CN102202028B - 离散频谱条件的认知高速无线通信系统设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种离散频谱条件的认知高速无线通信系统设计方法。尤其公开了一种离散频谱条件下高速认知无线通信系统和方法。所述系统包括授权频段分析模块、非授权频段分析模块和数据调制模块。授权频段分析模块对通信系统的授权频段进行频谱分析以获得第一可用频段；非授权频段分析模块对所述通信系统的授权频段之外的其它频段、或不同于所述通信系统的至少一个其它系统的授权频段进行分析以获得第二可用频段；数据调制模块基于所述第一可用频段和所述第二可用频段，采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制。

Description

离散频谱条件的认知高速无线通信系统设计方法

技术领域

本申请涉及无线通信系统中的频谱感知技术。

背景技术

在2G移动通信已经能很好的满足语音通信需求的条件下，当今无线通信技术依旧飞速发展，其主要目标就是为了满足日益增长的高速数据速率需求。时分复用(TDM)，码分复用(CDM)，频分复用(FDM)等传统复用技术，以及诸如正交频分复用(OFDM)，智能天线，链路自适应等技术的综合应用，为高速无线通信系统的设计提供了灵活的配置方案。

在这些技术中，由于OFDM频谱利用率高，并能有效克服多径效应引起的码间干扰等优势，越来越受到业界的青睐。目前，3GPP和3GPP2已将OFDM技术确定为4G的关键物理层技术，并以此取代CDM技术。

近年来对通信频谱及其利用率的测量分析表明，当今频谱资源紧缺的状况主因并不是物理频段较少，而是由于已授权频段的频谱利用率十分低下所造成的。据近期中国移动研究院无线技术研究所的对国内几类典型场景的测量结果表明，频谱利用率十分低下的原因主要有：一方面，由于历史认识及技术的局限性，目前沿用的频谱分配规范仍然是FCC于1927年颁布的。由于采用固定频谱分配方式，许多已分配频段的实际利用率很低，使得频谱短缺与频谱富余的矛盾激化。另一方面，对高效的频谱利用率技术开发不足，而这正是目前改善频谱资源紧缺局面的至重途径。因此，在现有的频谱分配方式导致资源没有被充分利用的情况下，积极有效地开发高频谱利用率的新技术尤为重要。

发明内容

根据本申请的一方面，提供了一种数据调制系统，包括：

授权频段分析模块，对通信系统的授权频段进行频谱分析，以获得第一可用频段；

非授权频段分析模块，对所述通信系统的授权频段之外的其它频段、或不同于所述通信系统的至少一个其它系统的授权频段进行分析，以获得第二可用频段；以及

数据调制模块，基于所述第一可用频段和所述第二可用频段，采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制。

