CN1029277C - 占用多个频段的视频噪声减小系统 - Google Patents

Abstract

一个输入滤波器将亮度输入信号(Y2)分离成为经核心化处理(42)而噪声减小了的高频分量(Y11)和先经次取样(22)再通过帧递归滤波器(30)减小噪声然后经内插(44)恢复取样率的低频分量(Y9)。一个输出电路(40)组合噪声已减小了的这些分量，以提供已处理的输出信号(Y10)，其高频部分经历核心化处理，其低频部分经历递归滤波处理。

Description

本发明涉及视频噪声减小系统，具体涉及占用多个频段的视频噪声减小系统。

为减小噪声而分离一个视频信号为两个或多个频段这种类型的视频噪声减小系统是众所周知的。Ebihara等人的第4，163，258号、题为“噪声减小系统”、公开日为1979年7月31日美国专利的图1示出一种已知的“简单核心”型“多频段”噪声减小系统。在该系统中利用一些互补型高、低通滤波器将视频输入信号分离成为高、低频段，然后以高频部分为核心重新组合这些频段，以提供一种噪声减小的视频输出信号，其高频分量是“核心”，其低频分量在任何情况下都不被干扰，或者说，不被改变。

正如Ebihara等人解释的，这种双频段系统的一个缺点是为分离视频信号所使用的高、低通滤波器通常对所施加的信号给出不等的相移并在低频分量与核心的高频分量重新组合时这种不等的相移导致相位失真。Ebihara等人还指出这样的滤波器的幅-频特性通常也是不等同的。Ebihara等人总结说，由于在重新组合这些滤波器所给出的低、高频分量时的不同的相移和不同的幅度特性，由此得出的视频信号呈现明显的失真，这在被重现的视频信号中是可检测到的。还应注意到，这种双频段核心化组合排列对于有待处理的视频信号低频分量提供不了信噪比的改进。

为克服传统的核心式噪声减小系统的上述问题，Ebihara建议一种 多频段噪声减小系统，该系统先将视频信号转换为多个时间相等的样品，然后用哈达马特（Hadamard）变换器变换为有核心的多个频段（这些频段可用于除了最低频段以外的所有频段），于是，处理的信号可施加在反哈达马特变换矩阵上，最后将它们重新组合以提供噪声减小的视频输出信号。这种系统的缺点是过于复杂。

降低噪声领域的其它工作者也利用其它形式的变换器力图改进上述的“简单”形式的“核心化”系统。Carlson等人的第4，523，230号、题为“System    For    Coring    An    Image-Representative    Signal”、公开日为1985年6月11日的美国专利描述一种多频段间隔频率核心系统。在所公开的最佳实施例中，在与多间隔频段核心组合中使用所谓“伯特皮拉梅得”（Burt    Pyramid）型间隔频率变换器。简单地说，先将待降低噪声的输入信号施加在无振铃、无折叠、定域变换、倍频程间隔频谱分析器（non-ringing，non-aliasing，localized    transfer，octave    band    spatial    frequency    spectrum    analyzer）上，以将视频输入信号分隔为一些子频谱信号。其次，将这些子频谱信号各自核心化。最后，将这些核心化的子频谱信号施加在采用一个或多个无振铃和无折叠滤波器的一个合成器上，以从全部子频谱信号中导得一个代表图像的输出信号。与上述的简单核心化系统相比，这个系统也是极为复杂的。

上述的多频段噪声减小系统的一个替代物将采用单一频段处理。一个最基本的单一频段处理器仅包括一个低通滤波器。显然这种系统具有简单化的优点，但它往往在消除噪声的同时也消除了信号，从而导致一种缺少细节的“软”显现画面，甚至在根本没有噪声的情况下也是如此。

单频段噪声减小系统有效地改进很小甚至没有“帧到帧”运动的视频信号的整个信噪比，这是众所周知的“递归”滤波技术，利用“帧到帧”相关方法来提高信噪比。简而言之，对于静止图像的情况，由于在一个累加器里对很多帧延迟信号加以组合，因此和值的信号功率比噪声 功率增长得更快些。这是由于静止图像的信号逐帧是连贯的、而噪声从帧到帧是不连贯的缘故，因此帧递归滤波对于具有很小或无运动的图像提供有效的信号噪比的改进。Takahashi在第4，246，610号、题为“彩色电视信号的噪声减小系统”、公开日为1981年1月20日的美国专利中描述了运动自适应帧递归滤波器的几个例子。然而，该文业已实现的帧递归滤波需要大量存储器的实现所需的帧延时。

本发明的存在部分归结于承认需要一个既能提高信噪比又具有相当小的视频存储器需求量的视频噪声减小系统。

本发明的视频噪声减小装置包括：一个具有给定取样率的数字视频输入信号源;一个输入信号处理器，将视频输入信号分成具有给定取样率的高频分量和具有较低取样率的次取样低频分量;一个帧递归滤波器，对次取样低频分量施以帧递归滤波;一个输出处理器，对高频分量施以核心化，恢复帧递归滤波后的低频分量的取样率，以及组合由此得出的这些分量以提供噪声减小的数字视频输出信号。

在本发明原理的一个示例性的应用中，帧递归滤波器提供多个次取样低频分量，经过处理，再与噪声减小装置的输出相组合，以提供逐行扫描形式的视频输出信号。

本发明的上述特点和其它特点将在下文结合以下附图详细描述，图中相同的标号表示相同的元件。

图1示出体现本发明的噪声减小系统的方框图;

图2示出图1的噪声减小系统所提供的核心化和帧递归滤波区的频谱图;

图3示出盒式（或磁带式）录像机记录部分中所使用的图1噪声减小系统的简化方框图;

图4示出盒式（或磁带式）录像机放音部分中所使用的图1噪声减小系统的简化方框图;

图5示出彩色电视接收机中体现本发明的逐行扫描处理器的详细方框图;

图6和图7示出适用于图5接收机的“加速”电路的方框图;

图8示出适用于图1和图5实例的次取样电路的方框图;

图9示出适用于图5接收机的平均器的方框图;

图10A和图10B示出适用于图1或图5实例的内插器的方框图;

图11示出图10A和图10B的内插器的工作图解图;

图12和图13示出适用于图5接收机的控制信号产生器的方框图;

