CN102142809A - 线性振动电机的驱动控制电路 - Google Patents

Abstract

提供一种线性振动电机的驱动控制电路，可提高在以线性振动电机的固有振动频率和驱动信号的频率一致的方式自适应地控制驱动信号的周期宽度时对线圈中产生的感应电压的零交叉的检测精度。驱动信号生成部生成用于使正电流和负电流隔着非通电期间交替流向线圈的驱动信号。驱动部生成与驱动信号生成部所生成的驱动信号相应的驱动电流并提供给线圈。驱动信号生成部根据在非通电期间线圈中产生的零交叉的检测位置来推定线性振动电机的固有振动频率，使驱动信号的频率接近该固有振动频率。零交叉检测部设定有用于回避检测出感应电压以外的电压的零交叉的检测窗，使在该检测窗内检测出的零交叉有效，使在该检测窗外检测出的零交叉无效。

Description

线性振动电机的驱动控制电路

技术领域

本发明涉及用于对振子相对于定子直线状往复振动的线性振动电机进行驱动控制的驱动控制电路。

背景技术

以往，线性振动电机被用于电动剃须刀等用途，可近年来扩大了其用途。例如，被采用作为这样一种元件，其在当用户按下触摸板时向用户反馈用于表示操作感觉的振动。伴随着这样的触觉用途的扩大，可以预想今后线性振动电机的出货量将持续发展。

线性振动电机优选以与其固有振动频率(以下，适当地称为谐振频率)尽可能近的频率进行驱动，在该谐振频率和驱动频率一致时发生最强的振动。

专利文献1：日本特开2001-16892号公报

由于线性振动电机的固有振动频率是根据振子的质量及弹簧常数而确定的，故在产品之间固有振动频率也会有差异。因此，在对线性振动电机的驱动电路统一设定固定的驱动频率的现有方法中，在产品中也会在电机的固有振动频率和驱动频率之间发生大的偏差，其成为降低成品率的要因。另外，即使在当初电机的固有振动频率和驱动频率一致，随着时间的变化两者也会有偏差，振动也会变弱。

与此相对，本发明者发现一种根据在电磁铁的线圈产生的感应电压的零交叉的检测位置，来推定线性振动电机的固有振动频率，以该固有振动频率和驱动信号的频率一致的方式自适应地控制驱动信号的周期宽度的方法。

发明内容

本发明是鉴于上述状况进行的，其目的在于提供一种技术、即提高在以线性振动电机的固有振动频率和驱动信号的频率一致的方式自适应地控制驱动信号的周期宽度时，对线圈中产生的感应电压的零交叉进行检测的检测精度。

关于本发明的某一方式的线性振动电机的驱动控制电路，该线性振动电机具有定子和振子，两者的至少一方由电磁铁构成，该驱动控制电路向该电磁铁的线圈提供驱动电流，以使振子相对于定子振动，该线性振动电机的驱动控制电路，具备：驱动信号生成部，其生成用于使正电流和负电流隔着非通电期间交替流向线圈的驱动信号；驱动部，其生成与驱动信号生成部所生成的驱动信号相应的驱动电流，并提供给线圈；感应电压检测部，其在非通电期间检测在线圈产生的感应电压；以及零交叉检测部，检测由感应电压检测部检测出的感应电压的零交叉，驱动信号生成部根据零交叉的检测位置来推定线性振动电机的固有振动频率，使驱动信号的频率接近该固有振动频率，零交叉检测部设定有检测窗，该检测窗用于回避检测出所述感应电压以外的电压的零交叉，使在该检测窗内检测出的零交叉有效，使在该检测窗外检测出的零交叉无效。

此外，以上构成要素的任意组合、以及在方法、装置、系统等之间变换本发明的表现之后的构成要素，其作为本发明的方式也是有效的。

(发明效果)

根据本发明，能够提高在以线性振动电机的固有振动频率和驱动信号的频率一致的方式自适应地控制驱动信号的周期宽度时，对线圈中产生的感应电压的零交叉进行检测的检测精度。

附图说明

图1是表示本发明的实施方式所涉及的线性振动电机的驱动控制电路的构成的图。

图2是表示驱动部、感应电压检测部及比较器的构成例的图。

图3是表示实施方式所涉及的驱动控制电路的动作例的时序图。

图4是表示边缘信号、第1时钟信号、第2时钟信号及第3时钟信号的一例的时序图。

图5是表示解码器的构成例的图。

图6是表示驱动信号的一周期的波形的图。

图7是用于说明驱动信号的通电期间宽度的控制的图。

图8是用于说明驱动信号的相位控制的图。

图9是表示追加了上升控制功能的解码器的构成例的图。

图10是用于说明第1上升控制的图。图10(a)是表示在未执行第1上升控制的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机的振动的推移的图，图10(b)是表示执行了第1上升控制的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机的振动的推移的图。

图11是用于说明第2上升控制的图。图11(a)是表示未执行第2上升控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图，图11(b)是表示执行了第2上升控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图。

图12是表示追加了停止控制功能的解码器的构成例的图。

图13是用于说明上述停止控制的基本概念的图。图13(a)是表示未执行停止控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图，图13(b)是表示执行了停止控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图，图13(c)是表示根据PWM信号执行了停止控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图。

图14是用于说明在上述停止控制中反相的驱动信号的周期次数为固定的例子的图。图14(a)是表示驱动时的驱动信号的周期次数多的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机的振动的推移的图，图14(b)是表示驱动时的驱动信号的周期次数少的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机的振动的推移的图。

图15是用于说明在上述停止控制中反相的驱动信号的周期次数为可变的例子的图。图15(a)是表示驱动时的驱动信号的周期次数多的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机的振动的推移的图，图15(b)是表示驱动时的驱动信号的周期次数少的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机的振动的推移的图。

图16是表示具有检测窗设定功能的零交叉检测部的构成的图。

图17是用于说明检测窗信号1、检测窗信号2及检测窗开始信号的图。

图18是表示输出控制部的构成例的图。

图19是用于说明使用检测窗信号1的零交叉检测部(未使用检测窗开始信号)的动作的图。图19(a)是表示在检测窗内发生了感应电压的零交叉情况下的、线圈的两端电压及边缘信号的推移的图，图19(b)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＜谐振频率)的、线圈的两端电压及边缘信号的推移的图，图19(c)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＞谐振频率)、的线圈的两端电压及边缘信号的推移的图。

图20是用于说明使用检测窗信号2及检测窗开始信号的零交叉检测部的动作的图。图20(a)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＜谐振频率)的、线圈的两端电压及边缘信号的推移的图，图20(b)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＞谐振频率)的、线圈的两端电压及边缘信号的推移的图。

符号说明：

100-驱动控制电路、10-驱动信号生成部、14-解码器、16-差分计算电路、18-加法运算电路、20-驱动部、30-感应电压检测部、40-零交叉检测部、200-线性振动电机、210-定子、L1-线圈、220-振子。

具体实施方式

(基本构成)

图1是表示本发明的实施方式所涉及的线性振动电机200的驱动控制电路100的构成的图。首先，线性振动电机200具有定子210和振子220，两者的至少一方由电磁铁构成。在本实施方式中，定子210由电磁铁构成。定子210是在磁性材料的芯211卷绕线圈L1而形成的，并且当给线圈L1通电时作为磁铁作用。振子220包括永久磁铁221，永久磁铁221的两端(S极侧和N极侧)分别经由弹簧222a、222b被固定在框架223上。定子210和振子220隔着规定间隙并排配置。此外，也可与图1的例子相反，振子220由电磁铁构成，定子210由永久磁铁构成。