所述数据调制模块被配置为以补零的方式将所述数据调制到所述第一可用频段和所述第二可用频段的子载波上。

作为一种选择，所述数据调制模块被配置为将所述第一可用频段和所述第二可用频段进行分组切割，并将所述数据调制到分组切割后的各个可用频段上。

根据本申请的另一方面，提供了一种数据调制方法，包括：

对通信系统的授权频段进行频谱分析以获得第一可用频段；

对所述通信系统的授权频段之外的其它频段、或不同于所述通信系统的至少一个其它系统的授权频段进行分析，以获得第二可用频段；以及

基于所述第一可用频段和所述第二可用频段，采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制。

其中，所述采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制的步骤包括：

以补零的方式将所述数据调制到所述第一可用频段和所述第二可用频段的子载波上。

作为一种选择，所述采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制的步骤可包括：

将第一可用频段和所述第二可用频段进行分组切割；以及

将所述数据调制到分组切割后的各个可用频段上。

附图简要说明

图1示出了根据本申请一个实施方式的数据调制系统；

图2示出了理想情况下的离散频谱分布；

图3所示为图1中示出的非授权频段感知模块的具体部件的方框图；

图4所示即为直接OFDM调制后的信号频谱；

图5所示为图1中示出的调制单元的具体部件的方框图；

图6示出了在理想离散频谱条件下，N＝19时串行符号与调制子载波对应关系；

图7示出了在实际的离散频谱条件下，N＝19时串行符号与调制子载波对应关系；

图8还示意性地示出了根据本申请的、在数据接收端使用的解调单元；

图9(a)示出了根据本申请一个实施例的、在发送端进行OFDM数据补零调制的FFT实现；图9(b)示出了根据本申请一个实施例的、在接收端进行数据消零的FFT实现；

图10示出了OFDM射频分组调制时，当N＝19时串行符号与调制子载波对应关系；

图11示出了在实际离散频谱条件下，OFDM射频分组调制上变频阶段示意图；以及

图12(a)和图12(b)分别示出了在发送端进行OFDM射频分组调制的FFT实现，以及在接收端进行数据消零的FFT实现。

具体实施方式

下面参照附图对根据本申请具体实施方式的数据调制系统进行详细描述。

图1示出了根据本申请一个实施方式的数据调制系统1000。系统1000包括授权频段分析模块10、非授权频段分析模块20和数据调制模块30。

授权频段分析模块10对通信系统的授权频段进行频谱分析。分析获得的结果例如标记为f(A)。

非授权频段感知模块20通过在频域上测量无线信号能量，感知上述授权频段之外的其它频段，例如，对电力、业余无线电台、地质矿产、水利、气象、军队等部门使用的频段的利用情况进行侦测，并获得其中的空闲资源，例如标记为f(B)。频谱感知就是要在频域上确定是否有信号占用，找到可用的“空洞”。基于能量检测的频谱感知，通信系统的接收机不必预先知道任何有关主用户发射信号的特征。接收机将信号依次通过模/数(A/D)转换，采样求和，将该结果与阈值作比较，从而判断当前信道是否有主用户占用；这将在下面参照图2进行详细的描述。通过增加采样运算的点数，或增加接收机每次接收信号的时间长度，可以增加能量检测的准确性。

数据调制模块30通过整合上述所有频率资源f(A+B)，并基于频率资源f(A+B)采用基于OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制。在一个实施方式中，假设频谱条件理想，即如图2所示。此时，可用离散频谱边界范围与若干个子载波频谱范围恰重合，可用频段为f0，f1，f2，f3，f(m)，f(m+1)，f(N-3)，f(N-2)和f(N-1)，如图中深色部分所示，其余白色部分表示非授权频段。在这种理想情况下，如果能够在深色部分传送信号，而在白色部分不传信号，就能够实现频谱资源的有效利用，且频谱利用率能够达到100％。

图3所示为非授权频段感知模块20的方框图。非授权频段感知模块20包括的A/D转换单元201对接收的信号Y转换为数字信号Y[n]。能量计算单元202对转换的数字信号Y[n]进行采样求和。在这里，假设

H0：Y[n]＝W[n]；

H1：Y[n]＝h[n]*X[n]+W[n]        1)

上式中，H0为频段空闲的假设，H1为频段非空闲的假设。W为加性高斯白噪声(AWGN)，X为主用户的发送信号，h为主用户与认知用户之间的信道滤波系数，可以通过各认知用户进行信道估计近似得出。Y为认知用户的接收信号。n＝1，2，...，N，其中N为取样整数。

假设，加性高斯白噪声具有零均值和方差为σ_w ²，则能量计算单元202计算检测的信号统计量T：

$T=\underset{n}{\mathrm{\Σ}}{\left(Y\right[n\left]\right)}^2---2)$

检测门限确定模块203用于确定检测门限γ。检测门限确定模块203在检测门限γ时遵循的原理如下。

检测门限确定模块203首先确定虚警概率P_af，然后计算一定信噪比(SNR)情况下的检测概率来衡量检测性能。感知无线电频谱时，要求尽可能地保证主用户不受干扰，即，对非空闲频段的干扰越小越好，以及检测概率越大越好。

在该实施方式中，检测统计量T近似符合高斯分布：

H0：T～Normal(Nσ_w ²，2Nσ_w ⁴)

                                                3)

