JP3750455B2 - 自励発振回路 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、往復移動する可動子を備えた振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電磁石よりなる固定子と、永久磁石を有し復帰手段としてのばねにより支持された可動子とを備える振動型アクチュエータが提供されている。この種の振動型アクチュエータには例えば図２６に示す構成のものがあり、この振動型アクチュエータは、固定子（ステータ）を構成する電磁石１４に一直線上に等間隔で並ぶ３個の固定子磁極１４ａ〜１４ｃを設け、固定子巻線１３に励磁電流を流すことにより、中央の固定子磁極１４ｂが他の２個の固定子磁極１４ａ，１４ｃとは異極に励磁されるようにしてある。また、可動子（ローター）１５に設けた永久磁石１５ａは固定子磁極１４ａ〜１４ｃの並ぶ方向に移動自在であって移動方向において２極（Ｎ、Ｓ）に着磁されている。さらに、可動子１５は永久磁石１５ａの移動方向の両側或いは片側に設けたばね（図示せず）によって、移動範囲の中央位置付近に復帰するように支持されている。
【０００３】
この振動型アクチュエータにおいては、固定子巻線１３が励磁されている間には、固定子磁極１４ａ〜１４ｃと永久磁石１５ａとの間の磁力によって可動子１５が一方向に移動し、固定子巻線１３が励磁されていない間にはばねの復帰力によって可動子１５を反対方向へ移動させる力が作用する。つまり、固定子巻線１３に片方向の電流を断続的に流すことによって、可動子１５が往復運動することになる。このような振動型アクチュエータは、可動子１５が往復移動することを利用して、可動子１５に内刃を結合する往復動式の電気かみそりが実現されている。
【０００４】
そして、この種の振動型アクチュエータを駆動するために、可動子１５の往復運動に伴って固定子巻線１３に発生する逆起電力を正帰還して固定子巻線１３への駆動信号を自励発振動作により生成する自励発振回路が従来より提供されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、振動型アクチュエータ１を例えば往復動式の電気かみそりに用いた場合、髭の濃さによって負荷が大きく変動するため、負荷変動に応じて可動子の振動振幅が変動する虞があり、上述の自励発振回路では負荷変動に対応できないという問題があった。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、振動型アクチュエータの振動振幅が略一定となるように振動型アクチュエータへの供給電力を制御する自励発振回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、固定子と可動子との少なくとも一方に電磁石を有し、電磁石への無励磁時に可動子を定位置へ復帰させる復帰手段を備え、電磁石に電圧を断続的に印加することによって可動子を往復運動させる振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、可動子の往復運動に伴って電磁石の巻線に発生する逆起電力を正帰還して電磁石の巻線への駆動信号を自励発振動作により生成する発振回路と、可動子の振動振幅を検出する振幅検出回路と、振幅検出回路の検出結果に基づいて振動振幅が略一定となるように振動振幅が減少すると巻線への供給電力を増加させる制御回路とを備えたことを特徴とし、振幅検出回路は振動型アクチュエータの振動振幅を検出し、その検出結果に基づき振動振幅が略一定となるよう制御回路は振動型アクチュエータへの駆動信号を変化させているので、負荷変動によって発生する振動振幅の変化を低減して、振動振幅を略一定に制御することができる。
【０００８】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、発振回路は電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、振幅検出回路は巻線への無励磁時に上記逆起電力のピーク値を検出することを特徴とし、電磁石の巻線に発生する逆起電力は振動型アクチュエータの振動振幅に比例しているので、振動振幅を検出するためのセンサなどを別途設けることなく、簡単な構成で振動振幅を検出することができる。
【０００９】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成したことを特徴とし、請求項２の発明と同様の作用を奏する。
【００１０】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、バイアス電圧を変化させることにより反転増幅器の出力のパルス幅を変化させることができ、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００１１】
請求項５の発明では、請求項４の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路を、ピーク検出回路の出力電圧と所定のしきい値電圧との差電圧を増幅する差動増幅器で構成し、該差動増幅器の出力を上記反転増幅器のバイアス電圧としたことを特徴とし、請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００１２】
請求項６の発明では、請求項１の発明において、発振回路を、上記逆起電力の正帰還増幅を行う電圧アンプと、電圧アンプの出力信号を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００１３】
請求項７の発明では、請求項６の発明において、電圧アンプは演算増幅器からなり、ゲートＩＣは、演算増幅器の出力信号と所定のしきい値電圧との論理和をとって出力するＡＮＤゲートからなり、電流アンプは、ＡＮＤゲートの出力がゲート電極に印加されるＭＯＳ型電界効果トランジスタからなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の作用を奏する。
【００１４】
請求項８の発明では、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００１５】
請求項９の発明では、請求項８の発明において、のこぎり波発生回路を、上記反転増幅器の出力信号を波形整形して方形波信号を発生する方形波発生回路と、方形波信号を積分してのこぎり波を発生する積分増幅器とで構成したことを特徴とし、請求項８の発明と同様の作用を奏する。
【００１６】
請求項１０の発明では、請求項９の発明において、発振回路は、上記反転増幅器の出力を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとを有し、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路に、のこぎり波とピーク検出回路の出力との高低を比較する比較回路を設け、のこぎり波がピーク検出回路の出力以下の場合はゲートＩＣの出力をオフさせることを特徴とし、請求項９の発明と同様の作用を奏する。
【００１７】
請求項１１の発明では、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、負荷の大小に応じて変化する上記逆起電力を利用し、振動型アクチュエータの振幅が低下するにつれて電磁石の巻線に供給する電流を自動的に増加させる電流補償手段を備えたことを特徴とし、電流補償手段は、負荷変動に応じて変化する逆起電力を利用しているので、負荷変動に対する応答性を向上させることができ、振動型アクチュエータの振幅を略一定に制御することができる。
【００１８】
請求項１２の発明では、請求項１１の発明において、電磁石の巻線に供給する電流が大きくなるように前記電流の位相と上記逆起電力の位相とを調整することを特徴とし、請求項１１の発明と同様の作用を奏する。
【００１９】
請求項１３の発明では、請求項１１の発明において、制御回路は上記反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００２０】
請求項１４の発明では、請求項１１の発明において、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００２１】
請求項１５の発明では、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時において制御回路が駆動信号のパルス幅を変調し、負荷が所定値を超えると電流補償手段が電流の大きさを変化させることを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の作用を奏する。
【００２２】
請求項１６の発明では、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の作用を奏する。
【００２３】
請求項１７の発明では、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の電源電圧を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の作用を奏する。
【００２４】
請求項１８の発明では、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時には電流補償手段が電流の大きさを変化させ、負荷が所定値を超えると制御回路が駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の作用を奏する。
【００２５】
請求項１９の発明では、請求項１８の発明において、負荷が所定値になると駆動信号のパルス幅が所定の下限値になるように上記反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１８の発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２７】
（実施形態１）
本実施形態の自励発振回路は、往復移動する可動子を備えた振動型アクチュエータを往復動させるために用いられる。振動型アクチュエータは、例えば、上述した図２６に示す構成を有するものであり、固定子巻線（図示せず）に片方向の電流を断続的に流すことによって、可動子を往復運動させている。
【００２８】
図４は自励発振回路のブロック図であり、この自励発振回路は、振動型アクチュエータ１の振幅に比例した負荷検出信号を発生する負荷検出回路４と、負荷検出回路４の負荷検出信号に応じて振動型アクチュエータ１に供給する電力を制御するための負荷制御信号を発生する負荷制御回路５と、振動型アクチュエータ１から正帰還された固定子巻線の逆起電力及び負荷制御回路５の負荷制御信号に基づいて電圧信号を発生する電圧アンプ２と、電圧アンプ２の出力に応じて振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流を制御する電流アンプ３とで構成される。ここに、電圧アンプ２及び電流アンプ３から発振回路が構成される。
【００２９】
図１にこの自励発振回路の具体回路図を示す。図２は自励発振回路の基本構成を示す回路図であり、この自励発振回路は、演算増幅器２１などから構成される反転増幅器よりなる電圧アンプ２を用い、演算増幅器２１の出力によって電流アンプ３を構成するＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１を制御している。ＭＯＳＦＥＴ３１には振動型アクチュエータ１の固定子巻線が直列接続され、ＭＯＳＦＥＴ３１と固定子巻線との直列回路にＤＣ電源の電源電圧Ｖccが印加される。演算増幅器２１の増幅率は抵抗２２，２３により設定されており、反転入力端子には抵抗２３の一端が接続され、ＭＯＳＦＥＴ３１及び固定子巻線の接続点と抵抗２３の他端との間にはコンデンサ２６が接続される。また、演算増幅器２１の非反転入力端子には、一定電圧Ｖssを抵抗２４，２５で分圧した電圧が印加されバイアスされている。ここで、演算増幅器２１の出力によってＭＯＳＦＥＴ３１がオン／オフされると、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレインと電源との間に接続された固定子巻線に流れる電流が断続される。ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン電流Ｉｄは固定子巻線に生じる逆起電力を反映しているから、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン電流Ｉｄを正帰還して演算増幅器２１に与えることにより、自励発振動作を行うことができる。尚、本実施形態の自励発振回路では、図１に示すように負荷制御回路５の出力をバイアス電圧として演算増幅器２１の非反転入力端子に印加している。
