变大，同时增益变小；有时也可以用带宽换取增益，比如使用正反馈单元，通过在负载上引入并联的负阻使总的电阻变大，这样增益变高同时带宽变窄。但是这些方法都是以牺牲增益和带宽中的某一个为代价来换取另一个的提升，无法同时优化这两个指标。

经过对上述传统吉尔伯特混频器分析，可以得出以下结论：①传统吉尔伯特混频器增益较低的一个原因是中频电流由开关单元流出后看到的负载电导成分较大，从而产生的中频电压较小导致。当使用调谐负载时，电感单元有限的Q值和开关级有限的输出电阻都制约着负载电导的减小，这是传统结构无法提高增益的重要原因；②传统吉尔伯特混频器带宽较窄的主要原因是调谐负载在偏离谐振点的频率上，电纳成分增长过快，从而电流在负载上产生的电压随频率偏离谐振点快速下降导致；③通过提高负载电感Q值的方法，混频器的增益与带宽不能同时得到改善，增益与带宽往往互相矛盾，需要折衷考虑。

发明内容

本发明的目的是为克服现有技术之不足，提供一种低功耗高增益宽带混频器，采用的技术方案是：

一种低功耗高增益宽带混频器，含吉尔伯特混频器的基本结构，设有巴伦单元、跨导单元、开关单元和含有差分电感与负载端寄生电容并联的负载单元，其中，巴伦单元包括射频巴伦和本振巴伦，射频巴伦将输入的射频单端信号转换成差分电压信号V_RF+和V_RF-后输出至跨导单元，跨导单元将射频电压信号转换成射频电流信号RF+和RF-并输入至开关单元；本振巴伦将输入的本振单端信号转换成差分电压信号V_LO+与V_LO-后亦输出至开关单元，开关单元将输入的射频差分电流信号RF+和RF-与输入的本振差分电压信号V_LO+与V_LO-相乘后输出中频差分电流信号IF+和IF-并通过含有差分电感与负载端寄生电容并联的负载单元输出中频差分电压信号V_OUT+和V_OUT-，差分电感的中心抽头连接电源Vdd，差分电感的两端分别连接开关单元输出的中频差分电流信号IF+和IF-，其特征在于：在开关单元之后增设正反馈单元、LCR谐振单元和缓冲单元，与含有差分电感及并联寄生电容的负载单元共同构成新的负载单元，由缓冲单元输出最终的中频差分电压信号V_IF+和V_IF-；

所说正反馈单元用于降低新负载单元的电导成分，以提高混频器的增益，包括NMOS管M7、M8及电容C3、C4，NMOS管M7与NMOS管M8的源极互连并接地，NMOS管M7及NMOS管M8的栅极分别连接偏置电压V_bias1，NMOS管M7的漏极连接电容C4的一端和开关单元的差分信号输出正向端IF+，电容C4的另一端连接NMOS管M8的栅极，NMOS管M8的漏极连接电容C3的一端和开关单元的差分信号输出反向端IF-，电容C3的另一端连接NMOS管M7的栅极；

所说LCR谐振单元用于将LCR谐振单元的电纳成分与新负载单元本身的电纳成份等值反号，抵消新负载单元的电纳成分，以扩展混频器的带宽，包括电感L1、L2，电阻R1、R2和电容C1、C2，电阻R1的一端连接正反馈单元中NMOS管M7的漏极与电容C4的连接端，电阻R1的另一端串联电容C1、电感L1后连接电感L2的一端，电感L2的另一端串联电容C2、R2后连接正反馈单元中NMOS管M8的漏极与电容C3的连接端；

