CN103532422B

CN103532422B - 二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器

Info

Publication number: CN103532422B
Application number: CN201310530517.7A
Authority: CN
Inventors: 骆素华; 吴凤江; 骆林松; 冯帆; 张陆捷
Original assignee: Harbin Institute of Technology
Current assignee: Harbin Institute of Technology
Priority date: 2013-10-31
Filing date: 2013-10-31
Publication date: 2015-07-22
Anticipated expiration: 2033-10-31
Also published as: CN103532422A

Abstract

二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器，涉及一种在线拓扑可切换型逆变器，属于电能变换领域。它为了解决现有逆变器不能在电源的较宽发电范围内获得较高的工作效率的问题。本发明包括第一二极管箝位型逆变器、第二二极管箝位型逆变器和双向开关S₃。在较低直流输入电压时，工作在级联逆变器模式，在中等直流输入电压时，切换为两电平逆变器模式，在较高直流输入电压时，切换为二极管箝位型逆变器模式，采用单级式结构即可实现较宽直流输入电压范围的工作，系统结构简单，体积降低20%；通过拓扑模式的切换，在实现较宽直流输入电压范围的直流-交流逆变的同时，开关损耗降低10%，逆变器工作效率提高10%。本发明适用于电能变换领域。

Description

二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器

技术领域

本发明涉及一种在线拓扑可切换型逆变器，属于电能变换领域。

背景技术

当今世界的能源紧缺、环境日益恶化等问题已经受到广泛关注。具有清洁、零污染特性的光伏发电技术为解决能源问题提供了新的发展方向。由于光伏发电源受到太阳光强的影响，其输出电压呈现波动性较大的特点，难以直接应用于并网发电或者恒压交流电源等领域。为解决上述问题，基于DC-DC-AC的两级式变换结构、单级式的Z源逆变器结构以及多电平功率变换结构均在光伏发电系统中有所应用。DC-DC-AC的两级结构主要由光伏电池，DC-DC变换器，DC-AC逆变器组成。其中DC-DC变换器负责直流母线电压恒定控制，以使得直流母线电压保持恒定，减小对交流侧输出电压的影响，另外使系统能够始终满足交流逆变所需的电压约束条件。这种两级结构，一方面可以得到稳定的直流电压、拓宽发电范围，另一方面易于实现最大发电功率点跟踪控制。但是这种结构的发电范围受限于直流逆变器的升压比，而且难以大功率化。另外两级式结构的损耗较大，导致系统整体效率降低。

单级结构的Z源逆变器能够同时实现直流电压的升压控制和DC-AC逆变控制。Z源逆变器系统里，主要通过由两个电容和两个电感构成的Z源网络，再经过逆变器，将能量输入电网。这种Z源结构允许逆变器工作在直通或断路状态，从而实现升降压，增加了逆变电路工作的安全性，而且单级结构减少了一个开关器件，简化了控制、驱动电路。但是，Z源逆变器直流侧电压受Z源变换器电感和负载的影响较大，当负载较小或电感值较低时，直流母线电压会产生跌落，对交流输出电压造成影响。

近年来，多电平逆变技术在光伏发电领域的应用逐渐受到关注。多电平逆变技术由于其等效开关频率高，因此采用较小的滤波器即可以获得较高的电能质量，并可以降低滤波器的高频损耗。利用级联型多电平逆变器能够将发电源的输出电压进行叠加的特性，可以提高逆变器输出电压等级，易于实现在较小发电功率时的运行，由此拓宽光伏发电源的发电功率下限。但是在发电功率较大时，直流电压升高，滤波器损耗随之增加，同样降低了系统效率。多电平逆变技术用于光伏发电系统的共性不利因素是，由于功率器件多，开关损耗大，与两电平逆变器相比，其效率降低明显。

发明内容

本发明的目的是为了解决现有逆变器不能在电源的较宽发电范围内(200～800V)获得较高的工作效率的问题，提供一种二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器。

