CN103401826A - 基于ook调制的多载波跳频通信的软判决方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于OOK调制的多载波跳频通信的软判决方法，包括步骤：接收端接收到射频信号后，通过与发送端同步的PN码对射频信号作跳频解调；跳频解调后的信号在每个子信道经不同中心频率的带通滤波器滤波后，再通过平方律检波来得到各通道的平方律检测值；将各通道的平方律检测值输入状态网格进行译码路径搜索，计算每条译码路径的度量值，所述度量值为一条译码路径上对应比特为1的平方律检测值累加均值减去对应比特为0的平方律检测值累加均值，选择度量值最大的译码路径为最终判决路径；接收端根据最终判决路径恢复信号源编码。本发明充分利用到了个频点之间的相关性，相比硬判决能够获得更好的系统性能。

Description

基于OOK调制的多载波跳频通信的软判决方法

技术领域

本发明属于通信技术领域，具体涉及软判决编码映射多载波跳频CM-MCFH(CodeMapping Multiple Carrier Frequency Hopping)技术。

背景技术

频率跳变（FH：Frequency hopping），简称跳频，它通常与M进制频移键控（MFSK：Multiple Frequency-Shift Keying）调制联合使用，由k=log₂M个信息比特决定发送M个频率中的哪一个。M进制的信号的频率在跳频带宽内伪随机地跳变，典型的FH/MFSK系统框图见图1。在常规MFSK系统中，数据调制固定频率载波；而在FH/MFSK系统中，数据码元调制的是一个频率伪随机变化的载波。两种情况下，发送的都是单音频信号。图1所示的FH/MFSK系统调制过程分为两个步骤：数据调制和跳频调制，实际上可由PN（Pseudorandom Noise）序列和数据共同控制频率合成器一步完成。常规FH是一种典型的“躲避”式的抗干扰体制。FH通信是一种发展久远的抗干扰技术，较强的抗干扰能力是其主要特点，早已在战术通信中得到了广泛的应用。

为了提高频谱利用率，申请号为201210495380.1的中国专利申请公开了一种基于二进制开关键控（OOK：On-Off Keying）调制的多载波跳频通信系统（FH/MC_OOK），包括发射端与接收端，发射端包括编码单元、数据调制单元、跳频调制单元、射频发射单元，接收端包括射频接收单元、跳频解调单元、数据解调单元、译码单元；编码单元的输入端与信源输出相连，编码单元的输出端与数据调制单元的输入端相连，数据调制单元的输出端与跳频调制单元的输入端相连，跳频调制单元的输出端与射频发射单元的输入端相连；射频接收单元的输出端与跳频解调单元的输入端相连，跳频解调单元的输出端与数据解调单元的输入端相连，数据解调单元的输出端与译码单元的输入端相连，译码单元的输出端与信宿输入端相连；

数据调制单元包括串并转换模块、OOK调制模块、载波合并模块；串并转换模块的输入端连接数据调制单元的输入端，串并转换模块的M路输出端分别对应连接OOK调制模块中一个OOK调制子模块的调制信号输入端，M为大于等于2的整数；OOK调制模块中M个OOK调制子模块的载波频率均不同且相互正交，OOK调制模块中各OOK调制子模块的已调信号输出端与载波合并模块的M个输入端对应相连，载波合并模块的输出端连接数据调制单元的输出端；

数据解调单元包括并串转换模块、M个滤波模块、M个能量计算模块、M个判决模块；各滤波模块的输入端连接数据解调单元的输入端，各滤波模块的中心频率与对应的输入OOK调制子模块的载波频率相同，各滤波模块的输出端与对应的能量计算模块的输入端相连，各的能量计算模块的输出端与对应判决模块的输入端相连，各判决模块的输出端对应连接并串转换模块的M个输入端，并串转换模块的输出端连接接数据解调单元的输出端。

在发射端信源经过编码单元进行信道编码，再在串并转换单元将编码后串行的码字转换为N路并行，且每个码字对应输入至OOK调制模块的N路不同频率载波中的一个，当该码字为“1”时，则此载波发送信号；当该码字为“0”时，则此载波闲置不发送信号，N路经OOK调制后的已调信号输入至合并单元合并为一路信号输入至跳频调制单元，跳频调制单元通过输入的来自于PN序列发生器的PN序列对调制输入端的信号进行跳频调制，之后经跳频调制的信号通过射频单元发送至无线信道中。即，先将信源数据比特序列{a₀,a₁,…,a_m}进行卷积编码得到n比特的编码信息{b₀,b₁,…,b_n}。n比特编码信息通过串并转换后的，每一比特b_i映射为频率集{ω₁,ω₂,…,ω_n}中相应的频点号。当b_i=0，i∈1,2，…，n时，其对应的频点ω_i上将不会发送信号；当b_i=1时，则在其对应的频点上发送信息。然后在不同的时间间隔T₀由PN序列发生器控制的频率合成器产生的载波频率进行跳频调制后，得到待发送信号s(t)，与本地振荡器产生的频率混频和进行上变频处理，最后将得到的射频信号发送出去。

