CN1016563B - 中心和边条图象分辨率一致的宽屏幕电视信号处理系统 - Google Patents

Abstract

一种对于包括下列分量的电视信号进行编码和解码的NTSC兼容宽屏幕EDTV系统，这些分量为(1)主分量，即具有已压缩到其过扫描区域中的辅助低频边条图象信息的标准格式NTSC信号；(2)辅助高频边条图象信息；以及(3)辅助高频水平亮度信息。在编码器中，在分量2和3调制另一个副载波之前，对于分量2和3进行帧内平均。在分量1与已调制的交替副载波组合起来之前，除了已压缩的边条信息之外，对于分量1进行帧内平均。

Description

本发明是关于改进宽屏显示图象的中心和边条间的空间分辨率一致性的装置。特别是关于应用时间压缩和帧内信号处理技术的宽屏幕系统中的这种装置。

传统的电视接收机，例如按照美国及其它一些地方采用的NTSC广播标准的接收机，具有4∶3的宽高比（所显示图象的宽度与高度之比）。近来，对于在电视接收机系统中使用较大的宽高比有兴趣，例如，2∶1、16∶9或5∶3，这是由于这种较大的宽高比较传统的电视接收机的4∶3宽高比更接近于或等于人眼的宽高比。而具有5∶3宽高比的视频信息信号特别受到注意，这是由于这种宽高比近似于电影影片的宽高比，因此，这种信号无需剪切图象信息就能进行发射和接收。然而，简单地发射这种比传统系统具有更大宽高比的信号的宽屏幕电视系统与具有传统宽高比的接收机不兼容。这给广泛采用宽屏幕系统带来了困难。

因此，希望有一种与传统电视接收机兼容的宽屏幕电视系统。这样一种系统公开于C.H.Strolle等人的共同未决的美国专利申请中，其序号为078150，题为“兼容宽屏幕电视系统”，申请日期为1987.7.27。更希望有考虑到增强或扩展所显示图象清晰度，以提供附加图象细节的一种兼容宽屏幕系统。例如，宽屏幕EDTV（扩展清晰度电视）系统就包括用来提供逐行扫描图象的装置。这种系统公开于M.A.Isnardi和小K.N.Hurst的共同未决的美国专利申请中，其序号为139338，题为“用来 预调整辅助电视信号信息的装置”，申请日期为1987.12.29。由Isnardi和Hurst所公开的系统对于中心和边条图象信息采用了信号时间压缩和帧内处理。

按照本发明的原理，在此所公开的装置用来改进Isnardi和Hurst的前述系统，通过有效地减少或消除所显示的边条信息中非所需的对角线图象人工产物以获得所显示的中心和边条信息间的空间分辨率更高的一致性。

在采用时间压缩和帧内信号处理（例如，平均技术）的兼容宽屏幕EDTV电视系统方面公布了根据本发明原理的装置。宽屏EDTV信号包括多个分量，包括着中心和已时间压缩的边条信息的主要的第一分量，以及包括着边条信息的辅助第二分量。在主分量中，只有中心信息受到帧内处理，主分量中已时间压缩的边条信息部分不受帧内处理。

在按照本发明原理的兼容宽屏幕EDTV电视系统所公开的优选实施例中，把原始的高分辨率连续扫描的宽屏幕信号编码成为包括四种分量。在把这4种分量在单信号传输通道中重新组合起来之前，对于这四种分量分别进行处理。

第一分量是具有标准4∶3宽高比的主要的2∶1隔行信号。该分量包括宽屏幕信号中已时间扩展以占据几乎整个4∶3宽高比的正程行时的中心部分，以及已经时间压缩到左、右水平图象过扫描区域中的边条水平低频信息，在标准电视接收机显示中，在过扫描区域中的这种信息是看不到的。只有该分量中心部分超过给定频率的信息，才受到帧内平均。

第二分量是包括左、右边条高频信息的辅助2∶1隔行信号，已 把每一边条高频信息时间扩展为半个行正程时。这样，已扩展的边条信息基本上占据整个行正程时。对于该分量进行“变换”，以便占据与第一分量中心部分相同的时间周期，并对于该分量进行帧内平均。

第三分量是由宽屏幕信号源得出的辅助2∶1隔行信号，包括近似于5.0MHz和6.0MHz之间的高频水平亮度细节信号。对于该分量也进行“变换”，以便占据与第一分量中心部分相同的时间周期，并对于该分量进行帧内平均。已帧内平均的第二和第三分量对于相位控制的另一个副载波进行正交调制，调制后与已帧内平均的第一分量组合起来。

可选择的第四分量是辅助的2∶1隔行“辅助者”信号，它包括时间场差分亮度细节信息，以帮助重新构成在宽屏幕EDTV接收机中丢失的图象信息。

在宽屏幕EDTV接收机中，把包括上述四种分量的复合信号解码成为其构成的四种分量。对于已解码的分量分别进行处理并用来产生具有增强分辨率，显示宽屏幕信号的图象。

图1画出包括按照本发明装置的兼容宽屏幕EDTV编码系统的总图;

图1a示出所公开系统的编码器的详细框图;

图1b-1e包括有助于了解所公开系统工作的图;

图2-图5画出信号波形以及有助于了解所公开系统工作的图;

图13示出宽屏幕EDTV接收机解码器装置的部分框图;以及

图6-图12及图12-图24更详细地画出所公开系统的各个方面。

打算通过标准的例如NTSC广播通道发射较大宽高比，例如 5∶3图象的系统，通过宽屏幕接收机应该获得高质量的图象显示，同时应该大大减少或消除在标准4∶3宽高比显示中的可观察到的劣化。对于图象边条采用信号压缩技术虽然发挥了标准NTSC电视接收机显示中水平过扫描区域的优点，但是，可能牺牲所重新构成的宽屏幕图象边条区域中的图象分辨率。由于时间的压缩引起了频域中的扩展，只有低频分量才经受得住在标准电视通道内的处理，标准电视通道所呈现的带宽宽屏幕信号所需要的带宽要小。因此，当已压缩的兼容宽屏幕信号的边条在宽屏幕接收机中扩展时，在所显示宽屏幕信号的中心部分和边条之间的分辨率或高频内容产生了显著的差别，除非采取避免这种效应的某些步骤。这些显著差别是由于以下事实，即低频边条信息会恢复出来，而高频信息却由于视频通道的带限效应而丢失了。

在图1系统中，与更详细的图1a系统共同的元件用相同的参考号标出。如图1所示，对于具有左、右和中心信息的原始宽屏幕连续扫描信号进行处理以产生四种分离的编码分量。这四种分量如前所述且图示于图1中。在本实例中，把第一分量（包括已时间扩展的中心信息和已时间压缩的边条低频信息）处理为所产生的亮度带宽不超过NTSC的4.2MHz亮度带宽。把这个信号彩色编码成为标准的NTSC格式，对于这个信号的亮度和色度分量进行适当的前置滤波（例如，采用场梳状滤波器），以便在标准NTSC接收机和宽屏幕接收机中提供改进的亮-色分离度。

第二分量（边条高频信息）的时间扩展将其水平带宽减小到约为1.16MHz。这个分量与主信号（第一分量）空间不相关，而且要特别注意掩蔽其在标准NTSC接收机上的可见性，正如下面将要 加以讨论的那样。

把第三分量中已扩展的5.0到6.0MHz高频亮度信息内容在进一步处理之前首先进行频率下移，移至0到1.0MHz的频率范围之内。

把第四分量（时间场差分“辅助者”信号）“变换”成为标准的4∶3格式，使其与主信号分量相关，以掩蔽其在标准NTSC接收机上的可见性，且水平带限到750KH_z。

正如其后将要更详细地讨论的那样，利用相应的帧内平均器38、64和76〔一种垂直-时间（V-T）滤波器〕来处理第一、第二和第三分量，以消除宽屏幕接收机中主信号分量和辅助信号分量之间的V-T串扰。对于第一分量中心信息超过约1.5MHz的信息进行帧内平均。在框80中对于具有场交替（倒相）相位的3.108MHz交替付载波ASC进行正交调制之前，对于标记为X和Z的第二和第三已帧内平均的分量进行非线性幅度压缩。在加法器40中，把来自框80的已调信号（M）加到已帧内平均的第一分量（N）上。最后的输出信号是4.2MHz带宽的基带信号（NTSCF），它与来自滤波器79已750KHz低通滤波的第四分量（YTN）一起，在框57内对于射频（RF）图象载波进行正交调制，以产生NTSC兼容的射频信号，该信号能够通过单一的、标准带宽的广播通道发射给标准NTSC接收机或宽屏幕逐行扫描接收机。

对于第一分量采用时轴压缩容许把低频边条信息完全压缩到标准NTSC信号的水平过扫描区域中。第二分量的高频边条信息和第三分量的高频亮度细节信息通过视频传输通道，以对于标准接收机透明的方式与标准NTSC信号进行频谱共享，这是通过利用包括框80 对于交替付载波进行正交调制的技术实现的，正如下面将要加以讨论的那样。当利用标准NTSC接收机接收时，只能看到主信号（第一分量）的中心信息部分。第二和第三分量可能产生一个在正常观看距离和一般图象控制调整位置下观察不到的小幅度干扰图形。第四分量在具有同步视频检波器的接收机中被完全去掉了。在具有包络检滤器的接收机中，虽然对于第四分量进行了处理但却觉察不到，这是由于它与主信号相关的原因。

主信号（分量1）呈现出近似为52μS的标准NTSC行正程时间间隔，只有对于超过约1.5MHz该分量的高频信息才进行帧内平均。该分量已时间压缩的边条低频信息不受帧内平均处理。现已发现，这种有选择的主信号帧内处理改进了对角线边条图象信息的分辨率，这是通过消除讨厌的参差不齐的对角线人工产物（有时称为“锯齿”）而获得的，如果对于主信号中已压缩的边条信息进行帧内平均的话，就得在重新构成的图象上产生这种“锯齿”。