本发明所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器包括第一二极管箝位型逆变器1、第二二极管箝位型逆变器2和双向开关S₃；

所述第一二极管箝位型逆变器1包括第一功率开关S_1A1、第二功率开关S_1A2、第三功率开关S_1A3、第四功率开关S_1A4、第五功率开关S_1B1、第六功率开关S_1B2、第七功率开关S_1B3、第八功率开关S_1B4、第一二极管D_1A1、第二二极管D_1A2、第三二极管D_1B1、第四二极管D_1B2、第一直流电容C₁₁、第二直流电容C₁₂和直流电源U_dc；

直流电源U_dc的正极同时与第一功率开关S_1A1的功率输入端、第一直流电容C₁₁的一端和第五功率开关S_1B1的功率输入端连接，直流电源U_dc的负极同时与第四功率开关S_1A4的功率输出端、第二直流电容C₁₂的一端和第八功率开关S_1B4的功率输出端连接；

第一功率开关S_1A1的功率输出端同时与第一二极管D_1A1的负极和第二功率开关S_1A2的功率输入端连接；

第二功率开关S_1A2的功率输出端与第三功率开关S_1A3的功率输入端连接，所述第二功率开关S_1A2的功率输出端与第三功率开关S_1A3的功率输入端的公共端为所述二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的第一输出端；

第三功率开关S_1A3的功率输出端同时与第四功率开关S_1A4的功率输入端和第二二极管D_1A2的正极连接；

第一直流电容C₁₁的另一端同时与第二直流电容C₁₂的另一端、第一二极管D_1A1的正极、第二二极管D_1A2的负极、第三二极管D_1B1的正极和第四二极管D_1B2的负极连接；

第五功率开关S_1B1的功率输出端同时与第三二极管D_1B1的负极和第六功率开关S_1B2的功率输入端连接；

第六功率开关S_1B2的功率输出端与第七功率开关S_1B3的功率输入端连接；

第七功率开关S_1B3的功率输出端同时与S_1B4的功率输入端和第四二极管D_1B2的正极连接；

第二二极管箝位型逆变器2与第一二极管箝位型逆变器1具有相同的结构，第二二极管箝位型逆变器2的第六功率开关S_1B2的功率输出端为二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的第二输出端；

双向开关S₃的功率输入端与第一二极管箝位型逆变器1的第四功率开关S_1A4的功率输出端连接，双向开关S₃的功率输出端与第二二极管箝位型逆变器2的第四功率开关S_1A4的功率输出端连接，第一二极管箝位型逆变器1的第六功率开关S_1B2的功率输出端与第二二极管箝位型逆变器2的第二功率开关S_1A2的功率输出端连接。

本发明所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的第一二极管箝位型逆变器1的直流电源U_dc与第二二极管箝位型逆变器2的直流电源U_dc具有相同的输出电压等级，第一二极管箝位型逆变器1的直流电源U_dc与第二二极管箝位型逆变器2的直流电源U_dc具有相同的功率等级。

本发明所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的第一二极管箝位型逆变器1的第一直流电容C₁₁、第一二极管箝位型逆变器1的第二直流电容C₁₂、第二二极管箝位型逆变器2的第一直流电容C₁₁和第二二极管箝位型逆变器2的第二直流电容C₁₂的电容值均相同。

本发明所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的双向开关S₃包括第五二极管D₃₁、第六二极管D₃₂、第七二极管D₃₃、第八二极管D₃₄和全控型功率开关器件S₃₁，所述第五二极管D₃₁的正极与第六二极管D₃₂的负极连接，所述第六二极管D₃₂的正极同时连接第八二极管D₃₄的正极和全控型功率开关器件S₃₁的功率输出端，所述第八二极管D₃₄的负极连接第七二极管的正极，所述第七二极管的负极同时连接第五二极管D₃₁的负极和全控型功率开关器件S₃₁的功率输入端，所述第七二极管D₃₃与第八二极管D₃₄的公共端为双向开关S₃的功率输入端，所述第五二极管D₃₁与第六二极管D₃₂的公共端为双向开关S₃的功率输出端。