当子载波数为M时，多载波OOK调制一次并行传输M比特信息，大于同样带宽下一次只传输log₂M比特信息MFSK调制。

接收端通过射频单元接收到信号，在FH解调模块处由与发送端同步的PN码进行跳频解调，跳频解调后的信号在每个子信道经不同中心频率的带通滤波器滤波后，再对滤波后的信号进行均方运算来计算该通道的信号能量，将得到的当前通道的均方值输入至判决模块，当均方值大于等于判决模块中的预设门限，则判决模块输出“1”，否则输出“0”，由各路判决模块判决输出二进制数，经并串转换模块后转为串行数据输入到维特比译码模块，经译码得到原始数据后输入至信宿。接收端对采用硬判决恢复原始数据。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，提供一种基于OOK调制的多载波跳频通信的软判决方法。

本发明为解决上述技术问题所采样的技术方案是，基于OOK调制的多载波跳频通信的软判决方法，包括以下步骤：

接收端接收到射频信号后，通过与发送端同步的PN码对射频信号作跳频解调；

跳频解调后的信号在每个子信道经不同中心频率的带通滤波器滤波后，再通过平方律检波来得到各通道的平方律检测值；

将各通道的平方律检测值输入状态网格进行译码路径搜索，计算每条译码路径的度量值，所述度量值为一条译码路径上对应比特为1的平方律检测值累加均值减去对应比特为0的平方律检测值累加均值，选择度量值最大的译码路径为最终判决路径；

接收端根据最终判决路径恢复信号源编码。

本发明的有益效果是，软判决充分利用到了个频点之间的相关性，相比硬判决能够获得更好的系统性能。

附图说明

图1是软判决CM-MCFH系统两种转移路径频率示意图；

图2是软判决CM-MCFH与硬判决CM-MCFH系统在AWGN信道下的性能对比。

具体实施方式

为了提高多载波跳频通信系统性能，本发明提出了基于OOK调制的多载波跳频通信软判决方法。

发射端将信源数据比特序列进行卷积编码得到n比特的编码信息{b₀,b₁,…,b_n}。n比特编码信息通过串并转换后的，每一比特b_i，i=1,2,…,3，映射为频率集{ω₁,ω₂,…,ω_n}中相应的频点号。当b_i=0时，其对应的频点ω_i上将不会发送信号；当b_i=1时，则在其对应的频点上发送信息。然后在不同的时间间隔T₀由PN序列发生器控制的频率合成器产生的载波频率进行跳频调制后，得到待发送信号s(t)，与本地振荡器产生的频率混频和进行上变频处理，最后将得到的射频信号发送出去。

假设编码前输入为全1序列，这样使正确路径上0和1出现概率相等，卷积码编码效率R_c=1/4，约束长度K=5，生成多项式为([5],[25 27 33 37])。如图1，跳频状态转移路径上的序列为卷积编码的输出。因为编码前输入为全1序列，所以经过卷积编码后正确的路径上各个分支的编码输出均为1001。CM-MCFH系统的发射端，编码后的信息比特将映射到对应的频率上去，比特“0”对应的信道不发送信号；比特“1”对应的信道则发送相应的载波。

接收端将接收到的信号进行射频处理后，得到中频信号，中频信号通过一组并行的，中心频率分别为{ω₁,ω₂,…,ω_n}的匹配滤波器，进行平方律检波，得到的平方律检测值{b₁,b₂,…,b_n}，将各通道的平方律检测值输入状态网格进行译码路径搜索，计算每条译码路径的度量值，所述度量值为一条译码路径上对应比特为1的平方律检测值累加均值减去对应比特为0的平方律检测值累加均值，选择度量值最大的译码路径为最终判决路径；接收端根据最终判断路径恢复信号源编码将进行状态网格序列译码，得到信源的信息序列。

设CM-MCFH系统跳频频率集中可用频点数为N，子信道频点数为n，跳频时间间隔为T_s，则在时间t上第i条信道上发送信号的等效基带信号s_i(t)可以表示为：

$s_i\left(t\right)=\left\{\begin{array}{cc}0,& b_i=0;\\ \sqrt{{2E}_s/T_s}{e}^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\ω}}_{i}t},& b_i=1.\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中，E_s表示信号能量，ω_i表示第i条通道对应的工作频率。

经过信道后的第i条信道上的接收信号r_i(t)可以表示为：

r_i(t)=αe^jθs_i(t)+n_i(t)                    (2)

其中，α为信道的衰落系数，加性高斯白噪声AWGN信道下α=1，θ是均匀分布在(0,2π]归一化随机相位，n_i(t)是第i条信道上的加性高斯白噪声。

通过平方律检波得到各通道的信号能量，n个非相干平方律检测值可以表示为：

$b_i={\left|{\∫}_0^{T}r\left(t\right)s_i^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}\right|}^2$