【００３０】
負荷検出回路４は、図１及び図３に示すように、演算増幅器４１及び抵抗４２〜４５を用いて構成した差動増幅回路４ａと、差動増幅回路４ａの出力のピーク値を検出するピーク検出回路４ｂとで構成される。図６（ａ）に差動増幅回路４ａの要部回路図を示し、図６（ｂ）に入力電圧Ｖdsと出力電圧Ｖｏの波形図を示す。差動増幅回路４ａでは、演算増幅器４１の非反転入力端子にＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間電圧Ｖdsを抵抗４４，４５で分圧した電圧が印加され、反転入力端子に電源電圧Ｖccが抵抗４２を介して印加される。また、演算増幅器４１の反転入力端子と出力端子との間には抵抗４３が接続されている。ここで、抵抗４２，４４の抵抗値は互いに等しい値に設定され、抵抗４３，４５の抵抗値も互いに等しい値に設定されている。抵抗４２，４４の抵抗値をＲ42、抵抗４３，４５の抵抗値をＲ43とすると、演算増幅器４１の出力電圧Ｖｏは次式で表される。
【００３１】
Ｖｏ＝（Ｒ43／Ｒ42）×（Ｖds−Ｖcc） ……（１）
ところで、図５は振動型アクチュエータ１の振幅Ｘと、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfとの関係を示しており、逆起電力Ｖbemfは振幅Ｘに比例しているので、負荷検出回路４では逆起電力Ｖbemfを検出することによって振幅Ｘを検出することができる。ここで、ＭＯＳＦＥＴ３１がオフになり、ドレイン電流Ｉｄが流れていない半周期の間、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsと逆起電力Ｖbemfとの関係は次式で表される。
【００３２】
Ｖds＝Ｖcc＋Ｖbemf ……（２）
したがって、負荷検出回路４では負荷帰還信号としてＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間電圧Ｖdsを取り出し、差動増幅回路４ａによりドレイン・ソース間電圧Ｖdsと電源電圧Ｖccとの差電圧を増幅することによって、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfを検出し、振幅Ｘに比例した電圧を検出することができる。なお、負荷検出回路４ではドレイン・ソース間電圧Ｖdsと電源電圧Ｖccとの差電圧を増幅しており、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsは式（２）に示すように電源電圧Ｖccと逆起電力Ｖbemfとの和の電圧となっているので、電源電圧Ｖccが変動したとしても、逆起電力Ｖbemf、すなわち振動型アクチュエータ１の振幅Ｘを正確に検出することができる。
【００３３】
ピーク検出回路４ｂは、演算増幅器４１の出力端子にアノードが接続されたダイオード４６と、ダイオード４６のカソードと回路のグランドとの間に接続されたコンデンサ４７と、コンデンサ４７と並列に接続された放電用の可変抵抗４８とで構成される。図７（ａ）はピーク検出回路４ｂの要部回路図であり、ピーク検出回路４ｂの動作を図７（ｂ）の波形図を参照して説明する。図７（ｂ）中のイは入力電圧（電圧Ｖｏ）の電圧波形、ロは出力電圧（負荷検出信号Ｖ１）の電圧波形であり、入力電圧の方がコンデンサ４７の両端電圧Ｖ１にダイオード４６の順方向電圧（約０．６Ｖ）を加算した電圧よりも高い場合はダイオード４６を介してコンデンサ４７が充電され、コンデンサ４７の両端電圧Ｖ１が上昇する。一方、入力電圧の方がコンデンサ４７の両端電圧Ｖ１にダイオード４６の順方向電圧を加算した電圧よりも低い場合はコンデンサ４７に充電された電荷が抵抗４８を介して放出され、コンデンサ４７の両端電圧Ｖ１が低下する。而して、コンデンサ４７の両端間には演算増幅器４１の出力電圧Ｖｏの最大値、つまり逆起電力Ｖbemfの最大値に比例した電圧Ｖ１が発生し、この電圧Ｖ１が負荷検出信号として負荷制御回路５に出力される。
【００３４】
負荷制御回路５は、演算増幅器５１及び抵抗５２〜５５により構成された差動増幅回路からなり、演算増幅器５１の非反転入力端子には一定電圧Ｖｒを抵抗５４，５５により分圧した電圧が印加されバイアスされている。また、演算増幅器５１の反転入力端子には抵抗５２を介して負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１が入力されており、演算増幅器５１の反転入力端子と出力端子とは抵抗５３を介して接続されている。ここで、抵抗５２，５４の抵抗値は互いに等しい値に設定され、抵抗５３，５５の抵抗値も互いに等しい値に設定されている。抵抗５２，５４の抵抗値をＲ52、抵抗５３，５５の抵抗値をＲ53とすると、演算増幅器５１の出力電圧Ｖ２は次式で表される。
【００３５】
Ｖ２＝（Ｒ43／Ｒ42）×（Ｖｒ−Ｖ１） ……（３）
式（１）〜（３）より、振動型アクチュエータ１の振動振幅が低下して逆起電力Ｖbemfが小さくなると、負荷検出信号Ｖ１が低下し、負荷制御信号Ｖ２が増加するので、演算増幅器２１のバイアス電圧が増加して、駆動信号のパルス幅が増加する。
【００３６】
尚、本回路では、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に供給する電流パルス（駆動信号）のパルス幅の変調と、電流パルスの振幅の変調とを組み合わせて行っている。すなわち自励発振回路ではＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御とＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御を組み合わせて行っている。
【００３７】
先ずＰＡＭ制御による制御方法について簡単に説明する。図１２の回路は、自励発振回路のＭＯＳＦＥＴ３１を用いて抵抗１１に流れる電流を制御する回路の例であり、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間に抵抗１１とＤＣ電源６１の直列回路を接続している。ここで、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間電圧をＶds、ドレイン電流をＩｄ、抵抗１１の抵抗値をＲ11、ＤＣ電源６１の電源電圧をＶccとすると、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsとドレイン電流Ｉｄとの間には次式の関係が成り立つ。
【００３８】
Ｖcc＝Ｉｄ×Ｒ11＋Ｖds ……（４）
式（４）より電源電圧Ｖcc、抵抗値Ｒ11及びＭＯＳＦＥＴ３１の駆動電圧（ゲート・ソース間電圧）Ｖgsを決めると、ＭＯＳＦＥＴ３１の電気的特性からドレイン・ソース間電圧Ｖdsとドレイン電流Ｉｄとが決まる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ３１として例えば東芝製のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであるＴＰＣ８００３を用いた場合、図１３はＴＰＣ８００３のＶds−Ｉｄ特性を示しており、本図ではＶcc＝２．５Ｖ、Ｒ11＝０．２Ωの例を表している。ここで、ゲート・ソース間電圧Ｖgsを４Ｖとすると、図１３のＶds−Ｉｄ特性からドレイン・ソース間電圧Ｖdsが約０．２Ｖとなり、ドレイン電流Ｉｄが約１２Ａに決まる。
【００３９】
ここで、図１２の回路において抵抗１１に流れる電流Ｉｄを制御する方法としては、ゲート・ソース間電圧Ｖgsを例えば４Ｖで固定し、電源電圧Ｖccを変化させる方法が考えられるが、ＭＯＳＦＥＴ３１に大電流が流れる場合は電源電圧Ｖccの制御が難しいため、電源電圧Ｖccを変化させる方法はあまり採用されていない。また、電源電圧Ｖccを一定として、ゲート・ソース間電圧Ｖgsを変化させる方法も考えられるが、ＭＯＳＦＥＴ３１の損失が大きくなるため、実用的ではないと考えられる。
【００４０】
一方、図１４に示す回路は、自励発振回路により振動型アクチュエータ１の固定子巻線に一方向の電流を流す場合の等価回路を示しており、ＭＯＳＦＥＴ３１のオフ時には固定子巻線に逆起電力が発生するため、上述した図１１の回路において抵抗１１と直列に、逆起電力Ｖbemfを発生する電圧源１２が接続されたような回路となる。すなわちＭＯＳＦＥＴ３１がオンになって、電流Ｉｄが流れる半周期の間、固定子巻線に発生する逆起電力の極性は、電源電圧Ｖccの極性と逆極性になり、電源電圧Ｖccを低下させるため、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力をＶbemfとすると、次式の関係が成り立つ。
【００４１】
Ｖcc−Ｖbemf＝Ｉｄ×Ｒ11＋Ｖds ……（５）
上述のように図５は振動型アクチュエータ１の振幅Ｘと固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfとの関係を示しており、逆起電力Ｖbemfは振動型アクチュエータ１の振幅に比例して増加する。したがって、図１５（ａ）〜（ｄ）に示すように無負荷時において振動型アクチュエータ１の振幅が大きい場合、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが増加して、電圧（Ｖcc−Ｖbemf）が低下するので、ドレイン電流Ｉｄが低下し、振動型アクチュエータ１の振幅を低下させる。一方、図１６（ａ）〜（ｄ）に示すように負荷などの影響によって振動型アクチュエータ１の振幅が低下すると、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが低下し、電圧（Ｖcc−Ｖbemf）が増加するので、ドレイン電流Ｉｄが増加して、振動型アクチュエータ１の振幅を増加させる。
【００４２】
このように、振動型アクチュエータ１の振幅に応じて逆起電力Ｖbemfが自動的に増加又は減少するので、ＰＡＭ制御のように振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流パルスの大きさ（振幅）が変化し、振動型アクチュエータ１の振幅が所定の範囲内に制御される。すなわち、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfにより電流補償手段が構成される。ここで、この自励発振回路を電気かみそりに用いた場合、髭１本の切断時間は非常に短いため、負荷変動に対する応答遅れはできるだけ小さい方が望ましいが、本回路では負荷変動により生じる逆起電力Ｖbemfの変動に応じて固定子巻線に印加する電流パルスの振幅を自動的に変調しているので、負荷変動に対する応答遅れは殆どなく、髭を切り始めた時に発生する負荷変動に素早く対応できるから、電気かみそりの切れ味が向上する。
【００４３】
なお、本回路では負荷電流の増幅率を最大にするため、逆起電力Ｖbemfに対して電流パルスの位相を調整する必要があり、本回路では回路のパラメーター、例えば演算増幅器２１の増幅率を調整することによって、電流パルスの位相を調整している。しかしながら、負荷変動に応じた逆起電力Ｖbemfの変動を利用して電流の増幅率を大きくしたとしても、電流の増幅率は約２倍であり、電気かみそりなどの用途において最小負荷から最大負荷まで対応するためには５倍以上の増幅率が必要である。そこで、入力電流を広い範囲で制御するためには、電流を増幅するための付加回路を設ける必要があり、本実施形態では従来の自励発振回路に負荷検出回路４及び負荷制御回路５を付加し、両回路４，５によりＰＷＭ制御を行っている。
【００４４】