图14示出图12和图13的控制信号产生器的工作响应曲线图;

图15A和图15B示出适用于图5接收机的“软开关”的方框图;

图16和图17示出适用于图1或图5实例的帧延迟单元的方框图;

图18示出图5实例中色度信号处理器的改型的方框图;

图19示出适用于图5接收机的另一种“加速电路”的方框图;及

图20示出图19加速电路的工作图解图。

图1的视频噪声减小系统10使高频亮度信号分量经历核心化处理，使低频亮度信号分量经历帧递归滤波处理，来减小这些亮度信号的噪声。由于在递归滤波处理以前对低频分量次取样和在递归滤波处理以后使已滤波信号的取样率复原到原始值（最好使用内插法），因而在很大程度上减少了帧递归滤波所需的存储器的数量。节省存储器的原因是为实现场递归滤波所需的整场延迟而存储的每行信号的取样值较少的缘故。

有利的是，在图1所示的具体的本发明实例中，所实现的存储器节省量为使用视频输入信号来实现递归滤波所需存储器量的75%。存储器节省的可观数量不仅产生了明显的经济效益而且还取得了技术上的成效，由于次取样系统延迟需的存储器单元颇少，因而其可靠性提高了，而且存储单元故障的几率减少了。

图1的噪声减小系统10的另一个特点是该系统具有通用性。例如， 可用它来减少电视接收机、摄像机或广播发射机中的亮度信道的噪声。还可用于减少盒式录像机（VCR）或视频磁带录像机（VTR）的记录电路或放音电路中亮试信号的噪声。

本发明的其它益处是在视频处理系统中得到的。该系统为噪声减小以外的其它目的将亮度信号频带分为高、低频率分量。这类系统的实例在下文将参照图2所示的实例来描述和讨论。人们将会看到，由于能够同享共同信号，故在上述的应用场合中为供给场和帧延迟信号的存储器的节省量是很大的。

在图1中，有待减小噪声的模拟亮度输入信号Y1施加在模/数（A/D）转换器14的输入端12上，该转换器接收来自定时信号产生器16的时钟信号CL。转换器14对模拟亮度信号Y1取样，并提供一个数字亮度输出信号Y2，其取样率等于定时信号产生器16提供的时钟信号CL的频率。

在视频信号的数字化过程中使用锁相环路（PLL）技术提供与视频信号的周期性参数有关的取样频率或“时钟”频率是习用的实践。在所谓的“彩色副载波锁定”的系统中，取样信号通常选取为信号彩色副载波频率的整数倍（经常是3或4）。在所谓的“行锁定”的系统中，取样信号通常选定为视频输入信号水平行频的倍数。不管是“行锁定时钟”还是“彩色副载波锁定时钟”都可用于本发明的实施中。在这个具体的实例中，假设定时信号产生器16是一个锁相环路（PLL），其频率锁定在亮度输入信号Y1水平行频的1024倍的频率上。这种产生器的结构可以是一个在其压控振荡器（VCO）反馈回路上设有一个公知的除法器的一种传统的PLL，其上施加亮度信号Y1的水平同步分量。

还假设信号Y1的水平行频是NTSC彩色标准的行频15734赫。据此，在本发明的这个实例中，数字化的亮度信号Y的取样率或时钟速率（CL）等于16.111616兆赫。为了简单起见，在以下的描述中把取样率或时钟频率CL看成是约16兆赫。定时信号产生器16还提供其值等于CL/N的第二 时钟输出频率，这里N是一个整数。这个时钟信号（下文将要解释）供次取样使用，也可用于帧延迟定时钟。在这个实例中，整数N假定为4，因此次取样时钟频率CL/N约为4兆赫。

往下观察，模/数（A/D）转换器14在与定时信号产生器16相结合时作为一个信号源以提供有待减小噪声的数字视频输入信号（例如亮度信号Y2），它具有给定的取样速率（例如约为16兆赫）。

数字视频输入信号Y2施加在输入信号处理器20（虚线框内）上，以将这个亮度输入信号Y2分离成为具有给定取样率（16兆赫）的高频分量Y3和具有较低取样速率的次取样低频分量Y4。在本例中，这个较低的取样速率为原始速率的1/4，即约4兆赫。

更具体地说，在处理器20中，取样率为16兆赫的亮度信号Y2借助低通滤波器（LPF）24施加在次取样电路22上。次取样电路22以CL/4（约4兆赫）的速率定时钟，并在很大程度上降低了亮度信号的数据速率，因而减少了实现下面所要执行的视频延迟功能所需的存储器字节数。作为一个例子，如果全带宽的亮度信号Y1以假设的16兆赫时钟速率被数字化，然后以假设的4兆赫时钟速率次取样，则只需1/4（例如25%）的存储器就可实现与该信号不被次取样时所需要的、相同的数字延迟。如上文解释的，人们可以根据本发明的原理在具体的应用中选择其它的时钟速率和次取样率。

为了避免折叠，在次取样之前，该亮度信号先经低通滤波，这个功能由低通滤波器24来提供。滤波器24的最大截止频率（即“耐奎斯特”频率）是次取样速率的一半（例如对于假设的约4兆赫的次取样率则约为2兆赫）。然而，希望滤波器的截止（或“拐角”）频率要比次取样率的一半还低些，以考虑到在滤波器通带与滤波器止带之间的过渡区中滤波器响应的有限斜坡。在假设的取样频率的情况下，一个示例性的截止频率是在频带边沿6分贝衰减处约为1.5兆赫。这个频率正好在假设 的约4兆赫次取样率的耐奎斯特频率约2兆赫以下。这有利于减少实施例抗折叠低通滤波器24所需的滤波器元件的个数。对于次取样率较高的应用场合，可使用按比例较高的抗折叠滤波器截止频率。

处理器20按如下步骤完成从亮度输入信号Y2分离出高频分量Y3：（1）转换次取样信号Y4的取样率等于输入亮度信号Y2的取样率（16兆赫），（2）数字视频输入信号Y2减去上个步骤得出的已转换的信号Y5。如图所示，这些功能是由内插器26和减法器28执行的。内插器26采用四点线性内插法（下文将举例说明）来提供信号Y4取样率到信号Y2取样率的转换。承此，由减法器28产生的差值信号Y3具有的取样率为16兆赫，并且代表低通滤波器24的截止频率以上的亮度输入信号Y2的分量。

