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CN102667918B - 用于使音频信号混响的混响器和方法 - Google Patents

用于使音频信号混响的混响器和方法 Download PDF

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CN102667918B CN201080058922.8A CN201080058922A CN102667918B CN 102667918 B CN102667918 B CN 102667918B CN 201080058922 A CN201080058922 A CN 201080058922A CN 102667918 B CN102667918 B CN 102667918B
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伯恩哈德·诺伊格鲍尔
扬·普洛格斯蒂亚斯
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Abstract

一种用于使音频信号（5）混响的混响器（10），包括反馈延迟回路处理器（20），用于使代表音频信号（5）的至少两个不同的频率子带信号（17）延迟不同的回路延迟（23）以获得混响频率子带信号（27）。

Description

用于使音频信号混响的混响器和方法
技术领域
本发明的实施方式涉及用于使音频信号混响的一种混响器和一种方法。本发明的其他实施方式涉及一种控制任意混响时间的有效频率转换域混响器。
背景技术
混响器用来对音频信号产生空间效果。存在需要对信号增加空间效果的许多音频信号处理场合，即早期反射和混响。在这两者之中，仅对信号本身之后的非常短的时段出现早期反射，因此可更简单地对其进行模仿，同时混响持续较长的时间间隔，并通常在干源声音偏移后可听到几秒钟。长时间间隔使混响器的设计成为需要低至中等计算成本的同时要求空间效果的系统中的主要焦点。
混响器的设计目标可能是使感知相似性最大化至某一实际或虚拟空间，或是产生使一些其他感知特性最大化以使听众偏好最大化的混响。对于混响，特别是对于时域信号，存在几种算法，并且，设计目标几乎总是在使计算负载最小化的同时达到最大期望质量的地方找到一种平衡。
历史上，混响设计几乎完全集中在时域信号上。然而，在现代音频处理方案中，在短时频变换域中进行处理是非常普遍的，例如在以下域中：在MPEG周围和相关技术中使用的QMF（正交镜像滤波器组）域、在感知音频编码译码器中使用的MDCT（改进型离散余弦变换）域，以及在非常广的应用范围中使用的STFT（短时傅里叶变换）域。尽管这些方法具有差异，但是公共因素在于，时域信号被分成时频瓦片（time-frequencytile），例如，如图16所示。变换和逆变换操作通常是无损的，因此，关于声音内容的信息完全包含在两个表示型态中。尤其地，时间频率表示型态用在音频的感知处理中，因为其更像是人的听觉系统处理声音的方式。
根据现有技术，存在产生混响的几种现有解决方案。在2006年10月第121次AES会议Vickers et al“Frequency Domain ArtificialReverberation using Spectral Magnitude Decay”中以及在US 2008/0085008A1中，描述了一种在频域中起作用的已知混响算法。而且，2002年的第112次AES会议Igor Nicolic“Improvements of Artificial Reverberation byUse of Subband Feedback Delay Networks”中提出了在频带中产生混响。
可在在1998年第104次AES会议和1999年的第106次AES会议“Artificial Reverberation Based on a Pseudo-Random Impulse Response”part I and II,Rubak & Johansen中，以及2007年三月第30次AES会议Karjalainen&“Reverberation Modeling Using Velvet Noise”中发现在使混响的脉冲响应衰减的同时无限地重复。然而，刚刚提到的参考文献是关于时域混响算法的。
在2009年10月的第127次AES会议的Lee at al的“the SwtichConvolution Reverberator”中，提出了一种具有低存储和小计算成本的适于移动装置的人工混响器。该混响器由用短噪声序列驱动回旋的均衡梳状滤波器组成。混响器均衡和衰减速度由低级IIR滤波器控制，并且回声密度是噪声序列的回声密度，其中，噪声序列被有规律地更新或“转换”。此外，还描述了几种用于更新噪声序列的结构，包括多带结构和对信号峰值系数（signal crest factor）敏感的漏极积分器。
在US 5272 274A中，电子音乐设备设置有触摸数据产生装置和生成混响信号的混响单元。混响单元基于触摸数据产生对应于音乐旋律信号的信号。混响单元具有用于形成基于触摸数据控制混响信号的混响参数的混响参数形成装置。该参数包括延迟元件的延迟时期和/或乘法器的系数。音乐设备被使得向其增加混合装置，用于混合音乐旋律信号和混响信号。音乐设备还被使得具有用于检测指示信道的数目的信道检测装置来代替触摸数据产生装置，从而混响信号由指示信道的数目控制。
US 6 723 910 B1公开了一种混响产生处理器，该混响产生处理器根据具有空间维度、声音反射和衰退的特性的预定虚拟环境而产生特定听觉信号。自然序列产生器根据虚拟环境的特性产生具有预定项数的自然序列。序列调整装置调整项的增益和自然序列项之间的时间尺度并输出音频信号。滤波器处理器根据虚拟环境对音频信号的预定频率带滤波并将经滤波的音频信号划分为高频音频信号和低频音频信号。高频混响产生器将高频音频信号变换为高频混响信号。低频混响产生器将低频音频信号变换为高频混响信号。输出装置将高频混响信号和低频混响信号组合以输出特定听觉信号。
在US 3992582A中，公开了一种混响声音产生装置，其具有提供有音频频率信号的输入端子、用于将施加至输入端子的音频频率信号划分为多个频率带的滤波器、用于将来自滤波器的输出信号延迟不同时间间隔的延迟线以及用于构成来自延迟线的输出信号并将延迟的音频频率信号传送至输出端子的电路。较低的频率被延迟的较长，从而产生音乐厅效果。
现有解决方案的根本问题在于，目前最高级的有效混响算法在时域中起作用。然而，在频域中起作用的许多应用需要混响单元。因此，为了将这些时域算法应用于信号，本申请将必须首先在将混响算法应用在时域中之前对信号进行逆变换。然而，根据应用的不同，这可能是不切实际的。
已知的时域混响器的另一缺点是，其在设计混响以适应某一组频率相关混响时间的方面是不灵活的，而这对人的空间感知来说是特别重要的。
发明内容
因此，本发明的一个目的是，提供一种用于使音频信号混响的概念，其允许提高质量且有效地实现。
该目的可由根据权利要求1所述的装置、根据权利要求15所述的方法和根据权利要求16所述的计算机程序实现。
根据本发明的一个实施方式，用于使音频信号混响的混响器包括反馈延迟回路处理器。反馈延迟回路处理器被构造为，使代表音频信号的至少两个不同的频率子带信号延迟不同的回路延迟，以获得混响频率子带信号。
对于至少两个频率子带信号的每个频率子带信号，反馈延迟回路处理器包括具有提供由不同抽头延迟所延迟的信号的多个延迟线抽头的延迟线、连接至延迟线的反馈回路以及用于组合由多个延迟线抽头输出的信号的组合器。
在实施方式中，频域信号表示可以在实域或复域中。因此，在混响器内执行的所有操作（例如延迟、相加或相乘）可以为实数或复数运算。
本发明根本的基本理念是，当使代表音频信号的至少两个不同的频率子带信号延迟不同的回路延迟时，可实现上述提高的质量/有效的实现方式。通过这种方法，可避免或至少减小反馈处理的感知重复性，从而允许更好地保持感知质量。
根据本发明的另一实施方式，对于每个频率子带信号，反馈延迟回路处理器包括具有滤波器脉冲响应的滤波器，其中，滤波器脉冲响应包括第一组滤波器脉冲响应样本和第二组滤波器脉冲响应样本。这里，第二组在脉冲响应样本间隔方面可以与第一组相似。另外，可使第二组的滤波器脉冲响应样本从第一组的滤波器脉冲响应样本延迟用于频率子带信号的回路延迟。这样，将使用于频率子带信号的滤波器脉冲响应的第一组和第二组延迟不同的回路延迟。
根据本发明的另一实施方式，对于每个频率子带信号，反馈延迟回路处理器包括：具有可变滤波器抽头密度的稀疏滤波器。通过适当地改变滤波器抽头密度，稀疏滤波器的滤波器脉冲响应将接近预定能量包线。因此，可以以取决于频率的方式控制稀疏滤波器的脉冲响应的能量包线。
根据本发明的另一实施方式，反馈延迟回路处理器被构造为，使至少两个频率子带信号的每个频率子带信号衰减一定的衰减系数。这里，衰减系数可以取决于预定的混响时间和用于频率子带信号的回路延迟。这允许子带方法调节反馈延迟回路处理的增益，使得可实现根据所需混响时间的能量衰减。
本发明提供一种具有提高的效率和由此在低功率处理器上的低成本的实现方式的混响结构。
附图说明
在下文中，参考附图说明本发明的实施方式，其中：
图1a示出了用于使音频信号混响的混响器的一个实施方式的框图；
图1b示出了根据本发明实施方式的用于至少两个不同的频率子带信号的不同回路延迟的示例性设计；
图1c示出了用于处理单个频率子带信号的单子带混响单元的实施方式的框图；
图1d示出了根据图1c的单子带混响单元的实施方式的脉冲响应的示意图；
图2a示出了在反馈回路内具有衰减器的单子带混响单元的另一实施方式的框图；