次に負荷検出回路４及び負荷制御回路５によるＰＷＭ制御の制御方法について説明する。本回路では電圧アンプ２を構成する演算増幅器２１の非反転入力端子に負荷制御回路５の負荷制御信号を印加してバイアスを与えているが、バイアス電圧を変化させることによって、電圧アンプ２の出力のパルス幅を変化させている。ここで、図８（ａ）〜（ｄ）はバイアス電圧が演算増幅器２１の電源電圧（約５Ｖ）の約半分（すなわち約２．５Ｖ）の時の各部の波形を示し、図９（ａ）〜（ｄ）はバイアス電圧が約０Ｖの時の各部の波形を示している。図８及び図９よりバイアス電圧が演算増幅器２１の電源電圧の約半分の時には、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅は自励発振の周期の約半周期になり、バイアス電圧が略０Ｖの時にはゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅は一番狭くなる。本回路では、この現象を利用してＰＷＭ制御を行っている。
【００４５】
すなわち、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１は振動型アクチュエータ１の振幅Ｘに比例した略一定の電圧であり、負荷が増大すると振幅Ｘが小さくなるので、負荷検出信号Ｖ１が低下し、負荷が低下すると振幅Ｘが大きくなるので、負荷検出信号Ｖ１が増加する。ここで、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２は上述した式（３）で表され、負荷検出信号Ｖ１が増加するにつれて負荷制御信号Ｖ２は低下するので、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘに反比例したバイアスを演算増幅器２１に与えることができる。
【００４６】
ここで、図１０（ａ）〜（ｄ）は無負荷時の各部の波形を示し、図１１（ａ）〜（ｄ）は約２３．５Ｎの負荷が印加された場合の各部の波形を示している。無負荷時には振動型アクチュエータ１の振幅Ｘが大きくなるため、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１が増加し、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２が低下する。この時、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅が短くなり、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流Ｉｄが小さくなるので、振動型アクチュエータ１の振幅が小さくなる。一方、負荷印加時には振動型アクチュエータ１の振幅Ｘが小さくなるため、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１が低下し、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２が増加する。この時、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅が長くなり、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流Ｉｄが増加するので、振動型アクチュエータ１の振幅が大きくなる。而して、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘに応じて、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅を変調しており、振動型アクチュエータ１の振動振幅を一定の範囲で制御することができる。
【００４７】
ところで、本実施形態の自励発振回路ではＰＷＭ制御と自動負荷制御（ＰＡＭ制御）とを組み合わせて振動型アクチュエータ１を制御しているのであるが、図２４に示すように、負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる範囲ではＰＷＭ制御を行い、所定値Ｌ１よりも大きい範囲ではＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐを一定としている。この場合、負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる範囲では、負荷が増加するにしたがって振幅Ｘが小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐが広くなるので、振動型アクチュエータ１に供給される電流Ｉｄが増加して、振幅Ｘを増加させる。そして、負荷の大きさが所定値Ｌ１よりも大きくなると、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐはそれ以上広がらず、負荷が増加するにしたがって振幅Ｘが小さくなる。この時、固定子巻線に発生する逆起電力が小さくなり、振動型アクチュエータ１に印加される電圧が増加して、固定子巻線に流れる電流Ｉｄが増加するので、振幅Ｘの低下を抑制することができ、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘを所定の範囲内に制御することができる。ここに、ＰＷＭ制御と自動負荷制御とが切り替わる負荷の所定値Ｌ１は、自動負荷制御により制御可能な最小値に設定すれば良く、自動負荷制御による制御方式を最大限利用することができる。また、所定値Ｌ１の設定は演算増幅器２１の増幅率によって行い、所定値Ｌ１で演算増幅器２１の出力が飽和するように増幅率を設定すれば良い。尚、演算増幅器２１の増幅率を一定に保つ必要がある場合は、演算増幅器２１の電源電圧Ｖssを調整することによって所定値Ｌ１で演算増幅器２１の出力が飽和するようにしても良い。
【００４８】
また、上述とは逆に負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる軽負荷時にはＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐを一定とし、所定値Ｌ１よりも大きい範囲ではＰＷＭ制御を行うようにしても良く、この場合は所定値Ｌ１でＰＷＭ制御の最小幅となるように演算増幅器２１の増幅率を調整すれば良い。ここで、負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる範囲では、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅は略一定になっており、負荷が増加するにつれて振幅Ｘが小さくなるので、固定子巻線に発生する逆起電力が小さくなる。この時、振動型アクチュエータ１に印加される電圧が自動的に増加し、固定子巻線に流れる電流Ｉｄが増加するので、振幅Ｘが低下するのを抑制することができる。一方、負荷の大きさが所定値Ｌ１よりも大きく、すなわちそのオンパルス幅Ｗｐで流すことのできる電流Ｉｄの最大値を超える場合は、ＰＷＭ制御により負荷の増加に従ってオンパルス幅Ｗｐが広くなり、振動型アクチュエータ１に供給される電流が増加するので、振幅Ｘの低下を抑制することができ、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘを所定の範囲内に制御することができる。
【００４９】
（実施形態２）
本実施形態の自励発振回路について図１７乃至図２３を参照して説明する。実施形態１の自励発振回路では、電圧アンプ２を構成する演算増幅器２１のバイアス電圧を変化させることによって、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅を変調しているが、本実施形態では、演算増幅器２１の出力電圧を波形整形して方形波信号を生成し、この方形波信号を積分することによって生成したのこぎり波と、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１との高低に応じて、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅を変調している。
【００５０】
図１８に示す回路は、上述した図２に示す自励発振回路において演算増幅器２１の出力信号を波形整形するＡＮＤゲートＡ１を設けた回路であり、ＡＮＤゲートＡ１の一方の入力端には演算増幅器２１の出力信号が入力され、他方の入力端にはＡＮＤゲートＡ１の電源電圧Ｖssが印加されており、出力端はＭＯＳＦＥＴ３１のゲートに接続されている。而して、演算増幅器２１の出力がＡＮＤゲートＡ１のしきい値を超えると、ＡＮＤゲートＡ１の出力はハイになり、ＭＯＳＦＥＴ３１がオンになるので、演算増幅器２１の出力がＡＮＤゲートＡ１によって波形整形されるのである。尚、自励発振を促進するため、演算増幅器２１の非反転入力端子に印加されるバイアスがＡＮＤゲートＡ１のしきい値電圧と略等しくなるように、抵抗２４，２５の分圧比が設定されている。
【００５１】
図１７に示す回路は、図１８に示した回路において、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１に応じてＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅をＰＷＭ変調する負荷制御回路５を設けたものであり、２個のナンドゲートＮ１，Ｎ２により構成されたアンド回路Ａ２によって、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２と演算増幅器２１の出力信号との論理和がとられ、アンド回路Ａ２の出力によってＭＯＳＦＥＴ３１がオン／オフされる。
【００５２】
負荷制御回路５は、図１７及び図１９に示すように、演算増幅器２１の出力信号を波形整形して方形波の出力信号（図２１のロ）に変換する方形波発生回路５ａと、方形波発生回路５ａから入力された方形波信号をのこぎり波（図２１のハ）に変換するのこぎり波発生回路５ｂと、のこぎり波発生回路５ｂの出力Ｖ４と負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１（図２１の二）との高低を比較するコンパレータ５７とで構成される。尚、図１９に示す回路は図１７に示す回路の要部回路図である。
【００５３】
方形波発生回路５ａは、図１９に示すように、直列接続された一対のノットゲートＮＯＴ１，ＮＯＴ２により構成される。尚、図１７に示す回路では、ノットゲートＮＯＴ１，ＮＯＴ２の代わりに、一対の入力端子が互いに短絡されたナンドゲートＮ３，Ｎ４を用いている。
【００５４】
のこぎり波発生回路５ｂは、図２０（ａ）に示すように、演算増幅器５６を用いて構成した積分増幅器からなり、演算増幅器５６の非反転入力端子には方形波発生回路５ａの出力Ｖ３が入力され、反転入力端子には電源電圧Ｖssを抵抗５８，５９により分圧した電圧が印加されている。また、演算増幅器５６の出力端子と反転入力端子との間にはコンデンサ６０が接続される。ここで、コンデンサ６０の静電容量をＣ60、抵抗５９の抵抗値をＲ59、入力電圧をＶ３（ｔ）とすると、演算増幅器５６の出力電圧Ｖ４（ｔ）は以下の式で表され、図２０（ｂ）に示すように入力電圧Ｖ３（ｔ）として方形波のパルス信号が入力されると、出力電圧Ｖ４（ｔ）は入力電圧Ｖ３（ｔ）を積分した鋸歯状の波形となる。
【００５５】
【数１】
【００５６】
ここで、コンパレータ５７の出力は、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波発生回路５ｂの出力よりも低い場合はハイ、それ以外の場合はローになり、アンド回路Ａ２では演算増幅器２１の出力とコンパレータ５７の出力との論理和をとっているので、演算増幅器２１の出力がナンドゲートＮ１のしきい値電圧よりも高く、且つ、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波よりも低い場合にＭＯＳＦＥＴ３１はオンになる。ここで、負荷検出信号Ｖ１は振動型アクチュエータ１の出力に比例しており、図２２に示すように負荷が小さくなって振幅が増加すると、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが増加して負荷検出信号Ｖ１が増加するので、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波よりも低くなる期間が短くなり、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅が短くなるから、固定子巻線への供給電力が低下して振動型アクチュエータ１の振幅を低下させることができる。一方、図２３に示すように負荷が大きくなって振幅が低下すると、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが低下して負荷検出信号Ｖ１が増加するので、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波よりも低くなる期間が長くなり、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅が長くなるから、固定子巻線への供給電力が増加して振動型アクチュエータ１の振幅を増加させることができる。