本发明的一个特点是获得亮度信号Y2高频分量的处理过程是通过对信号Y2的低频分量进行次取样，将由此得到的信号的取样率内插到原始取样率，以及从原始信号Y2中减去上一步得出的信号（Y5）以提供被分离的高频分量Y3而取得的。对于输入信号的高频分量进行分离的这种技术从传统的信号分离技术的角度初看起来显得相当复杂，但是，正如将要解释的那样，这种新的信号分离技术（以处理器20为例）与传统的信号分离技术相比，它具有几个独特的优点。与使用“配对”的高、低通滤波器的传统的技术相比的一个优点是单个滤波器（即滤波器24）可以准确地确定已分离信号Y3和Y4两者的转角频率，而无需具有匹配的幅度和相位响应的滤波器对。具体地说，低通信号Y4的高极限频率等于滤波器24的1.5兆赫截止频率，高频分量Y3和低极限频（由于减法运算）也等于滤波器24的1.5兆赫截止频率。

在如上所述的信号分离以后，已分离的和次取样的低频分量Y4施加在帧递归滤波器30（虚线框内）上，对信号Y4进行帧递归滤波。为此可采用传统的帧递归滤波器。但是，为了得到本发明的益处，须使帧存储器以次取样时钟速率CL/N定时种。运动自适应帧递归滤波器（在本发明 中使用时有些修改）的例子例如在Takahashi的第4，246，610号、题为“彩色电视信号的噪声减小系统”、公开日为1981年1月20日的美国专利中已有描述。对于Takahashi描述的滤波器所需的修改包括取消彩色处理电路和降低帧存储器时钟速率为次取样时钟速率（相应减少帧存储器存储单元的个数）。

图1中的滤波器30是具有简化的运动自适应为特点的一种较佳形式的帧递归滤波器。在传统的运动自适应帧递归滤波器（例如上述的Takahashi提出那种）中，在滤波器环路中需要倍增式或可变式衰减。然而，有利的是，在本发明的所述实例中完全避免了这种复杂性。

更详细地说，滤波器30包括：一个定时钟的帧延迟单元（或称存储器）32，具有一个输入端31和一个输出端33，且接收具有次取样时钟速率为CL/N（例如4兆赫）的时钟信号;一个减法器34，从帧延迟输出信号Y6中减去次取样的低频分量输入信号Y4，以提供一个差值信号Y7;一个限幅器35，接受上述差值信号Y7;以及一个加法器36，使信号Y8与Y4相加，产生一个运动自适应、噪声减少的输出信号Y9，该信号然后施加在帧延迟单元32的输入端31上。

帧递归滤波器30按下述方式工作：减法器34产生输入亮度低频分量Y4与帧延迟噪声减小分量Y6之差值信号Y7;如果该差值很小（亦即很少或无运动），则限幅器35让该差值通过为差值信号Y8;加法器36将差值信号Y8与输入信号Y4相加，其结果是输入信号Y4几乎被消除而由帧延迟信号Y6所取代。然而，当运动存在时，减法器34的输出将是一个相当大的信号。于是，限幅器35对信号Y7限幅，因差值信号Y8已由限幅器35限幅，故使输入信号Y4几乎唯一地受到使用。为发生这种情况，限幅器35不限幅（例如限幅器“小信号”增益）时的增益要选得小于1，以使存储器33的内容总是向着输入信号Y4的平均值上收敛。限幅器的增益是7/8就是一个例子。

输出信号处理器40与输入信号处理器20和帧递归滤波器30相耦合，用以提供一个宽频带的噪声减小的亮度输出信号Y10。为此，处理器40提供三种功能：（1）产生高频分量，（2）恢复帧递归滤波低频分量的取样率，（3）对所得出的低和高频分量进行组合以产生宽频带噪声减小的（数字）亮度输出信号Y10。

更详细地说，处理器40包括一个核心化电路42，可让高频分量Y3的大信号变量通过和抑制信号Y3的小信号变量，以提供一种核心的高频亮度输出信号Y11。按照这种方式，高频分量Y3中存在的低电平的高频噪声被除掉了。为了这个目的可使用传统的核心化电路。已减少噪声的低频次取样亮度分量Y9施加在内插器44上，使取样率从CL/4（例如4兆赫）复原为CL（例如16兆赫）。最好是象在输入处理器20中的内插器26的情况那样，利用四点线性内插法进行内插。按照一般规则，在取样率转换中所用的点数最好是至少等于次取样系数N。在本实例中次取样系数是4∶1，而且为取样率上变换而选用的内插器（26和44）是四点线性内插器，其具体实例将在下文给出。如果次取样率变为5∶1，则表明是一个五点线性内插器。虽然必要时可使用较多的样值，但通常希望至少使用象次取样系数那么多的样值来提供内插。

输出处理器40的最后一个元件是一个加法器46，它将已减小噪声的（已核心化的）、高频的亮度分量Y11与已减小噪声的（即已递归滤波的）、已变换取样率的低频分量Y12相加。如图2所示，由此得出的、噪声减小的亮度信号Y10具有原始亮度输入信号（例如模拟信号Y1或数字信号Y2）的整个带宽，其高频部分（204）从1.5兆赫到4.2兆赫，利用核心化来减小噪声，其低频部分（202）从0至1.5兆赫，利用帧递归滤波来减小噪声。以满速率时钟信号CS（在本例中为16兆赫）定时钟的数/模（D/A）转换器50与加法器46的输出端相耦合，以在其输出端52上提供一个与已减小噪声的数字输出信号Y10相对应的模拟输出信号Y13， 转换器50的使用是可选择的，例如在下文中将要描述的一种使用场合（亦即数字信号将经历下一步数字信号处理）可将它省掉。

到此已图示和已描述了一种通用的视频噪声减小系统，其中高频分量经历核心化，而低频分量经历帧递归滤波，而且具有如上所述的诸多优点。图3和图4是本发明原理的一般应用的例子。