关于这一点，要注意主信号分量的边条低频信息已经以约为6的边条压缩系数（SCF）进行了时间压缩。如果对于该已时间压缩的信息在接收机中为了重新构成图象而进行时间扩展之前进行了帧内平均的话，则重新构成的边条图象信息将呈现锯齿形的对角线，这是因为帧内平均开始处的水平频率低到中心部分水平频率的约1/SCF倍。当执行帧内平均的最低频率下降时，对角线图象信息的失真（“锯齿”）增大。例如，如果对于主信号中频率超过1.5MHz的信息进行帧内平均，分量1的边条低频信息以SCF6进行时间压缩，则边条信息的帧内平均实际上是在从很低的频率250KH_z（1.5MHz/SCF）开始的，从而产生了锯齿形对角线，这样， 在重新构成的边条区域中，锯齿形对角线将更为显著。由于分量1在时间压缩的边条区域中不进行帧内平均，在这些区域内（0～700KH_z），原始频率的整个范围保持了全部垂直分辨率而没有锯齿对角线人工产物所引起的失真。

对包括左、右边条高频信息的分量2进行“变换”，使之占据与分量1中心部分信息相同的时间周期，这样，对于左、右边条高频进行时间扩展以充满整个中心区域，从而使分量2呈现出约为50μS的正程水平扫描时间间隔，它与分量1中心的信息部分的水平扫描时间间隔相对应，为此目的，边条扩展系数（SEF）约为4.32，这相当于把分量2的左、右边条信息扩展到整个52μS的行正程时间所需要的SEF约4.49。

由于对于主分量1以及辅助分量2和3执行了帧内处理，分量2和3都被“变换”到中心区域中。如下所述，帧内平均简化了事先已组合起来的两种信号分量（例如在此实例中的主信号N和辅助已调信号M）的分离过程。由于分量1的帧内处理区域已被减少为仅仅围绕50μS的中心区域，故对调制分量2和3的“变换”作类似修改以便仅仅围绕中心区域。

如上所述，通过把已扩展的水平亮度信息线性时间压缩到50μS，把分量3“变换”到与中心信息的时间间隔相一致。把分量3从52μS时间压缩到50μS，虽然损失了一些与主分量1的空间相关性，但是更重要的是保证了重新构成图象的中心和边条区域将呈现出类似的水平分辨率。虽然需要分量1和3之间的空间相关性以掩蔽交替副载波与主信号之间的串扰，但是因为交替副载波已经以分量2的形式包括了非相关信息，所以，降低了维持分量3完好空间相关 性的重要性。在分量3中放弃的空间相关量是可忽视的，更重要的是却获得了类似的中心和边条水平分辨率。对于分量4不进行帧内平均且保持不变，呈现出与主信号一致的整个52μS的行正程时间。

在下面将结合图13加以讨论的解码器中，为了把信号M和信号N分离开来，仅仅相对于中心区域进行帧内处理。在把分量M解调成其组成分量2和3之后，把分量2和3“变换”到它们原始的时槽内，即占据52μS的整个行正程时间间隔中。

图1b，画出了所公开的EDTV宽屏幕系统的射频频谱，包括辅助信息，以与标准NTSC系统的射频频谱相比较。在所公开系统的频谱中，边条高频及附加的高频水平亮度细节信息在3.108MHz交替副载波（ASC）频率的两边都扩展了约1.16MHz，V-T“辅助者”信号信息（分量4）则在主信号图象载频的两边都扩展了750KHz。

宽屏幕逐行扫描接收机包括用来重新构成原始宽屏幕逐行扫描信号的装置。与标准NTSC信号相比，重新构成的宽屏幕信号包括具有标准NTSC分辨率的左、右边条，以及具有优良水平和垂直亮度细节的4∶3宽高比的中心部分，特别是图象的静止部分，效果更佳。

两项基本考虑决定了与产生和处理第一、第二、第三和第四信号分量有关的信号处理技术。这些考虑就是与现有接收机的兼容性以及在接收机中的可复性。

全兼容性意味着接收机和发射机两者的兼容性，使得现有的标准接收机无需特殊附加器就能接收宽屏幕信号，并能产生标准显示。在这种意义上的兼容性，要求例如发射机的图象扫描格式或基本上与接收机的图象扫描格式相同或在接收机图象扫描格式的容限之内。兼容 性还意味着，在标准接收机上显示时，附加的非标准分量必须实际上或在感觉上隐藏于主信号之内。为了获得后一种意义上的兼容性，所公开的系统利用了以下技术来隐藏辅助分量。

如上讨论，边条低频实际上隐藏在标准接收机规定的水平过扫描区域内。分量2与边条低频分量相比属低能信号，而分量3通常是低能高频细节信号，对于分量2和3进行幅度压缩并正交调制到3.108MHz的交替副载波上，3.108MHz是一间置频率（半行频的奇数倍）。对交替副载波的频率、相位及幅度进行选择，使已调交替副载波信号的可见性尽可能地减小，例如，通过控制交替副载波从一场至另一场的相位，使之从一场到下一场时改变180°，而不象色副载波从一场到下一场时的相位那样。虽然已调交替副载波分量完全存在于色通带之内（2.0～4.2MHz），但已调交替副载波分量从感觉上来说被隐藏起来了。因为它们是作为场频互补色闪烁来显示的，在正常的色饱合度电平上，人眼感觉不到这种闪烁。而且，在调幅以前，对于调制分量进行非线性幅度压缩有利地将瞬时幅度过冲降低到较低的可接受的电平。分量3相对于分量1的中心信息部分是空间相关的，且对分量1的左、右信息部分的空间相关性稍微少些。这是借助于下面将要加以讨论的格式编码器来实现的。

通过对于中心信息进行时间扩展以匹配于标准的4∶3格式，从而使分量4与主信号空间相关，也把分量4，即“辅助者”信号隐藏起来。在具有同步检波器的标准接收机中，把分量4去掉了，而在具有包络检波器的接收机中，从感觉上把分量4隐藏起来了，这是因为它与主信号是空间相关的原因。

分量1、2和3在宽屏幕逐行扫描接收机中的恢复是通过在发射 机和接收机中利用帧内处理来完成的。该处理与图1和图1a中发射机系统的元件38、64和76有关，并与将要加以讨论的接收机中的有关元件有关。帧内平均是一种信号调整技术，这种技术使两个视觉上相关的信号准备互相组合起来，以致其后能够把这两个信号有效地、精确地恢复出来，例如借助于一个场存储器装置，就图象显示信号而论，即使在出现运动的情况下也能避免（垂直-时间）V-T串扰。用于该目的的这种信号调整基本包括以场为基础使两个信号相同;即获得相隔一场、具有相同数值的两个取样。帧内平均是达此目的的一项便利技术，但是也可以采用其它技术。帧内平均基本是线性、时变的数字前置滤波和后置滤波的过程，以确保精确地恢复两个视觉上相关的已组合信号。利用在发射机编码器中水平前置滤波器及接收机中后置滤波器之间的保护带来消除水平串扰。

帧内平均是成对象素处理的一种形式。在时域中的帧内平均处理由图1c作概括说明，其中，通过对于相隔262H的象素（A、B和C、D）进行平均使场对成为相同的。在每一对中，平均值代替了原始值。图1d从图1系统的角度说明帧内平均处理。从分量2和3开始，对于在一帧中相隔262H的象素（图象元素）对进行平均，以平均值（例如X₁、X₃和Z₁、Z₃）来代替原始的象素值。该V-T平均出现在一帧之内而不越过帧界线。在分量1的情况下，帧内平均仅对超过约1.5MHz的中心信息进行，以便不影响较低频率的垂直细节信息。在分量1和2的情况下，帧内平均是在整个色频带内、对包括亮度分量（Y）和色度分量（C）的复合信号进行的。复合信号的色度分量经受得住帧内平均，这是因为相隔262H的象素对彩色副载波是“同相”的。对于新的交替副载波的相位进行控制， 使之对于相隔离262H的象素是严格反相的，并不象色副载波的相位那样。这样，当把分量2和3（正交调制以后）在单元40中加到分量1上时，相隔262H的象素具有（M+A）和（M-A）的形式，此处，M为超过1.5MHz的主复合信号的一个取样，而A为辅助已调信号的一个取样。

实际上消除了帧内平均的V-T串扰，即使是存在着运动的情况下也是如此。关于这一点，帧内平均处理产生相隔262H的相同取样。在接收机中，通过下面将要加以讨论的、对于在一帧之内相隔262H的象素取样进行一次处理，以准确（即无串扰）地恢复这些取样信息内容，从而恢复主信号和辅助信号的信息是一件简单的事。在接收机解码器中，可以把已帧内平均的原始信息通过帧内处理基本上原封不动地恢复出来，这是由于已经使原始的视觉上高度相关的信息从一场到另一场基本相同的原因。

同样在接收机中，利用同步射频检波器对于射频通道进行正交解调。从而把分量4与其它三个分量分离开来。利用帧内处理把已调分量2和3与分量1分离开来，利用正交解调把分量2和3分离开来，下面将参考图13加以讨论。

在把四个分量恢复出来以后，对于复合信号进行NTSC解码并分离成为亮度分量和色度分量。对于所有分量执行反变换，以恢复宽屏幕的宽高比;把边条高频与边条低频组合起来，以恢复整个边条的分辨率。把已扩展的高频亮度细节信息移到其原始的频率范围内，并且加到亮度信号上，利用时间内插和“辅助者”信号将它们变换为逐行扫描格式。利用独立的时间内插把色度信号变换成为逐行扫描格式。最后，把亮度和色度逐行扫描信号变换成为模拟形式并进行矩阵变换 以产生利用宽屏幕逐行扫描显示装置来显示的RGB彩色信号。

在讨论图1a的兼容宽屏幕编码系统之前，先参考图2的信号波形A和B。信号A为5∶3宽高比的宽屏幕信号，它将被转换为如信号B所画具有4∶3宽高比的标准NTSC兼容信号。宽屏幕信号A包括与主要图象信息有关并占据时间间隔TC的中心部分，以及与次要图象信息有关并占据时间间隔TS的左、右边条部分。在本实例中，左、右边条呈现出基本相等的宽高比，并且小于位于它们之间占统治地位的中心信息的宽高比。

通过把一定的边条信息完全压缩到与时间间隔TO有关的水平过扫描区域中，把宽屏幕信号A变换成为NTSC信号B。标准NTSC信号具有行正程时间间隔TA（持续52.6μS）;TA包括：过扫描时间间隔TD显示视频信息的显示时间间隔TD，整个水平行时间间隔TH持续63.556μS。时间间隔TA及TH对于宽屏幕与标准NTSC信号而言是相同的。现已发现，几乎所有的用户电视接收机都具有过扫描时间间隔，它至少占据总的行正程时间TA的4%，即在左、右两侧各有2%的过扫描。在隔行取样频率为4fcc（此处fcc为色副载频）时，每一水平行时间间隔包括910个象素（图象元素），其中的754个象素构成待显示的行正程图象信息。