图2b示出了根据图2a的单子带混响单元的实施方式的脉冲响应的示意图；
图3示出了具有指数衰减的噪声滤波器的单子带混响单元的另一实施方式的框图；
图4示出了代表根据图3的单子带混响单元的实施方式所使用的指数衰减噪声的示例性滤波器响应函数的曲线图；
图5示出了根据图3的单子带混响单元的实施方式的示例性脉冲响应的曲线图；
图6示出了具有稀疏延迟线输出端的单子带混响单元的另一实施方式的框图；
图7示出了代表具有根据图6的单子带混响单元的实施方式所使用的衰减密度的单位脉冲的示例性滤波器响应函数的曲线图；
图8示出了根据图6的单子带混响单元的实施方式的示例性脉冲响应的曲线图；
图9示出了具有稀疏延迟线输出端和无乘法相位运算的单子带混响单元的另一实施方式的框图；
图10示出了根据图9的单子带混响单元的实施方式所使用的示例性无乘法相位运算的表格；
图11a示出了根据本发明实施方式的相位修正单元的框图；
图11b示出了根据本发明另一实施方式的相位修正单元的框图；
图11c示出了根据本发明另一实施方式的相位修正单元的框图；
图11d示出了根据本发的另一实施方式的相位修正单元的框图；
图12示出了具有串联连接的延迟线单元、中间乘法器、延迟线输入端和延迟线输出端的单子带混响单元的另一实施方式的框图；
图13示出了用于使在频域中操作的音频信号混响的混响器的实施方式的概念结构；
图14示出了通过频谱转换器、几个不同的单子带混响单元和输出端处理器使音频信号混响的混响器的实施方式的框图；
图15示出了通过正交信道特定输出向量使音频信号混响的混响器的另一实施方式的框图；
图16示出了根据本发明实施方式的连续短时时频变换表示的示意图。
具体实施方式
图1a示出了用于使音频信号混响的混响器10的一个实施方式的框图。如图1a所示，混响器10包括反馈延迟回路处理器20，其使代表音频信号5的至少两个不同的频率子带信号17延迟不同的回路延迟23，以获得混响频率子带信号27。混响器10还可包括输出处理器30，其用于处理混响频率子带信号27，以获得混响音频信号41。
参考图1a，混响器10还可包括滤波器组12，例如QMF（正交镜像滤波器组），其用于从原始的音频信号5产生至少两个不同的频率子带信号17。此外，反馈延迟回路处理器20可包括第一回路延迟单元22-1和第二回路延迟单元22-2，第一回路延迟单元22-1用于使至少两个不同的频率子带信号17的第一频率子带信号15-1延迟了第一延迟，以获得第一混响频率子带信号25-1，第二回路延迟单元22-2用于使至少两个不同的频率子带信号17的第二频率子带信号15-2延迟第二不同的延迟，以获得第二混响频率子带信号25-2。第一混响频率子带信号25-1和第二混响频率子带信号25-2可以组成混响频率子带信号27。在图1a的实施方式中，混响器10的输出处理器30可被构造为，将至少两个频率子带信号17与相应的混响频率子带信号27混合，以获得混合信号37，并组合混合信号37以最终获得混响音频信号41。如图1a所示，输出处理器30可包括第一和第二任何处理器件32-1，32-2以及相应的加法单元34-1，34-2。第一任何处理器件32-1可被构造为，在第一混响频率子带信号25-1上执行任何处理，以获得第一处理信号33-1，并且，第二任何处理器件32-2可被构造为，在第二混响频率子带信号25-2上执行任何处理，以获得第二处理信号33-2。这里，第一任何处理器件32-1和第二任何处理器件32-2所执行的任何处理操作可能是这样的，例如，使得将对混响频率子带信号27的第一混响频率子带信号25-1和第二混响频率子带信号25-2应用预定的倍增或增益系数。第一加法单元34-1可被构造为，增加至少两个不同的频率子带信号17的第一频率子带信号15-1或其处理版本以及任何处理器件32-1的第一处理信号33-1，以获得第一加法信号35-1，并且第二加法单元34-2可被构造为，增加至少两个不同的频率子带信号17的第二频率子带信号15-2或其处理版本以及任何处理器件32-2的第二处理信号33-2，以获得第二加法信号35-2。这里，第一加法信号35-1和第二加法信号35-2可组成至少两个混合信号37。
如图1a所示，输出处理器30可进一步包括至少两个任选的任何处理器件44-1，44-2，其用于处理至少两个不同的频率子带信号17的第一频率子带信号15-1和第二频率子带信号15-2。第一任选的任何处理器件44-1可被构造为，在第一频率子带信号15-1上执行任何任选处理，以获得第一任选处理的信号45-1并对相应的加法单元34-1提供第一任选处理的信号45-1，同时，第二任选的任何处理器件44-2可被构造为，在第二频率子带信号15-2上执行任何任选处理，以获得第二任选处理的信号45-2并对相应的加法单元34-2提供第二任选处理的信号45-2。因此，对于至少两个不同的频率子带信号17的第一频率子带信号15-1和第二频率子带信号15-2，可将第一任选的任何处理器件44-1和第二任选的任何处理器件44-2分别基本上插入滤波器组12和加法单元34-1，34-2之间的平行（直达声）路径中。例如，在双声道处理中，第一任选的任何处理器件44-1和第二任选的任何处理器件44-2可被构造为，对至少两个不同的频率子带信号17的第一频率子带信号15-1和第二频率子带信号15-2应用HRTF（头部关联传递函数），以获得第一任选处理的信号45-1和第二任选处理的信号45-2。
这里，第一加法单元34-1可被构造为，增加任何处理器件32-1的第一处理信号33-1和任选的任何处理器件44-1的第一任选处理的信号45-1，以获得第一加法信号35-1，同时，第二加法单元34-2可被构造为，增加任何处理器件32-2的第二处理信号33-2和任选的任何处理器件44-2的第二任选处理的信号45-2，以获得第二加法信号35-2。这里，第一加法信号35-1和第二加法信号35-2可组成至少两个混合信号37。
此外，如图1a所示，输出处理器30还可包括组合器38，其用于组合混合信号37以获得混响音频信号41。输出处理器30的组合器38可包括至少两个其他的任何处理器件36-1，36-2和合并单元39。第一其他的任何处理器件36-1可被构造为，进一步处理至少两个混合信号37的第一混合信号35-1，以获得第一进一步处理的信号37-1，并且，第二其他的任何处理器件36-2可被构造为，进一步处理至少两个混合信号37的第二混合信号35-2，以获得第二进一步处理的信号37-2。与第一任何处理器件32-1和第二任何处理器件32-2相似，第一其他的任何处理器件36-1和第二其他的任何处理器件36-2可通过对混合信号37应用预定的倍增或增益系数，来执行进一步的任何处理操作。输出处理器30内的组合器38的合并单元39可被构造为，连续地合并或组合第一进一步处理的信号37-1和第二进一步处理的信号37-2，以在混响器10的输出端处获得混响音频信号41。通过例如由混响器10执行的处理，将获得代表具有组合或更大带宽的组合混响频率子带信号的混响音频信号。基本上，图1a的实施方式代表一种用于混响子带域内的（例如QMF域内的）音频信号的混响器。
图1b示出了根据本发明的一个实施方式的用于至少两个不同的频率子带信号的不同回路延迟的示例性设计50。参考图1a、图1b，混响器10可包括反馈延迟回路处理器54，其可被构造为，使得用于至少两个频率子带信号53的代表更低频带的第二频率子带信号51-2的回路延迟56-2将比用于至少两个频率子带信号53的代表更高频带的第一频率子带信号51-1的回路延迟56-1大。特别地，反馈延迟回路处理器54可包括至少两个回路延迟单元57，其中，第一回路延迟单元可被构造为，使代表更高频带的第一频率子带信号51-1延迟第一回路延迟56-1，以获得第一混响频率子带信号55-1，并第二回路延迟单元可被构造为，使代表更低频带的第二频率子带信号51-2延迟第二更大的回路延迟56-2，以获得第二混响频率子带信号55-2。第一混响频率子带信号55-1和第二混响频率子带信号55-2可组成混响频率子带信号57。这里，图1b的反馈延迟回路处理器54、频率子带信号53和混响频率子带信号57可分别相当于图1a的反馈延迟回路处理器20、至少两个不同的频率子带信号17和混响频率子带信号27。在图1b的设计中，混响器10可包括输出处理器60，其可被构造为处理混响频率子带信号57以获得混响音频信号61。这里，图1b所示的输出处理器60可相当于图1a所示的输出处理器30，同时，输出处理器60输出的混响音频信号61可相当于图1a的输出处理器30输出的混响音频信号41。因此，通过根据图1b的不同回路延迟的设计，可使用于至少两个频率子带信号的代表增加的频带的连续频率子带信号的回路延迟平均减小，使得将获得改进的混响感知质量。
在一些实施方式中，用于连续频率子带信号的回路延迟可以是例如线性减小或随机设置的。通过对至少两个不同的频率子带信号设置不同的回路延迟，可有效地避免或至少减少混响的重复效果。
图1c示出了用于处理单个频率子带信号的单子带混响单元100的一个实施方式的框图。单子带混响单元100包括延迟线110、反馈回路120和组合器130。如图1c所示，延迟线110具有代表不同延迟的多个延迟线输出端或延迟线抽头115。延迟线110被构造为提供延迟量（N）。这里，用Z-N表示的延迟线110具有用于单个频率子带信号101的延迟线输入端105。反馈回路120与延迟线110连接，并被构造为用于处理单个频率子带信号101或延迟版本和用于将处理的信号或单个频率子带信号101或单个频率子带信号的延迟版本供应至延迟线输入端105中。对于在反馈回路120内计算的信号的每个往返，反馈回路120与延迟线110一起基本上代表将相应的延迟量N引入信号的反馈延迟回路。组合器130被构造为，用多个延迟线输出端或延迟线抽头115组合信号输出，以获得混响频率子带信号135。特别地，组合器130可用来将由多个延迟线输出端115输出的信号相加，或首先将信号与增益和/或衰减系数相乘然后将其相加，或将由多个延迟线输出端115输出的所选信号线性地组合。图1c实施方式的单子带混响单元100允许产生混响频率子带信号135，其具有与大于延迟量N的混响时间相应的混响。