H1：T～Normal(N(σ_w ²+σ_x ²)，2N(σ_w ²+σ_x ²)²)

其中，N为采样数(检测时间)，σ_w ²为白噪声方差，σ_x ²为信号平均功率。

因为在H0情况下，T符合高斯分布，P_af＝P(T＞γ|H0)，则

$P_{\mathrm{af}}=Q\left(\frac{\mathrm{\γ}-N{\mathrm{\σ}}_w^2}{\sqrt{2N{\mathrm{\σ}}_w^4}}\right)---4)$

式中，故由式4)知，当虚警概率P_af确定后，检测门限也就随之确定了，即，检测门限γ为

$\mathrm{\γ}={\mathrm{\σ}}_w^2(N+\sqrt{2N}{Q}^{-1}\left(P_{\mathrm{af}}\right))---5)$

同理，在H1条件下，检测统计量也符合高斯分布，所以检测概率

$P_d=P(T>\mathrm{\γ}|H_1)=Q\left(\frac{\mathrm{\γ}-N({\mathrm{\σ}}_w^2+{\mathrm{\σ}}_x^2)}{\sqrt{{2N({\mathrm{\σ}}_w^2+{\mathrm{\σ}}_x^2)}^2}}\right)---6)$

将式5)得到的检测门限代入(3)即可得到检测概率，其中信噪比SNR为从上面的分析可以看出，当确定了P_af后，噪声方差已知的条件下，就可以计算出检测门限γ，将检测门限γ代入6)式，就能得到当前信噪比条件下的检测概率Pd。

判决模块204将求得的统计量T与检测门限γ进行比较，并根据比较的结果输出非授权频段中的可用频谱。在这里，较高的检测概率意味着不对非空闲频段的用户产生干扰，较低的虚警概率意味着我们能够充分利用空闲频段。

通过上述各模块201～204，能在离散频谱条件下获得当前可用的离散频段，并保证在较高检测概率与较低的虚警概率的条件下进行通信。

下面将参见附图进一步描述数据调制模块30的具体工作处理。

假设各可用离散频点的带宽是大于一个子载波带宽，那么在各可用离散频点范围之外，各子载波必须为零，以避免干扰存在主用户通信的非授权频段。

通常，无论是理想还是非理想情况下，频谱状况都是窄带、离散的，因此直接使用OFDM调制可能在非授权频段也会产生调制信号，从而产生干扰。图4所示即为直接OFDM调制后的信号频谱。由图4可以看到，每个子载波信号的带宽为BW/N。同时，这N个子载波所占用的总频带必然是连续的，相邻子载波中心频率间隔Δf＝1/NTs，每个子载波带宽1/NTs(Ts为串行符号周期长度，N为并行通道数，NTs为一个OFDM符号周期长度)，总带宽为BW。也就是说，对于要发送的符号流，不能原封不动的进行OFDM调制，否则在非授权频段也会产生调制信号，从而产生干扰。因此，在一些通信应用中，例如要求使用一段较宽的连续频段的、4G通信(第四代通信)采用的OFDM高速调制方式中，不能直接使用OFDM调制。为了满足离散频谱条件，本申请的数据调制模块30提出两种修改后的方案，即OFDM数据补零调制与OFDM射频分组调制方法。

1.OFDM数据补零调制：

对于OFDM数据补零调制，在传统的OFDM调制流程中加入了频谱感知与数据补零的功能模块，对所有感知到的非空闲频谱所对应的子载波进行数据补零，从而使得经过补零后的数据流经过OFDM调制后能适合当前的离散频谱条件。

如图5所示，数据调制模块30包括数据编码单元301，串/并(S/P)转换单元302、调制单元303和求和单元304。

数据编码单元301从OFDM系统的发送端接收速率为Rb bit/s的串行比特流，然后对接收的比特流进行编码，以使得每log2M个比特被映射为一个符号(M为符号空间的符号个数)，而产生速率为Rs＝Rb/log2M符号/s的串行符号流：

dn＝a(n)+jb(n)，其中，符号周期Ts＝1/Rs(单位s)。

接着，这些串行符号经过数据补零操作后，通过串/并转换单元302转换为N路并行符号，每一个符号调制可用频段中的N个正交子载波中的一个，调制单元303将N路并行符号调制到相应的可用频段的子载波上，然后，求和单元304将调制到对应子载波的、N个调制后的数据相加。