宽屏幕EDTV系统更详细地示于图1a。参考图1a，525行、60场/秒的宽屏幕逐行扫描摄象机10提供具有R、G、B分量和在本实例中，宽高比为5∶3的宽屏幕彩色信号。也可以使用隔行信号源，但逐行扫描信号源产生较好的效果。宽屏幕摄象机与标准NTSC摄象机相比较具有较大的宽高比和较大的视频带宽，其中宽屏幕摄象机的视频带宽正比于其宽高比与每帧总行数之积。假设利用 宽屏幕摄象机进行恒速扫描，则其宽高比增加时引起视频带宽相应地增加，而且，当采用宽高比为4∶3的标准电视接收机来显示信号时，引起图象信息的水平压缩。由于这些原因，为了全NTSC兼容性必须改进宽屏幕信号。

利用图1编码器系统处理的彩色视频信号包括亮度信号和色度信号分量。该亮度信号及色度信号都包括低频和高频信息，在下面的讨论中将分别称为“低频”和“高频”。

来自摄象机10的宽频带宽屏幕逐行扫描彩色信号在单元12中进行矩阵变换，以从R、G、B彩色信号中得出亮度分量Y及色差信号分量I和Q。以8倍色副载波（8fsc）对于宽带逐行扫描信号Y、I、Q进行取样，并且在利用滤波器单元16中分开的垂直-时间（V-T）低通滤波器分别进行滤波以产生已滤波的信号YF、IF及QF之前，利用模数变换器单元14中分开的模数变换器（ADC）分别地从模拟信号变换为数字（二进制）形式。信号YF、IF和QF中的每一个都是图2中波形A所示的形式。分开滤波器为下面将要进行讨论的、图10d所示类型的3×3线性时间恒定滤波器。这些滤波器稍微降低了垂直-时间分辨率，特别是对角线V-T分辨率，以防止在把逐行扫描变换到隔行扫描以后主信号（图1中的分量1）中讨厌的隔行人工产物（例如闪烁、锯齿边以及其它的有关混淆效应）。在图象的静止部分中，滤波器几乎保持了全部垂直分辨率。

中心信息扩展系数（CEF）是宽屏幕接收机所显示图象宽度与标准接收机所显示图象宽度之差的函数。宽高比为5∶3的宽屏幕显示器的图象宽度为宽高比为4∶3的标准显示器图象宽度的1.25 倍。这个1.25系数为初步的中心信息扩展系数，对它必须进行调整以便把标准接收机的过扫描区域计算在内，并且把下面将要加以解释的中心和边条之间边界区域中人为的轻微重叠计算在内。这些考虑限定CEF为1.19。

来自滤波网络的逐行扫描信号呈现出0-14.32MHz的带宽，并且借助于逐行扫描（P）到隔行扫描（I）变换器17a、17b和17c把这些逐行扫描信号分别变换为2∶1隔行信号，下面将结合图22和图23讨论P-I变换器的细节。来自变换器17a-17b的输出信号IF′、QF′和YF′的带宽呈现为0-7.16MHz，这是由于隔行信号的水平扫描速率为逐行扫描信号速率的一半。在此变换处理中，对于逐行扫描信号进行次取样，提取一半可用象素的取样以产生2∶1的隔行主信号。特别是，通过保留每场中的奇数行或偶数行，并以4fsc速率（1.432MHz）读出所保留的象素，把每个逐行扫描信号变换为2∶1的隔行格式，其后，隔行信号的全部数字处理都以4fsc的速率来进行。

网络17c还包括误差予测网络，网络17c的一个输出信号YF′是已前置滤波逐行扫描分量的已隔行次取样的亮度形式，网络17c的另一个输出信号（亮度）YT包括从图象场差分信息中得出的时间信息，而且信号YT表示在接收机中“丢失”了的亮度取样实际值和预测值之间的时间预测误差或时间内插误差，正如下面将要加以说明的那样。这种预测是基于在接收机中可以得到的“前边的”和“后边的”象素幅度的时间平均。信号YT是帮助在接收机中重新构成逐行扫描信号的亮度“辅助者”信号，YT主要把预期接收机相对于非静止图象信号所产生的误差计算在内，并且简化了在接收机中消除这 种误差。在图象静止部分中，这种误差为0，并在接收机中进行了优良的信号重新构成。现已发现，由于人眼对于缺乏色度的垂直细节或其时间细节并不敏感，故在实际情况中不需要色度“辅助者”信号，亮度辅助信号就足以产生好的结果了。图2a说明用来产生“辅助者”信号YT的算法。

参考图2a，逐行扫描信号中的象素A、X和B在一幅图象中占据相同的空间位置。例如A和B的黑象素作为主信号发射出去，在接收机中可以得到。例如X的白象素则不发射，并且通过时间帧平均预测为（A+B）/2。这就是，在编码器中通过对于“前边的”和“后边的”象素A和B的幅度进行平均来预测“丢失”的象素X。从实际值X中减掉该预测值（A+B）/2，以产生相应于“辅助者”信号并且具有根据表达式X-（A+B）/2的幅度的予测误差信号。除了时间帧平均信息以外，该表达式还确定了时间场差分信息。借助于750KHz的低通滤波器对于“辅助者”信号进行水平低通滤波并作为“辅助者”信号YT传送出去。必须对于“辅助者”信号进行带限，限制到750KHZ，以防止把“辅助者”信号调制到射频图象载波上之后，干扰下一个较低的射频通道。在接收机中，通过对于取样A和B进行平均，对于消失的象素X进行类似的予测，并把予测误差加到该预测值上。也就是，通过把预测误差X-（A+B）/2加到时间平均值（A+B）/2上来恢复X。因此，“辅助者”信号简化了从隔行扫描到逐行扫描的格式变换。

利用所公开的时间预测算法所产生的“辅助者”信号与一些利用其它算法（例如在《IEEE会议录，用户电子学》1987年8月，第CE-33卷第3期第146～153页上，M.Tslnbecrg 所写论文“ENTSC（扩展NTSL）两通道兼容HDTV（高清晰度电视）系统”所描述用来产生行差分信号的算法）所产生的预测信号相比较，有利的是其为低能信号。在图象的静止区域内，由于预测得完善，所以误差能量为零。静止或基本静止的图象（例如，以对着静止背景的播音员为特征的新闻广播）表现为低能情况。现已发现，所公开的算法在接收机中重新构成图象之后产生讨厌的人工产物最少，并且利用所公开算法产生的“辅助者”信号在其带限（被滤波）到约750KHZ之后仍是有用的。利用所公开算法产生的“辅助者”信号在存在静止图象信息时，有利地呈现为零能量，所以，与静止图象有关的“辅助者”信号不受滤波的影响。即使在不发射“辅助者”信号的情况下，也能产生高度改进了的重新构成的宽屏幕图象。在这种情况下，图象的静止部份将比标准NTSC图象更清晰，但运动部分将有些“模糊”，并可能呈现“差拍”人工产物。因此，广播机不必在开始时就发射“辅助者”信号，但可在其后一段时间选择把射频传输升级。

所公开的时间予测系统对具有比标准行频高的逐行扫描和隔行扫描系统都是可用的，但是，使用具有在一幅图象中占据相同空间位置的象素A、X和B的逐行扫描源工作得最佳，逐行扫描源对于静止图象产生完善的预测。但是如果原始的宽屏幕图象来自隔行信号源，那么即使是在一幅图象的静止部分中，时间预测也将是不完善的。在这种情况下，“辅助者”信号将有较大能量，并且在重新构成图象的静止部分中引入少量人工产物。实验表明，使用隔行扫描信号源时，仅仅在近处观察才能看到一些人工产物，所得到的结果是可接受的。但是，逐行扫描信号源几乎不引入人工产物并产生更好的结果。

回到图1a，对于来自变换器17a-17C的隔行宽屏幕信号 IF′、QF′和YF′分别利用水平低通滤波器19a、19b和19c进行滤波，以产生具有0-600KHZ带宽的信号IF″、具有0-600KHZ带宽的信号QF″和具有0-5MHz带宽的信号YF″。此后，对于这些信号进行格式编码处理，借助于与边条-中心信号分离器和处理器单元18有关的格式编码装置把这些信号中的每一个编码成为4∶3格式。简而言之，对于每行宽屏幕信号的中心部分进行时间扩展并且“变换”到具有4∶3宽高比行正程时间的显示部分上。时间扩展使带宽降低，使得原始的宽屏幕隔行频率与标准NTSC带宽兼容。把边条分裂成为水平频带，使得I和Q彩色高频分量呈现为83KHz-600KHz带宽（如图7中信号H所示），Y亮度高频分量呈现为700KHz-5MHz带宽（如图6中信号YH所示）。边条低频（即，如图6和图7所示产生的信号YO、IO和QO）包括DC（直流）分量，并且对其进行时间压缩，然后，把它们“变换”到每一行的左、右水平图象过扫描区域中。对于边条高频分开进行处理。下面将立即描述该格式编码处理的细节。

在考虑下列编码细节的过程中，也考虑图1e是有帮助的，图1e从所显示中心和边条信息的角度描述了对于分量1、2、3和4进行编码的过程。利用边条一中心信号分离器和处理器18对于滤波的隔行信号IF″、QF″和YF″进行处理，以产生三组输出信号：YE、IE和QE;YO、IO和QO;以及YH、IH和QH。对于前两组信号（YE、IE、QE和YO、IO、QO）进行处理以产生包括整个带宽的中心分量信号，以及压缩到水平过扫描区域中的边条亮度低频。对于第三组信号（YH、IH、QH）进行处理以产 生包括边条高频的信号。当把这些信号组合起来时，就产生了具有4∶3显示宽高比的NTSC兼容宽屏幕信号。包括单元18的电路细节将结合图6，图7和图8示出并加以讨论。