所说缓冲单元包括NMOS管M9、M10、M11、M12，NMOS管M11、M12的漏极互连并连接电源Vdd，NMOS管M11的栅极连接LCR谐振单元中电阻R2与正反馈单元中NMOS管M8的漏极与电容C3的连接端，NMOS管M12的栅极连接LCR谐振单元中电阻R1与正反馈单元中NMOS管M7的漏极与电容C4的连接端，NMOS管M9、M10的源极互连并接地，NMOS管M9、M10的栅极分别连接偏置电压V_bias2，NMOS管M9的漏极与M11的源极互连并作为最终的中频差分信号输出端V_IF+，NMOS管M10的漏极与M12的源极互连并作为最终的中频差分信号输出端V_IF-。

所说开关单元中可以增设两个PMOS管M13和M14，PMOS管M13和M14的源极连接Vdd，PMOS管M13和M14的漏极和栅极分别与跨导单元中两个MOS管的漏极和栅极连接，构成电流注入结构，以降低流过开关单元的电流。

所说巴伦单元包括片上或片外巴伦，巴伦的类型包括集总元件巴伦、变压器巴伦、传输线巴伦；

所说缓冲单元只要具有容性电抗输入成分和低阻输出即可，例如可采用漏极接调谐电感的共源级结构；

所说电路中的MOS管可替换为双极晶体管或MOS管与双极晶体管混合使用；

所说负载单元中与差分电感并联的负载端寄生电容可采用外接电容。

本发明的优点及显著效果：

(1)在毫米波混频器设计中，如何在低功耗下提高增益与带宽一直是设计难题。在现有设计中增益与带宽的提高主要是通过功耗来换取，并且增益与带宽的改善往往相矛盾，需要折衷考虑。本发明采用正反馈单元降低负载电导，同时使用附加的串联谐振电路与负载单元并联，抵消掉电纳部分随频率的变化，这样可同时提高增益并扩展了带宽。相比传统的结构，增益与带宽都得到了大幅度提高，见图5。

(2)使用本发明混频器，可以在获得与传统结构相当的增益和带宽性能时，极大降低混频器的功耗。比如功耗相同时，此结构混频器的增益是传统结构的四倍，带宽是传统结构的两倍，则当增益与带宽都与传统结构相当时，功耗可降至传统结构的八分之一。

附图说明

图1是传统吉尔伯特混频器的电路方框图；

图2是传统吉尔伯特混频器的电路原理图；

图3是本发明混频器的电路方框图；

图4是本发明混频器的电路原理图；

图5是传统吉尔伯特混频器、负载加入正反馈单元和负载同时加入正反馈单元和LCR谐振单元的变频增益曲线比较；

图6是图4中开关单元部分的另一种实施电路。

具体实施方式

参看图3，射频信号通过射频巴伦单元1转换为差分电压信号V_RF+和V_RF-送入跨导单元2，跨导单元2把输入的电压信号转换为电流信号并送入开关单元3，同时本振信号通过巴伦单元4转换成差分电压信号V_LO+与V_LO-后也加在开关单元3上，使其以本振频率切换射频电流。开关单元3输出中频差分电流信号IF+和IF-连接负载单元5。以上部分与传统吉尔伯特结构混频器的电路方框图1完全相同。本发明在开关单元3之后增加了正反馈单元6、LCR谐振单元7和缓冲单元8，他们与负载单元5共同构成新的负载单元作为开关单元3的中频输出负载，缓冲器8前的中频差分信号线上并联了正反馈单元6和LCR谐振单元7，由缓冲单元8输出最终的中频差分电压信号V_IF+和V_IF-。

参看图4，单端输入射频信号V_RF连接射频巴伦1的单端端口，射频巴伦1的差分输出分别连接M1和M2的栅极(M1和M2构成跨导单元2)，M1和M2的源极接地，M1和M2的漏极分别与M3、M4以及M5、M6的源极相连(M3、M4、M5、M6构成开关单元)；单端输入本振信号V_LO连接本振巴伦2的单端端口，本振巴伦2的差分输出分别连接M3、M6以及M4、M5的栅极，M3与M5的漏极连接并输出正向端口中频差分信号，M4与M6的漏极连接并输出反向端口中频差分信号。中频差分信号从开关单元3输出后，与负载单元中的差分电感L_diff连接，差分电感L_diff的中心抽头接电源VDD，与差分电感L_diff并联，用虚线连接的电容代表负载端的寄生电容或有意加入的电容总和。以上部分电路与传统吉尔伯特结构混频器并无差异。本发明在上述开关单元3的中频输出负载上增加了正反馈单元6、LCR谐振单元7和缓冲单元8，差分电感L_diff与组成负载的总电容(包括开关管漏极的寄生电容、正反馈单元引入的电容以及缓冲单元的输入电容等)谐振在中频频率上。