驱动控制电路100向上述线圈L1提供驱动电流，以使振子220相对于定子210直线状往复振动。驱动控制电路100具备：驱动信号生成部10、驱动部20、感应电压检测部30及零交叉检测部40。

驱动信号生成部10生成驱动信号，该驱动信号用于使正电流和负电流隔着非通电期间交替流向线圈L1。驱动部20生成与驱动信号生成部10所生成的驱动信号相应的驱动电流，并将该驱动电流提供给线圈L1。感应电压检测部30连接在线圈L1的两端，检测线圈L1的两端电位差。主要在非通电期间检测在线圈L1产生的感应电压。零交叉检测部40检测由感应电压检测部30检测出的感应电压的零交叉。

驱动信号生成部10根据由零交叉检测部40检测出的感应电压的零交叉的检测位置，来推定线性振动电机200的固有振动频率，使上述驱动信号的频率尽可能地接近该固有振动频率。即、以上述驱动信号的频率与该固有振动频率一致的方式，自适应地改变上述驱动信号的频率。

更具体而言，驱动信号生成部10计算上述驱动信号的一周期的终止位置和应该与其终止位置对应的零交叉的检测位置之间的差分，并将该差分相加在现有的驱动信号的周期宽度上，来自适应地控制上述驱动信号的周期宽度。在以通常的相位(零→正电压→零→负电压→零)的方式形成上述驱动信号的一周期的情况下，上述应该与终止位置对应的零交叉的检测位置，成为从上述感应电压的负电压向正电压零交叉的位置。相反地，在以反相(零→负电压→零→正电压→零)的方式形成上述驱动信号的一周期的情况下，上述应该与终止位置对应的零交叉的检测位置，成为从上述感应电压的正电压向负电压零交叉的位置。

以下，对驱动控制电路100的构成进行更具体地说明。首先，对驱动部20、感应电压检测部30、零交叉检测部40的构成进行说明。零交叉检测部40包括比较器41及边缘检测部42。比较器41比较由感应电压检测部30检测出的感应电压和用于检测零交叉的基准电压。比较器41在该感应电压交叉该基准电压的定时使输出反相。例如，从低电平信号反相为高电平信号。边缘检测部42将比较器41的输出进行了反相的位置作为边缘进行检测。

图2是表示驱动部20、感应电压检测部30及比较器41的构成例的图。在图2中，示出用H桥电路构成驱动部20以及用差动放大电路构成感应电压检测部30的例子。

该H桥电路包括：第1晶体管M1、第2晶体管M2、第3晶体管M3及第4晶体管M4。此外，在图2中，为了说明的方便，线性振动电机200的线圈L1也描绘在驱动部20的框内。第1晶体管M1和第3晶体管M3的第1串联电路、以及第2晶体管M2及第4晶体管M4的第2串联电路，分别连接在电源电位Vdd和接地电位之间。在第1晶体管M1和第3晶体管M3的连接点(以下，称为A点)与第2晶体管M2和第4晶体管M4的连接点(以下，称为B点)之间，连接有线圈L1。

在图2中，第1晶体管M1及第2晶体管M2由P沟道MOSFET构成，在各自的源极-漏极之间，作为体二极管而连接有第1二极管D1及第2二极管D2。第3晶体管M3及第4晶体管M4由N沟道MOSFET构成，在各自的源极-漏极之间，作为体二极管而连接有第3二极管D3及第4二极管D4。

在第1晶体管M1、第2晶体管M2、第3晶体管M3及第4晶体管M4的栅极，由驱动信号生成部10(更严格地说，为后述的解码器14)输入上述驱动信号。通过该驱动信号，当第1晶体管M1和第4晶体管M4被控制为导通、第2晶体管M2和第3晶体管M3被控制为断开时，在线圈L1流动正电流，当第1晶体管M1和第4晶体管M4被控制为断开、第2晶体管M2和第3晶体管M3被控制为导通时，在线圈L1流动负电流。

上述差动放大电路包括：运算放大器OP1、第1电阻R1、第2电阻R2、第3电阻R3及第4电阻R4。运算放大器OP1的反相输入端子经由第1电阻R1与B点连接，非反相输入端子经由第2电阻R2与A点连接。运算放大器OP1的反相输入端子和输出端子经由第3电阻R3相连接。基准电压Vref作为偏置(offset)电压，其经由第4电阻R4被施加至运算放大器OP1的非反相输入端子。

将第1电阻R1和第2电阻R2的电阻值设定成相同的值，将第3电阻R3和第4电阻R4的电阻值设定成相同的值。在该条件下，上述差动放大电路的放大率为R3/R1。例如，将第1电阻R1和第2电阻R2的电阻值设定为10KΩ，将第3电阻R3和第4电阻R4的电阻值设定为20KΩ，将线圈L1的两端电压(A-B间电压)放大至2倍。

在比较器41(由开环的运算放大器构成)的反相输入端子施加了基准电压Vref。比较器41的非反相输入端子与运算放大器OP1的输出端子连接，在该非反相输入端子施加了运算放大器OP1的输出电压。在基准电压Vref作为偏置电压(例如，1/2Vdd)施加到上述差动放大电路的情况下，为了符合运算放大器OP1和比较器41的范围，作为比较器41的参考电压而使用了基准电压Vref。此外，在上述差动放大电路未施加偏置电压的情况下，作为比较器41的参考电压而使用了接地电压。

由此，通过上述差动放大电路放大线圈L1的两端电压(A-B间电压)之后输入至比较器41，从而能够提高在线圈L1产生的感应电压的零交叉的检测精度。

图3是表示实施方式所涉及的驱动控制电路100的动作例的时序图。该动作例是用单相全波驱动线性振动电机200的例子。此时，设定非通电期间。非通电期间被设定在正电流通电期间及负电流通电期间的每一个的前后。即、全周期中的第1半周期由非通电期间、正电流通电期间及非通电期间构成，第2半周期由非通电期间、负电流通电期间及非通电期间构成。在以下的例子中，给半周期的180°中的非通电期间分配40°，给正(负)电流通电期间分配100°，给非通电期间分配40°。因此，一周期中的5/9被分配给通电期间，4/9被分配给非通电期间。以下，在本说明书中，将符合该比率的驱动方式称为100度通电。

在图3中，在上述H桥电路的导通-1状态(M1、M4导通，M2、M3断开)下，在线圈L1中流动正电流。在上述H桥电路的断开状态(M1～M4都断开)下，在线圈L1中未流动驱动电流。在上述H桥电路的导通-2状态(M1、M4断开，M2、M3导通)下，在线圈L1中流动负电流。

在线圈L1流动着正电流的状态下，定子210励磁N极，通过该磁力，振子220接受永久磁铁221对S极侧的力。通过该力，振子220抵抗弹簧222a向永久磁铁221的S极侧移动，一直移动到弹簧222a的收缩界限为止。在线圈L1未流动驱动电流的状态下，定子210不励磁，也不产生磁力。振子220通过弹簧222a的恢复力朝向中心位置移动。在线圈L1流动着负电流的状态下，定子210励磁S极，通过该磁力，振子220接受永久磁体221对N极侧的力。通过该力，振子220抵抗弹簧222b向永久磁铁221的N极侧移动，一直移动到弹簧222b的收缩界限为止。