图1d示出了根据图1c的单子带混响单元100的实施方式的脉冲响应150的示意图。如图1d所示，脉冲响应150包括由延迟量N分开的等距脉冲的顺序（P0，P1，P2，P3，…）。等距脉冲（P0，P1，P2，P3，…）定义相当于延迟量N的重复间隔160。此外，在等距脉冲（P0，P1，P2，P3，…）的重复间隔160内分布由多个延迟线输出端115输出的延迟脉冲155。在图1d中可以看到，单子带混响单元100的脉冲响应150的等距脉冲（P0，P1，P2，P3，…）分别具有相同的振幅。参考图1c，图1d，混响频率子带信号135的混响可以相当于大于延迟量N的时间周期165。
图2a示出了在反馈回路内具有衰减器210的单子带混响单元200的另一实施方式的框图。图2a的装置200基本上包括与图1c的装置100相同的块。因此，用相同的数字表示具有相似实现方式和/或功能的相同的块。然而，图2a实施方式中的单子带混响单元200的反馈回路220包括用于衰减延迟信号205的衰减器210。这里，从提供延迟量N用于每次将衰减信号215或频率子带信号101馈送至延迟线输入端105中的延迟线110接收延迟信号205。如图2a所示，衰减器210被构造为对延迟信号205应用衰减系数b，其中，衰减系数b取决于所提供的延迟量N和混响时间T60。反馈回路220内的衰减器210的衰减的结果是，反馈回路220的脉冲响应以一系列等距衰减脉冲（P0，P1，P2，P3，…）为特征，其中，等距衰减脉冲（P0，P1，P2，P3，…）的重复间隔160再次用延迟量N定义。
图2b示出了根据图2a的单子带混响单元200的实施方式的脉冲响应250的示意图。参考图2a实施方式，混响频率子带信号135的混响可以相当于包括一系列等距衰减脉冲（P0，P1，P2，P3，…）的脉冲响应250，其中，将由多个延迟线输出端115输出的延迟脉冲255分布在等距衰减脉冲（P0，P1，P2，P3，…）的重复间隔160内。
图3示出了具有指数衰减的噪声滤波器的单子带混响单元300的另一实施方式的框图。图3实施方式的单子带混响单元300基本上相当于图2a实施方式的单子带混响单元200。如图3所示，可相当于图1c，图2a的延迟线110的延迟线310，包括多个串联的延迟线单元（Z-D1，Z-D2，…Z-DN），其用于分别连续地延迟衰减信号215或馈送至延迟线输入端105中的频率子带信号101。这里，延迟线310的每个延迟线单元312具有相应的用于连续延迟的信号的延迟线输出端314。可相当于单子带混响单元100，200的组合器130的单子带混响单元300的组合器330包括多个乘法器350，每个乘法器连接至相应的延迟线输出端。特别地，多个乘法器350被构造为，将由多个延迟线输出端115输出的每个连续延迟的信号分别与滤波器响应函数h(n)，n=1，2，…，N的相应的滤波器系数相乘，以获得乘法器输出信号355。
在实施方式中，可用Z-Di表示各个延迟线单元（各个基本的延迟隙），其中Di（i=1，2，…，N）是部分延迟量，其由单个延迟线单元引入。特别地，D1，D2，…，DN可以是相同的（Z-D），例如1（Z-1），或可具有不同的值。此一般化还涉及其他图，尽管没有明确地标出。这里，部分延迟量Di可以相当于一个样本的延迟（时隙），使得由多个延迟线输出端输出的延迟脉冲将彼此相邻地紧密隔开。特别地，延迟线可包括许多单个延迟线单元，其与由多个串联的延迟线单元（Z-Di）组成的延迟线提供的延迟量N相应。根据其他实施方式，当与不止一个样本的延迟相应地增加部分延迟量Di时，也可获得延迟线所提供的延迟量N，同时，减小单个延迟线单元的数量。在该情况中，由多个延迟线输出端输出的延迟脉冲将与更粗糙的分辨率相应地进一步远离彼此地隔开。
如图3所示，组合器330可包括加法器360，其用于将乘法器输出信号355相加，以获得混响频率子带信号135。根据图3所示的实施方式，可这样设置组合器330，使得滤波器响应函数h(n)将具有衰减振幅特性，其中，滤波器响应函数h(n)的长度N等于延迟量N。此外，在图3实施方式中，单子带混响单元300的反馈回路120被构造为，在处理方向上从延迟线310的最后一个延迟线单元输出端315接收延迟信号，其可相当于图2a的延迟信号205。这里，用反馈回路120和延迟线310内的箭头的指示方向表示处理方向。
图4示出了代表根据图3的单子带混响单元300的实施方式所使用的指数衰减的噪声的示例性滤波器响应函数400的曲线图。特别地，单子带混响单元300的组合器330可被构造为，基于hDNF(n)=noise(n)·an，n=1，2，…，N提供滤波器响应函数400，其中，noise(n)为噪声函数，并且其中，滤波器响应函数hDNF(n)的衰减振幅特性是基于指数衰减的包线an的。在图4中可清楚地看到噪声函数noise(n)和示例性滤波器响应函数hDNF(n)400的包线an。此外，滤波器响应函数hDNF(n)400被示例性地示出为在0和N之间的范围内，其中，该范围相当于滤波器响应函数hDNF(n)的长度405，其可大约等于延迟线310提供的延迟量N，如图3所示。特别地，可这样设置单子带混响单元300的组合器330，使得包线an取决于每个时隙的衰减，其中，每个时隙的衰减以相当于混响时间的预定义的参数T60为基础。通过这种方法，可以调节滤波器响应函数hDNF(n)，以代表相应的指数衰减的能量曲线。
图3所示的单子带混响单元300还可包括衰减器340，其可以相当于放在反馈回路120内的图2a所示的衰减器210。单子带混响单元300的衰减器340可用于通过对用于反馈回路120内的信号的每个往返的延迟信号应用衰减系数，衰减从最后一个延迟线单元输出端315接收的延迟信号。特别地，单子带混响单元300的衰减器340被构造为，对延迟信号应用等于b=aN的衰减系数，其中，a为每个时隙的衰减，N为延迟量。这里，通过将来自最后一个延迟线输出端315的延迟信号与衰减系数b=aN相乘，可对反馈回路120的每个往返执行衰减。
图5示出了根据图3的单子带混响单元300的实施方式的示例性脉冲响应500的曲线图。如图5所示，单子带混响单元300的脉冲响应500的特征在于，具有包线函数an的指数衰减的噪声510，其中，可根据预定义的参数T60设置每个时隙的衰减。
特别地，可用以下公式从特定频带中的所需混响时间计算反馈回路中的衰减系数（即将由反馈回路内的衰减器应用的衰减系数b）：
b=aN，
其中，b是反馈回路中产生的衰减系数，并且
a=10-3·P/T60fs，
其中，a为每个时隙的衰减，N为特定频带中的延迟线长度（即延迟线提供的延迟量），P为频率变换的下采样系数，T60为混响时间，fs为采样速率。该公式基本上给出了与给定混响时间T60相应的衰减系数。
通常，将带状指数衰减的高斯噪声认为是很好地接近实际的扩散混响。这正是通过用包线调制高斯噪声而产生的混响滤波器，包线用每个时隙的系数衰减。因此，可分别用以下函数设计混响FIR（有限脉冲响应）
滤波器：
h[n]=white[n]·an，
或者，在复域中，例如用以下函数设计：
h[n]=white[n]·an·ei2π·rand[n]，
其中，white(n)为产生白噪声的处理，n为时隙指数，rand(n)是从0到1的平均分配产生随机变量的处理。特别地，可用该处理产生图4所示的滤波器响应函数hDNF(n)，其在图3实施方式中使用。图4示例性地示出了这种混响滤波器的实部及其调制包线。
图6示出了具有稀疏延迟线输出端的单子带混响单元600的另一实施方式的框图。图6的单子带混响单元600基本上包括与图2a的单子带混响单元200相同的块。因此，用相同的数字表示具有相似实现方式和/或功能的相同块。然而，可相当于单子带混响单元200的延迟线110的单子带混响单元600的延迟线610，包括多个串联连接的延迟线单元（Z-D），其用于连续地延迟衰减信号215或馈送至延迟线输入端105中的频率子带信号101。在图6实施方式中，延迟线610包括至少三个延迟线输出端615，其可相当于图2a的多个延迟线输出端115，其中，延迟线输出端615被构造为，使得第一延迟线输出端617-1和第二延迟线输出端617-2之间的延迟与第二延迟线输出端617-2和第三延迟线输出端617-3之间的延迟不同。单子带混响单元600的反馈回路120被构造为，在处理方向上从延迟线610的最后一个延迟线单元输出端613接收延迟信号。
此外，单子带混响单元600的反馈回路120包括用于衰减延迟信号的衰减器640，其中，从提供延迟量N用于每次将衰减信号215或音频信号101馈送至延迟线输入端105中的延迟线610的最后一个延迟线输出端613接收延迟信号。特别地，衰减器640可被构造为，对延迟信号应用等于b=aN的衰减系数，其中，a为每个时隙的衰减，N为延迟量。另外，特别是，多个延迟线输出端615可被构造为，使得连续的延迟对之间的差平均起来将是增加的。这里，可相当于图1c的组合器130的组合器630可被构造为组合至少三个延迟线输出端615，以获得混响频率子带信号135。
在图6的实施方式中，每个单独的延迟线单元612可被构造为，对连续延迟的信号引入部分延迟量D。这里，可如之前已经相应地描述的那样设置各个延迟线单元的数量和引入连续延迟的信号的部分延迟量D。