【００５７】
尚、上述した各実施形態の回路ではアナログ回路から構成されているので、例えばマイコンを用いて振動型アクチュエータ１の振動振幅を制御する場合のように、駆動用のソフトウェアを作成する必要がなく、また演算増幅器やゲートＩＣなどを用いた簡単な回路で実現できるので、大幅なコストダウンを図ることができる。
【００５８】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、固定子と可動子との少なくとも一方に電磁石を有し、電磁石への無励磁時に可動子を定位置へ復帰させる復帰手段を備え、電磁石に電圧を断続的に印加することによって可動子を往復運動させる振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、可動子の往復運動に伴って電磁石の巻線に発生する逆起電力を正帰還して電磁石の巻線への駆動信号を自励発振動作により生成する発振回路と、可動子の振動振幅を検出する振幅検出回路と、振幅検出回路の検出結果に基づいて振動振幅が略一定となるように振動振幅が減少すると巻線への供給電力を増加させる制御回路とを備えたことを特徴とし、振幅検出回路は振動型アクチュエータの振動振幅を検出し、その検出結果に基づき振動振幅が略一定となるよう制御回路は振動型アクチュエータへの駆動信号を変化させているので、負荷変動によって発生する振動振幅の変化を低減して、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００５９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、発振回路は電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、振幅検出回路は巻線への無励磁時に上記逆起電力のピーク値を検出することを特徴とし、電磁石の巻線に発生する逆起電力は振動型アクチュエータの振動振幅に比例しているので、振動振幅を検出するためのセンサなどを別途設けることなく、簡単な構成で振動振幅を検出することができる。
【００６０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成したことを特徴とし、請求項２の発明と同様の効果を奏する。
【００６１】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、バイアス電圧を変化させることにより反転増幅器の出力のパルス幅を変化させることができ、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００６２】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路を、ピーク検出回路の出力電圧と所定のしきい値電圧との差電圧を増幅する差動増幅器で構成し、該差動増幅器の出力を上記反転増幅器のバイアス電圧としたことを特徴とし、請求項４の発明と同様の効果を奏する。
【００６３】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、発振回路を、上記逆起電力の正帰還増幅を行う電圧アンプと、電圧アンプの出力信号を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６４】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、電圧アンプは演算増幅器からなり、ゲートＩＣは、演算増幅器の出力信号と所定のしきい値電圧との論理和をとって出力するＡＮＤゲートからなり、電流アンプは、ＡＮＤゲートの出力がゲート電極に印加されるＭＯＳ型電界効果トランジスタからなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の効果を奏する。
【００６５】
請求項８の発明は、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００６６】
請求項９の発明は、請求項８の発明において、のこぎり波発生回路を、上記反転増幅器の出力信号を波形整形して方形波信号を発生する方形波発生回路と、方形波信号を積分してのこぎり波を発生する積分増幅器とで構成したことを特徴とし、請求項８の発明と同様の効果を奏する。
【００６７】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、発振回路は、上記反転増幅器の出力を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとを有し、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路に、のこぎり波とピーク検出回路の出力との高低を比較する比較回路を設け、のこぎり波がピーク検出回路の出力以下の場合はゲートＩＣの出力をオフさせることを特徴とし、請求項９の発明と同様の効果を奏する。
【００６８】
請求項１１の発明は、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、負荷の大小に応じて変化する上記逆起電力を利用し、振動型アクチュエータの振幅が低下するにつれて電磁石の巻線に供給する電流を自動的に増加させる電流補償手段を備えたことを特徴とし、電流補償手段は、負荷変動に応じて変化する逆起電力を利用しているので、負荷変動に対する応答性を向上させることができ、振動型アクチュエータの振幅を略一定に制御することができる。
【００６９】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、電磁石の巻線に供給する電流が大きくなるように前記電流の位相と上記逆起電力の位相とを調整することを特徴とし、請求項１１の発明と同様の効果を奏する。
【００７０】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、制御回路は上記反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００７１】
請求項１４の発明は、請求項１１の発明において、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００７２】
請求項１５の発明は、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時において制御回路が駆動信号のパルス幅を変調し、負荷が所定値を超えると電流補償手段が電流の大きさを変化させることを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の効果を奏する。
【００７３】
請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の効果を奏する。
【００７４】
請求項１７の発明は、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の電源電圧を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の効果を奏する。
【００７５】
請求項１８の発明は、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時には電流補償手段が電流の大きさを変化させ、負荷が所定値を超えると制御回路が駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の効果を奏する。
【００７６】
請求項１９の発明は、請求項１８の発明において、負荷が所定値になると駆動信号のパルス幅が所定の下限値になるように上記反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１８の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の自励発振回路を示す回路図である。
【図２】同上の基本構成を示す要部回路図である。
【図３】同上の要部回路図である。
【図４】同上のブロック図である。
【図５】同上の負荷である振動型アクチュエータの振幅と、固定子巻線に発生する逆起電力との関係を示す図である。
【図６】同上を構成する差動増幅回路を示し、（ａ）は要部回路図、（ｂ）は各部の波形図である。
【図７】同上を構成するピーク検出回路を示し、（ａ）は要部回路図、（ｂ）は各部の波形図である。
【図８】（ａ）〜（ｄ）は同上に用いる差動増幅器のバイアス電圧を２．５Ｖとした時の各部の波形図である。
【図９】（ａ）〜（ｄ）は同上に用いる差動増幅器のバイアス電圧を０Ｖとした時の各部の波形図である。
【図１０】（ａ）〜（ｄ）は同上の無負荷時における各部の波形図である。
【図１１】（ａ）〜（ｄ）は同上の負荷印加時における各部の波形図である。
【図１２】同上を用いて抵抗に流れる電流を制御する回路の回路図である。
【図１３】同上に用いるＭＯＳＦＥＴのＶds−Ｉｄ特性である。
【図１４】同上を用いて振動型アクチュエータを制御する回路の回路図である。
【図１５】（ａ）〜（ｄ）は同上の無負荷時における各部の波形図である。
【図１６】（ａ）〜（ｄ）は同上の負荷印加時における各部の波形図である。
【図１７】実施形態２の自励発振回路を示す回路図である。
【図１８】同上の基本構成を示す要部回路図である。
【図１９】同上の要部回路図である。
【図２０】同上に用いる積分増幅器を示し、（ａ）は要部回路図、（ｂ）は各部の波形図である。
【図２１】同上の各部の波形図である。
【図２２】同上の各部の波形図である。
【図２３】同上の各部の波形図である。
【図２４】同上の動作を説明する説明図である。
【図２５】同上のまた別の動作を説明する説明図である。
【図２６】同上に用いる振動型アクチュエータの概略構成図である。
【符号の説明】
１ 振動型アクチュエータ
２ 電圧アンプ
３ 電流アンプ
４ 負荷検出回路
５ 負荷制御回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、往復移動する可動子を備えた振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電磁石よりなる固定子と、永久磁石を有し復帰手段としてのばねにより支持された可動子とを備える振動型アクチュエータが提供されている。この種の振動型アクチュエータには例えば図２６に示す構成のものがあり、この振動型アクチュエータは、固定子（ステータ）を構成する電磁石１４に一直線上に等間隔で並ぶ３個の固定子磁極１４ａ〜１４ｃを設け、固定子巻線１３に励磁電流を流すことにより、中央の固定子磁極１４ｂが他の２個の固定子磁極１４ａ，１４ｃとは異極に励磁されるようにしてある。また、可動子（ローター）１５に設けた永久磁石１５ａは固定子磁極１４ａ〜１４ｃの並ぶ方向に移動自在であって移動方向において２極（Ｎ、Ｓ）に着磁されている。さらに、可動子１５は永久磁石１５ａの移動方向の両側或いは片側に設けたばね（図示せず）によって、移動範囲の中央位置付近に復帰するように支持されている。
【０００３】
この振動型アクチュエータにおいては、固定子巻線１３が励磁されている間には、固定子磁極１４ａ〜１４ｃと永久磁石１５ａとの間の磁力によって可動子１５が一方向に移動し、固定子巻線１３が励磁されていない間にはばねの復帰力によって可動子１５を反対方向へ移動させる力が作用する。つまり、固定子巻線１３に片方向の電流を断続的に流すことによって、可動子１５が往復運動することになる。このような振動型アクチュエータは、可動子１５が往復移動することを利用して、可動子１５に内刃を結合する往復動式の電気かみそりが実現されている。
【０００４】
そして、この種の振動型アクチュエータを駆動するために、可動子１５の往復運動に伴って固定子巻線１３に発生する逆起電力を正帰還して固定子巻線１３への駆動信号を自励発振動作により生成する自励発振回路が従来より提供されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、振動型アクチュエータ１を例えば往復動式の電気かみそりに用いた場合、髭の濃さによって負荷が大きく変動するため、負荷変動に応じて可動子の振動振幅が変動する虞があり、上述の自励発振回路では負荷変動に対応できないという問題があった。