由此，驱动信号生成部10通过以断开状态→导通-1状态→断开状态→导通-2状态→断开状态这一循环周期的方式控制上述H桥电路，从而能够使线性振动电机200往复运动。

当上述H桥电路从导通-1状态过渡到断开状态、第1晶体管M～第4晶体管M4都被切换为断开时，通过上述体二极管流动着再生电流。上述H桥电路从导通-2状态过渡到断开状态时也同样。通过运用该再生电流，从而能够提高能量转换效率，能够降低驱动控制电路100的消耗电力。

上述再生电流，和线圈L1中一直流动着的电流在相反方向上流动着。当流过上述再生电流时，在线圈L1中流动着由振子220的振动所感应的感应电流。在振子220停止的状态下，无该感应电流流动。振子220停止的状态，是在振子220到达振子220的振动范围的两端的瞬间发生的。

感应电压检测部30通过在非通电期间监视在线圈L1发生的反向电压，从而能够推定振子220的位置。该方向电压为零的状态表示振子220停止了(即、位于振动范围的S极侧最大到达地点或N极侧最大到达地点)。

因此，零交叉检测部40通过检测线圈L1的两端电压(A-B间电压)进行零交叉(除了由驱动电流及再生电流引起的零交叉以外)的定时，测定所检测出的零交叉间的期间，从而能够求出线性振动电机200的固有振动频率。此外，连续的零交叉间的期间表示线性振动电机200的半振动周期宽度，跳过一个零交叉间的期间则表示其全周振动周期宽度。

在本实施方式中，零交叉检测部40在非通电期间只检测线圈L1的两端电压(A-B间电压)从负向正进行交叉的定时。这种情况下，图2所示的比较器41被设定为：在运算放大器OP1的输出电压比基准电压Vref低的期间输出低电平信号，当运算放大器OP1的输出电压变得比基准电压Vref高时输出高电平信号。

驱动信号生成部10利用测定出的线性振动电机200的固有振动频率所对应的周期宽度，来调整下一驱动信号的周期宽度。通过反复进行该测定和调整，从而驱动控制电路100能够以谐振频率或与其相近的频率持续地驱动线性振动电机200。

返回到图1，对驱动信号生成部10进行更具体的说明。驱动信号生成部10包括：第1锁存电路11、主计数器12、循环计数器13、解码器14、第2锁存电路15、差分计算电路16、第3锁存电路17、加法运算电路18及第4锁存电路19。

第1锁存电路11锁存应该与上述驱动信号的一周期的终止位置对应的计数终止值，在由第3时钟信号CLK3指示的定时，将其输出至主计数器12及解码器14。此外，也可输出至差分计算电路16。在第1锁存电路11中，在线性振动电机200开始驱动时，由未图示的寄存器等设定上述计数终止值的初始值。驱动开始之后，从第4锁存电路19输入的值成为上述计数终止值。

主计数器12，由第1锁存电路11设定上述计数终止值，从计数初始值至该计数终止值为止反复计数。计数初始值通常被设定为0。例如，作为该计数终止值而设定为199的情况下，主计数器12成为在0～199范围内反复自增计数的200进制计数器。主计数器12的计数值被输出至循环计数器13、解码器14及第2锁存电路15。

每当主计数器12的一计数循环终止时，循环计数器13就自增，保持主计数器12的计数循环次数。在此，所谓“一计数循环”是指从主计数器12的上述计数初始值计数至上述计数终止值为止。由于一计数循环对应于一驱动周期，故计数循环次数对应于驱动周期次数。

解码器14利用从主计数器12提供的计数值，生成与上述计数终止值相应的周期宽度的驱动信号。解码器14的详细构成见后述。第2锁存电路15依次锁存从主计数器12提供的计数值，并将在由零交叉检测部40检测出零交叉的位置所锁存的计数值输出至差分计算电路16。检测出该零交叉的位置，通过从边缘检测部42输入的边缘信号进行通知。如果检测出该零交叉的位置理想上通常以相同的定时发生，则第2锁存电路15的输出通常成为相同的计数值。

差分计算电路16计算从第2锁存电路15输入的计数值和当前的计数终止值之间的差分。在图1中，描绘了从第1锁存电路11输入当前的计数终止值的例子。此外，既可以是差分计算电路16保持当前的计数终止值的构成，也可以是从第4锁存电路19提供的构成。

在检测出零交叉的位置的计数值(＝从第2锁存电路15输入的计数值)比当前的计数终止值小的情况下，差分计算电路16从前者中减去后者。例如，在检测出零交叉的位置的计数值为197、当前的计数终止值为199的情况下，差分计算电路16输出-2。

在检测出零交叉的位置的计数值比当前的计数终止值大的情况下，从第2锁存电路15输入的计数值成为与当前的计数终止值相应的增量值。这种情况下，差分计算电路16直接输出从第2锁存电路15输入的计数值。例如，在检测出零交叉的位置的本来计数值为201、当前的计数终止值为199的情况下，从第2锁存电路15输入的计数值为2，差分计算电路16直接输出2。由于该计数值在199时被复位，故从第2锁存电路15输入的计数值不是201而是2。

第3锁存电路17锁存从差分计算电路16输入的差分值，在由第1时钟信号CLK1指示的定时，将该差分值输出至加法运算电路18。加法运算电路18将从第3锁存电路17输入的差分值相加在从第4锁存电路19输入的当前的计数终止值上。第4锁存电路19锁存从加法运算电路18输入的值，在由第2时钟信号CLK2指示的定时，将该值输出至第1锁存电路11。在第4锁存电路19中，在线性振动电机200开始驱动时，也由未图示的寄存器等设定上述计数终止值的初始值。

由加法运算电路18生成的值作为新的计数终止值，经由第4锁存电路19及第1锁存电路11被设定在主计数器12及解码器14中。因此，在主计数器12及解码器14中，通常被设定为反映之前零交叉的检测位置的计数终止值。

图4是表示边缘信号、第1时钟信号CLK1、第2时钟信号CLK2及第3时钟信号CLK3的一例的时序图。边缘信号是由边缘检测部42在第2锁存电路15设定的。第1时钟信号CLK1是使边缘信号延迟半时钟的信号。该半时钟的延迟考虑了差分计算电路16进行的运算处理。第2时钟信号CLK2是使第1时钟信号CLK1延迟半时钟的信号。该半时钟的延迟考虑了加法运算电路18进行的运算处理。

第3时钟信号CLK3是使第2时钟信号CLK2延迟数个时钟的信号。该数个时钟的延迟是用于抑制在当前的驱动周期的计数终止之前变更当前的驱动周期的计数终止值的延迟。例如，在未设置第1锁存电路11的情况、即在当前的驱动周期中在其终止位置之前检测出零交叉的情况下，反映了该零交叉位置的新的计数终止值不是从下次的驱动周期开始应用，而是从当前的驱动周期开始应用。这种情况下，由于基于更新前的计数终止值确定通电期间，故无法维持通电期间和非通电期间的比率。在本实施方式中，也无法维持100度通电。

通过在第4锁存电路19和主计数器12之间设置第1锁存电路11，从而延迟使主计数器12设定的当前的计数终止值变更成反映了零交叉位置的新的计数终止值的定时。

(解码器构成)