根据图6实施方式，由至少三个延迟线输出端615输出的延迟脉冲将在由反馈回路120的响应定义的重复间隔内不均匀地分布，具有衰减密度特性。具有稀疏延迟线输出端的单子带混响单元600的脉冲响应基本上相当于稀疏滤波器响应函数。
图7示出了代表具有根据图6的单子带混响单元600的实施方式所使用的衰减密度的单位脉冲（unity impulse）705的示例性滤波器响应函数700的曲线图。在图7中可看到，示例性单位脉冲705在接近时间/样本轴线701的原点702的区域710中更密地分布，同时，对于较大的时间/样本720直到框的边界703，示例性单位脉冲705变得更稀疏地分布，其中，框由0和N之间的时间/样本定义，其中，时间/样本N相当于延迟线610提供的延迟量N。
例如，滤波器响应函数hSF(n)700可以以hSF(n)=sparse(n)为基础，n=1，2，…，N，其中，可在稀疏函数“sparse(n)”的基础上构造图6所示的多个延迟线输出端615，该函数通过用于连续时隙的减小的密度稀疏地分布单位脉冲705。滤波器响应函数hSF(n)700可被特别地设置为使得代表指数衰减的能量曲线715。基本上，图7显示FIR滤波器的稀疏抽头位置。曲线715描述了模拟的平均能量衰减（ESF）。这里，该图不包括相位修正。
图8示出了根据图6的单子带混响单元600的实施方式的示例性脉冲响应800的曲线图。在图8中，可清楚地看到由单子带混响单元600的多个延迟线输出端615输出的信号（即延迟脉冲）。为了连续地供应延迟线输入端105，延迟脉冲稀疏地或不均匀地分布在时间/样本0和N之间的第一重复间隔810、时间/样本N和2N之间的第二重复间隔820以及时间/样本2N和3N之间的第三重复间隔830内。这里，重复间隔810，820，830可相当于图1d、图2b所示的重复间隔160。图8所示的脉冲响应800的总间隔865（可相当于图1d，图2b所示的时间周期165）相当于延迟量N的大约三倍。特别地，单子带混响单元600的脉冲响应800包括连续延迟的稀疏脉冲，其分别具有用于重复间隔810，820，830内的连续时隙的衰减密度，其中，衰减密度与单位脉冲的特征分布相应，例如图7所示。
在图8中还可看到，第一重复间隔810、第二重复间隔820和第三重复间隔830内的连续延迟的稀疏脉冲815，825，835的振幅/等级彼此分别不同，并且，特别地，相对于彼此衰减。这里，可用可由单子带混响单元600的衰减器640应用的相应的衰减系数b=aN控制该衰减。在图6实施方式中，例如，衰减系数b=aN可被控制为使得连续延迟的稀疏脉冲815，825，835的振幅/等级分别明显地从第一重复间隔810，降至第二重复间隔820降至第三重复间隔830。
参考图6，图8，可特别用延迟线610和衰减器640控制衰减密度和连续延迟的稀疏脉冲815，825，835的振幅/等级的衰减，使得单子带混响单元600（图8）的脉冲响应800和单子带混响单元300（图5）的脉冲响应500将基本上具有相同的能量衰减速率。特别地，与单子带混响单元300相比，可用少得多的计算工作量实现单子带混响单元600。
这是因为，尽管单子带混响单元300提供的混响算法在概念上是相对简单的，但是其在计算成本方面已超出。因此，例如在单子带混响单元600内提供的在计算上有效的FIR结构是有利的。图6实施方式特别是以人的听力对衰减扩散混响的精细结构不敏感，但是对能量衰减速率敏感的争论为基础。由于这个原因，可用具有衰减密度（例如图7的脉冲响应700中的）的单位脉冲代替图4中的脉冲响应400的衰减振幅an，以产生相同的平均整体能量衰减。
在图5，图8中可清楚地看到分别用单子带混响单元300和单子带混响单元600获得的单频带的整体响应500，800的视觉差异。特别地，在图5，图8中，示出了用单子带混响单元300，600执行的一个频带中的混响算法的响应的绝对值，其中，短时和长时平均能量衰减在两个响应中是相同的。这里，相位修正并不包括在图中。两个响应500，800在N个样本的间隔中重复，尽管在图8中能更看到效果。
图9示出了具有稀疏延迟线输出端和无乘法相位运算的单子带混响单元900的另一实施方式的框图。图9的单子带混响单元900基本上包括与图6的单子带混响单元600相同的块。因此，用相同的数字表示具有相似实现方式和/或功能的相同的块。然而，可相当于单子带混响单元600的组合器630的单子带混响单元900的组合器930，包括多个用“θ”块表示的相位修正单元950。这里，每个相位修正单元（θ块）与多个延迟线输出端（抽头）915的各个延迟线输出端（抽头）连接，所述多个延迟线输出端（抽头）915可相当于单子带混响单元600的至少三个延迟线输出端615，如图6所示。在图9实施方式中，多个相位修正单元950特别被构造为，修正延迟线抽头输出信号的相位，其中，第一延迟线抽头输出端917-1的相位修正可与第二延迟线抽头输出端917-2的相位修正不同。通过对多个延迟线抽头输出端915应用不同的相位修正，将在组合器930的输出端处把整体相位变化引入混响频率子带信号135。
因此，尽管仅用没有乘法器的稀疏延迟线输出产生具有衰减密度的单位脉冲已经产生了合理的结果，但是，可通过对该响应增加相位变化来大幅度增加混响算法的质量。特别地，与用单子带混响单元600获得的脉冲响应相比，由于增加的相位变化而用单子带混响单元900获得的脉冲响应本质上将以更高的质量为特征。然而，与单子带混响单元300的相比，应用任意相位修正将去除或至少减小用单子带混响单元600所提供的混响算法获得的之前实现的计算好处。然而，通过将相位修正限制至k·π/2，可有效地避免这一点，其中，k是整数（k=0，1，2，3…），使得由θ块执行的相位运算减少到将输入信号的实部和虚部简单地供应至输出的实部和虚部，如图10的表中所示。
图10示出了根据图9的单子带混响单元900的实施方式所使用的示例性无乘法相位运算的表1000。特别地，表1000的第一列1010代表分别用于k=0(1012)，k=1(1014)，k=2(1016)和k=3(1018)的无乘法相位运算k·π/2，每个具有k·2π的周期。此外，表1000的第二和第三列1020，1030代表输出的实部（输出实部）和虚部（输出虚部），其与用于相应的无乘法相位运算（线1012，1014，1016，1018）的输入信号的实部（输入实部）和虚部（输入虚部）直接相关。
图11a，图11b，图11c，图11d示出了相位修正单元1110，1120，1130，1140的不同实施方式的框图，其可相当于图9所示的单子带混响单元900所使用的多个相位修正单元950中的一个相位修正单元。特别地，多个相位修正单元950可被构造为，在延迟线抽头输出信号上操作，其中，多个相位修正单元950的每个相位修正单元1110，1120，1130，1140可包括用于相应延迟线抽头输出信号的实部的第一相位修正单元输入端1112-1，1122-1，1132-1，1142-1或用于相应延迟线抽头输出信号的虚部的第二相位修正单元输入端1112-2，1122-2，1132-2，1142-2，以及用于相位修正的输出信号的实部的第一相位修正单元输出端1114-1，1124-1，1134-1，1144-1或用于相位修正的输出信号的虚部的第二相位修正单元输出端1114-2，1124-2，1134-2，1144-2。
在图11a中，第一相位修正单元输入端1112-1直接连接至第一相位修正单元输出端1114-1，第二相位修正单元输入端1112-2直接连接至第二相位修正单元输出端1114-2。
在图11b中，第二相位修正单元输入端1122-2直接连接至第一相位修正单元输出端1124-1，第一相位修正输入端1122-1连接至与第二相位修正单元输出端1124-2连接的互连符号反相器（interconnected signinverter）1125。因此，根据图11b实施方式，相位修正输出信号的实部将以相应的延迟线抽头输出信号的虚部为基础，相位修正输出信号的虚部将以相应的延迟线抽头输出信号的符号反相的实部为基础。
在图11c中，第一相位修正单元输入端1132-1连接至与第一相位修正单元输出端1134-1连接的互连符号反相器1135-1，并且，第二相位修正单元输入端1132-2连接至与第二相位修正单元输出端1134-2连接的互连符号反相器1135-2。因此，根据图11c的实施方式，相位修正输出信号的实部将以相应的延迟线抽头输出信号的符号反相实部为基础，相位修正输出信号的虚部将以相应的延迟线抽头输出信号的符号反相虚部为基础。
在图11d中，第一相位修正单元输入端1142-1直接连接至第二相位修正单元输出端1144-2，第二相位修正单元输入端1142-2连接至与第一相位修正单元输出1144-1连接的互连符号反相器1145。因此，根据图11d实施方式，相位修正输出信号的虚部将以相应的延迟线抽头输出信号的实部为基础，相位修正输出信号的实部将以相应的延迟线抽头输出信号的符号反相的虚部为基础。
由不同相位修正单元1110，1120，1130，1140执行的可能的相位运算（相位修正）可被叫做是无乘法的，因为可直接从输入信号（即延迟线输出信号）中得到输出（即相位修正的输出信号），如之前已经描述的，不需要对信号应用（复数）相位乘法器。因此，相位修正单元1110，1120，1130，1140代表在计算上有效的相位修正单元。