信号YE、IE和QE包括整个中心信息并且呈现为与图3中的信号YE所示相同的格式，简而言之，信号YE从信号YF″得出，如下所述。宽屏幕信号YF″包括象素1-754，这些象素出现在宽屏幕信号的行正程时间间隔内，该宽屏幕信号包括边条和中心信息。通过时间分离处理把宽带中心信息（象素75-680）作为中心亮度信号YC提取出来。以中心扩展系数1.19（即5.0MHz-4.2MHz）对于信号YC进行时间扩展，以产生NTSC兼容的中心信号YE。由于以系数1.19进行了时间扩展，所以信号YE呈现为NTSC兼容带宽（0-4.2MHz）。信号YE占据了两个过扫描区域TO之间的图象显示时间间隔TD（图2）。信号IE和QE分别从信号IF″和QF″中产生，且按信号YE的方式进行了类似的处理。

信号YO、IO和QO提供插入到左、右水平过扫描区域中的低频边条信息（“低频”）。信号YO、IO和QO呈现出与图3中信号YO所示相同的格式。简而言之，信号YO从信号YF″中得出，如下所述。宽屏幕信号YF包括与象素1-84有关的左边条信息和与象素671-754有关的右边条信息。正如下面将要加以讨论的那样，对于信号YF″进行低通滤波以产生具有0-700KHz带宽的亮度低频信号，通过时间分离处理从该信号中把左、右边条低频信息（图3中的信号YL′）提取出来。对于亮度低频信号YL′进行时间压缩，以便产生具有在与象素1-14和741-754有 关的过扫描区中已压缩的低频信息的边条低频信号YO。已压缩的边条低频信号呈现出与时间压缩量成正比增大的带宽（BW）。信号IO和QO分别从信号IF″和QF″中产生，并以信号YO的方式进行了类似的处理。

利用边条-中心信号组合器28（例如，时间多路转换器）把信号YE、IE、QE和YO、IO、QO组合起来，以产生具有NTSC兼容带宽和4∶3宽高比的信号YN、IN和QN。这些信号都是图3所示信号YN的形式。组合器28还包括用来均衡要组合信号的过渡时间的适当信号延迟器。这种均衡信号延迟器还包括在系统中要求均衡信号过渡时间的其它地方。

调制器30、带通滤波器32、H-V-T带阻滤波器34和组合器36构成了改进的NTSC信号编码器31。利用调制器30，把色度信号IN和QN正交调制到频率为NTSC色副载频（一般为3.58MHZ）的副载波SC上，以产生已调信号CN。调制器30是传统设计的，下面将结合图9加以描述。借助于二维（V-T）滤波器32在垂直（V）和时间（T）方向上对于已调信号CN进行带通滤波，滤波器32在把隔行色度信号作为信号CP加到组合器36的色度信号输入端上以前，把该隔行色度信号中的串状人工产物去掉。对于亮度信号YN在作为信号YP加到组合器36的亮度输入端上以前，借助于三维H-V-T带阻滤器34，在水平（H），垂直（V）和时间（T）方向上进行带阻滤波，对于亮度信号YN和色差信号IN和QN进行滤波，用来保证在接着进行了NTSC编码之后将显著地降低亮/色串状。多维空间/时间滤波器例如，图1a中的H-V-T滤波器34和V-T滤波器32，包括接着将要加以讨论的图10 所示的结构。

图1a中的H-V-T带阻滤波器34呈现为图10b的结构，并从亮度信号YN中除去向上运动对角线频率的分量。这些频率分量看上去类似于色副载波分量，把上述那些频率分量去掉以便在频谱内产生一个无信号区，把已调色度信号插入到该无信号区中。从亮度信号YN中除去向上运动对角线线频率的分量并不会显著地劣化所显示的图象，这是因为已经确定了人眼对于这种频率分量实际上并不敏感的原因。滤波器34呈现约1.5MHZ的截止频率以便不损害亮度垂直细节信息。

V-T带道滤波器32减少了色度带宽，使得已调色度边条信息能够插入到利用滤波器34在亮度频谱中形成的无信号区内。滤波器32降低了色度信息的垂直和时间分辨率，这样就使静止和运动的边缘稍有模糊，但是由于人眼对于这种效应并不敏感，因此这种影响不存在或者不重要。

来自组合器36的输出中心/边条低频信号C/SL，包括要显示的从宽屏幕信号的中心信息中得出的，NTSC兼容信息，以及从宽屏幕信号边条中得出的、位于/NTSC接收机显示器的观众所看不到的左、右水平过扫描区域内的已压缩边条低频（包括亮度和色度二者）。在过扫描区域中的已压缩边条低频代表用于宽屏幕显示的边条信息的一个构成部分。另一个构成部分即边条高频利用处理器18来产生，下面将要加以讨论。由图4说明边条高频信号YH（亮度高频）、IH（I高频）和QH（Q高频）。图6，图7和图8说明用来产生这些信号的装置，如下所述。在图4中，信号YH、IH和QH包括与左边条象素1-84有关的左边条高频信息，以及与右边 条象素671-754有关的右边条高频信息。

利用帧内平均器38对于信号C/SL的中心部分进行处理以产生信号N，把信号N加到加法器40的一个输入端上。由于信号C/SL的帧内图象信息的高度视觉相关性，已帧内平均的信号N与信号C/SL基本相同。平均器38对于超过约1.5MHZ的信号C/SL进行平均，并邦助减小或消除主信号与辅助信号间的垂直-时间串扰。对于帧内平均器38所工作的1.5MHZ和超过1.5MHZ的高通频率范围进行选择，以保证对于2MHz和超过2MHz的信息实现全部帧内平均，以阻止由于帧内平均处理而使亮度垂直细节信息劣化。借助于200KMHz的保护带来消除水平串扰，该保护带位于与编码器31中帧内平均器38有关的滤波器和与图13解码器中帧内处理单元有关的滤波器之间。图11b示出高频帧内平均器38的细节。图11b和图13接着将要加以讨论。

利用类似于编码器31的NTSC编码器60把信号IH、QH和YH编码成为NTSC格式。特别是，编码器60包括图9所示类型的装置，以及用来把边条色度高频正交调制到频率为3.58MHz的边条亮度高频信息上以产生信号NTSCH，即NTSC格式的边条高频信息的装置。图5示出该信号。

当接收机包括用来分离亮度和色度信息的互补多维滤波时，在NTSC编码器31和60中采用多维带通滤波有利地允许接收机实际上没有串扰地把亮度和色度分量分离开来。对亮/色编码和解码采用互补滤波器称为合作处理，在《SMPTE期刊》1986年8月，第95卷，第8期，第782-789页上C.H    Strolle所写题为“用来改进亮-色分离的合作处理”的论文中作了详细讨论。 即使是使用传统陷波滤波器和行梳状滤波器的标准接收机，也将从在呈现出减小了亮-色串扰的编码器内采用多维前置滤波中得到好处。

利用单元62对于信号NTSCH进行时间扩展以产生具有50μS行正程时间间隔（即小于约52μS的标准NTSC行正程时间间隔）的已扩展边条高频信号ESH。特别是，如图5所示，该扩展是通过把信号NTSCH的左边条象素1-84“变换”到信号ESH象素位置15-377上的“变换”过程来完成的，即把信号NTSCH的左边条高频扩展到几乎占据信号ESH行时间的一半。对于信号NTSCH的右边条部分（象素671-754）进行类似的处理。时间扩展处理以系数363/84降低了包括信号ESH的信息的水平带宽（与信号NTSCH的带宽相比较）。用来完成时间扩展的“变换”过程，可以利用图12-12d所示的、并且将要结合这些图加以讨论的那种装置来完成。利用图11a所示类型的网络64对于信号ESH进行帧内平均，以产生图5所说明的信号X。由于信号ESH的帧内图象信息的高度视觉相关性，所以已帧内平均的信号X基本与信号ESH相同。把信号X加到正交调制器80的信号输入端上。

利用通带为5MHz-6.0MHz的水平带通滤波器70也对信号YF′进行滤波。把来自滤波器70的输出信号即水平亮度高频信号加到调幅器72上，在此，该信号对于5MHz的载波信号fc进行调幅。调幅器72包括截止频率约为1.0MHz的输出低通滤波器，以便在调幅器72的输出端上获得具有0-1.0MHz通带的信号。利用1.0MHz的低通滤波器把调制过程中产生的上（混淆）边带（5.0-6.0MHz）去掉。实际上，作为调幅处理及 其后的低通滤波的结果，已把5.0MHz-6.0MHz范围内水平亮度高频移到0-1.0MHz范围内。载波幅度应足够大，使得利用1.0MHz低通滤波器进行滤波以后，原始的信号幅度能够保留下来。这就是，产生了幅度不受影响的频移。

借助于格式编码器74对于来自单元72的已频移水平亮度高频信号进行编码（时间压缩）。这就是，编码器74对已频移的水平亮度高频进行编码，通过利用将要结合图6-图8加以讨论的技术，使得这个信号呈现为50μS的行正程时间间隔（小于52.6μS的标准NTSC行正程时间间隔）当利用编码器74对于输入编码器74上的信号进行时间压缩时，在编码器74的输出端上其带宽从约1.0MHz增至1.1MHz。借助于类似于图11a所说明的装置76，在把来自编码器74的信号作为信号Z加到单元80上之前，对它进行帧内平均。由于来自编码器74的信号中帧内图象信息的高度视觉相关性，所以已帧内平均的信号Z与来自编码器74的信号基本相同。调制信号X，即包括亮度和色度信息的复合信号，以及调制信号Z呈现出基本相同的带宽，约为0-1.1MHz。

正如结合图24将要加以讨论的那样，在信号X和Z对于交替副载波信号ASC进行正交调制之前，单元80对于这两个辅助信号X和Z的大幅度偏移进行非线性伽马函数的幅度压缩。伽马选用0.7，借此，每个取样的绝对值自乘0.7次幂，并且乘以原始取样值的符号。伽马压缩降低了现有接收机中已调信号的大幅度偏移潜在干扰的可见性，由于编码器所采用的伽马函数的倒数是可预测的、而且能够在接收机解码器中很容易地实现，所以，容许在宽屏幕接收机中可预测地恢复。

然后，把已幅度压缩的信号正交调制到3.1075MHz相位控制交替副载波ASC上，3.1075MHz是半行频的奇数倍（395×H/Z）。使交替副载波的相位从一场到下一场交替180°，而不象色副载波的相位那样。另一个副载波的场交替相位允许信号X和Z的辅助调制信息重叠在色度信息上，并产生已调辅助信号的、相位互补的辅助信息分量A₁、-A₁，和A₃、-A₃，这简化了在接收机中利用相对简易的场存储器把辅助信息分离开来。在加法器40中，把已正交调制的信号M加到信号N上。形成的信号（即NTSF）是4.2MHz的NTSC兼容信号。