通过适当选取f0以及子载波间隔能够实现各子载波相互正交，取子载波间隔Δf＝1/NTs(Ts为串行符号周期长度，N为并行通道数，NTs为一个OFDM符号周期长度)，以及f0＝k/NTs(其中k为大于或等于零的整数，一般取0)，fn＝f0+nΔf，则各子载波间在一个OFDM符号周期内可保持正交。

在OFDM系统中，每N个子载波之和可以被称为一个OFDM符号(宽带信道被划分成N个窄带子信道)。具体表示为：

$X\left(t\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a\left(n\right)\cos 2\mathrm{\πfnt}+b\left(n\right)\sin 2\mathrm{\πfnt}]$

串行符号补零的具体原理参照图6，对于给定的串行符号流d(n)＝a(n)+j*b(n)，将d(3)之后补零若干，再传d(4)，此时d(4)不再调制第5个子载波，而是调制第m+1个子载波(m＝9)，对应子载波频点f(m)。而原先对应第5个子载波的调制符号此时为零，通过调制单元303实现的乘法关系，0*cos(2π*f(4))+0*sin(2π*f(4))＝0，即此时中心频率为f(4)的已调子载波在频谱上也是为0。因此，相当于没有占用非授权频段，即满足了离散频谱条件下非授权频段子载波必须为零的要求。后面的频点与子载波对应关系按此补零方法类推。

通过上述方法补零调制后，在一个实施方式中，例如再将OFDM符号经上变频(乘以一个中心频率为fc的载波)送入信道进行传输。

可以看到，在理想离散频谱条件下，经过OFDM数据补零调制后，们能有效利用各个授权频段，且对于非授权频段没有干扰。在实际离散频谱条件下，各个频段的带宽不能用子载波全部占满，而是应该预留一些保护边带，以避免干扰非授权频段。此时频谱利用率达不到100％。实际离散频谱条件下的示意图如图7所示。

可见，每个已调子载波的中心频率必须保证其边带不落在授权频段之外，此时频谱利用率稍有下降。

将补零后的同一时刻并行通道上的符号之和看成一个OFDM符号X(t)，以Δt＝Ts(Ts为串行符号周期长度)的时间间隔对X(t)进行采样，可以得到其离散形式：

$X\left(\mathrm{mTs}\right)=\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}[a\left(n\right)\cos 2\mathrm{\πfn}\left(\mathrm{mTs}\right)+b\left(n\right)\sin 2\mathrm{\πfn}\left(\mathrm{mTs}\right)]$

式中，m＝0，1，...，N-1。根据奈奎斯特抽样定理，我们知道，将这些分量以Δt时间间隔进行低通滤波，即进行D/A变换，则又可以回复为原来的模拟信号X(t)。

将fn＝f0+nΔf代入(其中，f0＝k/NTs，且取k为N的整数倍，一般f0＝0)，则上式可写作

$X\left(m\right)=\mathrm{Re}\left\{\underset{n=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}\right[a\left(n\right)+\mathrm{jb}\left(n\right)\left]e^{-j2\mathrm{\πnm}/N}\right\},(m=\mathrm{0,1,2}...,N-1)$

大括号{}内正是序列x[n]＝a(n)+jb(n)，(n＝0，1，...，N-1)的离散傅立叶变换(DFT)。

可见，调制单元303实现的调制处理(如图5的虚线框内部分所示)还可用DFT实现，取DFT输出的实部，再经D/A变换和重建(平滑)滤波又可恢复成原来的模拟信号X(t)，经上变频即可送入信道进行传输。