【０００６】
本発明は上記問題点に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、振動型アクチュエータの振動振幅が略一定となるように振動型アクチュエータへの供給電力を制御する自励発振回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明では、固定子と可動子との少なくとも一方に電磁石を有し、電磁石への無励磁時に可動子を定位置へ復帰させる復帰手段を備え、電磁石に電圧を断続的に印加することによって可動子を往復運動させる振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、可動子の往復運動に伴って電磁石の巻線に発生する逆起電力を正帰還して電磁石の巻線への駆動信号を自励発振動作により生成する発振回路と、可動子の振動振幅を検出する振幅検出回路と、振幅検出回路の検出結果に基づいて振動振幅が略一定となるように振動振幅が減少すると巻線への供給電力を増加させる制御回路とを備えたことを特徴とし、振幅検出回路は振動型アクチュエータの振動振幅を検出し、その検出結果に基づき振動振幅が略一定となるよう制御回路は振動型アクチュエータへの駆動信号を変化させているので、負荷変動によって発生する振動振幅の変化を低減して、振動振幅を略一定に制御することができる。
【０００８】
請求項２の発明では、請求項１の発明において、発振回路は電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、振幅検出回路は巻線への無励磁時に上記逆起電力のピーク値を検出することを特徴とし、電磁石の巻線に発生する逆起電力は振動型アクチュエータの振動振幅に比例しているので、振動振幅を検出するためのセンサなどを別途設けることなく、簡単な構成で振動振幅を検出することができる。
【０００９】
請求項３の発明では、請求項２の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成したことを特徴とし、請求項２の発明と同様の作用を奏する。
【００１０】
請求項４の発明では、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、バイアス電圧を変化させることにより反転増幅器の出力のパルス幅を変化させることができ、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００１１】
請求項５の発明では、請求項４の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路を、ピーク検出回路の出力電圧と所定のしきい値電圧との差電圧を増幅する差動増幅器で構成し、該差動増幅器の出力を上記反転増幅器のバイアス電圧としたことを特徴とし、請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００１２】
請求項６の発明では、請求項１の発明において、発振回路を、上記逆起電力の正帰還増幅を行う電圧アンプと、電圧アンプの出力信号を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の作用を奏する。
【００１３】
請求項７の発明では、請求項６の発明において、電圧アンプは演算増幅器からなり、ゲートＩＣは、演算増幅器の出力信号と所定のしきい値電圧との論理和をとって出力するＡＮＤゲートからなり、電流アンプは、ＡＮＤゲートの出力がゲート電極に印加されるＭＯＳ型電界効果トランジスタからなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の作用を奏する。
【００１４】
請求項８の発明では、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００１５】
請求項９の発明では、請求項８の発明において、のこぎり波発生回路を、上記反転増幅器の出力信号を波形整形して方形波信号を発生する方形波発生回路と、方形波信号を積分してのこぎり波を発生する積分増幅器とで構成したことを特徴とし、請求項８の発明と同様の作用を奏する。
【００１６】
請求項１０の発明では、請求項９の発明において、発振回路は、上記反転増幅器の出力を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとを有し、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路に、のこぎり波とピーク検出回路の出力との高低を比較する比較回路を設け、のこぎり波がピーク検出回路の出力以下の場合はゲートＩＣの出力をオフさせることを特徴とし、請求項９の発明と同様の作用を奏する。
【００１７】
請求項１１の発明では、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、負荷の大小に応じて変化する上記逆起電力を利用し、振動型アクチュエータの振幅が低下するにつれて電磁石の巻線に供給する電流を自動的に増加させる電流補償手段を備えたことを特徴とし、電流補償手段は、負荷変動に応じて変化する逆起電力を利用しているので、負荷変動に対する応答性を向上させることができ、振動型アクチュエータの振幅を略一定に制御することができる。
【００１８】
請求項１２の発明では、請求項１１の発明において、電磁石の巻線に供給する電流が大きくなるように前記電流の位相と上記逆起電力の位相とを調整することを特徴とし、請求項１１の発明と同様の作用を奏する。
【００１９】
請求項１３の発明では、請求項１１の発明において、制御回路は上記反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００２０】
請求項１４の発明では、請求項１１の発明において、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００２１】
請求項１５の発明では、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時において制御回路が駆動信号のパルス幅を変調し、負荷が所定値を超えると電流補償手段が電流の大きさを変化させることを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の作用を奏する。
【００２２】
請求項１６の発明では、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の作用を奏する。
【００２３】
請求項１７の発明では、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の電源電圧を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の作用を奏する。
【００２４】
請求項１８の発明では、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時には電流補償手段が電流の大きさを変化させ、負荷が所定値を超えると制御回路が駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の作用を奏する。
【００２５】
請求項１９の発明では、請求項１８の発明において、負荷が所定値になると駆動信号のパルス幅が所定の下限値になるように上記反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１８の発明と同様の作用を奏する。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
【００２７】
（実施形態１）
本実施形態の自励発振回路は、往復移動する可動子を備えた振動型アクチュエータを往復動させるために用いられる。振動型アクチュエータは、例えば、上述した図２６に示す構成を有するものであり、固定子巻線（図示せず）に片方向の電流を断続的に流すことによって、可動子を往復運動させている。
【００２８】
図４は自励発振回路のブロック図であり、この自励発振回路は、振動型アクチュエータ１の振幅に比例した負荷検出信号を発生する負荷検出回路４と、負荷検出回路４の負荷検出信号に応じて振動型アクチュエータ１に供給する電力を制御するための負荷制御信号を発生する負荷制御回路５と、振動型アクチュエータ１から正帰還された固定子巻線の逆起電力及び負荷制御回路５の負荷制御信号に基づいて電圧信号を発生する電圧アンプ２と、電圧アンプ２の出力に応じて振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流を制御する電流アンプ３とで構成される。ここに、電圧アンプ２及び電流アンプ３から発振回路が構成される。
【００２９】
図１にこの自励発振回路の具体回路図を示す。図２は自励発振回路の基本構成を示す回路図であり、この自励発振回路は、演算増幅器２１などから構成される反転増幅器よりなる電圧アンプ２を用い、演算増幅器２１の出力によって電流アンプ３を構成するＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ３１を制御している。ＭＯＳＦＥＴ３１には振動型アクチュエータ１の固定子巻線が直列接続され、ＭＯＳＦＥＴ３１と固定子巻線との直列回路にＤＣ電源の電源電圧Ｖccが印加される。演算増幅器２１の増幅率は抵抗２２，２３により設定されており、反転入力端子には抵抗２３の一端が接続され、ＭＯＳＦＥＴ３１及び固定子巻線の接続点と抵抗２３の他端との間にはコンデンサ２６が接続される。また、演算増幅器２１の非反転入力端子には、一定電圧Ｖssを抵抗２４，２５で分圧した電圧が印加されバイアスされている。ここで、演算増幅器２１の出力によってＭＯＳＦＥＴ３１がオン／オフされると、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレインと電源との間に接続された固定子巻線に流れる電流が断続される。ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン電流Ｉｄは固定子巻線に生じる逆起電力を反映しているから、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン電流Ｉｄを正帰還して演算増幅器２１に与えることにより、自励発振動作を行うことができる。尚、本実施形態の自励発振回路では、図１に示すように負荷制御回路５の出力をバイアス電圧として演算増幅器２１の非反転入力端子に印加している。
【００３０】
負荷検出回路４は、図１及び図３に示すように、演算増幅器４１及び抵抗４２〜４５を用いて構成した差動増幅回路４ａと、差動増幅回路４ａの出力のピーク値を検出するピーク検出回路４ｂとで構成される。図６（ａ）に差動増幅回路４ａの要部回路図を示し、図６（ｂ）に入力電圧Ｖdsと出力電圧Ｖｏの波形図を示す。差動増幅回路４ａでは、演算増幅器４１の非反転入力端子にＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間電圧Ｖdsを抵抗４４，４５で分圧した電圧が印加され、反転入力端子に電源電圧Ｖccが抵抗４２を介して印加される。また、演算増幅器４１の反転入力端子と出力端子との間には抵抗４３が接続されている。ここで、抵抗４２，４４の抵抗値は互いに等しい値に設定され、抵抗４３，４５の抵抗値も互いに等しい値に設定されている。抵抗４２，４４の抵抗値をＲ42、抵抗４３，４５の抵抗値をＲ43とすると、演算増幅器４１の出力電圧Ｖｏは次式で表される。
【００３１】
Ｖｏ＝（Ｒ43／Ｒ42）×（Ｖds−Ｖcc） ……（１）
ところで、図５は振動型アクチュエータ１の振幅Ｘと、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfとの関係を示しており、逆起電力Ｖbemfは振幅Ｘに比例しているので、負荷検出回路４では逆起電力Ｖbemfを検出することによって振幅Ｘを検出することができる。ここで、ＭＯＳＦＥＴ３１がオフになり、ドレイン電流Ｉｄが流れていない半周期の間、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsと逆起電力Ｖbemfとの関係は次式で表される。