为了大幅度压缩起见，而在编码器中使用的前述非线性伽玛函数是非线性压扩（压缩-扩展）系统中的构成部分，该系统还包括为了幅度扩展起见而在宽屏幕接收机解码器中使用的互补伽玛函数，正如接着将要加以讨论的那样。现已发现，所公开的非线性压扩系统显著地降低了辅助非标准信息对标准信息的冲击，没有由于噪声效应所引起的图象可见劣化。压扩系统在编码器中利用非线性伽玛函数瞬时地压缩辅助的、非标准宽屏幕高频信息的大幅度偏差，同时在解码器中利用互补的非线性伽玛函数对应地扩展这种高频信息。其结果是，在所公开的兼容宽屏幕系统中（其中，把非标准辅助宽屏幕信息分裂为受到压扩的低频和高频部分），减小了大幅度辅助高频信息所引起的、对于现有标准视频信息的干扰量。在解码器中，对于已压缩的高频信息进行非线性幅度扩展并不引起过大可察觉的杂波，这是因为大幅度高频信息一般与对比度高的图象边缘有关，而人眼对于这种边缘上的杂波并不敏感的原因。上述压扩处理随着可见差拍产物的减少，还有利地降低了交替副载波与色副载波之间的交叉调制产物。

亮度细节信号YT呈现为7.16MHz的带宽，并借助于格式编码器78（例如以图6所示方式）对于YT进行编码，编成为4∶3格式，还利用滤波器79对于YT进行水平低通滤波，滤到750KHz以产生信号YTN。对于边条部分在进行时间压缩之前，借助于格式编码器78的输入低通滤波器进行低通滤波，滤到125KHz;格式编码器78的输入低通滤波器对应于图6所示装置的输入滤波器610，不同的是其截止频率为125KHz。把边条高频去掉了。因此，信号YTN与主信号C/SL是空间相关的。

在把信号YTN和NTSCF加到用于调制电视射频载波信号的射频正交调制器57上之前，分别借助于数模变换器（DAC）单元53和54，把信号YTN和NTSCF从数字（二进制）形式变换为模拟形式。随后，把已调射频信号加到发射机55上，用以通过天线56广播出去。

与调制器80有关的交替副载波ASC是水平同步的，并具有被选来确保边条和中心信息有足够分离度（例如20-30db）的频率，而且对于标准NTSC接受机所显示的图象没有显著的冲击。ASC频率最好应该是半行频奇数倍的间置频率，以便不产生损害所显示图象质量的干扰。

例如单元80所提供的正交调制有利地允许把两个窄带信号同时发射出去。对于调制高频信号进行时间扩展形成了带宽的减少，这与正交调制的窄带要求相一致。带宽减少得越多，载波和调制信号之间形成的干扰可能就越少。另外，把边条信息的典型高能直流分量压缩到过扫描区域中而不将其用为调制信号。因此，大大降低了调制信号的能量，因而也大大降低了调制信号的潜在干扰。

通过天线56广播的已编码NTSC兼容宽屏幕信号打算被NTSC接收机和宽屏幕接收机这两种接收机所接收，如图13所说明。

在图13中，广播兼容的宽屏幕EDTV隔行电视信号被天线1310接收并被加到NTSC接收机1312的天线输入端上。接收机1312以一般方式处理此兼容的宽屏幕信号，以产生图象显示，该图象显示具有4∶3宽高比、还具有部分地压缩（例如低频）到观众看不见的水平过扫描区域中的宽屏边条信息，还具有部分地（即，“高频”）包括在不干扰标准接收机工作的已调的另一个副载波信号中的宽屏幕边条信号。

还把利用天线1310接收的兼容宽屏幕EDTV信号加到能够显示具有较大宽高比（例如5∶3）的视频图象宽屏幕逐行扫描接收机1320上。利用输入单元1322对于接收的宽屏信号进行处理，单元1322包括射频（RF）调谐器及放大器电路，产生基带视频信号的同步视频解调器（正交调制器）、以及用来产生二进制形式的基带视频信号（NTSCF）的模数变换器（ADC）电路。ADC电路以4倍色副载波频率（4fsc）的取样频率进行工作。

把信号NTSCF加到帧内处理器1324上，处理器1324对于帧内相隔262H的图象行中超过1.7MHz的信息进行处理，以便基本上没有串扰地恢复主信号N和已正交调制的辅助信号M。在单元1324的1.7MHz限工作频率和图1a编码器中单元38的1.5MHz下限工作频率之间提供了200KHz的水平串扰保护带。已恢复的信号N包括在视觉上与主信号C/SL相同的信息，这是由于在图1a编码器中进行了帧内平均以后，原始主信和C/SL具有帧内图象的高度视觉相关性的原因。

把信号M耦合到正交解调器和幅度扩展器单元1326上，对应于具有场交替相位的交替副载波ASC来解调辅助信号X和Z，交替副载波ASC与结合图1a讨论的信号ASC类似。已解调的信号X和Z包括在视觉上与信号ESH的图象信息和来自图1a单元74输出的信号图象信息基本相同的信息，这是由于在图1a解码器中进行了帧内平均以后，这些信号具有帧内图象的高度视觉相关性的原因。单元1326还包括1.5MHz的低通滤波器以除去不需要的频率为两倍交替副载频的高频解调产物，还有用来扩展（前压缩的）已解调信号的幅度扩展器，扩展时利用伽玛函数的倒数（γ＝1/0.7＝1.429），也就是图1a中单元80所执行的非线性压缩函数的倒数。

单元1328对于已彩色编码的边条高频信号进行时间压缩，使得它们占据其原始的时槽，从而恢复信号NTSCH。单元1328利用与图1a中单元62对于信号NTSCH所进行的时间扩展相同的量对于信号NTSCH进行时间压缩。

亮度（Y）高频解码器1330把亮度水平高频信号Z解码成为宽屏幕格式，这是通过利用此处所描述的“变换”技术，以与图1a编码器中对于对应分量进行时间压缩相同的量，对信号X进行时间扩展来完成的，如图17所示。

调制器1332把来自解码器1330的信号调幅到5.0MHz的载波fc上。接着，利用截止频率为5.0MHz的滤波器1334对于已调幅信号进行高通滤波，以除去下边带。在来自滤波器1334的输出信号中，恢复了5.0至6.0MHz的中心频率分量，还恢复了5.0至6.0MHz的边条频率分量。把来自滤波器1334 的信号加到加法器1336上。把来自压缩器1328的信号NTSCH加到用来把亮度高频和色度高频分离开来，以产生信号YH、IH和QH的单元1340上。这可以利用图18的配置来完成。

借助于亮度分离器1342，把来自单元1324的信号N分离成为其构成的亮度和色度分量YN、IN和QN，分离器1342可类似于分离器1340，并且可以采用图18所示类型的装置。

把信号YH、IH、QI和YN、IN、QN作为输入信号提供给Y-I-Q格式解码器1344，解码器1344把亮度和色度分量解码成为宽屏幕格式。对于边条低频进行时间扩展，对于中心信息进行时间压缩，把边条高频加到边条低频上，利用图14的原理，以10个象素的重叠区域把边条拼接到中心信息上。解码器1344的细节示于图19。

把信号YF′耦合到加法器1336上，在该加法器中YF′与来自滤波器1334的信号相加。通过这个过程，把已恢复的已扩展的高频水平亮度细节信息加到已解码的亮度信号YF′上。

借助于变换器1350、1352和1354，分别把信号YF′、IF′和QF′从隔行扫描变换为逐行扫描格式。亮度逐行扫描变换器1350还响应于来自格式解码器1360的“辅助者”亮度信号YT，解码器1360对于已编码的“辅助者”信号YTN进行解码。解码器1360把信号YTN解码成为宽屏幕格式，1360呈现为类似于图17的结构。

I和Q变换器1352和1354通过对于相隔一帧的行进行平均以产生出丢失的逐行扫描信息，把隔行扫描变换为逐行扫描。这可 以利用图20所示类型的装置来完成。

亮度逐行扫描变换单元1350除了如图21配置所示把信号YT加进去之外，其它都类似于图20所示的装置。在该单元中把“辅助者”信号的取样YT加到时间平均值上以帮助重新构成丢失的逐行扫描的象素取样。在已编码的行差分信号（编码后750KHz）所包括的行频频带内恢复了所有的时间细节。超过这个行频频带，信号YT为零，因此利用时间平均重新构成了丢失的取样。

借助于数模变换器1362，在把宽屏逐行扫描信号YF、IF和QF加到视频信号处理器和矩阵放大器单元1364上之前，把YF、IF和QF变换成模拟形式。单元1364的视频信号处理器部件包括信号放大、直流电平移动、峰化、亮度控制、对比度控制及其它传统的视频信号处理电路。矩阵放大器1364把亮度信号YF与色差信号IF和QF组合起来，以产生彩色图象显示的视频信号R、G、B。利用单元1364中的显示驱动放大器把这些彩色信号放大到适合于直接驱动宽屏幕彩色图象显示装置1370（例如宽屏幕显象管）的电平。

图6说明图1a处理器18所包括的、用来从宽屏幕信号YF″中产生信号YE、YO和YH的装置。利用截止频率为700KHz的输入滤波器610对于信号YF″进行水平低通滤波，以产生低频亮度信号YL，把信号YL加到相减组合器612的一个输入端上。利用单元614对于信号YF″进行延迟以补偿滤波器610的信号处理延迟，把延时后的YF″加到组合器612的另一输入端上和时间分离装置616上。把已延迟的信号YF″与已滤波的信号YL组合起来，在组合器612的输出端上产生高频亮度信号YH。

把已延迟的信号YF″和信号YH及YL加到分离装置616分开的输入端上，装置616包括用来分别处理信号YF″、YH和YL的分离（DEMUX）单元618、620和621。分离装置616的细节将结合图8加以讨论。分离单元618、620及621分别得出全带宽中心信号YC、边条高频信号YH和边条低频信号YL′，这些信号如图3和图4所说明。