图12示出了具有串联连接的延迟线单元（Z-D）、中间乘法器1260、延迟线（抽头）输入端1209和延迟线（抽头）输出端1211的单子带混响单元1200的另一实施方式的框图。如图12所示，单子带混响单元1200的延迟线1210包括多个串联延迟线单元（Z-D），其用于连续地延迟由分别供应至不同延迟线输入端的频率子带信号1201代表的衰减信号或音频信号，其中，延迟线1210的每个延迟线单元具有相应的用于连续延迟的信号的延迟线输出端。此外，单子带混响单元1200包括多个中间乘法器1260，每个中间乘法器1260与第一延迟线单元1205的延迟线输出端1207和第二连续延迟线单元1215的相应延迟线输入端1213连接。特别地，图12所示的延迟线1210的多个串联延迟线单元（Z-D）可能相当于图9所示的延迟线610的多个串联连接的延迟线单元（Z-D）。
在图12的实施方式中，特别调节多个中间乘法器1260，以将来自多个串联延迟线单元（Z-D）的连续延迟的信号输出与中间衰减系数相乘，以获得中间乘法器输出信号，并将中间乘法器输出信号馈送至组合器1230，其可相当于图1c的组合器130，并馈送至延迟线1210内的连续延迟线单元的相应延迟线输入端。这里，例如，中间乘法器1260可被构造为实数乘法器。可相当于图1c的反馈回路120的反馈回路1220可被构造为，从多个中间乘法器1260的最后一个中间乘法器输出端1265接收延迟信号，其中，来自最后一个中间乘法器输出端1265的延迟信号将具有与基于中间乘法器1260的数量的有效衰减系数和分别应用的中间衰减系数相应的衰减。特别地，多个中间乘法器1260可被构造为，提供与由反馈回路120例如在图9所示的单子带混响单元900内应用的衰减系数（b=aN）相应的有效衰减系数。单子带混响单元1200还可包括多个相位修正单元1250，其可相当于图9所示的相位修正单元950。
参考图12的实施方式，由多个串联延迟线单元（Z-D）的每个延迟线单元引入的部分延迟量D可相当于一个样本或时隙的特定延迟。在图12实施方式中，可不完全地组装与延迟线输出端1211相应的多个延迟线输出抽头。这意味着，可仅将多个串联延迟单元的一部分输出抽头与组合器1230连接。另外，也可不完全组装该多个中间乘法器1260。
根据图12实施方式，多个串联延迟线单元（Z-D）的至少两个延迟线单元1215，1218可能具有相应的延迟线输入端1213，1217，其用于并行地接收频率子带信号1201所代表的音频信号。这里，图12所示的频率子带信号1201可相当于图1c中所示的频率子带信号101。
在图12的实施方式中，音频信号可由几个输入音频信道Ch1，Ch2，Ch3…等组成，用“L”（左）、“R”（右）和“C”（中）表示。此外，几个输入音频信道的每个输入音频信道包括多个不同频率子带信号1203的频率子带信号1201。
如图12所示，可在馈送至多个串联延迟线单元（Z-D）的相应延迟线输入端之前，用预先连接的相位修正单元不同地处理几个输入音频信道Ch1，Ch2，Ch3…（例如L，R，C）。这里，多个预先连接的相位修正单元1240可被构造为，应用对于不同输入音频信道（Ch1，Ch2，Ch3…）不同的无乘法相位运算。
因此，在实施方式中，单子带混响单元1200可被构造为，不同地预处理几个输入音频信道（L，R，C）的相应频率子带信号，以获得不同的预处理信号。特别地，可通过使用不同的相位修正单元1240来预处理几个输入音频信道（L，C，R）的相应频率子带信号，以在将预处理信号供应至多个串联延迟线单元（Z-D）的相应延迟线输入端之前对几个输入音频信道L，C，R应用不同的相位修正。
特别地，如可在图12中看到的，单子带混响单元1200可进一步包括多个连接的相位修正单元（θ块）1240，每个相位修正单元连接至多个串联延迟线单元（Z-D）的相应延迟线输入端，使得将对可并行地注入不同延迟线输入的频率子带信号1201应用相位修正。这里，应指出，相位修正单元1240，1250可相当于例如图11中描述的有效相位修正单元。
根据其他实施方式，可在将其注入相应延迟线输入端1213，1217之前，增加用于音频信号的几个信道（L，R，C）的预处理信号。在图12中，用在L，C，R信道上操作的“+”符号1242示例性地表示这种加法运算。
根据其他实施方式，延迟线1210可被构造为，使得用于接收音频信号1201的延迟线输入端1209的数量和延迟线输出端1211的数量的和将比延迟线1210的单独的基本延迟隙的数量小。
在图12所示的组合器1230的输出端处，可获得多个不同的混响频率子带信号的混响频率子带信号1235，其中，混响频率子带信号1235可相当于之前的实施方式的混响频率子带信号135。
换句话说，可将音频信号的音频信道（L，R，C）在频谱上分解成多个不同的频率子带信号，示例性单子带混响单元1200可在该频率子带信号上操作。因此，图12本质上涉及一种具有延迟线输入端（输入抽头）、延迟线输出端（输出抽头）和中间衰减系数的频带单子带混响单元的特定结构。这里，相位修正单元也可以为零乘法器。
在实施方式中，用频带单子带混响单元实现的频域混响算法可以将输入信号从多个信道任意地注入延迟线的任何点为基础。其还可用来从延迟线的拾取产生多个输出信道。根据其他实施方式，可用随时间变化或不变的复数乘法器代替混响结构内的有效相位修正单元和实数乘法器。此外，延迟线单元、中间乘法器（增益）、拾取点和入口点的等级可以是可互换的。特别地，当将特定信道注入向量构造为是正交的时，将使得单子带混响单元能够同等地处理处理输入信号的相关和不相关部分。在将输出加权向量构造为是正交的情况中，可产生不相关的输出信道。这里，输出加权向量可能与由多个中间乘法器输出的衰减的（加权的）信号相应，将每个中间乘法器放在其相应延迟线单元的后面。如果将注入向量构造为与输出加权向量正交，那么可能防止脉冲响应重复开始时的能量峰值。
根据其他实施方式，可通过调节延迟线单元之间的增益和/或通过减小输出拾取的密度，来控制单环中的能量衰减。然而，不管应用什么方法，目标都是根据给定的混响时间获得能量衰减速率。
换句话说，混响结构可利用将具有相位修正输入信号注入延迟线的可能性。这里，将输入信号并行地注入延迟线会是有利的，因为该系统的脉冲响应通过与延迟线输入端（输入抽头）的数量相应的系数而变密。这特别允许减小延迟线输出端（输出抽头），并允许以更少的存储多余和增加而具有相等的脉冲响应密度。最佳地，可将每个频带中的延迟长度调节至在与输入抽头的数量乘以输出抽头的数量相同的范围中。根据其他实施方式，可用均匀分布随机地分布输入和输出抽头位置。另外，整体延迟长度和输入与输出抽头位置在每个频带中都是不同的。另一种方法是利用延迟线单元之间的实数乘法器，以根据混响时间提供能量衰减。
由于图12的实施方式具有较高的计算费用，所以可将其减少至许多特定且有效的混响结构。这些中的一个是，例如，在图9实施方式中描述的稀疏滤波器结构。
以上不同的实施方式（图1c，图2a，图3，图6，图9，图12）涉及在至少两个不同的频率子带信号中的单个或各个频率子带信号上操作的单子带混响单元，同时，在下文中，将描述被构造为不同地处理至少两个不同的频率子带信号的混响器的不同实施方式。
图13示出了在频域中操作的混响器1300的一个实施方式的概念结构。图13的混响器1300可特别用来在频带中执行混响算法。特别地，图13所示的混响器1300可相当于图1a所示的混响器10。这里，应指出，图13的混响器1300可包括多个如之前描述的单子带混响单元，其中，多个单子带混响单元中的每个单子带混响单元可在多个频率子带信号中的单个频率子带信号上操作，并且其中，多个单子带混响单元可被构造为不同地处理频率子带信号，以获得多个混响频率子带信号1335。
参考图13的实施方式，混响器1300包括反馈延迟回路处理器1320，其可相当于图1a所示的反馈延迟回路处理器20。任选地，图13所示的混响器1300还可包括第一频谱转换器1310，其可相当于图1a所示的混响器10的滤波器组12，并包括第二频谱转换器1340，其可相当于图1a所示的混响器10的输出处理器30。这里，第一频谱转换器1310和第二频谱转换器1340分别用“时频变换（任选）”和“逆时频变换（任选）”表示。第一频谱转换器1310可被构造为，将音频信号1301转换成具有多个不同的频率子带信号1315的频谱表示。这里，图13的实施方式中的音频信号1301和多个不同的频率子带信号1315可相当于图1a的实施方式中的音频信号5和至少两个不同的频率子带信号17。如图13所示，对于多个不同的频率子带信号1315中的每个频率子带信号1317，反馈延迟回路处理器1320可包括，反馈回路1350和具有多个延迟线抽头的扩散滤波器1330。在图13中可以看到，反馈回路1350包括确定频率子带信号的回路延迟以获得反馈信号1353的延迟元件1352。特别地，反馈回路1350可包括用于将频率子带信号1317和反馈信号1353相加的加法器1354。如可在图13中看到的，将加法器1354与扩散滤波器1330连接。对于图13的实施方式来说特殊的是，反馈回路的延迟元件对于至少两个不同的频率子带信号（信号1315）而言是不同的。
根据其他实施方式，混响器1300的反馈延迟回路处理器1320可包括用于至少两个频率子带信号中的每个频率子带信号1317的反馈回路1350，其中，用于频率子带信号1317的反馈回路1350可包括延迟元件1352，以及附加地，包括衰减器1356。这里，延迟元件以及衰减器对于至少两个不同的频率子带信号而言也可是不同的。
任选地，可用混响器1300的第二频谱转换器1340组合多个混响频率子带信号1335，以获得具有组合带宽的混响音频信号1341。用图13的混响器1300获得的混响音频信号1341可相当于图1a的混响器10的混响音频信号41。
换句话说，混响器1300的单子带混响单元或频域混响结构可包括装在两个（任选的）频谱转换器1310，1340内的（衰减的）脉冲序列发生器（反馈回路1350）和（短时）扩散滤波器1330，以分别执行时频变换和逆时频变换。变换运算（方块1310，1340）是任选的，并仅是为了图示的目的，因为应用中的音频信号可能已经在频率变换域中。在变换域中，处理快的等级是可互换的，因为处理是线性的。所包括的所有因素在不同的频带中可以是不同的。这里，在时频变换转换器1310的输出端处和逆时频变换转换器1340的输入端处，分别用虚线示出了不同的频带。