【００３２】
Ｖds＝Ｖcc＋Ｖbemf ……（２）
したがって、負荷検出回路４では負荷帰還信号としてＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間電圧Ｖdsを取り出し、差動増幅回路４ａによりドレイン・ソース間電圧Ｖdsと電源電圧Ｖccとの差電圧を増幅することによって、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfを検出し、振幅Ｘに比例した電圧を検出することができる。なお、負荷検出回路４ではドレイン・ソース間電圧Ｖdsと電源電圧Ｖccとの差電圧を増幅しており、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsは式（２）に示すように電源電圧Ｖccと逆起電力Ｖbemfとの和の電圧となっているので、電源電圧Ｖccが変動したとしても、逆起電力Ｖbemf、すなわち振動型アクチュエータ１の振幅Ｘを正確に検出することができる。
【００３３】
ピーク検出回路４ｂは、演算増幅器４１の出力端子にアノードが接続されたダイオード４６と、ダイオード４６のカソードと回路のグランドとの間に接続されたコンデンサ４７と、コンデンサ４７と並列に接続された放電用の可変抵抗４８とで構成される。図７（ａ）はピーク検出回路４ｂの要部回路図であり、ピーク検出回路４ｂの動作を図７（ｂ）の波形図を参照して説明する。図７（ｂ）中のイは入力電圧（電圧Ｖｏ）の電圧波形、ロは出力電圧（負荷検出信号Ｖ１）の電圧波形であり、入力電圧の方がコンデンサ４７の両端電圧Ｖ１にダイオード４６の順方向電圧（約０．６Ｖ）を加算した電圧よりも高い場合はダイオード４６を介してコンデンサ４７が充電され、コンデンサ４７の両端電圧Ｖ１が上昇する。一方、入力電圧の方がコンデンサ４７の両端電圧Ｖ１にダイオード４６の順方向電圧を加算した電圧よりも低い場合はコンデンサ４７に充電された電荷が抵抗４８を介して放出され、コンデンサ４７の両端電圧Ｖ１が低下する。而して、コンデンサ４７の両端間には演算増幅器４１の出力電圧Ｖｏの最大値、つまり逆起電力Ｖbemfの最大値に比例した電圧Ｖ１が発生し、この電圧Ｖ１が負荷検出信号として負荷制御回路５に出力される。
【００３４】
負荷制御回路５は、演算増幅器５１及び抵抗５２〜５５により構成された差動増幅回路からなり、演算増幅器５１の非反転入力端子には一定電圧Ｖｒを抵抗５４，５５により分圧した電圧が印加されバイアスされている。また、演算増幅器５１の反転入力端子には抵抗５２を介して負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１が入力されており、演算増幅器５１の反転入力端子と出力端子とは抵抗５３を介して接続されている。ここで、抵抗５２，５４の抵抗値は互いに等しい値に設定され、抵抗５３，５５の抵抗値も互いに等しい値に設定されている。抵抗５２，５４の抵抗値をＲ52、抵抗５３，５５の抵抗値をＲ53とすると、演算増幅器５１の出力電圧Ｖ２は次式で表される。
【００３５】
Ｖ２＝（Ｒ43／Ｒ42）×（Ｖｒ−Ｖ１） ……（３）
式（１）〜（３）より、振動型アクチュエータ１の振動振幅が低下して逆起電力Ｖbemfが小さくなると、負荷検出信号Ｖ１が低下し、負荷制御信号Ｖ２が増加するので、演算増幅器２１のバイアス電圧が増加して、駆動信号のパルス幅が増加する。
【００３６】
尚、本回路では、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に供給する電流パルス（駆動信号）のパルス幅の変調と、電流パルスの振幅の変調とを組み合わせて行っている。すなわち自励発振回路ではＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御とＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）制御を組み合わせて行っている。
【００３７】
先ずＰＡＭ制御による制御方法について簡単に説明する。図１２の回路は、自励発振回路のＭＯＳＦＥＴ３１を用いて抵抗１１に流れる電流を制御する回路の例であり、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間に抵抗１１とＤＣ電源６１の直列回路を接続している。ここで、ＭＯＳＦＥＴ３１のドレイン・ソース間電圧をＶds、ドレイン電流をＩｄ、抵抗１１の抵抗値をＲ11、ＤＣ電源６１の電源電圧をＶccとすると、ドレイン・ソース間電圧Ｖdsとドレイン電流Ｉｄとの間には次式の関係が成り立つ。
【００３８】
Ｖcc＝Ｉｄ×Ｒ11＋Ｖds ……（４）
式（４）より電源電圧Ｖcc、抵抗値Ｒ11及びＭＯＳＦＥＴ３１の駆動電圧（ゲート・ソース間電圧）Ｖgsを決めると、ＭＯＳＦＥＴ３１の電気的特性からドレイン・ソース間電圧Ｖdsとドレイン電流Ｉｄとが決まる。すなわち、ＭＯＳＦＥＴ３１として例えば東芝製のＮチャンネルＭＯＳＦＥＴであるＴＰＣ８００３を用いた場合、図１３はＴＰＣ８００３のＶds−Ｉｄ特性を示しており、本図ではＶcc＝２．５Ｖ、Ｒ11＝０．２Ωの例を表している。ここで、ゲート・ソース間電圧Ｖgsを４Ｖとすると、図１３のＶds−Ｉｄ特性からドレイン・ソース間電圧Ｖdsが約０．２Ｖとなり、ドレイン電流Ｉｄが約１２Ａに決まる。
【００３９】
ここで、図１２の回路において抵抗１１に流れる電流Ｉｄを制御する方法としては、ゲート・ソース間電圧Ｖgsを例えば４Ｖで固定し、電源電圧Ｖccを変化させる方法が考えられるが、ＭＯＳＦＥＴ３１に大電流が流れる場合は電源電圧Ｖccの制御が難しいため、電源電圧Ｖccを変化させる方法はあまり採用されていない。また、電源電圧Ｖccを一定として、ゲート・ソース間電圧Ｖgsを変化させる方法も考えられるが、ＭＯＳＦＥＴ３１の損失が大きくなるため、実用的ではないと考えられる。
【００４０】
一方、図１４に示す回路は、自励発振回路により振動型アクチュエータ１の固定子巻線に一方向の電流を流す場合の等価回路を示しており、ＭＯＳＦＥＴ３１のオフ時には固定子巻線に逆起電力が発生するため、上述した図１１の回路において抵抗１１と直列に、逆起電力Ｖbemfを発生する電圧源１２が接続されたような回路となる。すなわちＭＯＳＦＥＴ３１がオンになって、電流Ｉｄが流れる半周期の間、固定子巻線に発生する逆起電力の極性は、電源電圧Ｖccの極性と逆極性になり、電源電圧Ｖccを低下させるため、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力をＶbemfとすると、次式の関係が成り立つ。
【００４１】
Ｖcc−Ｖbemf＝Ｉｄ×Ｒ11＋Ｖds ……（５）
上述のように図５は振動型アクチュエータ１の振幅Ｘと固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfとの関係を示しており、逆起電力Ｖbemfは振動型アクチュエータ１の振幅に比例して増加する。したがって、図１５（ａ）〜（ｄ）に示すように無負荷時において振動型アクチュエータ１の振幅が大きい場合、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが増加して、電圧（Ｖcc−Ｖbemf）が低下するので、ドレイン電流Ｉｄが低下し、振動型アクチュエータ１の振幅を低下させる。一方、図１６（ａ）〜（ｄ）に示すように負荷などの影響によって振動型アクチュエータ１の振幅が低下すると、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが低下し、電圧（Ｖcc−Ｖbemf）が増加するので、ドレイン電流Ｉｄが増加して、振動型アクチュエータ１の振幅を増加させる。
【００４２】
このように、振動型アクチュエータ１の振幅に応じて逆起電力Ｖbemfが自動的に増加又は減少するので、ＰＡＭ制御のように振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流パルスの大きさ（振幅）が変化し、振動型アクチュエータ１の振幅が所定の範囲内に制御される。すなわち、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfにより電流補償手段が構成される。ここで、この自励発振回路を電気かみそりに用いた場合、髭１本の切断時間は非常に短いため、負荷変動に対する応答遅れはできるだけ小さい方が望ましいが、本回路では負荷変動により生じる逆起電力Ｖbemfの変動に応じて固定子巻線に印加する電流パルスの振幅を自動的に変調しているので、負荷変動に対する応答遅れは殆どなく、髭を切り始めた時に発生する負荷変動に素早く対応できるから、電気かみそりの切れ味が向上する。
【００４３】
なお、本回路では負荷電流の増幅率を最大にするため、逆起電力Ｖbemfに対して電流パルスの位相を調整する必要があり、本回路では回路のパラメーター、例えば演算増幅器２１の増幅率を調整することによって、電流パルスの位相を調整している。しかしながら、負荷変動に応じた逆起電力Ｖbemfの変動を利用して電流の増幅率を大きくしたとしても、電流の増幅率は約２倍であり、電気かみそりなどの用途において最小負荷から最大負荷まで対応するためには５倍以上の増幅率が必要である。そこで、入力電流を広い範囲で制御するためには、電流を増幅するための付加回路を設ける必要があり、本実施形態では従来の自励発振回路に負荷検出回路４及び負荷制御回路５を付加し、両回路４，５によりＰＷＭ制御を行っている。
【００４４】
次に負荷検出回路４及び負荷制御回路５によるＰＷＭ制御の制御方法について説明する。本回路では電圧アンプ２を構成する演算増幅器２１の非反転入力端子に負荷制御回路５の負荷制御信号を印加してバイアスを与えているが、バイアス電圧を変化させることによって、電圧アンプ２の出力のパルス幅を変化させている。ここで、図８（ａ）〜（ｄ）はバイアス電圧が演算増幅器２１の電源電圧（約５Ｖ）の約半分（すなわち約２．５Ｖ）の時の各部の波形を示し、図９（ａ）〜（ｄ）はバイアス電圧が約０Ｖの時の各部の波形を示している。図８及び図９よりバイアス電圧が演算増幅器２１の電源電圧の約半分の時には、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅は自励発振の周期の約半周期になり、バイアス電圧が略０Ｖの時にはゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅は一番狭くなる。本回路では、この現象を利用してＰＷＭ制御を行っている。
【００４５】
すなわち、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１は振動型アクチュエータ１の振幅Ｘに比例した略一定の電圧であり、負荷が増大すると振幅Ｘが小さくなるので、負荷検出信号Ｖ１が低下し、負荷が低下すると振幅Ｘが大きくなるので、負荷検出信号Ｖ１が増加する。ここで、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２は上述した式（３）で表され、負荷検出信号Ｖ１が増加するにつれて負荷制御信号Ｖ２は低下するので、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘに反比例したバイアスを演算増幅器２１に与えることができる。
【００４６】
ここで、図１０（ａ）〜（ｄ）は無負荷時の各部の波形を示し、図１１（ａ）〜（ｄ）は約２３．５Ｎの負荷が印加された場合の各部の波形を示している。無負荷時には振動型アクチュエータ１の振幅Ｘが大きくなるため、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１が増加し、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２が低下する。この時、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅が短くなり、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流Ｉｄが小さくなるので、振動型アクチュエータ１の振幅が小さくなる。一方、負荷印加時には振動型アクチュエータ１の振幅Ｘが小さくなるため、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１が低下し、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２が増加する。この時、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅が長くなり、振動型アクチュエータ１の固定子巻線に流れる電流Ｉｄが増加するので、振動型アクチュエータ１の振幅が大きくなる。而して、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘに応じて、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅を変調しており、振動型アクチュエータ１の振動振幅を一定の範囲で制御することができる。