图5是表示解码器14的构成例的图。解码器14根据在上述计数终止值上乘以用于固定通电期间相对于上述驱动信号一周期的比率的系数而得到的值，来确定上述驱动信号的通电期间所对应的计数宽度。如上述，在上述驱动信号的一周期中包括正电流通电期间和负电流通电期间。因此，在上述100度通电的情况下，各通电期间相对于上述驱动信号的一周期的比率为100°/360°

另外，各通电期间的半周期相对于上述驱动信号的一周期的比率为50°/360°

另外，解码器14根据在上述计数终止值上乘以用于确定上述驱动信号的通电期间的中心位置的系数而得到的值，来确定上述驱动信号的通电期间的开始位置及终止位置所对应的计数值。如上述，上述驱动信号的一周期，是通过在前后设定有非通电期间的正电流通电期间以及在前后设定有非通电期间的负电流通电期间而形成的。在此，正电流通电区间的长度及负电流通电期间的长度被设定得相等，非通电期间的长度也都被设定得相等。

因此，用于确定上述驱动信号的正电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.25，用于确定上述驱动信号的负电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.75。此外，在上述驱动信号的相位互逆的情况下，用于确定负电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.25，用于确定正电流通电期间的中心位置的系数被设定为0.75。

由此，解码器14能够计算出各通电期间所对应的计算宽度、及各通电期间的中心位置所对应的计数值。并且，通过从该中心位置所对应的计数值中减去上述计数宽度的一半的值，从而能够计算出各通电期间的开始位置所对应的计数值。另外，通过在该中心位置所对应的计数值上相加上述计数宽度的一半的值，从而能够计算出各通电期间的终止位置所对应的计数值。

以下，进行更具体的说明。解码器14包括：驱动宽度计算部51、正驱动中心值计算部52、负驱动中心值计算部53、正侧减法运算部54、正侧加法运算部55、负侧减法运算部56、负侧加法运算部57、正驱动信号生成部58及负驱动信号生成部59。

驱动宽度计算部51将各通电期间(以下，适当地称为驱动期间)的半周期相对于上述驱动信号的一周期的比率作为系数进行保持。在上述100度通电的情况下，保持0.14。从第1锁存电路11提供计数终止值给驱动宽度计算部51。驱动宽度计算部51在该计算终止值上乘以该系数。由此，能够计算出各驱动期间的半周期所对应的计数宽度。

正驱动中心值计算部52保持用于确定上述驱动信号的正电流通电期间(以下，适当地称为正驱动期间)的中心位置的系数。在本实施方式中，保持0.25。从第1锁存电路11提供计数终止值给正驱动中心值计算部52。正驱动中心值计算部52在其计数终止值上乘以该系数。由此，能够计算出各正驱动期间的中心位置所对应的计数值。

负驱动中心值计算部53保持用于确定上述驱动信号的负电流通电期间(以下，适当地称为负驱动期间)的中心位置的系数。在本实施方式中，保持0.75。从第1锁存电路11提供计数终止值给负驱动中心值计算部53。负驱动中心值计算部53在其计数终止值上乘以该系数。由此，能够计算出各负驱动期间的中心位置所对应的计数值。

正侧减法运算部54通过从正驱动中心值计算部52提供的正驱动期间的中心位置所对应的计数值中减去驱动宽度计算部51提供的计数宽度，来计算正驱动期间的开始位置所对应的计数值。正侧加法运算电路55通过在从正驱动中心值计算部52提供的正驱动期间的中心位置所对应的计数值上相加从驱动宽度计算部51提供的计数宽度，来计算正驱动期间的终止位置所对应的计数值。

负侧减法运算部56通过从负驱动中心值计算部53提供的负驱动期间的中心位置所对应的计数值中减去驱动宽度计算部51提供的计数宽度，来计算负驱动期间的开始位置所对应的计数值。负侧加法运算部57通过在从负驱动中心值计算部53提供的负驱动期间的中心位置所对应的计数值上相加从驱动宽度计算部51提供的计数宽度，来计算负驱动期间的终止位置所对应的计数值。

正驱动信号生成部58，其从主计数器12被提供有作为同步时钟的计数值，从正侧减法运算部54被提供有正驱动期间的开始位置所对应的计数值，从正侧加法运算部55被提供有正驱动期间的开始位置所对应的计数值。正驱动信号生成部58根据作为同步时钟的计数值，将从正驱动期间的开始位置所对应的计数值至正驱动期间的终止位置所对应的计数值为止有意义的信号(例如，高电平信号)作为正驱动信号进行输出。除此之外的期间，输出没有意义的信号(例如，低电平信号)。

此外，正驱动信号生成部58能够利用所设定的占空比的PWM信号来生成该正驱动信号。由正驱动信号生成部58生成的正驱动信号被输入至驱动部20，具体地为第1晶体管M1的栅极及第4晶体管M4的栅极。此外，在第1晶体管M1的前级设置有未图示的反相器，该正驱动信号被反相，并被输入至第1晶体管M1的栅极。

对于负驱动信号生成部59，其从主计数器12被提供有作为同步时钟的计数值，从负侧减法运算部56被提供有负驱动期间的开始位置所对应的计数值，从负侧加法运算部57被提供有负驱动期间的开始位置所对应的计数值。负驱动信号生成部59根据作为同步时钟的计数值，将从负驱动期间的开始位置所对应的计数值至负驱动期间的终止位置所对应的计数值为止有意义的信号(例如，高电平信号)作为负驱动信号进行输出。除此以外的期间，输出没有意义的信号(例如，低电平信号)。

此外，负驱动信号生成部59能够用所设定的占空比的PWM信号来生成该负驱动信号。由负驱动信号生成部59生成的负驱动信号被输入至驱动部20，更具体地为第2晶体管M2的栅极及第3晶体管M3的栅极。此外，在第2晶体管M2的前级设置有未图示的反相器，该负驱动信号被反相，并被输入至第2晶体管M2的栅极。

图6是表示驱动信号的一周期的波形的图。在图6中，网点区域表示正驱动期间(前)及负驱动期间(后)。正驱动开始值a所对应的计数值是由正侧减法运算部54生成的，正驱动中心值b所对应的计数值是由正驱动中心值计算部52生成的，正驱动终止值c所对应的计数值是由正侧加法运算部55生成的。同样地，负驱动开始值d所对应的计数值是由负侧减法运算部56生成的，负驱动中心值e所对应的计数值是由负驱动中心值计算部53生成的，负驱动终止值f所对应的计数值是由负侧加法运算部57生成的。

如图5所示，通过采用解码器14，从而即使驱动信号生成部10通过上述驱动信号的频率的变更而变更了其周期宽度，也能够以维持上述驱动信号的通电期间和非通电期间之比的方式来调整上述驱动信号。另外，即使驱动信号生成部10变更上述驱动信号的周期宽度，也能够以维持一周期中的通电期间的信号相位的相对位置关系的方式来调整上述驱动信号。

图7是用于说明驱动信号的通电期间宽度的控制的图。图7(a)是表示驱动周期为默认状态时的、线圈驱动电压的推移的图，图7(b)是表示将驱动周期调整得比默认状态长之后的、线圈驱动电压(无通电期间宽度的调整)的推移的图，图7(c)是表示将驱动周期调整得比默认状态长之后的、线圈驱动电压(有通电期间宽度的调整)的推移的图。

在图7(a)中，被设定为上述100度通电。即、1驱动周期中的通电期间和非通电期间之比被设定为5∶4。在图7(b)中，示出将驱动周期调整得比默认状态长之后也维持默认状态下的通电期间宽度的例子。这种情况下，对线性振动电机200的驱动力会下降，线性振动电机200的振动会变弱。