本发明所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的第一二极管箝位型逆变器1中，第一功率开关S_1A1包括三极管和二极管，所述三极管的集电极与二极管的负极连接，且所述三极管的集电极为第一功率开关S_1A1的功率输入端，所述三极管的发射极与二极管的正极连接，且所述三极管的发射极为第一功率开关S_1A1的功率输出端；所述的第二功率开关S_1A2、第三功率开关S_1A3、第四功率开关S_1A4、第五功率开关S_1B1、第六功率开关S_1B2、第七功率开关S_1B3和第八功率开关S_1B4均与第一功率开关S_1A1具有相同的结构。

本发明所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器通过拓扑在线切换，采用单级结构实现较宽直流电源输入电压范围(200～800V)的运行。在较低直流输入电压(200～400V)时，工作在级联逆变器模式，提高输出电压的等效电压等级，同时降低输出电压的谐波畸变率；在中等直流输入电压(400～600V)时，切换为两电平逆变器模式，从而有效降低系统总损耗，同时仍然能够使输出电压的谐波畸变率满足要求；在较高直流输入电压(600～800V)时，切换为二极管箝位型逆变器模式，降低各个功率开关的耐压值，进而提高整个逆变器的工作范围。

本发明的有益效果：与固定拓扑的逆变器相比，本发明具有如下优点：(1)采用单级式结构即可实现较宽直流输入电压范围(200～800V)的工作，系统结构简单，体积降低20％；(2)通过拓扑模式的切换，在实现较宽直流输入电压范围的直流-交流逆变的同时，逆变器的开关损耗降低10％，从而逆变器工作效率提高10％。

附图说明

图1为实施方式一至三所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的拓扑结构示意图；

图2为实施方式四中双向开关的拓扑结构示意图；

图3为工作原理中等效的级联型逆变器模式的拓扑结构示意图；

图4为工作原理中等效的两电平逆变器模式的拓扑结构示意图；

图5为工作原理中等效的二极管箝位型逆变器模式的拓扑结构示意图；

图6为工作原理中二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的输出电压的波形图；

图7为工作原理中二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的输出电流的波形图。

具体实施方式

具体实施方式一：结合图1说明本实施方式，本实施方式所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器包括第一二极管箝位型逆变器1、第二二极管箝位型逆变器2和双向开关S₃；

直流电源U_dc的正极同时与第一功率开关S_1A1的功率输入端、第一直流电容C₁₁的输入端和第五功率开关S_1B1的功率输入端连接，直流电源U_dc的负极同时与第四功率开关S_1A4的功率输出端、第二直流电容C₁₂的输出端和第八功率开关S_1B4的功率输出端连接；

第一直流电容C₁₁的输出端同时与第二直流电容C₁₂的输入端、第一二极管D_1A1的正极、第二二极管D_1A2的负极、第三二极管D_1B1的正极和第四二极管D_1B2的负极连接；

具体实施方式二：结合图1说明本实施方式，本实施方式是对实施方式一所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的进一步限定：第一二极管箝位型逆变器1的直流电源U_dc与第二二极管箝位型逆变器2的直流电源U_dc具有相同的输出电压等级，第一二极管箝位型逆变器1的直流电源U_dc与第二二极管箝位型逆变器2的直流电源U_dc具有相同的功率等级。

具体实施方式三：结合图1说明本实施方式，本实施方式是对实施方式一或二所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的进一步限定：第一二极管箝位型逆变器1的第一直流电容C₁₁、第一二极管箝位型逆变器1的第二直流电容C₁₂、第二二极管箝位型逆变器2的第一直流电容C₁₁和第二二极管箝位型逆变器2的第二直流电容C₁₂的电容均相同。