【００４７】
ところで、本実施形態の自励発振回路ではＰＷＭ制御と自動負荷制御（ＰＡＭ制御）とを組み合わせて振動型アクチュエータ１を制御しているのであるが、図２４に示すように、負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる範囲ではＰＷＭ制御を行い、所定値Ｌ１よりも大きい範囲ではＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐを一定としている。この場合、負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる範囲では、負荷が増加するにしたがって振幅Ｘが小さくなり、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐが広くなるので、振動型アクチュエータ１に供給される電流Ｉｄが増加して、振幅Ｘを増加させる。そして、負荷の大きさが所定値Ｌ１よりも大きくなると、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐはそれ以上広がらず、負荷が増加するにしたがって振幅Ｘが小さくなる。この時、固定子巻線に発生する逆起電力が小さくなり、振動型アクチュエータ１に印加される電圧が増加して、固定子巻線に流れる電流Ｉｄが増加するので、振幅Ｘの低下を抑制することができ、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘを所定の範囲内に制御することができる。ここに、ＰＷＭ制御と自動負荷制御とが切り替わる負荷の所定値Ｌ１は、自動負荷制御により制御可能な最小値に設定すれば良く、自動負荷制御による制御方式を最大限利用することができる。また、所定値Ｌ１の設定は演算増幅器２１の増幅率によって行い、所定値Ｌ１で演算増幅器２１の出力が飽和するように増幅率を設定すれば良い。尚、演算増幅器２１の増幅率を一定に保つ必要がある場合は、演算増幅器２１の電源電圧Ｖssを調整することによって所定値Ｌ１で演算増幅器２１の出力が飽和するようにしても良い。
【００４８】
また、上述とは逆に負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる軽負荷時にはＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅Ｗｐを一定とし、所定値Ｌ１よりも大きい範囲ではＰＷＭ制御を行うようにしても良く、この場合は所定値Ｌ１でＰＷＭ制御の最小幅となるように演算増幅器２１の増幅率を調整すれば良い。ここで、負荷の大きさが所定値Ｌ１以下となる範囲では、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅は略一定になっており、負荷が増加するにつれて振幅Ｘが小さくなるので、固定子巻線に発生する逆起電力が小さくなる。この時、振動型アクチュエータ１に印加される電圧が自動的に増加し、固定子巻線に流れる電流Ｉｄが増加するので、振幅Ｘが低下するのを抑制することができる。一方、負荷の大きさが所定値Ｌ１よりも大きく、すなわちそのオンパルス幅Ｗｐで流すことのできる電流Ｉｄの最大値を超える場合は、ＰＷＭ制御により負荷の増加に従ってオンパルス幅Ｗｐが広くなり、振動型アクチュエータ１に供給される電流が増加するので、振幅Ｘの低下を抑制することができ、振動型アクチュエータ１の振幅Ｘを所定の範囲内に制御することができる。
【００４９】
（実施形態２）
本実施形態の自励発振回路について図１７乃至図２３を参照して説明する。実施形態１の自励発振回路では、電圧アンプ２を構成する演算増幅器２１のバイアス電圧を変化させることによって、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅を変調しているが、本実施形態では、演算増幅器２１の出力電圧を波形整形して方形波信号を生成し、この方形波信号を積分することによって生成したのこぎり波と、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１との高低に応じて、ＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅を変調している。
【００５０】
図１８に示す回路は、上述した図２に示す自励発振回路において演算増幅器２１の出力信号を波形整形するＡＮＤゲートＡ１を設けた回路であり、ＡＮＤゲートＡ１の一方の入力端には演算増幅器２１の出力信号が入力され、他方の入力端にはＡＮＤゲートＡ１の電源電圧Ｖssが印加されており、出力端はＭＯＳＦＥＴ３１のゲートに接続されている。而して、演算増幅器２１の出力がＡＮＤゲートＡ１のしきい値を超えると、ＡＮＤゲートＡ１の出力はハイになり、ＭＯＳＦＥＴ３１がオンになるので、演算増幅器２１の出力がＡＮＤゲートＡ１によって波形整形されるのである。尚、自励発振を促進するため、演算増幅器２１の非反転入力端子に印加されるバイアスがＡＮＤゲートＡ１のしきい値電圧と略等しくなるように、抵抗２４，２５の分圧比が設定されている。
【００５１】
図１７に示す回路は、図１８に示した回路において、負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１に応じてＭＯＳＦＥＴ３１のゲート・ソース間電圧Ｖgsのオンパルス幅をＰＷＭ変調する負荷制御回路５を設けたものであり、２個のナンドゲートＮ１，Ｎ２により構成されたアンド回路Ａ２によって、負荷制御回路５の負荷制御信号Ｖ２と演算増幅器２１の出力信号との論理和がとられ、アンド回路Ａ２の出力によってＭＯＳＦＥＴ３１がオン／オフされる。
【００５２】
負荷制御回路５は、図１７及び図１９に示すように、演算増幅器２１の出力信号を波形整形して方形波の出力信号（図２１のロ）に変換する方形波発生回路５ａと、方形波発生回路５ａから入力された方形波信号をのこぎり波（図２１のハ）に変換するのこぎり波発生回路５ｂと、のこぎり波発生回路５ｂの出力Ｖ４と負荷検出回路４の負荷検出信号Ｖ１（図２１の二）との高低を比較するコンパレータ５７とで構成される。尚、図１９に示す回路は図１７に示す回路の要部回路図である。
【００５３】
方形波発生回路５ａは、図１９に示すように、直列接続された一対のノットゲートＮＯＴ１，ＮＯＴ２により構成される。尚、図１７に示す回路では、ノットゲートＮＯＴ１，ＮＯＴ２の代わりに、一対の入力端子が互いに短絡されたナンドゲートＮ３，Ｎ４を用いている。
【００５４】
のこぎり波発生回路５ｂは、図２０（ａ）に示すように、演算増幅器５６を用いて構成した積分増幅器からなり、演算増幅器５６の非反転入力端子には方形波発生回路５ａの出力Ｖ３が入力され、反転入力端子には電源電圧Ｖssを抵抗５８，５９により分圧した電圧が印加されている。また、演算増幅器５６の出力端子と反転入力端子との間にはコンデンサ６０が接続される。ここで、コンデンサ６０の静電容量をＣ60、抵抗５９の抵抗値をＲ59、入力電圧をＶ３（ｔ）とすると、演算増幅器５６の出力電圧Ｖ４（ｔ）は以下の式で表され、図２０（ｂ）に示すように入力電圧Ｖ３（ｔ）として方形波のパルス信号が入力されると、出力電圧Ｖ４（ｔ）は入力電圧Ｖ３（ｔ）を積分した鋸歯状の波形となる。
【００５５】
【数１】
ここで、コンパレータ５７の出力は、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波発生回路５ｂの出力よりも低い場合はハイ、それ以外の場合はローになり、アンド回路Ａ２では演算増幅器２１の出力とコンパレータ５７の出力との論理和をとっているので、演算増幅器２１の出力がナンドゲートＮ１のしきい値電圧よりも高く、且つ、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波よりも低い場合にＭＯＳＦＥＴ３１はオンになる。ここで、負荷検出信号Ｖ１は振動型アクチュエータ１の出力に比例しており、図２２に示すように負荷が小さくなって振幅が増加すると、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが増加して負荷検出信号Ｖ１が増加するので、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波よりも低くなる期間が短くなり、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅が短くなるから、固定子巻線への供給電力が低下して振動型アクチュエータ１の振幅を低下させることができる。一方、図２３に示すように負荷が大きくなって振幅が低下すると、固定子巻線に発生する逆起電力Ｖbemfが低下して負荷検出信号Ｖ１が増加するので、負荷検出信号Ｖ１がのこぎり波よりも低くなる期間が長くなり、ＭＯＳＦＥＴ３１のオンパルス幅が長くなるから、固定子巻線への供給電力が増加して振動型アクチュエータ１の振幅を増加させることができる。
【００５７】
尚、上述した各実施形態の回路ではアナログ回路から構成されているので、例えばマイコンを用いて振動型アクチュエータ１の振動振幅を制御する場合のように、駆動用のソフトウェアを作成する必要がなく、また演算増幅器やゲートＩＣなどを用いた簡単な回路で実現できるので、大幅なコストダウンを図ることができる。
【００５８】
【発明の効果】
上述のように、請求項１の発明は、固定子と可動子との少なくとも一方に電磁石を有し、電磁石への無励磁時に可動子を定位置へ復帰させる復帰手段を備え、電磁石に電圧を断続的に印加することによって可動子を往復運動させる振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、可動子の往復運動に伴って電磁石の巻線に発生する逆起電力を正帰還して電磁石の巻線への駆動信号を自励発振動作により生成する発振回路と、可動子の振動振幅を検出する振幅検出回路と、振幅検出回路の検出結果に基づいて振動振幅が略一定となるように振動振幅が減少すると巻線への供給電力を増加させる制御回路とを備えたことを特徴とし、振幅検出回路は振動型アクチュエータの振動振幅を検出し、その検出結果に基づき振動振幅が略一定となるよう制御回路は振動型アクチュエータへの駆動信号を変化させているので、負荷変動によって発生する振動振幅の変化を低減して、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００５９】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、発振回路は電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、振幅検出回路は巻線への無励磁時に上記逆起電力のピーク値を検出することを特徴とし、電磁石の巻線に発生する逆起電力は振動型アクチュエータの振動振幅に比例しているので、振動振幅を検出するためのセンサなどを別途設けることなく、簡単な構成で振動振幅を検出することができる。
【００６０】
請求項３の発明は、請求項２の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成したことを特徴とし、請求項２の発明と同様の効果を奏する。
【００６１】
請求項４の発明は、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、バイアス電圧を変化させることにより反転増幅器の出力のパルス幅を変化させることができ、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００６２】