利用时间扩展器622对于信号YC进行时间扩展，以产生信号YE。以足以为左、右水平过扫描区域留出位置的中心扩展系数对于信号YC进行时间扩展，中心扩展系数（1.19）是信号YE的予计宽度（象素15-740）与信号YC的宽度（象素175-680）之比，如图3所示。

利用时间压缩器628以边条压缩系数对于信号YL′进行时间压缩，以产生信号YO。边条压缩系数（6.0）是信号YL′对应部分的宽度（例如左象素1-84）与信号YO的予计宽度（例如左象素1-14）之比，如图3所示。时间扩展器622和时间压缩器628都可以是图12所示的类型，正如以下将要加以讨论的那样。

信号IE、IH、IO和QE、QH、QO分别从信号IF″和QF″中产生，其方法与利用图6的装置产生信号YE、YH和YO类似。对此可参考图7，该图说明用来从信号IF″中产生信号IE、IH和IO的装置。以类似的方法，从信号QF″中产生QE、QH和QO。

在图7中，在利用单元714对于宽带宽屏幕信号IF″进行延迟以后，把IF″耦合到分离装置716上，而且与来自低通滤波器710的低频信号IL在相减组合器712中相减组合起来，以 产生高频信号IH。利用与分离装置716有关的分离器718、720和721分别对于已延迟的信号IF″和信号IH及IL进行分离，以产生信号IC、IH和HL′。利用扩展器722对于信号IC进行时间扩展以产生信号IE，利用压缩器728对于信号IL′进行时间压缩以产生信号IO。以类似于已讨论的对于信号YC所采用的中心扩展系数对于信号IC进行扩展，以类似于已讨论的对于信号YL′所采用的边条压缩系数对于信号IL′进行压缩。

图8说明可用于图6中装置616和图7装置716的分离装置816。图8的装置是从图6中分离器616的角度来说明的。输入信号YF″包括确定图象信息的754个象素。象素1-84确定左边条，象素671-754确定右边条，象素75-680确定与左、右边条稍有重叠的中心信息。信号IF″和QF″呈现出类似的重叠。正如将要加以讨论的那样，现已发现，这种信息重叠简化了在接收机中把中心和边条组合（拼接）起来，以基本消除边界人工产物。

分离装置816包括第一、第二和第三分离器（DEMUX）单元810、812和814，它们分别与左边条，中心、右边条信息有关。每个分离器单元有一个输入端“A”，把信号YH、YF″和YL分别加到“A”上;还有一个输入端“B”，把消隐信号（BLK）加到“B”上。消隐信号例如可以是逻辑0电平或地电位。只要单元810的信号选择输入端（SEL）接受了来自计数比较器817表示左边条象素1-84和右边条象素671-754存在的第一控制信号，单元810就从输入信号YH中提取包括左、右边条高频的输出信号YH。在其它时间内，来自计数比较器817的第二 控制信号使输入端-二的消隐信号而不是输入端A上的YH信号耦合到单元810的输出端上。单元814和计数比较器820以类似的方式工作，用来从信号YL中得出边条低频信号YL′。只有当来自计数比较器818的控制信号表示中心信息象素75-680存在时，单元812才把信号YF″从其输入端A耦合到其输出端上，以产生中心信号YC。

借助于来自计数器822的脉冲输出信号使计数比较器817、818和820同步于视频信号YF″;计数器822响应于四倍色付载频（4fsc）的钟控信号，并响应于从视频信号YF”得出的行同步信号H。来自计数器822的每一个输出脉冲对应于沿着一个水平行的象素位置。计数器822呈现出计数值为-100的初始偏置，该计数值-100对应于从在时间THs的水平同步脉冲的下降沿开始、到水平消隐时间间隔结束的100个象素，在水平消隐时间间隔结束时象素1出现在水平行显示时间间隔的起点上。因此计数器822在行显示时间间隔的起点上呈现出计数值“1”。也可以利用其它的计数器配置。还可以把分离装置816所采用的原理应用到用来执行相反的信号组合操作的多路复用装置上，例如图1a中边条-中心信息组合器28所执行的那种操作。

图9示出图1a编码器31和60中调制器30的细节。在图9中，信号IN和QN以四倍色付载频（4fsc）的速率出现，信号IN和QN分别加到锁存器910和912上。锁存器910和912还接受用来变换信号IN和QN的4fsc钟控信号、以及加到锁存器910的倒相开关信号输入端上和锁存器912的不倒相开关信号输入端上的2fsc开关信号。把锁存器910和912的信号输出 组合成为单一的输出线，在该输出线上，信号I和Q交替地出现把该输出线上的信号加到不倒相锁存器914和倒相锁存器916的信号输入端上。对于这些锁存器进行4fsc速率的钟控，这些锁存器分别在倒相和不倒相输入端上接受色副载频fsc的开关信号。不倒相锁存器914产生正极性信号I和Q的输出交替序列，倒相锁存器916产生负极性I和Q信号，即-I、-Q输出交替序列，把锁存器914和916的输出组合成单一的输出线，在该输出线上出现互相相反的极性对的成对I和Q信号的交替序列，即，I、Q、-I、-Q……等等，构成了信号CN。利用滤波器32，在把信号CN与亮度信号YN的已滤波形式在单元36中组合起来，以产生形式为Y+I、Y+Q、Y-I、Y-Q、Y+I、Y+Q……的NTSC已编码信号C/SL之前，对于CN进行滤波。

图10说明通过调节加权系数a₁-a₉，能够呈现为V-T带通、V-T带阻或V-T低通结构的垂直一时间（V-T）滤波器。图10a的表格说明与所公开的系统中应用的V-T带通和带阻滤波器结构有关的加权系数。例如图1a中滤波器34的H-V-T带阻滤波器、和例如图13解码器系统中包括的H-V-T带通滤波器，分别包括图10b所示水平低通滤波器1020和V-T带阻滤波器1021的组合，以及图10c所示水平带通滤波器1030和V-T带通滤波器1031的组合。

在图10b的H-V-T带阻滤波器中，水平低通滤波器1020呈现出给定的截止频率并提供已滤波的低频信号分量。在组合器1023中，把该信号与来自延迟单元1022输入信号的已延迟形式相减组合起来，以产生高频信号分量。借助于网络1024，在把 低频分量加到用来提供H-V-T带阻滤波输出信号的相加组合器1025上之前，使该低频分量受到一帧延迟。V-T滤波器1021呈现出如图10a所示V-T带阻滤波器系数。例如包括在图13解码器中的H-V-T带通滤波器示于图10c，H-V-T带通滤波器包括具有给定截止频率的水平带通滤波器1030，把1030与具有图10a表格所示V-T带通滤波器系数的V-T带通滤波器1031级连起来。

图10的滤波器包括多个级连的存储单元（M）1010a-1010h，用来在相应的抽头t₁-t₉上提供连续的信号延迟，并且用来提供总的滤波延迟。把各抽头所传送的信号分别加到乘法器1012a-1012i的一个输入端。每个乘法器的另一个输入端分别接受取决于要执行的滤波过程性质而规定的加权系数a₁-a₉。滤波过程的性质也限定了存储单元1010a-1010h所给出的延迟。水平方向上的滤波器采用象素存储元件，这样总的滤波器延迟就小于一个水平图象行（1H）的时间间隔。垂直方向上的滤波器唯一地采用行存储元件，而时间方向上的滤波器唯一地采用帧存储元件。因此，H-V-T三维滤波器包括象素（＜1H），行（1H）和帧（＞1H）存储元件的组合，而V-T滤波器仅包括后两种存储元件。把来自元件1012a-1012i的已加权抽头（相互延迟）信号在加法器1015中组合起来，以产生已滤波的输出信号。

这种滤波器为非递归的、有限脉冲响应（FIR）滤波器。存储元件所提供的延迟性质取决于要滤波的信号类型及能够容许的串扰的大小，在本实例中，就是在亮度、色度和边条高频信号之间的串扰。滤波器截止特性的陡度随级连的存储元件数量的增加而增加。

图10d说明图1a中网络16的一个分离滤波器，它包括级连的存储（延迟）单元1040a-1040d;有关的乘法器1042a-1042e，这些乘法器具有指定的、用来接受来自信号抽头t₁-t₅上信号的相应加权系数a₁-a₅;还包括信号组合器1045，1045把来自乘法器1042a-1042e的已加权输出信号相加，以产生输出信号。

图11a画出适用为图1a的帧内平均器64和76的帧内平均器。把输入复合视频信号加到包括262H延迟元件1110和1112的延迟网络上，还加到多路转换器（MUX）1115的一个输入端上，多路转换器1115响应于30Hz的开关信号以场频速率进行转换。30Hz的多路转换开关信号响应于与输入复合视频信号有关的垂直时间间隔同步脉冲而实现垂直同步。多路转换器1115的另一个输入端接受来自延迟元件1112的输出信号，组合器1118在以平均系数1/2对于来自多路转换器1115、以及来自延迟元件1110和1112之间中心抽头的输出信号进行加权以后，把这两个信号相加组合起来。这个加权系数可以分别借助于组合器1118中适当的矩阵网络，或借助于位于组合器1118的输入信号道路中的信号乘法器来提供。

信号“Y1+C1”和“Y2+C2”是在连续的第一场和第二场中相隔262H的复合彩色视频信号，信号“M1”是已帧内平均的输出信号，例如，图1d所示的。在第一场期间内，多路转换器1115处于输入位置“1”并且把信号Y2+C2传送给组合器1118，在组合器1118中它与中心抽头的信号Y1+C1相加，以产生平均输出信号M1。在下一场中，延迟元件1110和1112 之间的中心抽头上包括信号值Y2+C2，且多路转换器1115处于位置“2”以选择来自延迟元件1112输出的信号通路，延迟元件1112包括信号值Y1+C1，因此，来自组合器1118的输出信号M1得到了相同的平均值。所述装置产生相隔262H的相同象素时，而且并不局限于采用平均处理。为了产生所需的、象素对的已加权组合，可以采用任何加权值，也可以采用不是262H的延迟（随着多路转换器转换速率的有关变化而变化），这取决于特殊系统的要求。