在图7(c)中，被控制为将驱动周期调整得比默认状态长之后也维持1驱动周期中的通电期间和非通电期间之比。在本实施方式中，被控制为维持上述100度通电。该控制是通过解码器14内的驱动宽度计算部51的作用而实现的。

在此，说明了将驱动周期调整得比默认状态长的例子，但是调整得比默认状态短的例子也同样。当在将驱动周期调整得比默认状态短之后也维持默认状态下的通电期间宽度时，对线性振动电机200的驱动力会上升，线性振动电机200的振动会变弱。在这点上，在本实施方式中，被控制为将驱动周期调整得比默认状态短之后也维持100度通电。

图8是用于说明驱动信号的相位控制的图。图8表示被调整为线性振动电机200的谐振频率之后的、线圈L1的两端电压的推移。此外，为了简化说明，而省略描绘了再生电压。第1段波形是表示驱动信号的相位最优状态下，线性振动电机200被驱动的状态。

第2段波形是表示自第2周期起，驱动信号的相位为相位延迟的状态下，线性振动电机200被驱动的状态。该状态是在将驱动周期调整得比之前短的情况下、即调整后也维持着各通电期间的开始位置及终止位置为其调整前的位置的情况下发生的。

第3段波形是表示自第2周期起，驱动信号的相位为相位超前的状态下，线性振动电机200被驱动的状态。该状态是在将驱动周期调整得比之前长的情况下、即调整后也维持着各通电期间的开始位置及终止位置为其调整前的位置的情况下发生的。

即、当在各通电期间的开始位置及终止位置固定的情况下变更了驱动周期宽度时，驱动信号的相位发生延迟或超前。与此相对，在本实施方式中，当变更了驱动周期时，由于自适应地调整了各通电期间的开始位置及终止位置，故能够保持驱动信号的相位为最优。该开始位置及终止位置的调整，在解码器14内主要通过正驱动中心值计算部52及负驱动中心值计算部53的作用而实现的。

如以上说明，根据本实施方式所涉及的驱动控制电路100，通过使用所测定出的线性振动电机200的固有振动频率所对应的周期宽度来调整下一驱动信号的周期宽度，从而无论线性振动电机200是什么状态，都能够以与固有振动频率尽可能接近的频率持续驱动。

因此，能够吸收在线性振动电机200的产品间引起的固有振动频率的差异，可防止批量生产电机时的成品率的降低。另外，由于即使弹簧222a、222b等随时间变化，也能够以随时间变换后的固有振动频率所对应的驱动频率进行驱动，故能够抑制振动变弱的问题。

另外，能够在以线性振动电机200的固有振动频率和驱动信号的频率一致的方式自适应地控制驱动信号的周期宽度时，将周期宽度变更带来的影响抑制在最小限度。具体而言，通过以即使变更了驱动信号的周期宽度也维持一周期中的通电期间和非通电期间的比率的方式来调整通电期间宽度，从而能够维持对线性振动电机200的驱动力。因此，通过驱动力的变动，能够抑制线性振动电机200的振动变弱。

另外，通过以即使变更了驱动信号的周期宽度也维持一周期中的通电期间的相对位置关系的方式，将各通电期间的开始位置及终止维持调整成最优位置，从而能够抑制驱动效率的下降。即、当驱动信号的相位偏离时，在振子220的位置和驱动力的供给位置会发生偏差，驱动效率会下降。在这点上，通过将驱动信号的相位维持在最优位置，从而能够以相同的消耗电力得到最大限度的振动。

(上升控制)

以下，对本实施方式所涉及的驱动控制电路100进行的上述驱动控制上可追加的第1上升控制进行说明。如图6所示，上述驱动信号的一周期是通过在前后设定有非通电期间的正电流通电期间以及在前后设定有非通电期间的负电流通电期间而形成的。由此，如图3所示，能够高精度地检测感应电压的零交叉，并且如图8所示能够提高驱动效率。

因此，以在上述驱动信号中的最初周期的正电流通电期间(反相情况下，为负电流通电期间)之前设定非通电期间为原则。只是，该非通电期间导致使线性振动电机200的上升时间朝延迟的方向上发生作用。因此，为了改善该问题，驱动信号生成部10可执行以下的上升控制。

即、驱动信号生成部10在线性振动电机200开始驱动之后，将在上述驱动信号的至少最初的通电期间之前应该设定的非通电期间宽度，设定得比在线性振动电机200稳定动作时在各通电期间之前应该设定的非通电期间宽度还短。例如，驱动信号生成部10也可在线性振动电机200开始驱动之后，将在上述驱动信号的至少最初的通电期间之前应该设定的非通电期间宽度设定成零。

对于下述这样的通电期间，即在其之前应设定有比在稳定动作时在各通电期间之前应该设定的非通电期间宽度还短的非通电期间这样的通电期间，其既可以只是最初的通电期间，也可以是从最初的通电期间至第n(n为自然数)个通电期间的通电期间。在后者的情况下，随着从最初的通电期间逐渐接近第n个通电期间，也可延长在各自之前应该设定的非通电期间宽度。

另外，在通电期间之前设定了比在稳定动作时在各通电期间之前应该设定的非通电期间宽度还短的非通电期间宽度的期间，驱动信号生成部10也可停止上述驱动信号的周期宽度的调整处理。这种情况下，也可停止由感应电压检测部30及零交叉检测部40进行的上述感应电压的零交叉检测处理。

接着，对本实施方式所涉及的驱动控制电路100进行的上述驱动控制上可追加的第2上升控制进行说明。如图5所示，驱动信号生成部10能够用PWM信号来生成各通电期间的信号。由此，能够调整驱动能力，以符合线性振动电机200的性能。

第2上升控制是以利用PWM信号来生成各通电期间的信号为前提的。驱动信号生成部10在线性振动电机200开始驱动之后，将在上述驱动信号的至少最初的通电期间生成的PWM信号的占空比，设定得比在线性振动电机200稳定动作时在各通电期间生成的PWM信号的占空比还高。例如，驱动信号生成部10也可在线性振动电机200开始驱动之后，将在上述驱动信号的至少最初的通电期间生成的PWM信号的占空比设定成1。

生成了比在稳定动作时在各通电期间生成的PWM信号的占空比还高的占空比的PWM信号的通电期间，既可以只是最初的通电期间，又可以是从最初的通电期间至第m(m为自然数)个通电期间的通电期间。在后者的情况下，伴随着从最初的通电期间逐渐接近第m个通电期间，也可降低在各通电期间生成的PWM信号的占空比。

另外，在生成了比稳定动作时在各通电期间生成的PWM信号的占空比还高的占空比的PWM信号的期间，驱动信号生成部10也可停止上述驱动信号的周期宽度的调整处理。在这种情况下，也可停止由感应电压检测部30及零交叉检测部40进行的上述感应电压的零交叉检测处理。

第1上升控制及第2上升控制既可以分别单独使用，也可以一起使用。以下，说明采用第1上升控制及第2上升控制的至少一方的情况下的解码器14的构成例。

图9是表示追加了上升控制功能的解码器14的构成例的图。图9所示的解码器14采用在图5所示的解码器14中追加了上升控制部60的构成。在执行第1上升控制的情况下，上升控制部60修正从主计数器12向正驱动信号生成部58及负驱动信号生成部59输入的计数值。