如之前描述的，混响结构（混响器1300）包括多个不同的单输入单输出混响单元，因此应用于多个输入和输出或不同的频率子带信号。在概念上，可通过具有多个相互不相关的扩散滤波器，来实现产生多个输出。在图13中，可将衰减脉冲序列发生器1350（反馈回路）构造为，产生无限指数衰减的稀疏等距响应，其在该特定频带中定义混响的重复间隔。接着，扩散滤波器1330（其可以是FIR（有限脉冲响应）或IIR（无限脉冲响应））可以用来对该响应产生短时扩散特性。此结构允许扩散滤波器1330是短的并由此在计算上是有效的。反馈回路使得整体响应无限地衰减，并且，扩散滤波器优选地使得短时包线根据相同的系数而衰减。
并不特别地限制扩散滤波器的延迟线长度。在实施方式中，设计目标是使延迟线的长度尽可能短，以允许扩散滤波器中的最小存储使用和计算成本，同时保持重复结构的负感知效果最小。
可以许多方式设计扩散滤波器。例如，其可被设计为通过衰减噪声来实现的短时扩散滤波器形式的“理想混响”扩散滤波器（图3的设计方法），或设计为通过使用无乘法相位运算而具有衰减密度和单位增益的稀疏滤波器来实现的有效扩散滤波器（图9的设计方法）。这里，图9的扩散滤波器设计方法通过非正式的收听在感觉上与图3的方法相等，同时具有明显的计算节省。因此，图9的方法可能比图3的方法优选。特别地，例如图6，图9，图12的实施方式内的基于稀疏滤波器的实现方式代表混响算法的更实际的实现方式。
在实施方式中，混响结构基本上使用公共的延迟线，其由反馈延迟回路和扩散滤波器（例如FIR稀疏滤波器）共享。也可类似地构造其他类型的扩散滤波器。
参考图3，图6，图9，图12的实施方式，包括多个串联延迟线单元的延迟线可由至少15个，优选地至少20个且小于200个，优选地小于100个单独的延迟线单元（延迟线隙）组成。
根据其他实施方式，图13所示的扩散滤波器1330或图1c所示的延迟线110是典型的复数值装置。
图14示出了用频谱转换器、包括几个不同的单子带混响单元的反馈延迟回路处理器和输出处理器混响音频信号的混响器1400的一个实施方式的框图。如图14所示，混响器1400包括频谱转换器1410、反馈延迟回路处理器1420和输出处理器1430。这里，图14所示的频谱转换器1410、反馈延迟回路处理器1420和输出处理器1430可相当于图1a所示的混响器10的滤波器组12、反馈延迟回路处理器20和输出处理器30。频谱转换器1410可被构造为，将可相当于图1a的音频信号5的音频信号1401转换成多个不同的频率子带信号1415，其可相当于图1a的至少两个不同的频率子带信号17。在图14的实施方式中，反馈延迟回路处理器1420包括多个单子带混响单元1421，将其构造为处理不同的频率子带信号1415，以获得混响频率子带信号1425。特别地，反馈延迟回路处理器1420的第一单子带混响单元1422可被构造为，对多个不同的频率子带信号1415的第一频率子带信号1417-1提供第一总延迟量N1，以获得第一混响频率子带信号1427-1，同时，反馈延迟回路处理器1420的第二单子带混响单元1424可被构造为，对多个不同的频率子带信号1415的第二频率子带信号1417-2提供第二不同的总延迟量N2，以获得第二混响频率子带信号1427-2。输出处理器1430可被构造为，处理混响频率子带信号1425，以获得例如之前描述的混响音频信号1435。这里，在输出处理器1430的输出端处获得的混响频率子带信号1425和混响音频信号1435可能分别相当于在图1a所示的输出处理器30的输出端处获得的混响频率子带信号27和混响音频信号41。
例如，频谱转换器1410可被构造为QMF分析滤波器组，或用于执行短时傅里叶变换（STFT），同时，输出处理器1430可被构造为QMF合成滤波器组，或用于执行逆短时傅里叶变换（ISTFT）。
在实施方式中，频域信号表示可以是实域或复域。因此，在混响器内执行的所有运算（例如延迟、加和或相乘）可以是实数或复数运算。
根据其他实施方式，频谱转换器1410或滤波器组12也可被实现为实数值的装置。这种实数值的滤波器组的可能应用可以是，例如音频编码的修正离散余弦变换（MDCT），或MPEG环境中的低功率模式，其中，QMF频带的下部可以是复数的，并且，更高的频带可以仅是实数值的。在这种情况中，可以是这样的环境：至少一部分子带仅是实数值的，并且，应用类似这样的混响将是有利的。在这些情况中，信号是实数的，并且，可能的相位修正（例如有效相位修正，例如图11a至图11d中描述的）仅是1和–1，分别相当于实数信号乘以乘数1或–1的乘积。
通过对多个频率子带信号1415使用不同的总延迟量（N1≠N2），由于对不同的频率子带信号产生不同的重复间隔，所以可明显地减小脉冲响应的重复性。
参考图1c和图14的实施方式，对于至少两个频率子带信号1415中的每个频率子带信号，反馈延迟回路处理器1420可包括：具有多个提供由不同抽头延迟所延迟的信号的延迟线抽头115的延迟线110、与延迟线110连接的反馈回路120，以及用于组合由多个延迟线抽头115输出的信号的组合器130，以获得混响频率子带信号1425。特别地，延迟线110被构造为，提供比最高的抽头延迟高的总延迟量。该总延迟量本质上决定频率子带信号的回路延迟。如图14所示，由反馈延迟回路处理器1420的第一信号子带混响单元1422和第二信号子带混响单元1424提供的总延迟量N1，N2对于至少两个不同的频率子带信号1415来说是不同的。
根据其他实施方式，对于每个频率子带信号，混响器10的反馈延迟回路处理器20可包括具有滤波器脉冲响应的滤波器，例如图8所示的脉冲响应800。如之前描述的，滤波器脉冲响应800包括第一组滤波器脉冲响应样本815和第二组滤波器脉冲响应样本825。这里，第二组825与第一组815在脉冲响应样本间隔上相似，同时，第二组825的第一脉冲响应样本821将从第一组815的第一脉冲响应样本811延迟用于频率子带信号的回路延迟。此外，用于由滤波器提供的频率子带信号的回路延迟本质上相当于由第二组820的第一脉冲响应样本821和第一组815的第一脉冲响应样本811定义的延迟量N。
因此，在反馈延迟回路处理器20的输出端处，将获得用于至少两个不同的频率子带信号的多个不同的第一滤波器脉冲响应样本和第二组滤波器脉冲响应样本。特别地，将使第一组和第二组的用于频率子带信号的滤波器脉冲响应延迟不同的用于至少两个不同的频率子带信号的回路延迟。
参考图6和图14的实施方式，多个延迟线抽头615（115）可包括延迟线抽头的第一部分619-1和延迟线抽头的第二后续部分619-2。在实施方式中，单子带混响单元的延迟线610（110）可被构造为，使得第二部分619-2的抽头之间的平均间隙尺寸将大于第一部分619-1的抽头之间的平均间隙尺寸。这里，平均间隙尺寸分别相当于延迟线抽头的第一连续部分619-1或第二连续部分619-2中的多个延迟线抽头615（115）的相应延迟线抽头之间的连续延迟上的平均值。
参考图1c，图13和图14的实施方式，特别地，图13所示的混响器1300的扩散滤波器1330或与反馈回路120和组合器130连接的延迟线110可被构造为图6中示例性地示出的稀疏滤波器600。如之前已经描述的，稀疏滤波器600可具有能够以这样的方式变化的滤波器密度：稀疏滤波器600的滤波器脉冲响应（例如图7的脉冲响应700）将接近预定的能量包线（例如图7的能量包线715）。
根据其他实施方式，在图9的实施方式中（稀疏滤波器900），稀疏滤波器可被实现为包括多个相位修正单元950，其中，多个相位修正单元950中的每个相位修正单元与多个延迟线抽头915的各个延迟线抽头直接连接，并且其中，每个相位修正单元被构造为，对由各个延迟线抽头输出端的相应信号应用无乘法相位运算。在实施方式中，例如，可根据图10的表1000执行由多个相位修正单元950的相应相位修正单元提供的无乘法相位运算。这里，相应的相位修正单元可被构造为图11a至图11d所示的有效相位修正单元。参考图1c，图13和图14，扩散滤波器1330或延迟线110典型地为复数值的装置，其用于分开处理代表音频信号的复信号的实部和虚部。因此，通过使用这些复数值的装置，可实现图11a至图11d所示的有效相位修正单元1110，1120，1130，1140。
参考图1a和图2a的实施方式，混响器10的反馈延迟回路处理器20可被构造为，使至少两个频率子带信号17的每个频率子带信号衰减衰减系数b。如前所述，根据本发明的实施方式，衰减系数b可取决于预定的混响时间T60和用于频率子带信号的回路延迟。通过这种方法，可由反馈延迟回路处理器20对至少两个不同的频率子带信号17应用不同的衰减系数。
图15示出了具有正交信道特定输出向量的混响器1500的另一实施方式的框图。在图15的实施方式中，混响器1500可包括用于多个输入音频信道（Chin,1，Chin,2…）的第一和第二信道1501-1，1501-2（Chin,1，Chin,2）的至少两个频谱转换器1510-1，1510-2，其中，至少两个频谱转换器1510-1，1510-2可被构造为分析滤波器组（例如图1a的滤波器组12），以在频谱上将两个信道1501-1，1501-2分别分解成第一多个不同的频率子带信号1515-1和第二多个不同的频率子带信号1515-2。如图15所示，反馈延迟回路处理器1520（例如图1a的反馈延迟回路处理器20）可包括多个加法器1550，其可用于将第一多个频率子带信号1515-1和第二多个频率子带信号1515-2的相应的频率子带信号相加，以获得加法信号1555，并用于将加法信号1555馈送至多个单子带混响单元1521的相应输入中。特别地，多个单子带混响单元1521中的一个单子带混响单元可包括延迟线滤波器，其包括对第一输出音频信道Chout,1的频率子带信号1525-1和第二输出音频信道Chout,2的频率子带信号1525-2提供至少两个不同的滤波器抽头位置1522，1524的延迟线1526。