图3示出盒式录像机（VCR）或视频磁带录像机（VTR）的记录电路中应用的情况。在图3中记录之前将有待减小噪声的视频输入信号施加在亮度/色度信号分离器302的输入端304上，将该输入信号分离成为亮度和色度分量Y1和C1。这两个分量经各自的通路耦合到VCR或VTR记录电路单元306上。图1的噪声减小系统10在亮度信号通路内进行内插，以在亮度信号通道内对低频亮度分量进行递归滤波和对高频度亮分量进行核心化处理。在色度信号通道内可有选择性地也含有噪声减小装置。

图4示出本发明在VCR或VTR的放音电路中应用的情况。在图4中，放音电路402恢复来自磁带的亮度分量Y1和色度分量C1，并将这两个信号经各自的通路供至输出电路404，该输出电路将二者组合以在其输出端406上产生一个复合视频输出信号So。由于在亮度通路中插接了图1的处理器10对已恢复的视频信号的低频亮度分量进行递归滤波和对高频亮度分量进行核心化处理，从而提高了亮度信号与噪声的比值。

很明显，在其它的通用场合也可应用本发明的原理，例如可在电视摄像机的亮度通路中或在视频特定效应产生器的亮度通路中应用图1的噪声减小电路。

图5示出图1的噪声减小电路具体应用的一个例子，如同在电视接收机的逐行扫描处理器中的应用一样。如上所述，图1的噪声减小系统具有通用性，可在录像机，电视接收机以及摄像机里应用，这里举出几个例子。图5是本发明原理的一个具体应用，由于“共享使用”帧延迟单元32而实现更大程度的总的存储器节省。这些“具体的应用”包括为 了除减小噪声以外的其它用途需在双频段内处理亮度信号的一些应用。

业已推荐的逐行扫描电视接收机就是一个具体的实例，它将隔行输入信号转换成为非隔行的“逐行扫描”形式以供显示。这种系统有利于使被显示的行数增加一倍，因此减小光栅行结构的可见度。当本发明的原理应用于利用双频段处理的特定型的逐行扫描系统中时，由于为噪声减小所使用的存储器数量与在产生逐行扫描转换的延迟信号的存储器数量相同，因而可以节省大量的存储器。

“双频段”逐行扫描转换器的首例在Tanaka等人的日本特开昭58-79379号、题为“电视接收机”公开日为1983年5月13日的专利申请文件中已有描述。在Tanaka等人的系统中，显示用的额外行是通过将前一场得到的低频分量与当前场得到的高频分量相组合而产生的。然而，Tanaka等人的系统未曾提供运动补偿，因而在运动存在时该系统产生人为产物（例如模糊污点）。

“双频段”逐行扫描处理器的第二例在D.H.Willis的美国专利申请617，983号、申请日为1990年11月26日、题为“Progressive    Scan    Television    System    Vsing    Luminance    Low    Frequencies    From    Previous    Fiied”中已有描述。Willis描述了一个运动自适应双频段逐行扫描系统，在该系统中，显示用的额外行是通过将当前接收行的高频分量与当前场或前一场得出的运动自适应掺和行所导得的低频分量相组合而产生的。图5所示的本发明原理的一种应用对Willis所示的运动自适应双频段逐行扫描显示系统提供噪声减小。

更详细地说，图5的接收机500包括一个亮度/色度信号分离电路502，将复合视频输入信号S1分离成一个亮度分量Y1和一个色度分量C1。输入视频信号S1可由天线或电缆输入端506经过一个传统的调谐器、中频放大器及检波器单元504提供的，或者由一个辅助的输入端子或某个其它适合的源提供的。分离电路502可以是诸如梳状滤波器之类的传统 设计，或者是众所周知的高、低通滤波器的组合体。

分离后的色度信号分量C1施加在加速单元508上，以对该分量的每一行进行时间压缩和重复处理，以提供具有两倍视频输入信号行频的色度输出信号C2，其内各行都被重复。适合的“加速”电路的例子将在下文描述。

亮度信号Y1借助模/数（A/D）转换器510转换为数字形式，数字化的亮度信号Y2施加在亮度信号逐行扫描处理器520（虚线框内）上，产生如下将说明的运动自适应的、二倍行频的、逐行扫描亮度输出信号Y15。这个信号借助数/模（D/A）转换器522转换回到模拟形式Y16。二倍行频信号C2和Y16都施加在传统的亮度/色度信号处理单元524上，该单元524提供诸如彩色解调、亮度与对比度控制和彩色矩阵之类的功能，以提供适合于显像管526或某种其它的适宜的显示装置（例如LCD器件或投影显示器）显示用的形式（例如RGB分量形式）的逐行扫描输出信号S2。

由于输出信号S2的行频是输入信号S1行频的两倍，因而显像管526产生的图像的行数是输入信号输入信号的两倍，于是，与传统的隔行扫描的图像相比，光栅行结构的可见度明显地下降了。

供转换器510和522的时钟信号CL（以及供接收机500的其它定时信号）都是由定时信号产生器528提供的。这个产生器可以包括其频率锁定在输入信号S1的彩色副载波分量倍数或锁定在输入信号S1行频倍数的、传统设计的锁相环路（PLL）产生器。典型的取样时钟频率为使用普遍称为“彩色副载波锁定”定时钟的系统中彩色副载波频率的三或四倍。在该系统的当前最佳实施例中，定时信号产生器528相位锁定到水平行频的倍数上。这普遍称为“行锁定”时钟产生系统，它与彩色副载波锁定系统相比，其优点在于，该系统可以与行频与彩色副载波频率之间的关系可变的、所谓的非标准视频源一起使用。在本发明的这个具体的实 例中，时钟频率CL例如可选择为视频输入信号水平行频的1024倍。对于NTSC标准的源而言，这个频率CL约为16.1兆赫。由定时单元528提供的其它时钟信号包括供取样率转换（将在下文解释）用的CL/4和2CL。单元528，还为偏转目的使用提供水平和垂直行频。

图5的其余部分包括逐行扫描处理器520，用以提供已经历本发明的噪声减小的、经运动自适应处理过的、逐行扫描亮度输出信号Y15。

在全面观察时，将会注意到有一个区别以外，噪声减少所用的元件包括输入处理器20、帧递归滤波器30和输出处理器40在结构上和功能上都与图1中相应元件相同。其区别是帧递归滤波器30内的帧延迟单元32设有两个附加的输出抽头37和38。抽头37提供相应于信号Y9的一行（1-H）延迟的亮度信号Y18，抽头38提供对应于噪声减小后的低频亮度信号Y9的一场延迟（263-H）的亮度输出信号Y20。