相应地，图8还示意性地示出了根据本申请的、在数据接收端使用的解调单元401，用于解调来自上述调制单元303的调制信号。如图8所示，解调单元401接收来自信道的N个符号，解调后的数据通过P/S转换单元402进行并/串变换。然后，将串行符号送入数据解码单元403中恢复为串行比特。解调单元401执行的解调处理(图8的虚线框内部分所示)可用FFT实现。

图9(a)示出了根据本申请一个实施例的、在发送端进行OFDM数据补零调制的FFT实现。如图9(a)所示，在步骤S101，数据编码单元301接收来自例如用户的、经过信道编码的比特流。步骤S102中，基于例如授权频段分析模块10和非授权频段分析模块20获得的可用频谱资源f(A)和f(B)，对上述经过信道编码的比特流执行补零运算。接着在步骤S103中，对经过补零运算的串行比特流转换为并行的比特流，接着在步骤S104中对并行的比特流执行IFFT(快速的傅里叶逆变换)。在步骤S105中，将经过快速的傅里叶逆变换的比特流转换为串行的比特流，然后在步骤S106中在比特流中插入保护时隙，循环前缀。在步骤S107中，将经过循环前缓处理的比特流转换为模拟信号，然后在步骤S108中进行发射。

图9(b)示出了根据本申请一个实施例的、在接收端进行数据消零的FFT实现。如图9(b)所示，在接收端接收到上述步骤S108发送的信号后，将其转换为数字信号，然后将转换的信号进行时频同步操作(步骤S201～S203)。接着，移除在上述步骤S106中加入的循环前缀(步骤S204)，然后执行串/并转换(步骤S205)，并接着对并行的比特流信号执行FFT。经过FFT后的信号然后被转换为串行的信号，然后进行数据消零(步骤S206)后进行数据解码(即，符号解映射)，接着进行信道解(步骤S207)。

2.OFDM射频分组调制：

在OFDM射频分组调制的方案中，数据调制模块30将用户数据流先进行连续的OFDM调制，调制原理如图5所示。在最终的射频部分，首先通过频谱感知模块获得各个可用频段，再将OFDM调制信号的连续频段进行分组切割，调制(搬移)到各个可用频段上。

对于可用频段f0，f1，f2，f3，f(m)，f(m+1)，f(N-3)，f(N-2)，f(N-1)，将其看成一段连续的频谱，子载波起始频率为f0，相邻子载波中心频率间隔保持不变，依旧为Δf＝1/NTs，故，例如9个子载波占用总带宽为9倍的频点间隔，即9/NTs。子载波中心频率f(k)＝f0+k/NTs(k＝0，1，...8)。

随后进行普通的OFDM调制，只不过子载波数并非N个，而是等于可用频点数。以N＝19为例，可用频点为f0，f1，f2，f3，f9，f10，f16，f17，f18，一共9个。此时要将串行符号流d(0)，d(1)，...d(18)依次对应到9个调制子载波上。d(0)对应f(0)，d(1)对应f(1)，...d(8)对应f(8)，d(9)再对应f(0)，d(10)对应f(1)，...即d(k+9)对应f(k)。图10形象显示了串行符号与调制子载波的对应关系。

通过这样的方法调制后，考虑到实际离散频谱条件，为了避免在非授权频段进行传输，此时在上变频阶段要进行相应处理。如图11所示，将图10所示频谱分别在频域上乘以以(f0，f3)，(f4，f5)，(f6，f8)为上下边界的3个带通滤波器，得到的三段频谱再分别乘以中心频率为fc，fc+7/NTs，fc+14/NTs的载波进行上变频。通过这样的处理，在空间信道中传输的总信号频谱就能符合实际离散频谱条件。

同理，接收端也应该做出相应的调整。下面将参照图12(a)和图12(b)分别描述在发送端进行OFDM射频分组调制的FFT实现，以及在接收端进行数据消零的FFT实现。