具体实施方式四：结合图2说明本实施方式，本实施方式是对实施方式一或二所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的进一步限定：所述的双向开关S₃包括第五二极管D₃₁、第六二极管D₃₂、第七二极管D₃₃、第八二极管D₃₄和全控型功率开关器件S₃₁，所述第五二极管D₃₁的正极与第六二极管D₃₂的负极，所述第六二极管D₃₂的正极同时连接第八二极管D₃₄的正极和全控型功率开关器件S₃₁的功率输出端，所述第八二极管D₃₄的负极连接第七二极管的正极，所述第七二极管的负极同时连接第五二极管D₃₁的负极和全控型功率开关器件S₃₁的功率输入端，所述第七二极管D₃₃与第八二极管D₃₄的公共端为双向开关S₃的功率输入端，所述第五二极管D₃₁与第六二极管D₃₂的公共端为双向开关S₃的功率输出端。

具体实施方式五：结合图2说明本实施方式，本实施方式是对实施方式一或二所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的进一步限定：所述的第一二极管箝位型逆变器1中，第一功率开关S_1A1包括三极管和二极管，所述三极管的集电极与二极管的负极连接，且所述三极管的集电极为第一功率开关S_1A1的功率输入端，所述三极管的发射极与二极管的正极连接，且所述三极管的发射极为第一功率开关S_1A1的功率输出端；所述的第二功率开关S_1A2、第三功率开关S_1A3、第四功率开关S_1A4、第五功率开关S_1B1、第六功率开关S_1B2、第七功率开关S_1B3和第八功率开关S_1B4均与第一功率开关S_1A1具有相同的结构。

工作原理：在直流电源的输出电压较低(200～400V)时，双向开关S₃断开，S_1A1，S_1A4，S_1B1，S_1B4，S_2A1，S_2A4，S_2B1，S_2B4闭合，两个二极管箝位型逆变器转化为标准的两电平H桥逆变器，逆变器工作于级联型逆变器模式，由于两个等效的H桥逆变器输出端串联，从而将直流电源的输出电压进行叠加，提高逆变器的输出电压等级，拓展逆变器的工作下限；逆变器采用现有技术中的载波移相多电平正弦波脉宽调制策略，降低输出电压谐波，其等效逆变器电路如图3所示。在直流电源的输出电压为中等电压时(400～600V)，双向开关S₃闭合，两个直流电源的负极连通，功率开关S_1B1,S_1B2,S_2A1,S_2A2闭合，功率开关S_1B3,S_1B4,S_2A3,S_2A4断开，从而两个直流电源的正极连通，功率开关S_1A1,S_1A2,S_1A3,S_1A4,二极管D_1A1，D_1A2，构成新的逆变器拓扑的左桥臂，功率开关S_2B1,S_2B2,S_2B3,S_2B4，二极管D_2A1，D_2A2，构成新的逆变器拓扑的右桥臂，为进一步降低各个功率开关的开关次数，S_1A1，S_1A4，S_2B1，S_2B4仍然闭合，从而切换为两电平逆变器运行模式，采用现有技术中的两电平正弦波脉宽调制策略，降低输出电压等级，由于功率开关的总次数变为原来的四分之一，因此开关损耗降低了10％，其等效逆变器电路如图4所示。在直流电压接近功率开关的耐压值(600～800V)时，功率开关S_1A1,S_1A2,S_1A3,S_1A4,S_2B1,S_2B2,S_2B3,S_2B4采用载波层叠多电平正弦波脉宽调制策略进行，切换为二极管箝位型逆变器模式，分割直流电源电压，降低各个功率开关的耐压值，从而提高逆变器的工作范围，其等效逆变器电路如图5所示。由此，通过适当的拓扑切换，在保证所述的逆变器的输出电压等级和输出电压谐波约束的前提下，采用单级式结构实现了较宽直流电源电压输入范围的DC-AC的功率变换，同时有效降低了总开关损耗，系统工作效率提高了10％。