例如，将在通电期间之前应该设定的非通电期间宽度设定为零的情况下，上升控制部60将在稳定动作时在各通电期间之前应该设定的非通电期间宽度所对应的计数宽度，相加在从主计数器12输入的计数值上。由此，正驱动信号生成部58及负驱动信号生成部59能够省略在正电流通电期间及负电流通电期间的各自之前应该设定的非通电期间。

此外，同样的处理也可通过在通电期间之前应该设定的非通电期间宽度为零的期间，将主计数器12的计数初始值设定成在稳定动作期间的计数初始值上相加了上述计数宽度之后的值而执行。在本实施方式中，也可将主计数器12的计数初始值设定为上述100度通电开始时的计数值。该处理也可通过除解码器14以外的未图示的其他上升控制部来执行。

在执行第2上升控制的情况下，上升控制部60对正驱动信号生成部58及负驱动信号生成部59设定上述驱动信号的至少最初的通电期间生成的PWM信号的占空比。此外，设定了比在稳定动作时在各通电期间生成的PWM信号的占空比还高的占空比。

图10是用于说明第1上升控制的图。图10(a)是表示在未执行第1上升控制的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机200的振动的推移的图，图10(b)是表示在执行了第1上升控制的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机200的振动的推移的图。

在图10(a)、图10(b)中，描绘了在驱动信号的第2周期内线性振动电机200的振动到达期望水平(即、稳定动作时的水平)的例子。在图10(b)中，驱动信号生成部10将在上述驱动信号的最初的通电期间之前应该设定的非通电期间宽度设定成零。

图10(a)内的期间t1表示在未执行第1上升控制的情况下的、从驱动开始时至振动到达期望水平为止的期间，图10(b)内的期间t2表示执行了第1上升控制的情况下的、从驱动开始时至振动到达期望水平为止的期间。比较期间t1和期间t2可知，期间t2短，通过执行第1上升控制从而能够缩短从驱动开始时至振动到达期望水平为止的期间。

图11是用于说明第2上升控制的图。图11(a)是表示在未执行第2上升控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图，图11(b)是表示在执行了第2上升控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图。在图11(a)中，驱动信号生成部10在驱动开始后根据最初的通电期间的信号用PWM信号生成了各通电期间的信号。在图11(b)中，驱动信号生成部10在驱动开始后用非PWM信号生成了最初的通电期间的信号，利用PWM信号生成了第2周期以后的通电期间的信号。

如以上说明，如果采用第1上升控制，则能够缩短从驱动开始至线圈L1通电为止的时间，能够缩短从线性振动电机200开始驱动时至得到期望振动为止的上升时间。另外，如果采用第2上升控制，则能够使上升时的驱动力提高得比稳定动作时的驱动力还高，能够缩短该上升时间。

(停止控制)

以下，对本实施方式所涉及的驱动控制电路100的上述驱动控制上可追加的停止控制进行说明。驱动信号生成部10在线性振动电机200驱动终止之后，相对于在驱动时生成的驱动信号的相位，生成反相的驱动信号。驱动部20通过将与驱动信号生成部10所生成的反相的驱动信号相应的反相的驱动电流提供给线圈L1，来加速线性振动电机200的停止。当向线圈L1提供该反相的驱动电流时，定子210发挥用于停止振子220动作的制动作用。在本说明书中，所谓线性振动电机200驱动终止时意味着不包括用于停止控制的逆驱动期间在内的正规的驱动终止时。

驱动信号生成部10也可利用PWM信号来生成在线性振动电机200驱动终止之后生成的反相的驱动信号的、各通电期间的信号。通过调整该PWM信号的占空比，从而能够灵活地调整制动力。

如上述，驱动信号生成部10能够利用PWM信号来生成各通电期间的信号。在以利用PWM信号来生成各通电期间的信号为前提的情况下，驱动信号生产部10可采用以下的停止控制。即、驱动信号生成部10也可将在线性振动电机200驱动终止之后在反相的驱动信号的通电期间所生成的PWM信号的占空比，设定得比在线性振动电机200驱动时在驱动信号的各通电期间所生成的PWM信号的占空比要低。

另外，驱动信号生成部10也可根据线性振动电机200驱动时的驱动信号的供给期间来调整线性振动电机200驱动终止之后反相的驱动信号的供给期间。例如，上述驱动时的驱动信号的供给期间越短，驱动信号生成部10将上述驱动终止之后反相的驱动信号的供给期间设定得越短。例如，使上述反相的驱动信号的供给期间与上述驱动时的驱动信号的供给期间成比例。此外，在上述驱动时的驱动信号的供给期间超过了规定的基准期间的区域中，上述反相的驱动信号的供给期间也可以是固定的。上述驱动信号的供给期间也可根据驱动周期次数进行特定。

另外，驱动信号生成部10也可根据线性振动电机200驱动时的驱动信号的供给期间来调整在线性振动电机200驱动终止之后反相的驱动信号的通电期间所生成的PWM信号的占空比。例如，上述驱动时的驱动信号的供给期间越短，驱动信号生成部10将该PWM信号的占空比设定得越低。例如，使该PWM信号的占空比与上述驱动时的驱动信号的供给期间成比例。此外，在上述驱动时的驱动信号的供给期间超过了规定的基准期间的区域中，上述PWM信号的占空比也可是固定的。

图12是表示追加了停止控制功能的解码器14的构成例的图。图12所示的解码器14采用在图5所示的解码器14中追加了停止控制部16的构成。在线性振动电机200驱动终止时，停止控制部61指示正驱动信号生成部58及负驱动信号生成部59，以使相对于在驱动时生成的驱动信号的相位而生成反相的驱动信号。此时，也可指示利用PWM信号来生成该反相的驱动信号的、通电期间的信号。

另外，在根据线性振动电机200驱动时的驱动信号的供给期间来调整上述反相的驱动信号的供给期间的情况下，停止控制部61从循环计数器13中接受计数循环次数(即、驱动周期次数)的提供。停止控制部61指示正驱动信号生成部58及负驱动信号生成部59，以使得生成反映了该驱动周期次数的、上述反相的驱动信号。根据线性振动电机200驱动时的驱动信号的供给期间来调整上述PWM信号的占空比的情况也同样。

图13是用于说明上述停止控制的基本概念的图。图13(a)是表示未执行停止控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图，图13(b)是表示执行了停止控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图，图13(c)是表示通过PWM信号执行了停止控制的情况下的、线圈驱动电压的推移的图。

在图13(b)、图13(c)中，描绘了驱动终止后的反相的驱动信号的周期为一次的例子，但是也可以为多次。在多次且利用PWM信号来生成该驱动信号的通电期间的信号的情况下，也可伴随着该反相的驱动信号的周期的推进，降低该PWM信号的占空比。

图14是用于说明在上述停止控制中反相的驱动信号的周期次数为固定的例子的图。图14(a)是表示在驱动时的驱动信号的周期次数为较多的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机200的振动的推移的图，图14(b)是表示在驱动时的驱动信号的周期次数为较少的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机200的振动的推移的图。

在图14中，描绘了在驱动终止时生成的反相的驱动信号的周期次数被固定为2的例子。图14(a)描绘了驱动时的驱动信号的周期次数为4的例子，图14(b)描绘了驱动时的驱动信号的周期次数为2的例子。在图14(a)中可知，通过将反相的驱动信号的2周期份提供给线圈L1，从而能够在线性振动电机200驱动终止之后使线性振动电机200的振动较快收敛。