正反馈单元6用于降低新负载单元的电导成分，以提高混频器的增益，包括NMOS管M7、M8及电容C3、C4，NMOS管M7与NMOS管M8的源极互连并接地，NMOS管M7及NMOS管M8的栅极分别连接偏置电压V_bias1，NMOS管M7的漏极连接电容C4的一端和开关单元的差分信号输出正向端IF+，电容C4的另一端连接NMOS管M8的栅极，NMOS管M8的漏极连接电容C3的一端和开关单元的差分信号输出反向端IF-，电容C3的另一端连接NMOS管M7的栅极；

LCR谐振单元7用于将LCR谐振单元的电纳成分与新负载单元本身的电纳成份等值反号，抵消新负载单元的电纳成分，以扩展混频器的带宽，包括电感L1、L2，电阻R1、R2和电容C1、C2，电阻R1的一端连接正反馈单元中NMOS管M7的漏极与电容C4的连接端(即IF+端)，电阻R1的另一端串联电容C1、电感L1后连接电感L2的一端，电感L2的另一端串联电容C2、R2后连接正反馈单元中NMOS管M8的漏极与电容C3的连接端(即IF-端)。其中，L1、C1与R1组成串联谐振网络，L2、C2与R2组成串联谐振网络，谐振频率均为中频频率。

缓冲单元8包括NMOS管M9、M10、M11、M12，NMOS管M11、M12的漏极互连并连接电源Vdd，NMOS管M11的栅极连接LCR谐振单元中电阻R2与正反馈单元中NMOS管M8的漏极与电容C3的连接端，NMOS管M12的栅极连接LCR谐振单元中电阻R1与正反馈单元中NMOS管M7的漏极与电容C4的连接端，NMOS管M9、M10的源极互连并接地，NMOS管M9、M10的栅极分别连接偏置电压V_bias2，NMOS管M9的漏极与M11的源极互连并作为最终的中频差分信号输出端V_IF+，NMOS管M10的漏极与M12的源极互连并作为最终的中频差分信号输出端V_IF-。

本发明上述电路构成的低功耗高增益宽带混频器相比传统吉尔伯特混频器，由于增加了：①正反馈单元：采用交叉耦合结构产生负的电导，与开关单元本身负载的正电导并联，从而降低了负载电导，提高了中频电流在负载上产生的电压，从而提高了增益。但也应看到，当只加入正反馈单元时，降低了负载电导分量，负载电纳分量则没有变化，因此当频率偏移谐振频率时电纳成分会分走更多的电流，使混频器的带宽进一步降低，因此正反馈只能提高增益，而不能改善增益与带宽的整体性能，增益与带宽之间仍存在折衷。②LCR谐振单元：通过在中频负载上并联一个LCR网络，其谐振频率与中频调谐网络相同，并且此网络在偏离谐振频率的频点上产生一个电纳分量，这个电纳分量的符号与中频谐振负载本身产生的电纳相反，抵消了电纳随频率偏移的变化，使得负载在一个很宽的频带上都表现为一个纯电导，极大地扩展了混频器的带宽。其中电阻、电感、电容的值要选择合适，电阻的选取要适中，电阻值过小会使增益很低，过大会产生自激，电感与电容要调谐在中频频率上，并且它们在偏离谐振频率时产生的电纳成分大小要与负载网络本身产生的电纳大小相等，从而完全抵消。具体说明如下：