图11b说明适用为图1a的帧内平均器38的频率选择帧内平均器。除了与组合器1128有关的相减的信号组合而不是相加的信号组合，以及图11b中包括滤波器1130、门电路1132和组合器1134以外，图11b包括图11a的配置。简而言之，组合器1128的输出代表图象场之间的差值，而不代表图11a配置中的平均值。这个差值基本上是“抵消”项，通过组合器1135把它加回到信号Y1+C1上，组合器1134用来抵消连续图象场之间的差值，以保证对于连续图象场的内容进行均等的平均。滤波器1130对于来自组合器1128输出的抵消项进行滤波，以便把平均处理限制到所希望的频率范围。对于门电路1132进行控制以确定在整个图象时间间隔内何时进行平均处理，在所述情况下，是在中心区域中进行平均，而不包括已时间压缩的边条区域。

更准确地说，到组合器1128的输入信号通路呈现的信号加权系数为所示的1/2和-1/2，所以来自组合器1128的输出信号对应于输入到组合器1128上的输入信号（在相邻场中，在时间上相隔262H）的信息内容之差。通过在组合器1128的相应输 入通路中采用信号乘法器，或通过把组合器1128配置成为差分放大器就能提供互补的加权系数。利用1.5MHz水平高通滤波器1130，在把来自组合器1128的输出信号加到电子传输门电路1132之前，对于1128的输出信号进行滤波。响应于开关控制信号，门电路1132仅在主信号（分量1）的中心部分期间内，才使来自滤波器1130输出的高频信号通过。这时，门电路1132是打开的（导通的）。而在主信号已时间压缩的边条部分期间内，例如在所示控制信号的正脉冲时间间隔内，门电路1132是关着的（不导通的）。来自门电路1132的输出信号与出现在延迟元件1120和1122之间的中心抽头上的复合视频信号在组合器1134中相加。响应于与输入复合视频信号有关的垂直时间间隔同步脉冲，门电路的控制信号是垂直同步的。门电路的控制信号也是水平同步的。通过响应于输入复合视频信号的水平行同步脉冲分量、和包括象素计数器，也可以实现水平同步;该象素计数器确定了跟随在每一个行同步脉冲之后的门电路控制信号正脉冲分量的定时。可以容易地在行同步脉冲和第一个象素之间确定予定的时间间隔。

再同时参看图1d和图11b，当多路转换器1125处于所示的位置“1”并且门电路1132关闭时，则只有来自元件1120和1122之间的中心抽头的复合视频信号Y1+C1出现在组合器1134的输出端上。因此，这时，组合器1134的输出信号是与场1有关复合视频信号Y1+C1的原样的、已压缩的边条信息。当多路转换器1125占据位置“2”时，组合器1134的输出信号是与连续图象场2有关复合视频信号Y2+C2的原样的、已压缩的边条信息。

当多路转换器1125在场1期间处于位置“1”，并且，在边条时间间隔之间的中心时间间隔期间内，门电路1132关闭时，来自组合器1134的输出信号包括信号分量Y1+C1和M1。分量Y1+C1包括原样的（即，未帧内平均的）、等于或低于约1.5MHz的中心信息。分量M1包括超过约1.5MHz已帧内平均的中心信息。当多路转换器1125在随后的场2期间内处于位置“2”;并且在中心时间间隔内，门电路1132关闭时，来自组合器1134的输出信号包括如前所讨论的已帧内平均的分量M1和分量Y2+C2。后一个分量包括原样的（未帧内平均的）、等于或低于约1.5MHz的中心信息。

图12说明可用于图6和图7时间扩展器和时间压缩器的光栅“交换”装置。在这方面，参考说明“变换”过程的图12a的波形。图12a示出了具有在象素84和670之间的中心部分的输入信号波形S，打算借助于时间扩展处理把这些象素“变换”到输出波形W的象素位置1-754上。把波形S的端点象素1和670直接“变换”成波形W的端点象素1和754。由于时间扩展的原因，对于中间象素不能以1∶1为基础直接进行“变换”，而且在很多情况下，不能以整数为基础进行“变换”。现在说明后一种情况，例如输入波形S的象素位置85.33对应于输出波形W的整数象素位置3。因此，信号S的象素位置85.33包括整数部分（85）和小数部分DX（.33），而波形W的象素位置3包括整数部分（3）和小数部分（0）。

在图12中，工作速率为4fsc的象素计数器提供表示在输出光栅上象素位置（1……754）的输出写地址信号M。把信号W加 到包括查寻表的PROM（可编程只读存储器）1212上，该查寻表包括取决于要执行的光栅“变换”性质（例如，压缩或扩展）的可编程值。响应于信号W，PROM1212提供表示整数的输出读地址信号N，和表示等于或大于0但小于1的小数的输出信号DX。在信号DX为6比特（2⁶＝64）的情况下，信号DX呈现出小数部分0、1/64、2/64、3/64、……63/64。

PROM1212允许对于视频输入信号S作为信号N存储值的函数进行扩展或压缩。因此，响应于象素位置信号M的整数值，提供了读地址信号N的编程值和小数部分信号DX的编程值。例如，为了获得信号扩展，对PROM1212进行配置，使1212产生速率比信号M低的信号N。相反地，为了获得信号压缩，PROM1212提供速率比信号M高的信号N。

利用级连的象素延迟元件1214a、1214b和1214c对于视频输入信号S进行延迟，以产生视频信号S（N+2）、S（N+1）和S（N），它们是视频输入信号的已相互延迟的形式。把这些信号以熟知的方式加到相应的双端口存储器1216a-1216d的视频信号输入端上。把信号M加到每一个存储器1216a-1216d的写地址输入端上，把信号N加到每一个存储器1216a-1216d的读地址输入端上。信号M确定把输入视频信号信息写到存储器的什么地方，信号N确定从存储器中读出哪些值。存储器能够在写入一个地址的同时，读出另一个地址。来自存储器1216a-1216d的输出信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）呈现并取决于存储器1216a-1216d读/写操作的时间扩展或时间压缩格式，它是对PROM1212如何编程的 函数。

利用四点线性内插器对于来自存储器1216a-1216d的信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）进行处理，该内插器包括峰化滤波器1220和1222、PROM1225和两点线性内插器1230，它们的细节示于图12b和12c。峰化滤波器1220和1222从包括信号S（N-1）、S（N）、S（N+1）和S（N+2）的信号组中接受三个信号，如图所示，还接受峰化信号PX。峰化信号PX作为信号DX值的函数从0变到1，如图12d所示，并且利用PROM1225、响应于信号DX来提供PX。PROM1225包括一个查寻表并且被编程，以产生响应于DX给定值的PX给定值。

峰化滤波器1220和1222分别把已峰化的、已相互延迟的视频信号S′（N）和S′（N+1）提供给两点线性内插器1230，内插器1230还接受信号DX。内插器1230提供（已压缩或已扩展的）视频输出信号，此处，输出信号W由下列表达式来限定：

W＝S′（N）+DX〔S′（N+1）-S′（N）〕

所述的四点内插器和峰化函数有利地接近了具个有良好高频细节分辨率的内插函数（Sinx）/X。

图12b示出峰化滤波器1220和1222、以及内插器1230的细节。在图12b中，把信号S（N-1）、S（N）和S（N+1）加到峰化滤波器1220中的加权电路1240上，在此，分别以峰化系数- 1/4 、 1/2 和- 1/4 对于这些信号进行加权。如图12c所示，加权电路1240包括乘法器1241a-1241c，用来把信号S（N-1）、S（N）和S（N+1）分别与峰化系数 - 1/4 、 1/2 和- 1/4 相乘。来自乘法器1241a-1241c的输出信号在加法器1242中相加，以产生已峰化的信号P（N）;把信号P（N）在乘法器1243中乘以信号PX，以产生已峰化的信号;该信号在加法器1244中与信号S（N）相加，以产生已峰化的信号S′（N）。峰值滤波器1222呈现出类似的结构和工作。

在两点内插器1230中，在减法器1232中从信号S′（N+1）中减去信号S′（N），以产生差分信号，把该差分信号在乘法器1234中乘以信号DX。来自乘法器1234的输出信号在加法器1236中与信号S′（N）相加，以产生输出信号W。

图15示出图13中帧内处理器1324的细节。图15的解码器装置基本类似于图11b的编码器装置。

输入到图15中处理器1324的复合视频信号包括：在第一场中，信号分量“Y1+C1”和“M1+A1”。在随后的第二场中，输入信号包括分量“Y₂+C₂”和“M₁-A₁”。分量Y₁+C₁、M₁和Y₂+C₂、M₂是由帧内处理器38提供的分量，正如结合图11b已详细讨论过的那样。分量+A₁和-A₁表示以分量2和分量3调制的另一个副载波信号，而分量2和分量3是来自单元64和76已帧内平均的信息。在这方面可参考图1、图1d，特别是图1d。

图15的帧内处理器以与前面讨论过的图11b的配置相同的方式工作。多路转换器1525处于位置“1”时，在组合器1528输出端得到场差分量。在通过高通滤波器1530滤波和通过单元1532门控之后，其结果是分量-A1，当它在组合器1534中与信号Y₁+C₁、M₁+A₁组合起来时，抵消了已调辅助副载波 分量（+A），以产生已恢复的主信号Y₁+C₁、M₁。已恢复的主信号分量Y₁+C₁是原样的、低于高通滤波器1530的截止频率1.7MHz，而分量M₁表示超过约1.7MHz的、已帧内平均的中心信息。在通过单元增益放大器1535倒相以后，场差抵消项（-A₁）是已恢复的已调辅助信号A₁。

已恢复的主信号Y₁+C₁、M₁对应于图13中的信号N，并且利用网络1342作进一步处理，如上所述。已恢复的辅助信号A₁对应于图13中的信号M，并且利用网络1326进行解调。

图16说明在接着的下一个图象场中，网络1524（如图15所示）的工作。在此情况下，信号Y₂+C₂、M₁-A₁是在延迟元件1520和1522之间产生的，而多路转换器1528占据位置“2”，用来接受信号Y1+C1、M1+A1。在组合器1534的输出端产生已恢复的主信号Y₂+C₂、M1，并且恢复了具有相反相位的已调辅助信号-A1。

在图18中，具有图10c结构和3.58±0.5MHz通常的H-V-T带通滤波器1810，把信号NTSCH通到相减组合器1814上，组合器1814还接受通过过渡时间均衡延迟器1812以后的信号NTSCH。已分离的亮度高频信号YH出现在组合器1814的输出端上。响应于色副载波信号SC，利用解调器1816，对于来自滤波器1810的已滤波NTSCH信号进行正交解调，用来产生色度高频IH和QH。