在图12(a)中，数据编码单元301接收来自例如用户的、经过信道编码的比特流，然后将编码的串行比特流转换为并行的比特流(步骤S301和S302)。接着对并行的比特流执行IFFT(快速傅里叶逆变换)，将经过IFFT的比特流转换为串行的比特流，然后在比特流中加入保护时隙，循环前缓(步骤S303～305)。在步骤S306中，将经过循环前缓处理的比特流转换为模拟信号，然后在步骤S307中，将信号经过带通滤波器，将其切割为若干个子频带信号，再把每个子频带信号频谱分别调制到授权频带的中心频率上(使信号通过乘法器)，从而避免干扰非授权频段。

如图12(b)所示，在接收端接收到发送端发送的信号后，将信号经过与发送端相同的带通滤波器和乘法器，从而得到发送的模拟基带信号，然后将其转换为数字信号(步骤S401～S402)。接着，转换后的数字信号被时频同步(步骤S403)后移除加入到其中的循环前缀(步骤S404)，然后，对去除了循环前缀的信号执行串/并转换(步骤S405)，并接着对并行的比特流信号执行FFT(步骤S406)。经过FFT后的信号然后被转换为串行的信号(步骤S407)后进行数据解码(即，符号解映射)(步骤S408)，接着进行信道解码(步骤S409)。

从以上可以看出，OFDM数据补零调制对于整个频段做一次OFDM运算，且对输入比特流进行了插零处理，运算点数较多，使得运算量较大，但在上下变频阶段较为方便，只需要一个载波即可完成；而OFDM射频分组调制的OFDM运算量较小，点数较少，但在射频处要进行相应的处理，需要对子载波进行分组，若干个连续的子载波用一个射频模块，使得整个系统射频模块数增加。

具体应用

下面以电力230MHz无线通信系统的改造为例说明本发明上述具体实施方式的应用。

1.现有的电力230MHz无线通信系统介绍

电力230MHz无线通信模式简称230专网，即采用数传电台，在国家无线电委员会电力负荷控制批准的230MHz频段范围内专用的15对双工频点和10对单工频点构建的电力专用无线通信系统。数字式无线数据传输电台采用数字信号处理，数字调制解调，前向纠错，均衡，判决等技术，通过GMSK，QPSK，CPFSK等调制方式，可使传输速率达到19.2kbps，收发转换时间小于10ms，传输距离达70公里以上。

230MHz无线通信可以采用点对多点的组网方式，即在市县供电公司建立一个基站，组成一个辐射网络，实现电力负荷管理系统的系统主站与终端的通信。除了点对多点的组网形式外、还可以采用中继组网、线形组网、以及划分小区进行多基站组网等方式。电台数据和话音兼容，可工作于单工、半双工、时分双工TDD、全双工方式，收发同频或异频中转组网。230MHz无线系统设备遵循国标GB/T 16611-1996《数传电台通用规范》。

根据国无管[1991]5号文件，“将223.025～235.000MHz作为遥测、遥控、数据传输等业务使用的频段，其中229.0～235.0MHz频段在北京地区用于射电天文业务，其它业务不得对其产生有害干扰。”频道间隔为25kHz。

频率规划如下：

1.单频组网频段

将228.025～230.000MHz频段作为单频组网频段，频道间隔为25KHZ。

其中，以下10对单工频点为电力负荷监控系统使用(见表1)，这些频点均为离散不等间隔分布。

228.075	228.125	228.175	228.250	228.325
					228.400	228.475	228.550	228.675	228.750

表1  电力负荷监控系统使用单工频点(MHz)

双频组网频段

将223.025～228.000MHz和230.025～235.000MHz频段作为双频组网频段，收发频率间隔为7MHz，频道间隔为25KHz。223.025～235.000MHz频段用于主台(主站或中央站)发射；223.025～228.000MHz频段用于属台(属台或终端站)发射。

其中，以下15对双工频点为电力负荷监控系统使用(见表2)，这些频点均为离散不等间隔分布。

主台	230.525	230.675	230.725	230.850	230.950
						属台	223.525	223.675	223.725	223.850	223.950
主台	231.025	231.125	231.175	231.225	231.325
						属台	224.025	224.125	224.175	224.225	224.325
主台	231.425	231.475	231.525	231.575	231.650
						属台	224.425	224.475	224.525	224.575	224.650