没有并联LCR网络时负载网络具有的电阻、电感、电容分别为R₀、L₀和C₀，并联LCR网络的电阻、电感、电容分别为R，L和C，经过推导得到新负载网络的导纳：

$Y\left(\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}\right)=\frac{1}{R_0}+\frac{R}{R^2+{\left(2\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}L\right)}^2}+j2\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}\[C_0-\frac{L}{R^2+{\left(2\mathrm{\Δ}\mathrm{\ω}L\right)}^2}\]$

其中Δω是离开谐振点ω₀的频率偏移。从上式可以看出，为了使负载在很宽的频带上表现为纯电导，上式的虚部应该在很宽的范围内为0，并且L和C还要满足谐振在ω₀，由此可确定出L和C的值。由于正反馈的作用，上式中的R₀为负值，如果R的值太小，当Δω→0时，上式的实部将很大，因此负载电导很大而增益很低，但是如果R的值太大，上式第二项的绝对值会小于第一项(负值)，则整个电导为负，产生自激，因此电阻R的值要选择合适。

同时增加正反馈单元6和LCR谐振单元7的优点还有：①使得增益与带宽同时得到改善，相比传统的提高增益或扩展带宽的方法，本方案同时控制了负载的电导成分和电纳成分，使得增益与带宽在原结构基础上同时得到大幅提升；②可通过改变正反馈的偏置电压Vbias1调整增益。在使用中可根据实际需要调整混频器的增益，当噪声是系统首要制约因素时，可提高混频器的增益以抑制后级电路的噪声；当线性是系统首要制约因素时，可适当降低混频器的增益以减缓系统线性度的压力。从前面的公式可以看出，当所有元件的参数确定后，还有R₀可以随正反馈的强度改变，R₀本身为负，正反馈越强R₀的绝对值越小，因此负载电导越小而增益越高，正反馈的强度可方便的通过偏置电压Vbias1调整，Vbias1越高正反馈越强，因而改变偏置电压Vbias1可以起到调整增益的作用。在使用中可根据实际需要调整混频器的增益，当噪声是系统首要制约因素时，可提高混频器的增益以抑制后级电路的噪声；当线性是系统首要制约因素时，可适当降低混频器的增益以减缓系统线性度的压力。

图5分别对传统吉尔伯特结构、只加入正反馈单元和同时加入正反馈单元与LCR谐振单元时的混频器增益随频率的变化进行比较。可以看出相比传统吉尔伯特结构，加入正反馈后其增益显著增加，但同时带宽也极大地下降，但同时加入正反馈与LCR谐振网络后，增益与带宽同时大幅提高。

图6是图4电路中开关电源3部分的电路中增加了PMOS管M13和M14的实施例。M13和M14的源极接电源Vdd，漏极分别与M1和M2的漏极连接，栅极分别与M1和M2的栅极连接，构成电流注入结构，以降低流过开关单元的电流。

本发明中的某些单元可以换做其他结构，并不影响本发明的使用。其中巴伦单元可用片上或片外巴伦实现，可以是各种类型的巴伦器，如集总元件巴伦、变压器巴伦、传输线巴伦等，也可以是无源或有源的任何形式。缓冲单元的作用是对缓冲器前后的电路进行隔离，由于使用正反馈技术后，缓冲器前后的电导差异极大，因此缓冲器应该具有较好的隔离度。除了本方案中使用的源级跟随结构外，缓冲器也可选择为共源等其他结构，只要具有容性电抗输入成分和低阻输出即可，比如漏极接调谐电感的共源级结构。电路中所用MOS管可替换为双极晶体管，也可MOS管与双极晶体管混合使用，电路实现功能不变。

Claims (3)