逐行扫描处理器520的其余元件包括运动自适应掺和处理器40和第二输出处理器50，用以处理噪声减小后的低频亮度信号Y6、Y9、Y10、Y18和Y22，以产生具有经核心化和递归滤波处理而减小噪声的各个分量的逐行扫描输出信号。

处理器50包括一个行平均电路51，它用一行延迟亮度信号Y18来平均未经延迟的低频亮度信号Y9，以提供一个行平均的亮度信号Y22。一个“软开关”52将已平均的亮度信号Y22与场延迟亮度信号Y20相组合，以提供一个已组合的（或“已掺和”的）亮度输出信号Y24，其中信号Y22和Y20组分的比例由运动检测器53和控制信号产生器54来控制。一个适合的软开关的例子将在后面示出和描述。运动检测器53的一个输入端被连接以接收未经延迟的亮度信号Y9，其第二输入端被连接得用以接收由延迟单元32提供的帧延迟的亮度信号Y6，它提供一个代表信号Y6与Y9之差的运动指示信号M。一个适用的运动检测器将在后面示出和描述。控制信号产生器54的用途是将与运动有线性关系的运动信号M转换为与 运动有非线性关系的控制信号K，以提供对人类视觉系统的运动灵敏度的较好匹配。适用的控制信号产生器的例子将在后面示出和描述。

软开关52响应控制信号K，在运动很小或无运动的情况下选取场延迟亮度信号Y20，而在高运动量（K＝1）的情况下选取已行平均的亮度信号Y22。对于中等数值运动量而言，领事Y20与Y22要按照控制信号产生器54所提供的非线性控制信号K的比例来掺和。

由软开关50这样得出的“运动自适应”亮度信号Y24施加在减法器55的第二输入端上，该减法器的另一输入端接收未经延迟的、经次取样和低通滤波的亮度信号Y9，以提供一个亮度输出差值信号Y26。信号Y26是代表从视频输入信号当前行导得的第一低频分量Y9与从该视频输入信号至少是前一行导得的第二低频分量Y24之差的一个视频差值信号。

逐行扫描处理器520的输出电路60有选择性地将视频差值信号Y26与全带宽视频输入信号Y10相组合，以产生逐行扫描视频输出信号Y15。在输出电路60中，全带宽亮度信号Y10施加在加速单元61上，以对其每一行进行时间压缩和重复以提供二倍行频的亮度输出信号Y28，其中各行在时间上压缩1/2并被重复着。由减法器55产生的差值信号Y26施加在亮度信号加速单元62上，按行时间压缩，借此使差值信号Y26的行频增加一倍。次取样信号Y26的行频翻一番还使已加速信号Y30的取样率翻一番（例如对于假设时钟从4兆赫增加到8兆赫）。然后，将该取样率的信号30施加在取样率转换器上，取样率转换器包括一个内插器63，以将经时间压缩的信号Y30的取样率乘以4。据此，对于假设时钟和次取样值而言，内插器63输出端上的已处理的低频差值信号Y32约等于32兆赫，这等于已加速的宽带亮度信号Y28的取样率。

已处理的亮度信号的低频差值信号Y32与全带宽亮度信号Y28的取样率平均化（或“相匹配”）允许这些信号在加法器64里直接相加，以产生亮度逐行扫描信号Y15。在加法运算之前的最后一步是将信号Y32 施加在开关65上，使它与行频同步，以使运动自适应处理后的低频差值信号Y32的一行与全带宽二倍行频的视频信号Y28的每隔一行相加，以产生逐行扫描输出信号Y15。

以上描述说明了图5中的处理器520的总体操作。整个操作是相当复杂的，因为这与画面内容有关，但可通过对几个具体实例的考虑就会易于理解。第一个实例是假设正被处理的视频图像是一个静止画面。在这种情况下，像素中的“帧到帧”无差别，因此运动检测器53的输出M等于0，表示无运动。由产生器54提供的控制信号K如前所述是M值的一个非线性函数，为了便于描述，假设在M＝0时K＝0。软开关52响应0值的控制信号K而选取帧延迟单元32的场延迟输出信号Y20。减法器55从当前的低频分量Y9中减去场延迟低频分量Y20，以产生差值信号Y26。然后，加法器64将已加速的并经取样率转换的差值信号Y32（由开关65选取的）的一行与已加速的全带宽亮度信号Y28的每隔一行相加，以产生逐行扫描的亮度输出信号Y15。

加法器64中加法运算的结果是，即使经过不使用高通滤波器的系统，亮度信号也将包含位于不同频段内的两个分量。第一分量是针对低通滤波器24截止频率以上的频率而言的，取自当前的接收行，等于全带宽信号Y10的高频分量。第二人量取自前一场，等于低通滤波器24所选取的低频分量。这是可以理解的，因为考虑到差值信号Y26实际包括两个低频分量（Y9和Y24），而且这两个分量中被选取的一个分量Y9的相位由于减法运算而反相。如果忽略加速和取样率转换的瞬间，输出信号Y15等于全带宽亮度信号Y10减去未延迟的低频分量Y9加上从前一场提取的低频分量Y24。当这些信号被组合时，信号Y3的当前行的低频分量由于它们异相而简单地抵消了。由于这一抵消而丢失低频分量将由前场的低频分量Y20而替代。由于信号Y2的高频分量在处理器40中只经历核心化处理，因此信号Y3的这些分量不会受到干扰，并形成输出信号Y15的高频 分量。

对于静止图像的这个例子可以简单归纳一下，输出信号Y15的各隔行包含全带宽亮度信号Y10，其内的高频部分通过核心化处理已减少噪声，其低频分量通过帧递归滤波处理已减少噪声。各中间行（或“隙间”行）包含高频分量，是从当前接收行Y2中提取并经核心化处理而减少噪声;还包含低频分量Y20，是从前场提取并经递归滤波处理已减少噪声。因此，对于这个例子而言，被显示的低频视频分量将呈现全垂直清晰度的复合视频帧。可以看出，与标准的隔行扫描图像相比，其效果是增加了被显示的静止图像的垂直清晰度，而且低频递归滤波还提供了信噪比的改进。