表2  电力负荷监控系统使用双工频点(MHz)

目前被多数网省公司作为电力大型专变用户用电信息采集和监控所用。但230MHz无线专网仍存在传输速率低、技术标准滞后、频点离散等缺点。

1991年，国家无线电管理委员会发布国无管[1991]5号文件，对223.025～235.000MHz频段进行分配。其中，当时的能源部分配获得10对单工频点和15对双工频点，共计40个频点。这些频点散布于12MHz频段内。由于传统数传电台在同一时刻，仅工作在一对频点上，这种频点分配方案可以减少工作频点间的干扰，对电台频点分配具有积极意义。

通过以上分析可见，现有的230MHz电力通信系统的离散频谱条件并不适合直接使用OFDM技术。国无管[1991]5号文件规定，230MHz系统频点间隔25kHz，必要带宽不大于16kHz。采用传统无线数传电台的设计，频点间存在较大保护间隔(9kHz)。如果采用连续频谱，使用OFDM技术，则子载波间不需要预留保护间隔。仅从保护间隔的设计考虑，频带利用率就可以提高36％。虽然可以通过类似“频谱聚合”的方案在现有情况下使用OFDM技术，系统性能可以获得极大提升，但仍会存在部分无线资源被浪费的情况。

2、对230MHz电力通信频段进行技术改造

首先通过如图1所示的无线通信系统筛选出230MHz系统中当前可用的离散频段，然后对这些频段采用OFDM数据补零调制或者OFDM射频分组调制，则可以适应该系统的离散频谱条件。

以OFDM数据补零调制为例对230MHz电力通信频段进行技术进行改造方案设计。如表1，表2所示，电力230MHz系统共有40个离散频段可供通信。每个频段拥有25kHz的连续频谱。对于这40个离散频段，如果此时采用OFDM射频分组调制，就意味着在射频处需要不同的40个射频模块，对整体系统而言成本昂贵。显然，此处更适合采用OFDM数据补零调制，在射频处仅用一个载波进行发射，使用一个滤波器。

在符号映射模块后进行符号补零，补零的数量和位置根据这40个离散频段和子载波带宽进行具体设计，在满足不干扰非授权频段的原则下尽可能的提高频谱利用率。可以参考LTE系统已有性能指标来设计目标系统的技术指标。

LTE系统采用的OFDM子载波宽度为7.5kHz和15kHz两种，而离散频点情况下，230MHz系统当前使用的频点间隔为25kHz，必要带宽为16kHz。如果采用7.5kHz作为目标系统子载波宽度，25kHz作为频点带宽，在每个频点可以放置2个或3个完整的子载波。则相比LTE系统，频谱利用率为(2*7.5/25＝60％)～(3*7.5/25＝90％)之间。如果采用15kHz作为目标系统子载波宽度，在每个频点最多仅能放置1个完整的子载波。部分频点无法放置完整子载波，相比LTE系统，频谱利用率为46％以下。因此，目标系统的子载波宽度设计以7.5kHz为宜。

由表1，表2的数据可知，整个230MHz通信频段最低频点为223.525MHz，最高频点为231.650MHz，总共带宽为231.325MHz-223.525MHz＝7800kHz，故可用子载波数为7800kHz/7.5kHz＝1040个。现在，我们对于整个频谱内的非授权频段进行补零。通过matlab程序运算，我们得到可用子载波的数目及其对应的中心频点。如下表3所示：

表3  数据补零方案(具体数字代表传数据的中心频点，单位MHz)(

LTE系统中，20MHz带宽下，下行峰值速率100Mbps(使用2*2的MIMO天线)，上行峰值速率50Mbps(使用2*1的MIMO天线)。因此，LTE系统的频谱效率为2.5～5bps/Hz。此处我们使用7.5kHz的子载波频宽，共有84个子载波被有效利用，聚合后的有效带宽为630kHz(84*7.5kHz)，在总带宽40*25kHz＝1000kHz下频谱利用率达到了63％。若按LTE连续频谱下的效率指标2.5～5bps/Hz，则我们的设计方案频谱效率可达到1.575～3.15bps/Hz，在40个离散频点(1000kHz带宽)下数据传输速率可达到1.575～3.15bps Mbps。