此外，混响器1500可包括两个输出处理器1530-1，1530-2，其用于提供输出音频信号的第一输出信道和第二输出信道1535-1，1535-2（Chout,1，Chout,2），其中，两个输出处理器1530-1，1530-2可被构造为合成滤波器组（例如QMF合成滤波器组）。特别地，第一输出处理器1530-1可被设置为，使由多个单子带混响单元1521的第一延迟线输出端或滤波器抽头位置1522输出的第一多个信号1525-1合成，同时，第二输出处理器1530-2可被设置为，使由多个单子带混响单元1521的第二延迟线输出端或滤波器抽头位置1524输出的第二多个信号1525-2合成。
参考图15实施方式，音频信号5具有多个不同的输入音频信道Chin,1，Chin,2，…，其中，每个输入音频信道具有至少两个不同的频率子带信号（信号1515-1，1515-2）。特别地，作为反馈延迟回路处理器1520的一部分的延迟线滤波器的延迟线1526可包括滤波器抽头位置或与至少一部分滤波器抽头位置连接的相位修正单元。反馈延迟回路处理器1520进一步包括用于第一输出音频信道1535-1的频率子带信号1525-1的第一输出结构，Chout,1，以及用于第二输出音频信道1535-2的频率子带信号1525-2的第二输出结构，Chout,2。在图15的实施方式中，可将反馈延迟回路处理器1520构造为，使得第一输出结构和第二输出结构可包括与不同的滤波器抽头位置或相位修正单元的连接1527。特别地，在图15实施方式中，可将第一和第二输出结构与相同的延迟线1526连接。
本质上，通过使用相同的延迟线1526以提供从一个输入频率子带信号产生的用于输出音频信道的不同延迟的频率子带信号，与当用两个不同的延迟线提供从一个输入频率子带信号产生的不同延迟的频率子带信号时的情况相比，可有效地减小反馈延迟回路处理器1520内的所需延迟线的数量。
根据其他实施方式，反馈延迟回路处理器还可包括用于第一输入音频信道的频率子带信号的第一输入结构和用于第二输入音频信道的频率子带信号的第二输入结构。在这种实施方式中，反馈延迟回路处理器可被构造为，使得第一和第二输入结构可包括与不同的滤波器抽头位置或相位修正单元的连接。因此，可将第一和第二输入结构与相同的延迟线连接。
在实施方式中，输入端（Chin,1，Chin,2，…）和输出音频信道（Chout,1，Chout,2，…）的数量可以是相同的或不同的。
本质上，图15实施方式的混响器1500提供在频域中操作的混响算法，其以音频信号的两个或多个信道的子带状处理为基础。如图15所示，例如，可将特定信道输出向量构造为彼此正交。这里，可用特定延迟线输出端（拾取点或滤波器抽头位置）定义特定信道输出向量，其用于通过相应的输出处理器合成。参考图15实施方式，特定信道输出向量相对于彼此正交，因为可对第一和第二信道分别使用不同的拾取点或滤波器抽头位置1522，1524。
虽然在设备的上下文中已经描述了一些方面，但是，显而易见的是，这些方面还代表了相应方法的描述，其中，块或装置与方法步骤或方法步骤的特征相应。类似地，在方法步骤的上下文中描述的方面也代表了相应块或物品的描述或相应设备的特征。可通过（或使用）硬件设备（例如微处理器、可编程计算机或电路）执行部分或所有方法步骤。在一些实施方式中，可用这种设备执行一些一个或多个最重要的方法步骤。
可将创新处理的音频信号储存在数字存储介质上，或可将其在传输介质上传输，例如无线传输介质或有线传输介质，例如因特网。
根据某些实现要求，可在硬件或软件中实现本发明的实施方式。可用数字存储介质执行这些实现方式，例如，软盘、DVD、蓝光、CD、ROM、PROM、EPROM、EEPROM或闪存，其具有储存于其上的可用电子仪器读取的控制信号，该信号可与可编程计算机系统配合（或能够与其配合），使得执行相应的方法。因此，数字存储介质可以是计算机可读的。
根据本发明的一些实施方式包括具有可用电子仪器读取的控制信号的数据载体，该信号能够与可编程计算机系统配合，使得执行一个本文描述的方法。
通常，本发明的实施方式可被实现为具有程序代码的计算机程序产品，该程序代码用于当计算机程序产品在计算机上运行时执行一个方法。例如，可将程序代码储存在机器可读的载体上。
其他实施方式包括用于执行一个本文描述的储存在机器可读的载体上的方法的计算机程序。
换句话说，因此，发明方法的一个实施方式是一种计算机程序，其具有当计算机程序在计算机上运行时用于执行一个本文描述的方法的程序代码。
因此，发明方法的另一实施方式是，包括记录于其上的用于执行一个本文描述的方法的计算机程序的数据载体（或数字存储介质，或计算机可读的介质）。数据载体、数字存储介质或记录介质典型地为有形的和/或非变迁的。
因此，发明方法的另一实施方式是代表用于执行一个本文描述的方法的计算机程序的数据流或一系列信号。例如，数据流或该一系列信号可被构造为，经由数据通信连接传输，例如经由因特网。
另一实施方式包括处理装置，例如计算机，或可编程逻辑装置，被构造为适于执行一个本文描述的方法。
另一实施方式包括计算机，其具有安装于其上的用于执行一个本文描述的方法的计算机程序。
根据本发明，另一实施方式包括被构造为将用于执行一个本文描述的方法的计算机程序传输（例如用电或用光）至接收器的设备或系统。接收器可以是，例如，计算机、移动装置、存储装置等。该设备或系统可以，例如，包括用于将计算机程序传输至接收器的文件服务器。
在一些实施方式中，可用可编程逻辑装置（例如现场可编程门阵列）执行本文描述的方法的部分或所有功能。在一些实施方式中，现场可编程门阵列可与微处理器配合，以执行一个本文描述的方法。通常，这些方法优选地由任何硬件设备执行。
上述实施方式仅用于说明本发明的原理。应理解，本文描述的布置和细节的改进及变化对于本领域的技术人员来说将是显而易见的。因此，目的是仅由所附权利要求的范围限制，而不是由通过本文的实施方式的描述和说明给出的特定细节限制。
本发明本质上对可在频率变换域中操作的混响器提供一种新颖的、在计算上有效的结构。与现有的频域解决方案和对频带中的混响时间的任意控制相比，好处包括有效的实现方式。
本发明的实施方式可以在频率变换域中操作并在每个子带中具有单个处理的算法为基础。此外，此算法的脉冲响应可在在每个频带中指数衰减的同时无限重复。
在下文中，描述了本发明的实施方式的主要好处。所提出的解决方案产生在感觉上非常接近于无限频带状指数衰减的白噪声的混响，其被认为是对实际扩散混响的良好参考。此外，所提供的系统的计算复杂性是非常小的，这对长混响时间来说也是一样。特别地，在每个时域样本中，用于处理所有子带的一个实例实现方式仅需要2.2个实数乘积和10至40个实数相加（取决于参数T60）。
所提出的解决方案还允许在所有频域中分别完全自由地调节参数T60。特别是对空间建模和虚拟声响来说，这是很重要的，因为在频域中参数T60对感知空间中的听众来说是一个重要特性，并且，事实上，是空间声学测量和模拟中的一个普遍措施。最后，本解决方案在频域中起作用。存在许多要求良好质量的频域混响算法的现代音频处理技术。
在下文中，描述了本发明的实施方式的一些优选使用情况。使用情况涉及在短时频率变换域中起作用的应用中增加空间效果。这种应用的一个实例是：MPEG环绕的双声道解码，如在2006年9月的第29次AES大会Breebaart，Herre，Jun，kiorling，Koppens，Plogsties，Villemoes“Multi-Channel Goes Mobile:MPEG Surround Binaural Rendering”中和MPEG环境标准ISO/IEC FDIS 23003-1中描述的，以及如在Breebaart，Engdegard，Falch，Hellmuth，Hilpert，Hoelzer，Koppens，Oomen，Resch，Schujiers，Trentiev“Spatial Audio Object Coding(SAOC)-The UpcomingMPEG Standard on Parametric Object Based Audio Coding”中描述的SAOC。这些解码器有助于在混合QMF域中具有空间效果。通过用头戴受话器对听众产生自然听觉体验的必要性，来激发混响器的必要性。另一使用情况涉及上混合。与双声道解码相似，上混合应用通常也在频域中起作用，并且也可以使用混响器。另一使用情况涉及空间声学设计中的可听化。空间声学软件需要可自由控制T60以可听到设计相位中的空间（例如音乐厅）的混响器。另一使用情况涉及游戏音频和VR。虚拟现实中的浸入式体验的成功产生可以取决于正确地复制任何给定组的参数T60的能力。最后，另一使用情况涉及音频效果。所提出的技术可克服时域混响器的一些限制。通过频率变换和逆频率变换运算的帮助，所提出的技术可被应用为声音设计中的效果。

Claims (15)

1.一种用于使音频信号(5)混响的混响器(10，1400)，包括：
反馈延迟回路处理器(20)，用于使代表音频信号(5)的至少两个不同的频率子带信号(17)延迟不同的回路延迟(23)，以获得混响频率子带信号(27)，其特征在于