作为图5系统总体操作的另一个例子是考虑到在场景中明显运动的情况。在这种情况下，软开关52只选择行平均的低频亮度信号Y22，于是低频差值信号Y26等于当前行的低频分量Y9与当前行和前一行低频分量平均值Y22之差值。当这些信号在输出电路60中被加速和被转换为相同的取样率时，由此得出的和值信号Y15（对于每一隔行）包括一个低频分量（通过递归滤波处理已减小噪声，等于当前行和前一行的平均值）和一个高频分量（通过核心化处理已减小噪声，取自当前行）。对于其余各行而言，该输出等于当前行，其低频噪声通过递归滤波而减小，其高频噪声通化核心化处理而减小。

对于在全运动（M＝1）与无运动（M＝0）之间存在运动的情况，软开关52使行平均信号Y22与场延迟信号Y20相混合以形成信号Y24，在与信号Y9减法运算以后产生差值信号Y26。其结果是，输出信号Y15包括一个高频分量（是从当前接收行导得的）和一个低频分量（在开关52中按运动情况来混合，取决于图像运动的程度从当前场的两行和前一场中的一行导得）。

在上文对图1中静止图像处理的讨论中，应该看到，差值信号Y26 是信号Y24减去信号Y9而形成的，这导致当前的低频分量的相位与全带宽信号Y10的相位相反，因此这二者以后在加法器64中加法运算时被抵消。作为一个替代方案，可从信号Y9中减去信号Y24以形成差值信号Y26。这个改变（例如将减法器55的两输入端对调）可通过在输出处理器60中用一个减法器来代替加法器64来实现，这个减法器被连接得以从加速单元61所提供的信号Y28中减去开关65通过的信号Y32。

对于图5这个实例还可以作出其它的修改，例如，在输出处理器60中，内插器63（提供取样率上变换）和加速电路62的位置在这两个电路元件的级联连接中可以对调。为实现这种改变，那么就需要适当选择各种时钟的频率。例如加速电路所需的“读”时钟的频率是“写”时钟频率的两倍，而取样率转换所需的“读”时钟频率是“写”时钟频率的四倍。在图5的实例中，在取样率转换之前进行加速的。具体地说，加速电路接收“写”时钟频率为CL/4（例如4兆赫）和“读”时钟频率为CL/2（例如8兆赫），而取样率转换器（内插器63）接收“写”时钟频率为CL/2（例如8兆赫）和“读”时钟频率为2CL（例如32兆赫）。在加速以前进行取样率转换时，时钟频率变化如下：（1）供加速用的“写”和“读”时钟分别改变为CL和2CL（例如16兆赫和32兆赫），（2）供取样率转换用的“写”和“读”时钟频率分别变为CL/4和CL（例如大约4和16兆赫）。加速和取样率转换器的总体操作在以下方面取得了与图5实例中完全相同的效果，即次取样差值信号Y26在经过取样率转换和加速之后，其行频和取样率与经加速的全带宽亮度信号Y28的相同，因而这些信号可以进行组合以提供逐行扫描输出信号Y15。

图6和图7是适宜将图5接收机中的色度或亮度输入信号的行频翻一番用的“加速”电路的实例。图6中，在输入端602处的待“加速”的视频信号经过以行频操作的“写”开关604交替地施加在一行（1H）CCD存储器对606和608上。在这对存储器中的一个存储器存储一行时， 另一个存储器以两倍“写”时钟频率“读出”，并经由“读”开关610耦合到输出端612上。由于“读”时钟频率为“写”时钟频率的两倍，因而输入信号受到时间压缩和重复，从而使输出信号的频率为输入信号行频的两倍，且各行都重复着。由于CCD存储器需要更新以便被读出两次，因而各存储器606和608都有各自的“更新”开关614和616连接在其输入端与输出端之间，这些开关在“读出”操作时闭合以便再循环使用CCD存储器的内容，从而重复所存储的数据，供存储器两次读出循环的第二次读出之用。这个具体的加速电路可以在信号分离滤波器502提供模拟形式的色度输出信号时用以加速图5实例中的色度分量C1。这种形式的加速电路有这样的好处，即它可以直接接收模拟信号而无需模/数转换。对数字信号来说，另一种替代的方式是使用对端口存储器（下文即将谈到），这种存储器比单独转换的一行存储器简单。

图7的加速电路与图6的相似，但采用数字（二进制）存储器而不采用CCD型存储器件作为存储器件。除数字存储器不需要更新电路以外，其它方面的操作与图6实例相同。这种加速电路可以直接用在处理器60中进行亮度信号处理，因为其中的信号已经是二进制的形式了。图5实例中供色度信号C1使用的这种加速电路需要在开关704的输入端增加一个模/数转换器，在开关710的输出端（712）增加一个数/模转换器。然而，如果信号分离电路502是一个提供已经是数字形式而不是模拟形式的输出信号的数字式电路，则就不需要那样做了。若修改图5的实例以提供数字信号分离，则可以免除模/数转换器13。

图8是在处理器20中适合于当作电路22的次取样电路的一个例子。该电路包括锁存器802，锁存器802具有：数据输入端804，用以接收经低通滤波的亮度信号Y2;时钟输入端805，其上施加次取样时钟信号;以及输出端806，提供次取样输出信号Y4。数据锁存器可以以CL/N的频率定时钟，其中N是大于1的数。N最好是诸如2、3或4的整数。N也 可以非整数的分数。N采用整数值（最好这样做）的好处是，无需进行内插来产生次取样信号。然而，若需要，在特定的系统中N也可以采用非整数值。目前较理想的整数次取样值为2、3和4。

在这里所示的具体实施例中，为说明本发明起见，选取N＝4。对于图1和图5的实例中假设的次取样为4∶1且采用CL/4的时钟频率的情况，锁存器802可能会对经低通滤波的亮度信号Y3的四个样品废弃其中三个。因此在此次取样值（N＝4）的情况下，实施视频延迟所需的存储器量可能仅为不对视频信号进行次取样时所需用的存储器的四分之一。

平均器51可如图9所示来实施，以将未延迟的和1-H延迟的信号施加在加法器902的输入端（904、906）上，用除法器908将加法器的输出除以2，从而在输出端910上提供经过行平均的输出信号Y22。实际上，除法器可以简单地实施为不用加法器的LSB（最低有效位）输出，并使加法器的输出都移位一个比特。对于在这一点，系统对信号处理是以模拟形式进行的，这个除法器可用一个6分贝衰减器来代替，这个加法器可用一个求和网络来代替。