从通信覆盖范围来考虑，LTE系统定义的最大通信范围在50～100km(平原)，依据不同的地形影响而不同，城市内覆盖范围更小。目前，国内在大城市实测通信覆盖范围为数公里。由于LTE系统工作频段在2GHz左右，降频到230MHz后，覆盖范围会有较大提高(最高达20km左右)，城区有望达到20多公里的覆盖范围，平原、郊区等地形下覆盖范围更大。

由以上分析，我们总结出在230MHz离散频点的条件下，目标系统的性能指标如表4所示。

子载波宽度	7.5kHz(兼容LTE系统)
		频带宽度	1000kHz(40*25kHz)
频谱效率	1.575～3.15bps/Hz
		传输速率	1.575～3.15Mbps
覆盖范围	远大于LTE系统距离(50-100km)，受地形影响而不同
		业务支持	支持“三遥”，即遥信、遥测、遥控

表4  目标系统性能指标(230MHz离散频点)

由表4可见，在离散频谱条件下，我们的设计方案大大增强了系统的数据传输速率。

以上所述仅为本发明的优选实施方式，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其它相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (7)

1.一种数据调制系统，包括：

授权频段分析模块，对通信系统的授权频段进行频谱分析，以获得第一可用频段；

非授权频段分析模块，对所述通信系统的授权频段之外的其它频段、或不同于所述通信系统的至少一个其它系统的授权频段进行分析，以获得第二可用频段；以及

数据调制模块，基于所述第一可用频段和所述第二可用频段，采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制，

其中，所述数据调制模块以补零的方式将所述数据调制到所述第一可用频段和所述第二可用频段的子载波上；以及

所述数据调制模块被配置为将所述第一可用频段和所述第二可用频段进行分组切割，并将所述数据调制到分组切割后的各个可用频段上。

2.如权利要求1所述的数据调制系统，其中，所述非授权频段分析模块包括：

A/D转换单元，将接收的信号转换为数字信号；

能量计算单元，计算转换的数字信号的能量；

判决模块，将计算求得的能量与检测门限进行比较，并根据比较的结果获得所述第二可用频段。

3.如权利要求1所述的数据调制系统，其中，所述数据调制模块进一步包括：

串/并转换单元，将所述数据的串行符号流转换为N路并行符号，N为正整数；

调制单元，将所述N路并行符号调制到所述第一可用频段和所述第二可用频段的、相应的可用频段的子载波上；以及

求和单元，将经过调制的并行符号相加获得OFDM数据符号。

4.如权利要求3所述的数据调制系统，其中，所述数据调制模块进一步包括：

数据编码单元，接收所述数据的串行比特流，并在所述串行比特流中的预定位置插入至少一个数值零，

其中，所述调制单元将插入零后的串行比特流调制到所述相应的可用频段的子载波上。

5.一种数据调制方法，包括：

对通信系统的授权频段进行频谱分析以获得第一可用频段；

对所述通信系统的授权频段之外的其它频段、或不同于所述通信系统的至少一个其它系统的授权频段进行分析，以获得第二可用频段；以及

基于所述第一可用频段和所述第二可用频段，采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制，

其中，以补零的方式将所述数据调制到所述第一可用频段和所述第二可用频段的子载波上；以及

将所述第一可用频段和所述第二可用频段进行分组切割；以及

将所述数据调制到分组切割后的各个可用频段上。

6.如权利要求5所述的方法，所述采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制的步骤包括：

接收所述数据的串行比特流；

在所述串行比特流中的预定位置插入至少一个数值零；以及

将插入零后的串行比特流调制到第一可用频段和所述第二可用频段的、相应的可用频段的子载波上。

7.如权利要求6所述的方法，所述采用OFDM/OFDMA方式对要发送的数据进行调制的步骤进一步包括：

将经过调制的数据进行上变频，以避免在非授权频段传输所述数据。