采用MATLAB对本发明进行了初步仿真分析，仿真条件为直流电压在200V到800V变化，带动电阻-电感负载。图6和图7分别给出了三种模式的输出电压(即第一输出端与第二输出端之间的电压)及电流波形图，由图可知，在级联型逆变器模式，输出电压为三电平波形，在两电平逆变器模式，输出电压为两电平波形，在二极管箝位型逆变器模式，逆变器输出电压仍然为三电平，每个功率开关的耐压值为每个直流电源电压的一半。在整个工作范围内，输出电流均具有较好的正弦性。

Claims

1.二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器，其特征在于：它包括第一二极管箝位型逆变器(1)、第二二极管箝位型逆变器(2)和双向开关S₃；

所述第一二极管箝位型逆变器(1)包括第一功率开关S_1A1、第二功率开关S_1A2、第三功率开关S_1A3、第四功率开关S_1A4、第五功率开关S_1B1、第六功率开关S_1B2、第七功率开关S_1B3、第八功率开关S_1B4、第一二极管D_1A1、第二二极管D_1A2、第三二极管D_1B1、第四二极管D_1B2、第一直流电容C₁₁、第二直流电容C₁₂和直流电源U_dc；

第二二极管箝位型逆变器(2)与第一二极管箝位型逆变器(1)具有相同的结构，第二二极管箝位型逆变器(2)的第六功率开关S_1B2的功率输出端为二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器的第二输出端；

双向开关S₃的功率输入端与第一二极管箝位型逆变器(1)的第四功率开关S_1A4的功率输出端连接，双向开关S₃的功率输出端与第二二极管箝位型逆变器(2)的第四功率开关S_1A4的功率输出端连接，第一二极管箝位型逆变器(1)的第六功率开关S_1B2的功率输出端与第二二极管箝位型逆变器(2)的第二功率开关S_1A2的功率输出端连接。

2.根据权利要求1所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器，其特征在于：第一二极管箝位型逆变器(1)的直流电源U_dc与第二二极管箝位型逆变器(2)的直流电源U_dc具有相同的输出电压等级，第一二极管箝位型逆变器(1)的直流电源U_dc与第二二极管箝位型逆变器(2)的直流电源U_dc具有相同的功率等级。

3.根据权利要求1或2所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器，其特征在于：第一二极管箝位型逆变器(1)的第一直流电容C₁₁、第一二极管箝位型逆变器(1)的第二直流电容C₁₂、第二二极管箝位型逆变器(2)的第一直流电容C₁₁和第二二极管箝位型逆变器(2)的第二直流电容C₁₂的电容值均相同。

4.根据权利要求1或2所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器，其特征在于：所述的双向开关S₃包括第五二极管D₃₁、第六二极管D₃₂、第七二极管D₃₃、第八二极管D₃₄和全控型功率开关器件S₃₁，所述第五二极管D₃₁的正极与第六二极管D₃₂的负极连接，所述第六二极管D₃₂的正极同时连接第八二极管D₃₄的正极和全控型功率开关器件S₃₁的功率输出端，所述第八二极管D₃₄的负极连接第七二极管的正极，所述第七二极管的负极同时连接第五二极管D₃₁的负极和全控型功率开关器件S₃₁的功率输入端，所述第七二极管D₃₃与第八二极管D₃₄的公共端为双向开关S₃的功率输入端，所述第五二极管D₃₁与第六二极管D₃₂的公共端为双向开关S₃的功率输出端。

5.根据权利要求1所述的二极管箝位型在线拓扑可切换逆变器，其特征在于：所述的第一二极管箝位型逆变器(1)中，第一功率开关S_1A1包括三极管和二极管，所述三极管的集电极与二极管的负极连接，且所述三极管的集电极为第一功率开关S_1A1的功率输入端，所述三极管的发射极与二极管的正极连接，且所述三极管的发射极为第一功率开关S_1A1的功率输出端；所述的第二功率开关S_1A2、第三功率开关S_1A3、第四功率开关S_1A4、第五功率开关S_1B1、第六功率开关S_1B2、第七功率开关S_1B3和第八功率开关S_1B4均与第一功率开关S_1A1具有相同的结构。