1.一种低功耗高增益宽带混频器，含吉尔伯特混频器的基本结构，设有巴伦单元、跨导单元、开关单元和含有差分电感与负载端寄生电容并联的负载单元，其中，巴伦单元包括射频巴伦和本振巴伦，射频巴伦将输入的射频单端信号转换成差分电压信号V_RF+和V_RF-后输出至跨导单元，跨导单元将射频电压信号转换成射频电流信号RF+和RF-并输入至开关单元；本振巴伦将输入的本振单端信号转换成差分电压信号V_LO+与V_LO-后亦输出至开关单元，开关单元将输入的射频差分电流信号RF+和RF-与输入的本振差分电压信号V_LO+与V_LO-相乘后输出中频差分电流信号IF+和IF-并通过含有差分电感与负载端寄生电容并联的负载单元输出中频差分电压信号V_OUT+和V_OUT-，差分电感的中心抽头连接电源Vdd，差分电感的两端分别连接开关单元输出的中频差分电流信号IF+和IF-，其特征在于：在开关单元之后增设正反馈单元、LCR谐振单元和缓冲单元，与含有差分电感及并联寄生电容的负载单元共同构成新的负载单元，由缓冲单元输出最终的中频差分电压信号V_IF+和V_IF-；

所说正反馈单元用于降低新负载单元的电导成分，以提高混频器的增益，包括NMOS管M7、M8及电容C3、C4，NMOS管M7与NMOS管M8的源极互连并接地，NMOS管M7及NMOS管M8的栅极分别连接偏置电压V_bias1，NMOS管M7的漏极连接电容C4的一端和开关单元的差分信号输出正向端IF+，电容C4的另一端连接NMOS管M8的栅极，NMOS管M8的漏极连接电容C3的一端和开关单元的差分信号输出反向端IF-，电容C3的另一端连接NMOS管M7的栅极；

所说LCR谐振单元用于将LCR谐振单元的电纳成分与新负载单元本身的电纳成份等值反号，抵消新负载单元的电纳成分，以扩展混频器的带宽，包括电感L1、L2，电阻R1、R2和电容C1、C2，电阻R1的一端连接正反馈单元中NMOS管M7的漏极与电容C4的连接端，电阻R1的另一端串联电容C1、电感L1后连接电感L2的一端，电感L2的另一端串联电容C2、R2后连接正反馈单元中NMOS管M8的漏极与电容C3的连接端；

所说缓冲单元包括NMOS管M9、M10、M11、M12，NMOS管M11、M12的漏极互连并连接电源Vdd，NMOS管M11的栅极连接LCR谐振单元中电阻R2与正反馈单元中NMOS管M8的漏极与电容C3的连接端，NMOS管M12的栅极连接LCR谐振单元中电阻R1与正反馈单元中NMOS管M7的漏极与电容C4的连接端，NMOS管M9、M10的源极互连并接地，NMOS管M9、M10的栅极分别连接偏置电压V_bias2，NMOS管M9的漏极与M11的源极互连并作为最终的中频差分信号输出端V_IF+，NMOS管M10的漏极与M12的源极互连并作为最终的中频差分信号输出端V_IF-。

2.根据权利要求1所述的一种低功耗高增益宽带混频器，其特征在于：所说开关单元中增设两个PMOS管M13和M14，PMOS管M13和M14的源极连接电源Vdd，PMOS管M13和M14的漏极和栅极分别与跨导单元中两个MOS管的漏极和栅极连接，构成电流注入结构，以降低流过开关单元的电流。

3.根据权利要求1或2所述的一种低功耗高增益宽带混频器，其特征在于：

所说巴伦单元包括片上或片外巴伦，巴伦的类型包括集总元件巴伦、变压器巴伦、传输线巴伦；

所说缓冲单元需具有容性电抗输入成分和低阻输出，包括漏极接调谐电感的共源级结构；

所说正反馈单元、缓冲单元中的MOS管以及开关单元中增设的两个PMOS管替换为双极晶体管或MOS管与双极晶体管混合使用；

所说负载单元中与差分电感并联的负载端寄生电容采用外接电容。