另一方面，在图14(b)中，通过将反相的驱动信号的2周期份提供给线圈L1，从而能够在线性振动电机200驱动终止之后使线性振动电机200的振动较快地收敛，然后，产生反相的振动(参照椭圆区域)。这意味着向线性振动电机200驱动时的振动给予过剩的制动力。

图15是用于说明在上述停止控制中反相的驱动信号的周期次数为可变的例子。图15(a)是表示驱动时的驱动信号的周期次数为较多的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机200的振动的推移的图，图15(b)是表示在驱动时的驱动信号的周期次数为较少的情况下的、线圈驱动电压及线性振动电机200的振动的推移的图。

图15(a)是与图14(a)相同的图。图15(b)描绘了驱动时的驱动信号的周期次数为2、驱动终止后产生的反相的驱动信号的周期次数为1的例子。在图15(b)中可知，通过将反相的驱动信号的1周期份提供给线圈L1，从而在线性振动电机200驱动终止之后使线性振动电机200的振动较快收敛。与图14(b)相比可知，在图15(b)中，在线性振动电机200中不发生反相的振动。

在图14中，不考虑线性振动电机200驱动终止前的、线性振动电机200的驱动的强度，而提供了固定的制动力。因此，会产生该制动力或者过大或者过小的问题。与此相对，在图15中，通过提供反映了线性振动电机200的振动的强度的制动力，从而能够实最优的停止控制。

如以上说明，如果采用上述的停止控制，则能够缩短线性振动电机200驱动终止时的振动停止时间。另外，通过用PWM信号来生成上述反相的驱动信号的、通电期间的信号，从而能够灵活地设定制动力。另外，通过根据线性振动电机200驱动时的驱动信号的供给期间来调整上述反相的驱动信号的供给期间，从而能够与该驱动时的驱动信号的供给期间的长短无关，可实现最优的停止控制。在触觉用途中，通过急速改变振动，从而用户容易感受到接触引起的振动。通过采用上述的停止控制，从而能够急速改变振动。

(检测窗设定)

接着，对设定用于回避零交叉检测部40检测出上述感应电压以外的电压的零交叉的检测窗的例子进行说明。零交叉检测部40使在该检测窗内检测出的零交叉有效，使在该检测窗外检测到的零交叉无效。在此，所谓“上述感应电压以外的电压的零交叉”主要是指，由驱动信号生成部10通电的驱动电压的零交叉及再生电压的零交叉(参照图3)。因此，该检测窗原则上被设定在下述期间、即将在正(负)电流通电期间和负(正)电流通电期间之间设定的非通电期间向内侧缩窄后得到的期间。

此时，需要从该非通电期间中至少排除再生电流流动的期间。但是，如果上述检测窗设定得过窄，则无法检测正规的感应电压的零交叉的可能性高。因此，考虑检测上述感应电压以外的电压的零交叉的可能性和无法检测正规的感应电压的零交叉的可能性之间的折中关系，来确定上述检测窗的期间。

接着，对在上述检测窗内未检测出零交叉的情况进行说明。在这种情况下，在上述检测窗的开始位置处上述感应电压的零交叉已终止的情况下，零交叉检测部40假设在上述检测窗的开始位置附近检测出零交叉，并将假设的零交叉的检测位置提供给驱动信号生成部10。所谓“在上述检测窗的开始位置处上述感应电压的零交叉已终止的情况”，是在上述检测窗的开始位置处线圈L1的两端电压处于零交叉后的极性的情况。在图3所示的例子中，存在有在上述检测窗的开始位置处线圈L1的两端电压为正的情况。

另外，在上述检测窗内未检测出零交叉的情况、即在上述检测窗的终止位置处上述感应电压的零交叉未终止的情况下，零交叉检测部40假设在上述检测窗的终止位置附近检测出零交叉，并将假设的零交叉的检测位置提供给驱动信号生成部10。所谓“在上述检测窗的终止位置处上述感应电压的零交叉未终止的情况”，是指在上述检测窗的终止位置处线圈L1的两端电压处于零交叉前的极性的情况。以下，对用于实现这些处理的零交叉检测部40的构成例进行说明。

图16是表示具有检测窗设定功能的零交叉检测部40的构成的图。图16所示的零交叉检测部40采用在图1所示的零交叉检测部40中追加了检测窗设定部43及输出控制部44的构成。检测窗设定部43向输出控制部44提供用于设定检测窗的信号。更具体而言，提供检测窗信号2及检测窗开始信号。

图17是用于说明检测窗信号1、检测窗信号2及检测窗开始信号的图。检测窗信号1是基于上述知识而生成的信号。即、是设定了向内侧缩窄了非通电期间后的检测窗的信号。检测窗信号2与检测窗信号1进行比较，是检测窗的终止位置一直延伸到包括后续的通电期间的开始位置在内的位置的信号。由此，比较器41不仅根据上述感应电压的零交叉，还根据提供给该通电期间的驱动电压的零交叉，使输出反相。检测窗开始信号是表示检测窗的开始位置的信号。更具体而言，是在该检测窗的开始位置处边缘立起的信号。

返回到图16，输出控制部44在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出未反相的情况下，将由边缘检测部42检测出的边缘位置作为零交叉的检测位置提供给驱动信号生成部10(更严格地说，为第2锁存电路15)。输出控制部44在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出已反相的情况下，将上述检测窗的开始位置作为零交叉的检测位置提供给驱动信号生成部10(更严格地说，为第2锁存电路15)。以下，对用于实现这些处理的输出控制部44的构成例进行说明。

图18是表示输出控制部44的构成例的图。该输出控制部44包括：第1AND门71、第2AND门72及OR门73。在第1AND门71中输入了上述检测窗开始信号及比较器41的输出信号。第1AND门71，在两者都为高电平信号时输出高电平信号，在至少一方为低电平信号时输出低电平信号。更具体而言，在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出已反相的情况下，第1AND门71输出高电平信号。

在第2AND门72输入了上述检测窗信号2及边缘检测部42的输出信号。第2AND门72，在两者都为高电平信号时输出高电平信号，在至少一方为低电平信号时输出低电平信号。更具体而言，在上述检测窗内，边缘检测部42的输出信号的边缘立起时，第2AND门72输出高电平信号。

在OR门73中输入了第1AND门71的输出信号及第2AND门72的输出信号。OR门73基于两者的输出信号输出边缘信号。OR门73，在两者的输出信号的至少一方为高电平时输出高电平信号，在两者的输出信号都为低电平信号时输出低电平信号。更具体而言，在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出已反相的情况下，OR门73输出高电平信号。在上述检测窗的开始位置处，比较器41的输出未反相的情况下，在上述检测窗内，边缘检测部42的输出信号的边缘立起时输出高电平信号。

图19是用于说明使用检测窗信号1的零交叉检测部40(未使用检测窗开始信号)的动作的图。图19(a)是表示在检测窗内发生了感应电压的零交叉的情况下的、线圈L1的两端电压及边缘信号的推移的图，图19(b)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＜谐振频率)的、线圈L1的两端电压及边缘信号的推移的图，图19(c)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＞谐振频率)的、线圈L1的两端电压及边缘信号的推移的图。

在使用检测窗信号1的零交叉检测部40(未使用检测窗开始信号)中，输出控制部44只由图18所示的第2AND门72构成。在该第2AND门72中输入了检测窗信号1和边缘检测部42的输出信号。