图10A是用以将亮度信号Y4、Y9和Y30的取样率乘4的内插器的一个例子。如前所述，通过将每个次取样的像素重复四次就可以提供取样率的“上转换”。可是，通过样品重复而取得的取样率“上转换”往往会产生较粗糙的对角线结构的图像。诸如图10A（和后面将要讨论的图10B）那样的内插转换器呈现光滑的对角线，但水平方向的过渡稍微“软”一点。

更详细地说，图10A中的内插器包括一个取样延迟单元1002，该单元的输入端1004上施加了次取样亮度信号。延迟单元1002还接收等于次取样率（例如4兆赫）的时钟信号CL/2，因而对于输出端1004上的信号提供了一个取样延迟。延迟单元1002输入端（A）和输出端（B）的信号施加于三个运算单元1006、1008和1010的各输入端上，该三个运算单元 产生各自的输出信号（3A+B）/4、（A+B）/2和（A+3B）/4。运算单元1006、1008和1010的输出信号和延迟单元802的输入信号都施加在多路转换开关（MUX）1012上，该开关以2CL的时钟频率依次选取各信号。此时钟频率为施加在取样延迟单元1002上的时钟频率的4倍，因而由开关1012在其输出端1014上提供的已内插过的和经过多路转换开关的信号，其取样率为输入信号的四倍。

图11示出用以说明图10A（和后面即将讨论的图10B）的内插器操作的像素图，图中，当前接收到的像素A处于黑电平（例如零IRE单位），先前的像素B处于白电平（例如100    IRE单位）。如图所示，多路转换开关1012依次选取各运算单元的输出，以提供具有亮度电平为当前像素（A）与前一像素（B）两值之间的（A+3B）/4、（A+B）/2和（3A+B）/4的已内插的像素。据此，线性近似的像素值是以四倍输入取样率产生的。如前提出过的，采用内插法的好处是，所产生的对角线比起另一种简单重复进来的各输入像素以使取样率乘4的取样率转换法更光滑。

图10B是内插取样率转换器另一种（较佳的）形式的方框图，这种转换器不需要使用图10A布局中的乘法器。该转换器包括有一个输入端1020，其上施加亮度信号，及一个输出端1030，其上产生1∶4取样率的已内插的亮度信号。端子1020经过1∶4取样率重复器1022、（1+Z^-1）的Z变换的第一数字滤波器1024、（1+Z^-2）的Z变换的第二数字滤波器1026和除四除法器1028四者相串级连接体耦合到端子1030上。取样重复器1022重复输入样品，以对每一个接收到的样品提供四个完全相同的输出样品。第一数字滤波器可以被实施为一个加法器，可将输入的样品与延迟了一个取样间隔的前一个样品相加，这里也无需乘法运算。第二数字滤波器也可实施为一个加法器，以将第一滤波器的输出与对应于第一滤波器延迟了两个取样周期的输出的信号相加，这里也无需乘法运算。 第二滤波器的输出由除法器1028按比例缩小四分之一。如此产生的输出信号与前一实例的一样。有益的是，在这个取样率转换器的最佳实施例中，任何一级都无需乘法运算，因此该电路比前一个实例的电路明显地简化了。

图12、13和14示出了控制信号产生器54各种可供选择的实施方案和可供选择的非线性响应特性。控制信号发生器54最简单的形式可以如图12所示的那样实施，将运动指示信号M施加在阈值检测器1202的一个输入端1204上，该检测器在其另一个输入端1206上接收参考信号R，其输出端1208提供二进制值（即通/断）的输出信号，表明“在运动指示信号M何时大于或小于基准信号”。这种阈值式的操作如图14中的响应曲线K-1所示，从图中可以看到，当运动信号M的值小于参考电平R时，控制信号K的值为0，反之，当大于参考电平R时，控制信号K的值为1。

图13示出了控制信号产生器54的一个最佳实施例，其中运动指示信号M施加在只读存储器（ROM）1302的地址输入端1304上，该ROM的输出端1306提供控制信号K。该产生器能产生图14所示曲线K-1的阈值响应，也能产生图14中的响应曲线K-2和K-3所示的其它更复杂的非线性响应。在图12中响应曲线K-2的实例中，控制信号K在运动信号M的值小和大时变化较慢，在运动信号M处于中间值时变化较快。在响应曲线K-3的实例中，控制信号在运动值小时增加得快，在运动值较大时增加得较慢。采用控制信号发生器54的非线性响应曲线比起以二进制值表示的阈值检测的实例更值得推荐，因为各曲线（例如K-2或K-3）中的变化较平稳得多，因而对观看已处理视频信号的观众看来就不太注目了。

图15A是适宜实施软开关52的一个例子，该开关包括一对乘法器1502和1504，该对乘法器的输入端1506和1508分别接收场延迟亮度信号（Y20）和行平均亮度信号（Y22），它们的输出端与加法器1510相连接， 加法器1510的输出端1512提供经混合的亮度信号Y24。乘法器1504由施加在输入端1514上的控制信号K直接控制，乘法器1502由只读存储器（ROM）1516提供的等于1-K的信号控制。该ROM1516由控制信号K来寻址。

在操作过程中，在无运动（K＝0）时，乘法器1502让场延迟亮度信号Y20通过，经过加法器1510传到输出端上，乘法器1504阻塞行平均亮度信号Y22。在运动量大（K＝1）时，乘法器1504和加法器1510让行平均亮度信号Y22通过，传到输出端，乘法器1502阻塞场延迟亮度信号。运动为中等程度（0＜K＜1）时，输出信号按K和1-K的比例来组合。

图15B是只需用一个乘法器的适于实施软开关52一个最佳例子。这个开关包括一个减法器1530，该减法器的输出端经由乘法器1535耦合到加法器1540的一个输入端上。在输入端1550的行平均亮度信号Y22施加在减法器1530的正（或非反相）输入端（+）上。输入端1560处的场延迟亮度信号Y20施加在加法器1540上，和施加在减法器1530的负（-）输入端上。控制信号K施加在乘法器1535的另一个输入端上。