$=\left\{\begin{array}{c}{|2\mathrm{\ϵ}+N_i|}^2\\ {\left|N_i\right|}^2\end{array}\right.---\left(3\right)$

其中，ε表示信号能量，N_i为第i条信道上的噪声分量。当第i条信道上发送比特为“1”时，非相干平方律检测值b_i包括信号能量ε以及噪声分量N_i；当第i条信道海上发送比特为“0”时，非相干平方律检测值b_i仅有噪声分量N_i。

将n个非相干平方律检测值送入网格译码路径搜索。令U₁表示译码路径上输出比特为“1”的平方律检测值累加均值，U₀表示译码路径上输出比特为“0”的平方律检测值累加均值。那么第d跳时的U₁和U₀分别表示为：

$U_1=\frac{\underset{l=1}{\overset{m}{\mathrm{\Σ}}}{b}_l}{m}$

$U_0=\frac{\underset{p=1}{\overset{d-m}{\mathrm{\Σ}}}{b}_p}{d-m}---\left(4\right)$

m为d跳译码路径上输出比特为“1”个数，b_l表示译码路径上输出比特为“1”的第l个平方律检测值，b_p表示译码路径上输出比特为“0”的第p个平方律检测值。

各译码路径上的度量值为该译码路径上输出比特为1的平方律检测值累加均值减去输出比特为0的平方律检测值累加均值，即U₁-U₀。

各译码路径上的度量值计算完毕后，选择度量值最大的译码路径为最终判决路径，从而反向译码出发送比特。

以图1中的正确路径和错误路径上的第一条分支为例进行分析。正确路径上的编码输出为1001，代表着在发送端第一路和第四路信道上发送信号，第二路和第三路信道则保持静默。错误路径上的编码输出为1011。

正确路径和错误路径CM_j,error在该分支的度量值可以分别表示为

${\mathrm{CM}}_{i,\mathrm{correct}}=({|2\mathrm{\ϵ}+N_1|}^2+{|2\mathrm{\ϵ}+N_4|}^2)-({\left|N_2\right|}^2+{\left|N_3\right|}^2)$              (5)

${\mathrm{CM}}_{j,\mathrm{error}}=({|2\mathrm{\ϵ}+N_1|}^2+{\left|N_3\right|}^2+{|2\mathrm{\ϵ}+N_4|}^2)-{\left|N_2\right|}^2$

式中ε为信号能量，N₁,N₂,N₃,N₄分别为第1、2、3、4信道的噪声分量。

从上式可以看到，在错误路径的分支度量值计算中，把第三路信道上噪声分量值错误的加入信号分量中来，这是因为在实际发射端中，信号是按照信息比特1001映射到对应的频率发送，第三路信道信息比特为0，不会发送信号，而在错误路径在该分支的对应位置的输出为1，错误的判决为了有信号的发送，正确路径的分支的度量值CM_i,correct必然会大于错误路径的分支度量值CM_j,error。

当一条路径上所有分支度量值累加取均值后就能得到对应路径的度量值，取度量值最大的为最终判决路径。

假设两种CM-MCFH系统均采用可用跳频频率数N=128，子信道频点数为n=2，卷积编码选择约束长度K=7，其结构用八进制表示为([7],[133171])，码率为1/2的编码器，仿真点数为10⁸。不同的是，硬判决CM-MCFH系统在接收端采取匹配滤波器后得到平方律检测值，与AWGN信道下的最佳判决门限比较，然后硬判决译码出信息数据。软判决CM-MCFH系统在接收端采用了序列检测线性合并接收的方式对接收后的信息进行判决。

仿真结果如图2所示，软判决MCFH系统性能优于硬判决CM-MCFH系统。在误码率为10^-3时，软判决MCFH与硬判决CM-MCFH系统相比系统性能有了0.6dB的增益，分析其原因在硬判决CM-MCFH在进行维特比译码时，接收信号通过匹配滤波器后的平方律检测值与AWGN信道下的最佳判决门限比较，然后将判决值进行维特比译码，这样通过最佳门限得到判决值损失了信号中带有的相关信道统计特征信息，影响了译码输出，软判决CM-MCFH系统则将平方律检测值作为网格图中的度量值，对应到状态转移分支上的编码输出比特上去，充分利用到了各个频点之间的相关，从而获得比更佳的系统性能。

Claims (1)

1.基于OOK调制的多载波跳频通信的软判决方法，其特征在于，包括以下步骤：

接收端接收到射频信号后，通过与发送端同步的PN码对射频信号作跳频解调；

跳频解调后的信号在每个子信道经不同中心频率的带通滤波器滤波后，再通过平方律检波来得到各通道的平方律检测值；

将各通道的平方律检测值输入状态网格进行译码路径搜索，计算每条译码路径的度量值，所述度量值为一条译码路径上对应比特为1的平方律检测值累加均值减去对应比特为0的平方律检测值累加均值，选择度量值最大的译码路径为最终判决路径；

接收端根据最终判决路径恢复信号源编码。

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