在图19(a)中，由于在根据检测窗信号1设定的检测框内发生感应电压的零交叉，故在发生了零交叉的位置处，边缘信号的边缘立起。此外，由于设定了该检测窗，故在发生了再生电压的零交叉的位置处，该边缘信号的边缘不立起。

在图19(b)中，示出线性振动电机200的谐振频率比上述驱动信号的频率高、其差为比较大的状态。因此，在上述检测窗内，没有发生应该生成上述感应电压的零交叉的线性振动电机200的停止状态(即、位于振动范围的S极侧最大到达地点或N极侧最大到达地点)。在进入上述检测窗的时刻，该停止状态终止了。这种情况下，在使用检测窗信号1的零交叉检测部40(未使用检测窗开始信号)中，边缘信号的边缘不立起(参照椭圆区域)。

在图19(c)中，示出线性振动电机200的谐振频率比上述驱动信号的频率低、其差为比较大的状态。因此，在上述检测窗内，没有发生应该生成上述感应电压的零交叉的线性振动电机200的停止状态。在从上述检测窗出去后，该停止状态发生了。这种情况下，在使用检测窗信号1的零交叉检测部40(未使用检测窗开始信号)中，边缘信号的边缘不立起(参照椭圆区域)。

图20是用于说明使用检测窗信号2及检测窗开始信号的零交叉检测部40的动作的图。图20(a)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＜谐振频率)的、线圈L1的两端电压及边缘信号的推移的图，图20(b)是表示在检测窗内未发生感应电压的零交叉的情况下(驱动频率＞谐振频率)的、线圈L1的两端电压及边缘信号的推移的图。

在使用检测窗信号2及检测窗开始信号的零交叉检测部40中，使用了图18所示的输出控制部44。图20(a)所示的线圈L1的两端电压的推移与图19(b)所示的线圈L1的两端电压的推移同样。图20(b)所示的线圈L1的两端电压的推移与图19(c)所示的线圈L1的两端电压的推移同样。

在图20(a)中，通过图18所示的第1AND门71及OR门73的作用，在检测窗的开始位置处，边缘信号的边缘立起。在图20(b)中，通过延迟了检测窗的终止位置的作用，在正电流通电开始位置处，边缘信号的边缘立起。

如以上说明，通过设定上述检测窗，从而能够提高在以线性振动电机的固有振动频率和驱动信号的频率一致的方式自适应地控制驱动信号的周期宽度时对线圈L1中产生的感应电压的零交叉进行检测的检测精度。即、能够抑制误检测驱动电压或再生电压的零交叉。

当在设定了检测窗的情况下线性振动电机200的谐振频率和驱动信号的频率产生大偏差时，感应电压的零交叉会从检测窗移出。在本实施方式中，通过在检测窗的开始位置附近或终止位置附近立起假设的边缘，从而不会断开而是持续进行上述驱动信号的周期宽度的自适应控制。即使线性振动电机200的谐振频率和驱动信号的频率相差很大，通过该假设的边缘也会使两者慢慢接近。

由此，通过通常以线性振动电机200的谐振频率和驱动信号的频率一致的方式执行自适应控制，从而即使在生成驱动控制电路100内的基本时钟的内置振荡器的精度下降，也无需修正内置振荡器的频率，而大大有助于驱动器IC(驱动控制电路100)的制造成本降低。

另外，通过利用检测窗的终止位置附近立起的假设的边缘在非通电期间的后续的通电期间的上升，从而能够简化信号控制。无需使用上述检测窗开始位置信号等检测窗信号以外的信号。

以上，基于实施方式说明了本发明。本领域的技术人员可以理解为：本实施方式只是示例，可对这些各构成要素或各处理过程的组合进行各种变形，这些变形例也包括在本发明的范围内。

上述的第2上升控制可适用于通过不含有非通电期间的驱动信号来驱动线性振动电机200的驱动控制电路。该驱动信号是其正电流通电期间和负电流通电期间不隔着非通电期间而交替设定的信号。即、上述的第2上升控制可适用于不执行上述驱动信号的周期宽度的自适应控制的驱动控制电路。上述的停止控制也同样地适用于通过不含有非通电期间的驱动信号来驱动线性振动电机200的驱动控制电路。即、也适用于不执行上述驱动信号的周期宽度的自适应控制的驱动控制电路。

Claims (5)

1.一种线性振动电机的驱动控制电路，该线性振动电机具有定子和振子，两者中的至少一方由电磁铁构成，该线性振动电机的驱动控制电路向该电磁铁的线圈提供驱动电流，以使所述振子相对于所述定子振动，

该线性振动电机的驱动控制电路的特征在于，具备：

驱动信号生成部，其生成用于使正电流和负电流隔着非通电期间交替流向所述线圈的驱动信号；

驱动部，其生成与所述驱动信号生成部所生成的驱动信号相应的驱动电流，并提供给所述线圈；

感应电压检测部，其在所述非通电期间检测在所述线圈产生的感应电压；以及

零交叉检测部，其检测由所述感应电压检测部检测出的感应电压的零交叉，

所述驱动信号生成部根据所述零交叉的检测位置来推定所述线性振动电机的固有振动频率，使所述驱动信号的频率接近该固有振动频率，

所述零交叉检测部设定有用于回避检测出所述感应电压以外电压的零交叉的检测窗，使在该检测窗内检测出的零交叉有效，使在该检测窗外检测出的零交叉无效。

2.根据权利要求1所述的线性振动电机的驱动控制电路，其特征在于，

在所述检测窗内未检测出零交叉的情况、即在所述检测窗的开始位置处所述感应电压的零交叉终止的情况下，所述零交叉检测部假设在所述检测窗的开始位置附近检测出零交叉，并将假设的零交叉的检测位置提供给所述驱动信号生成部。

3.根据权利要求1或2所述的线性振动电机的驱动控制电路，其特征在于，

在所述检测窗内未检测出零交叉的情况、即在所述检测窗的终止位置处所述感应电压的零交叉未终止的情况下，所述零交叉检测部假设在所述检测窗的终止位置附近检测出零交叉，并将假设的零交叉的检测位置提供给所述驱动信号生成部。

4.根据权利要求2或3所述的线性振动电机的驱动控制电路，其特征在于，

所述零交叉检测部，包括：

比较器，其比较由所述感应电压检测部检测出的感应电压和用于检测零交叉的基准电压；

边缘检测部，其将所述比较器的输出进行了反相的位置作为边缘进行检测；以及

输出控制部，其在所述检测窗的开始位置处所述比较器的输出未反相的情况下，将由所述边缘检测部检测出的边缘位置作为零交叉的检测位置提供给所述驱动信号生成部，而在所述检测窗的开始位置处所述比较器的输出已反相的情况下，将所述检测窗的开始位置作为零交叉的检测位置提供给所述驱动信号生成部。

5.根据权利要求3所述的线性振动电机的驱动控制电路，其特征在于，

所述感应电压检测部在所述驱动信号的通电期间检测所述线圈的两端电压，

所述零交叉检测部，包括：

比较器，其比较由所述感应电压检测部检测出的所述线圈的两端电压和用于检测零交叉的位置的基准电压；以及

边缘检测部，其将所述比较器的输出进行了反相的位置作为边缘进行检测，

所述检测窗的终止位置被设定为延伸至包括后续的通电期间的开始位置在内的位置为止，

所述比较器不仅根据所述感应电压的零交叉还根据提供给所述通电期间的驱动电压的零交叉使输出反相。

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