在图19中，借助于边条-中心信号分离器（时间分离器）1940，把信号YN、IN和QN分离成为已压缩的边条低频YO、IO、QO以及已扩展的中心信号YE、IE和QE。分离器1940 可采用前面讨论过的图8中分离器816的原理。

借助于时间扩展器1942，以边条扩展系数（对应于图1a编码器的时间压缩系数）对于信号YO、IO和QO进行时间扩展，以恢复宽屏幕信号中边条低频的原始空间关系，正如已恢复的边条低频信号YL、IL和QL所表示的那样。同样地，为了给边条留出位置借助于时间压缩器1944，以中心压缩系数（对应于图1a编码器的中心扩展系数），对于中心信号YE、IE和QE进行时间压缩，以恢复宽屏幕信号中心信号的原始空间关系，正如已恢复的中心信号YC、IC和QC所表示的那样。压缩器1944和扩展器1942可以是前面讨论过的图12所示类型。

利用组合器1946，把空间上已恢复的边条高频YH、IH和QH与空间上已恢复的边条低频YL、IL和QL组合起来，以产生重新构成的边条信号YS、IS和QS。借助于拼接器1960把这些信号拼接到重新构成的中心信号YC、IC和QC上，以形成全部重新构成的宽屏幕亮度信号YF′和全部重新构成的宽屏幕色差信号IF′和QF′。边条信号和中心信号分量的拼接是以实际上消除了在中心和边条之间边界上的可见接缝的方式完成的，正如从接着对于图14所示拼接器1960所作的讨论中看到的那样。

在图20中，利用元件2010，在把隔行信号IF′（或QF′）加到双端口存储器2020的输入端上之前，把IF′（或QF′）延迟262H。利用元件2010，在把该已延迟信号在加法器2014中与输入信号相加之前，使该信号受到附加的262H延迟。在把来自加法器2014的输出信号加到双端口存储器2018的一个输入端上之前，把该信号耦合到二分网络2016上。存储器 2020和2018以8fsc速率读出数据，以4fsc速率写入数据。把来自存储器2018和2020的输出加到多路转换器（MUX）2022上，用来产生输出的逐行扫描信号IF（QF）。还示出了说明隔行输入信号的波形（具有标为C和X的象素取样的两行）以及说明包括象素取样C和X的逐行扫描输出信号的波形。

图21说明适用为图13中信号YF′的变换器1350的装置。如图所示，利用元件2110和2112，在把隔行信号YF′在加法器2114中组合起来之前，把YF′延迟。把来自元件2110的已延迟信号加到双端口存储器2120上。把来自加法器2114的输出信号耦合到二分网络2116上，把2116的输出在加法器2118中加到信号YT上。把来自加法器2118的输出信号加到双端口存储器2122上。存储器2120和2122以4fsc速率写入，以8fsc速率读出，并且把输出信号提供给产生逐行扫描信号YF的多路转换器2124。

图14画出适用为例如图19中拼接器1960的边条-中心拼接装置。在图14中，所示拼接器包括网络1410，1410用来从边条亮度信号分量YS和中心亮度信号分量YC中产生全带宽亮度信号YF′，还有I信号拼接器1420和Q信号拼接器1430，它们在结构和工作方面类似于网络1410。使中心和边条故意重叠几个象素，例如10个象素。因此，在拼接之前，中心和边条信号在整个信号编码和传输过程中共享几个冗余的象素。

在宽屏幕接收机中，从相应的信号中重新构成中心和边条信号，但是，由于对于这些信号执行了时间扩展、时间压缩和滤波，所以，在边条和中心的边界上有几个象素不可靠或失真了。重叠区域（OL） 和不可靠的象素（CP，为了清楚起见稍有夸张）通过与图14中信号YS和YC有关的波形来表明。如果信息没有重叠区域，则不可靠的象素将互相连接起来，就会看到一条和缝。现已发现，10个象素的重叠区域对于补偿3至5个不可靠的边界象素来说是足够宽了。

冗余象素有利于容许把重叠区域中的边条和中心条象素混合起来在把信号YS加到信号组合器1415上之前，乘法器1411把边条信号YS乘以重叠区域中的加权函数W，正如有关波形所说明的那样。类似地，在把信号YC加到组合器1415上之前，乘法器1412把中心信号YC乘以重叠区域中互补加权函数（1-W），正如有关波形所说明的那样。这些加权函数在重叠区域中呈现出线性斜坡型特性，且包括0和1之间的值。加权后，利用组合器1415，把边条和中心信息相加，所以，每一个重新构成的象素都是边条和中心象素的线性组合。

加权函数在靠近重叠区域的最里面边界处最好应接近1，而在最外面边界处，应接近0。这将保证不可靠的象素对于重新构成的信息边界有相对小的影响。上述线性斜坡型加权函数能够满足这一要求。然而，加权函数并不一定是线性的，具有曲线或园形头部的非线性函数，即在权值1和0附近也可采用。通过对上述类型的线性斜坡型加权函数进行滤波，可以很容易地获得这样的加权函数。

加权函数W和1-W可以很容易地利用包括查寻表的网络和相减组合器来产生，该查寻表响应于表示象素位置的输入信号。边条-中心象素的重叠位置是已知的，按照对应于加权函数W、查寻表响应于输入信号要提供0到1的输出值，这样来对查寻表进行编程。输入信号能够以各种方法产生，例如利用被每一个行同步脉冲所同步的计数 器。互补的加权函数1-W，可以通过从1中减去加权函数W来产生。

图22示出适用为图1a中信号YF从逐行扫描到隔行扫描变换器17c的装置。图22还示出在所示垂直（V）和时间（T）平面内具有取样A、B、C和X的部分逐行扫描输入信号YF的图，正如图2a中也示出过的那样。逐行扫描信号YF通过元件2210和2212受到525H延迟，以便从取样B产生已相对延迟的取样X和A。在把取样B和A加到除2网络2216上以前，把B和A在加法器2214中相加。把来自网络2216的输出信号在网络2218中与取样X相减组合，以产生信号YT。把这个信号加到开关2220的个输入端上，该开关以两倍的隔行扫描速率进行工作。开关2220的另一个输入端接受来自延迟器2210输出的已延迟信号YF。把开关2220的输出加到双端口存储器2222上，该存储器以4fsc速率读出，以8fsc速率写入，以便在输出端上产生隔行形式的信号YF′和YT。

图23示出适用为图1a中变换器17a和17b的装置。在图23中，在把逐行扫描信号IF（或QF）加到双端口存储器2312上之前，把信号IF（或QF）加到525行延迟元件2310上，存储器2312以4fsc速率读出，以8fsc速率写入，以产生隔行输出信号IF′（或QF′）。还示出了说明具有取样C和X有关的第一和第二行的逐行扫描输入信号的波形，以及隔行输出信号（具有已拉长的取样C的第一行，速率为H/2）的波形。双端口存储器2312只输出已拉长形式的输入信号的第一行取样（C）。

图24示出单元80的细节。把信号X和Z分别加到非线性幅度压缩器2410和2412的地址输入端上。压缩器2410和 2412为可编程只读存储器（PROM）装置，每一个存储器包括一个查寻表，该查寻表包括对应于所需非线性伽玛压缩函数的已编程值。该函数通过在单元2412附近的、瞬时输入对输出的响应来说明。把来自单元2410和2412数据输出端的已压缩信号X和Z分别加到信号乘法器2414和2416的信号输入端上。乘法器2414和2416的基准输入端接受相应的、具有相互正交相位关系的交替副载波信号ASC，即，信号ASC为Sin和CoS形式。把来自乘法器2414和2416的输出信号在组合器2420中相加，以产生已正交调制的信号M。在图13的解调器配置中，通过传统的正交解调技术把已压缩的信号X和Z恢复出来，这些信号的互补非线性幅度扩展利用具有查寻表的PROM来执行，这种查寻表是以与PROMS    2410和2412编程值互补的值来编程的。

Claims (5)

1、一种接收代表宽屏幕图象的电视型信号的设备，所述宽屏幕图象具有边条部分图象信息和主屏图象信息，图象宽高比大于标准电视图象的宽高比，所述代表信号包括第一分量和主屏图象信息，第一分量包括时间压缩到第一分量过扫描区的边条部分的图象信息，

其特征在于，除了所述时间压缩信息外，对主屏图象信息进行帧内处理；

其特征还在于，所述设备包括：

把所述未帧内处理的时间压缩的边条图象信息和所述帧内处理的主屏图象信息分离的装置(1940)；

从所述帧内处理的信息产生第一输出信号的第一信号处理装置(1944)，该第一输出信号包括限定主屏图象信息的信号；

从所述未帧内处理的信息产生第二输出信号的第二信号处理装置(1942)，该第二输出信号包括限定时间扩展的具有大大减少对角线人工产物的边条图象信息的信号；

组合所述第一和第二输出信号的装置(1960)，用来产生代表在主屏和边条信息之间具有增强空间分辨率均匀性信号的图象。

2、根据权利要求1的设备，包括帧内处理的第二分量，该第二分量还包括图象分辨率信息（X，Z），所述第二分量调制辅助副载波而不调制色度副载波;所述设备包括：

响应于所述电视型信号，用来分离所述第一分量和所述已调制的辅助副载波的装置（1324）;

解调所述已分离的辅助副载波，以提供所述第二分量的装置（1326）;

其特征在于，

响应于所第一分量从所述帧内处理的信息提供第一主屏信息输出信号、和从所述未帧内处理的边条信息提供第二时间扩展的具有大大减少对角线人工产物的边条图象信息输出信号的装置（1940，1942），和

响应于所述第一和第二输出信号和所述分量，用来产生图象的视频信号处理装置（1946，1960），该图象代表了在主屏和边条信息之间具有增强空间分辨率均匀性的信号。

3、根据权利要求1的设备，其特征在于，所述时间压缩图象信息具有低频信息而不包括高频信息。

4、根据权利要求1-3中任一项的设备，其特征在于，所述帧内处理包括对图象元素进行帧内平均，以产生互不相同的帧内图象元素信息组，各组的帧内图象元素信息是基本全同的。

5、根据权利要求4的设备，其特征在于，所述帧内平均是对被偶数倍行扫描周期分开的空间相关的图象象素进行平均。

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