在操作过程中，在无运动（K＝0）时，场延迟亮度信号Y20经由加法器1540耦合到输出端1580上。对于这种情况信号Y22可以忽略不计，因为当K＝0时，乘法器1535阻塞信号Y22。在运动量大（K＝1）时，乘法器1535将（Y22-Y20）耦合到加法器1540上，该加法器的另一个输入端接收（+Y20）。据此，在这种情况下，各Y20信号由于反相，互相抵消，因而加法器的输出为信号Y22。K值在极限值1与0之间（0＜K＜1）时，输出信号由根据控制信号K相掺合的Y20和Y22组成。

图16和图17示出了用以提供行延迟输出信号Y18、场延迟输出信号Y20和帧延迟输出信号Y6的延迟单元32的另一个实施例。不难理解，这些信号的精确延迟取决于视频传输标准（例如，NTSC，PAL或SECAM制）。在图16的实例（这里假设采用NTSC标准），带抽头的帧延 迟电路是由1-H延迟电路1602、262H延迟电路1604和另一个262H延迟电路1606串级连接组成，从而分别在其输出端1603、1605和1607上提供已延迟的亮度输出信号Y18、Y20和Y6。

图17示出了延迟单元32目前最佳的一个实施例，图中待延迟的信号施加在1-H延迟单元1704的输入端1702上，从那里经由多路转换开关1706加到存储器1708上，存储器1708的存储容量为一帧，它提供总共1场延迟。帧存储器1708的输出施加到分离（de-multiplex）开关1710上，该开关在其端子1712上提供场延迟输出信号，在其端子1714上提供帧延迟输出信号。场延迟输出信号耦回到开关1706的另一个输入端上，借此，在存储器1708中与帧延迟信号交错起来。借助这种措施，存储器的内容包括交错的场和帧延迟信号，该信号由信号分离开关1710在输出端加以分离。在1987年元月27日公开的R.T.Fling的、题为“视频信号场/帧存储系统”的美国专利4，639，783中介绍了带抽头的帧延迟单元32的这个实例的细节。

图18示出了图5接收机中彩色信号处理的一个修改方案，图中分离器502提供的已分离的色度信号C1施加在色解调器1802的输入端1804上，色解调器1802向相应的加速单元1806和1808提供已解调的（基带）输出彩色信号（例如R-Y和B-Y），由加速单元1806和1808向亮度-色度处理器和矩阵单元24提供两倍行频的已解调的色度信号。在加速之前对色度信号进行解调（如本实例所示的那样）确定需要两个彩色加速电路，然而这是目前最佳的，因为它有这样的优点：可以在低于前例中的在加速后进行彩色解调所需用的时钟脉冲频率下进行色解调。

图19示出适用于图5接收机的另一种加速电路的示例，它采用双端口式的随机存取存储器1902，该存储器1902有一个输入端口1904，用以接收待加速的数字信号;和一个输出端口1906，提供已加速的视频输出信号。这种存储器可以基本上同时进行读和写的操作，如图20所示。 如图所示，输入行A和B按照“写”时钟（CL）存入该存储器中。第一行A的读循环的起点是在行A写循环的中途开始的。读出是以两倍“写”时钟频率进行的，因而行A被时间压缩1/2。第二行A的读循环的起点是在行A写循环结束时并在行B写循环开始时开始的。使用双端口的存储器在目前是最佳的，因为它比已讨论的其它实例简单。还应注意在写循环的起点与第一相应读循环起点之间所涉及的延迟只是半行而不是前例中所述的一整行。除上述具体列举和描述的修改之外，还可以对上述的实施例作出其它种种修改。例如，任何的信号处理不一定需用数字信号处理的这种最佳方法来进行。适当的延迟还可以采用例如已谈过CCD器件之类的其它方法实现。模拟的实施例的算术操作可以采用诸如运算放大器、阻性求和网络等之类的模拟器件来实施。本发明由如下面的权利要求书来限定，本发明包括所有的可取代已描述的具体元件的模拟的和数字的替代方案。

Claims (4)

1、视频噪声减小装置，包括：

一个信号源(14)，用以提供具有给定取样率(CL)的数字视频输入信号(Y2)，

其特征在于：

一个输入信号处理器(20)，与上述信号源(14)相耦合，用以将上述视频输入信号(Y2)分解成为具有上述给定取样率的高频分量(Y3)和具有较低取样率(CL/N)的次取样低频分量(Y4)；

一个帧递归滤波器(30)，与上述输入信号处理器(20)相耦合，用以对上述次取样低频分量(Y4)进行帧递归滤波；及

一个输出处理器(40)，用以对上述高频分量(Y3)进行核心化处理，恢复(44)上述已帧递归滤波的低频分量(Y9)的取样率，以及将所得出的低频分量(Y12)和高频分量(Y11)进行组合(46)，以产生噪声已减小的数字视频输出信号(Y10)。

2、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，上述输入处理器（20）包括：

一个低通滤波器（24），其输入端与上述信号源（14）相耦合，用以接收上述视频输入信号（Y2），其输出端提供一个具有上述给定取样率的低频分量;

一个次取样电路（22），与上述低通滤波器（24）的上述输出端相耦合，用以提供上述次取样低频分量（Y4）;

一个取样率转换器（26），与上述次取样电路（22）相耦合，用以将上述次取样低频分量的取样率复原为上述给定取样率数值;及

一个减法器（28），用以从上述数字视频输入信号（Y2）中减去由上述取样率转换器（26）提供的上述低频分量（Y5），以产生上述高频分量（Y3）。

3、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，上述输出处理器包括：

一个加法器（46），其输出端提供上述噪声已减小的数字输出信号（Y10）;

一个线性内插器（44），其输入端被耦合得用以接收上述次取样的低频分量（Y9），其输出端与上述加法器（46）的第一输入端相耦合;及

一个核心化电路（42），其输入端被耦合得用以接收上述高频分量（Y3），其输出端与上述加法器（46）的第二输入端相耦合。

4、根据权利要求1所述的装置，其特征在于，上述帧递归滤波器（30）包括一个帧存储器，该存储器被锁定在上述次取样率上，并且具有一个反馈通路，该反馈通路包括一个限幅器（35），上述限幅器具有小于1的固定增益值。

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