对于所述至少两个频率子带信号(1415)的每个频率子带信号，所述反馈延迟回路处理器(1420)包括具有提供被延迟不同抽头延迟的信号的多个延迟线抽头(115)的延迟线(110)、连接至所述延迟线(110)的反馈回路(120)以及用于组合由所述多个延迟线抽头(115)输出的信号的组合器(130)，
其中，所述反馈延迟回路处理器(1320)包括用于至少两个所述频率子带信号(17)中的每个频率子带信号(1317)的反馈回路(1350)，其中，用于所述频率子带信号(1317)的所述反馈回路(1350)包括延迟元件(1352)和衰减器(1356)，其中，所述延迟元件关于所述至少两个不同的频率子带信号(17)的其回路延迟是不同的。
2.根据权利要求1所述的混响器(10)，还包括用于处理所述混响频率子带信号(27)以获得混响音频信号(41)的输出处理器(30)。
3.根据权利要求2所述的混响器(10)，其中，所述输出处理器(30；1340)被构造为，将所述至少两个频率子带信号(17)与相应的混响频率子带信号(27)混合，以获得混合信号(37)，并被构造为组合所述混合信号(37)，或组合所述混响频率子带信号(27；1335)，以获得具有组合带宽的所述混响音频信号(41；1341)。
4.根据权利要求1所述的混响器(10)，其中，对于每个频率子带信号，所述反馈延迟回路处理器(20)包括具有滤波器脉冲响应(800)的滤波器，其中，所述滤波器脉冲响应(800)包括第一组滤波器脉冲响应样本(815)和第二组滤波器脉冲响应样本(825)，所述第二组(825)与所述第一组(815)在脉冲响应样本间隔方面相似，其中，所述第二组(825)的第一脉冲响应样本(821)相对于所述第一组(815)的第一脉冲响应样本(811)延迟所述频率子带信号的回路延迟，并且其中，使用于所述频率子带信号的滤波器的滤波器脉冲响应的第一组和第二组延迟所述不同的回路延迟(23)。
5.根据权利要求1所述的混响器(1300)，其中，对于每个频率子带信号(1317)，所述反馈延迟回路处理器(1320)包括反馈回路(1350)和具有多条延迟线抽头的扩散滤波器(1330)，其中，所述反馈回路(1350)包括确定所述频率子带信号的回路延迟以获得反馈信号(1353)的延迟元件(1352)，并且其中，所述反馈回路(1350)包括用于将所述频率子带信号(1317)和所述反馈信号(1353)相加的加法器(1354)，所述加法器(1354)连接至所述扩散滤波器(1330)，其中，所述延迟元件对于所述至少两个不同的频率子带信号(17)而言是不同的。
6.根据权利要求1所述的混响器(1400)，其中，对于所述至少两个频率子带信号(1415)中的每个频率子带信号，所述反馈延迟回路处理器(1420)被构造为获得所述混响频率子带信号(1425)，其中，所述延迟线(110)具有高于最高抽头延迟且确定回路延迟的总延迟量，其中，所述总延迟量(N1，N2)对于所述至少两个不同的频率子带信号(1415)而言是不同的。
7.根据权利要求6所述的混响器(1400)，其中，所述多个延迟线抽头(115；615)包括延迟线抽头的第一部分(619-1)和延迟线抽头的第二后续部分(619-2)，并且其中，所述延迟线(115；615)被构造为，使得所述第二部分(619-2)的抽头之间的平均间隙尺寸大于所述第一部分(619-1)的抽头之间的平均间隙尺寸。
8.根据权利要求1所述的混响器(10)，其中，所述反馈延迟回路处理器(54)被构造为，使得用于所述至少两个频率子带信号(53)的代表较低频带的第二频率子带信号(51-2)的回路延迟(56-2)大于用于所述至少两个频率子带信号(53)的代表较高频带的第一频率子带信号(51-1)的回路延迟(56-1)。
9.根据权利要求5所述的混响器(100；1300)，其中，连接至所述反馈回路(120)和所述组合器(130)的扩散滤波器(1330)或延迟线(110)被构造为稀疏滤波器(600)，其中，所述稀疏滤波器(600)具有以使所述稀疏滤波器(600)的滤波器脉冲响应(700)接近预定能量包线(715)的方式变化的滤波器抽头密度。
10.根据权利要求9所述的混响器(100；1300)，其中，所述稀疏滤波器(600；900)包括多个相位修正单元(950)，其中，所述多个相位修正单元(950)中的每个相位修正单元直接连接至所述多个延迟线抽头(915)中的各个延迟线抽头，并且其中，所述每个相位修正单元被构造为对由所述各个延迟线抽头输出的相应信号应用无乘法相位运算。
11.根据权利要求10所述的混响器(100；1300)，其中，扩散滤波器(1330)或所述延迟线(110)为复数值器件，并且其中，所述多个相位修正单元(950)中的每个相位修正单元(1110；1120；1130；1140)包括：用于相应延迟线抽头输出信号的实部的第一相位修正单元输入端(1112-1；1122-1；1132-1；1142-1)或用于相应延迟线抽头输出信号的虚部的第二相位修正单元输入端(1112-2；1122-2；1132-2；1142-2)，以及用于相位修正输出信号的实部的第一相位修正单元输出端(1114-1；1124-1；1134-1；1144-1)或用于相位修正输出信号的虚部的第二相位修正单元输出端(1114-2；1124-2；1134-2；1144-2)，
其中，所述第一相位修正单元输入端(1112-1)直接连接至所述第一相位修正单元输出端(1114-1)，所述第二相位修正单元输入端(1112-2)直接连接至所述第二相位修正单元输出端(1114-2)；或者
其中，所述第二相位修正单元输入端(1122-2)直接连接至所述第一相位修正单元输出端(1124-1)，并且，所述第一相位修正输入端(1122-1)连接至与所述第二相位修正单元输出端(1124-2)连接的互连符号反相器(1125)，由此，所述相位修正输出信号的实部以相应的延迟线抽头输出信号的虚部为基础，并且，所述相位修正输出信号的虚部以所述相应的延迟线抽头输出信号的符号反向实部为基础；或者
其中，所述第一修正单元输入端(1132-1)连接至互连符号反相器(1135-1)，所述互连符号反相器(1135-1)连接至所述第一相位修正单元输出端(1134-1)，并且，所述第二相位修正单元输入端(1132-2)连接至与所述第二相位修正单元输出端(1134-2)连接的互连符号反相器(1135-2)，由此，所述相位修正输出信号的实部以所述相应的延迟线抽头输出信号的符号反向实部为基础，并且，所述相位修正输出信号的虚部以所述相应的延迟线抽头输出信号的符号反向虚部为基础；或者
其中，所述第一修正单元输入端(1142-1)直接连接至所述第二相位修正单元输出端(1144-2)，并且，所述第二相位修正输入端(1142-2)连接至与所述第一相位修正单元输出端(1144-1)连接的互连符号反相器(1145)，由此，所述相位修正输出信号的虚部以所述相应的延迟线抽头输出信号的实部为基础，并且，所述相位修正输出信号的实部以所述相应的延迟线抽头输出信号的符号反向虚部为基础。
12.根据权利要求1所述的混响器(1500)，其中，所述音频信号(5)具有多个不同的输入端(Chin,1，Chin,2，…)或输出音频信道(Chout,1，Chout,2，…)，其中，每个输入或输出音频信道具有至少两个不同的频率子带信号(1201；1515-1；1515-2)，其中，所述反馈延迟回路处理器(1520)包括延迟线滤波器，所述延迟线滤波器的延迟线(1526)包括滤波器抽头位置或连接至至少一些滤波器抽头位置的相位修正单元，所述反馈延迟回路处理器(1520)进一步包括用于第一输入端(Chin,1)或输出音频信道(Chout,1)的频率子带信号(1201；1525-1)的第一输入或输出结构以及用于第二输入端(Chin,2)或输出音频信道(Chout,2)的频率子带信号(1201；1525-2)的第二输入或输出结构，并且其中，所述反馈延迟回路处理器(1520)被构造为，使得所述第一输入或输出结构和所述第二输入或输出结构包括与不同的滤波器抽头位置或相位修正单元的连接(1527)，并且其中，所述第一输入或输出结构和所述第二输入或输出结构连接至相同的延迟线(1526)。
13.根据权利要求1所述的混响器(10)，其中，所述反馈延迟回路处理器(20)被构造为，使所述至少两个频率子带信号(17)中的每个频率子带信号衰减一衰减系数(b)，其中，所述衰减系数(b)取决于预定的混响时间(T60)和用于频率子带信号的回路延迟。
14.根据权利要求1所述的混响器(10)，还包括滤波器组(12)，用于从所述音频信号(5)产生所述至少两个不同的频率子带信号(17)。
15.一种用于使音频信号(5)混响的方法，包括：
通过使用反馈延迟回路处理器(1420)使代表所述音频信号(5)的至少两个不同的频率子带信号(17)延迟不同的回路延迟(23)，以获得混响频率子带信号(27)，特征在于
对于所述至少两个频率子带信号(1415)的每个频率子带信号，所述反馈延迟回路处理器(1420)包括：具有提供被延迟不同抽头延迟的信号的多个延迟线抽头(115)的延迟线(110)、连接至所述延迟线(110)的反馈回路(120)以及用于组合由所述多个延迟线抽头(115)输出的信号的组合器(130)，
其中，所述反馈延迟回路处理器(1420)包括用于至少两个所述频率子带信号(17)中的每个频率子带信号(1317)的反馈回路(1350)，其中，用于所述频率子带信号(1317)的所述反馈回路(1350)包括延迟元件(1352)和衰减器(1356)，其中，所述延迟元件关于所述至少两个不同的频率子带信号(17)的其回路延迟是不同的。
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