請求項５の発明は、請求項４の発明において、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路を、ピーク検出回路の出力電圧と所定のしきい値電圧との差電圧を増幅する差動増幅器で構成し、該差動増幅器の出力を上記反転増幅器のバイアス電圧としたことを特徴とし、請求項４の発明と同様の効果を奏する。
【００６３】
請求項６の発明は、請求項１の発明において、発振回路を、上記逆起電力の正帰還増幅を行う電圧アンプと、電圧アンプの出力信号を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとで構成したことを特徴とし、請求項１の発明と同様の効果を奏する。
【００６４】
請求項７の発明は、請求項６の発明において、電圧アンプは演算増幅器からなり、ゲートＩＣは、演算増幅器の出力信号と所定のしきい値電圧との論理和をとって出力するＡＮＤゲートからなり、電流アンプは、ＡＮＤゲートの出力がゲート電極に印加されるＭＯＳ型電界効果トランジスタからなることを特徴とし、請求項６の発明と同様の効果を奏する。
【００６５】
請求項８の発明は、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、駆動信号のパルス幅を変化させることによって電磁石の巻線への供給電力を制御することができる。
【００６６】
請求項９の発明は、請求項８の発明において、のこぎり波発生回路を、上記反転増幅器の出力信号を波形整形して方形波信号を発生する方形波発生回路と、方形波信号を積分してのこぎり波を発生する積分増幅器とで構成したことを特徴とし、請求項８の発明と同様の効果を奏する。
【００６７】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、発振回路は、上記反転増幅器の出力を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとを有し、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路に、のこぎり波とピーク検出回路の出力との高低を比較する比較回路を設け、のこぎり波がピーク検出回路の出力以下の場合はゲートＩＣの出力をオフさせることを特徴とし、請求項９の発明と同様の効果を奏する。
【００６８】
請求項１１の発明は、請求項１の発明において、発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、負荷の大小に応じて変化する上記逆起電力を利用し、振動型アクチュエータの振幅が低下するにつれて電磁石の巻線に供給する電流を自動的に増加させる電流補償手段を備えたことを特徴とし、電流補償手段は、負荷変動に応じて変化する逆起電力を利用しているので、負荷変動に対する応答性を向上させることができ、振動型アクチュエータの振幅を略一定に制御することができる。
【００６９】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、電磁石の巻線に供給する電流が大きくなるように前記電流の位相と上記逆起電力の位相とを調整することを特徴とし、請求項１１の発明と同様の効果を奏する。
【００７０】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、制御回路は上記反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００７１】
請求項１４の発明は、請求項１１の発明において、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、電流補償手段による電流値の制御とパルス幅変調とを組み合わせることによって、負荷変動による振動振幅の変化をさらに低減し、振動振幅を略一定に制御することができる。
【００７２】
請求項１５の発明は、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時において制御回路が駆動信号のパルス幅を変調し、負荷が所定値を超えると電流補償手段が電流の大きさを変化させることを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の効果を奏する。
【００７３】
請求項１６の発明は、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の効果を奏する。
【００７４】
請求項１７の発明は、請求項１５の発明において、負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の電源電圧を設定したことを特徴とし、請求項１５の発明と同様の効果を奏する。
【００７５】
請求項１８の発明は、請求項１３又は１４の発明において、振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時には電流補償手段が電流の大きさを変化させ、負荷が所定値を超えると制御回路が駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とし、請求項１３又は１４の発明と同様の効果を奏する。
【００７６】
請求項１９の発明は、請求項１８の発明において、負荷が所定値になると駆動信号のパルス幅が所定の下限値になるように上記反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とし、請求項１８の発明と同様の効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１の自励発振回路を示す回路図である。
【図２】同上の基本構成を示す要部回路図である。
【図３】同上の要部回路図である。
【図４】同上のブロック図である。
【図５】同上の負荷である振動型アクチュエータの振幅と、固定子巻線に発生する逆起電力との関係を示す図である。
【図６】同上を構成する差動増幅回路を示し、（ａ）は要部回路図、（ｂ）は各部の波形図である。
【図７】同上を構成するピーク検出回路を示し、（ａ）は要部回路図、（ｂ）は各部の波形図である。
【図８】（ａ）〜（ｄ）は同上に用いる差動増幅器のバイアス電圧を２．５Ｖとした時の各部の波形図である。
【図９】（ａ）〜（ｄ）は同上に用いる差動増幅器のバイアス電圧を０Ｖとした時の各部の波形図である。
【図１０】（ａ）〜（ｄ）は同上の無負荷時における各部の波形図である。
【図１１】（ａ）〜（ｄ）は同上の負荷印加時における各部の波形図である。
【図１２】同上を用いて抵抗に流れる電流を制御する回路の回路図である。
【図１３】同上に用いるＭＯＳＦＥＴのＶds−Ｉｄ特性である。
【図１４】同上を用いて振動型アクチュエータを制御する回路の回路図である。
【図１５】（ａ）〜（ｄ）は同上の無負荷時における各部の波形図である。
【図１６】（ａ）〜（ｄ）は同上の負荷印加時における各部の波形図である。
【図１７】実施形態２の自励発振回路を示す回路図である。
【図１８】同上の基本構成を示す要部回路図である。
【図１９】同上の要部回路図である。
【図２０】同上に用いる積分増幅器を示し、（ａ）は要部回路図、（ｂ）は各部の波形図である。
【図２１】同上の各部の波形図である。
【図２２】同上の各部の波形図である。
【図２３】同上の各部の波形図である。
【図２４】同上の動作を説明する説明図である。
【図２５】同上のまた別の動作を説明する説明図である。
【図２６】同上に用いる振動型アクチュエータの概略構成図である。
【符号の説明】
１ 振動型アクチュエータ
２ 電圧アンプ
３ 電流アンプ
４ 負荷検出回路
５ 負荷制御回路
Claims (19)
- 固定子と可動子との少なくとも一方に電磁石を有し、電磁石への無励磁時に可動子を定位置へ復帰させる復帰手段を備え、電磁石に電圧を断続的に印加することによって可動子を往復運動させる振動型アクチュエータを駆動するための自励発振回路であって、可動子の往復運動に伴って電磁石の巻線に発生する逆起電力を正帰還して電磁石の巻線への駆動信号を自励発振動作により生成する発振回路と、可動子の振動振幅を検出する振幅検出回路と、振幅検出回路部の検出結果に基づいて振動振幅が略一定となるように振動振幅が減少すると巻線への供給電力を増加させる制御回路とを備えたことを特徴とする自励発振回路。
- 発振回路は電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、振幅検出回路は巻線への無励磁時に上記逆起電力のピーク値を検出することを特徴とする請求項１記載の自励発振回路。
- 振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成したことを特徴とする請求項２記載の自励発振回路。
- 発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とする請求項１記載の自励発振回路。
- 振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路を、ピーク検出回路の出力電圧と所定のしきい値電圧との差電圧を増幅する差動増幅器で構成し、該差動増幅器の出力を上記反転増幅器のバイアス電圧としたことを特徴とする請求項４記載の自励発振回路。
- 発振回路を、上記逆起電力の正帰還増幅を行う電圧アンプと、電圧アンプの出力信号を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとで構成したことを特徴とする請求項１記載の自励発振回路。
- 電圧アンプは演算増幅器からなり、ゲートＩＣは、演算増幅器の出力信号と所定のしきい値電圧との論理和をとって出力するＡＮＤゲートからなり、電流アンプは、ＡＮＤゲートの出力がゲート電極に印加されるＭＯＳ型電界効果トランジスタからなることを特徴とする請求項６記載の自励発振回路。
- 発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とする請求項１記載の自励発振回路。
- のこぎり波発生回路を、上記反転増幅器の出力信号を波形整形して方形波信号を発生する方形波発生回路と、方形波信号を積分してのこぎり波を発生する積分増幅器とで構成したことを特徴とする請求項８記載の自励発振回路。
- 発振回路は、上記反転増幅器の出力を波形整形するゲートＩＣと、ゲートＩＣの出力信号に応じて電流増幅を行い電磁石の巻線に電流を印加する電流アンプとを有し、振幅検出回路を、電磁石の巻線に発生する電圧と所定電圧との差電圧を増幅する差動増幅回路と、差動増幅回路の出力電圧のピーク値を検出するピーク検出回路とで構成し、制御回路に、のこぎり波とピーク検出回路の出力との高低を比較する比較回路を設け、のこぎり波がピーク検出回路の出力以下の場合はゲートＩＣの出力をオフさせることを特徴とする請求項９記載の自励発振回路。
- 発振回路は上記逆起電力の正帰還増幅を行う反転増幅器を備え、電磁石の巻線に片方向のみの電流を流し、負荷の大小に応じて変化する上記逆起電力を利用し、振動型アクチュエータの振幅が低下するにつれて電磁石の巻線に供給する電流を自動的に増加させる電流補償手段を備えたことを特徴とする請求項１記載の自励発振回路。
- 電磁石の巻線に供給する電流が大きくなるように前記電流の位相と上記逆起電力の位相とを調整することを特徴とする請求項１１記載の自励発振回路。
- 制御回路は上記反転増幅器のバイアス電圧を変化させることにより上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とする請求項１１記載の自励発振回路。
- 制御回路は、発振回路の出力に同期したのこぎり波を発生するのこぎり波発生回路を備え、振幅検出回路の出力とのこぎり波との高低に応じて上記駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とする請求項１１記載の自励発振回路。
- 振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時において制御回路が駆動信号のパルス幅を変調し、負荷が所定値を超えると電流補償手段が電流の大きさを変化させることを特徴とする請求項１３又は１４記載の自励発振回路。
- 負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とする請求項１５記載の自励発振回路。
- 負荷が所定値になると上記反転増幅器の出力が飽和するように反転増幅器の電源電圧を設定したことを特徴とする請求項１５記載の自励発振回路。
- 振動型アクチュエータの負荷が所定値以下の軽負荷時には電流補償手段が電流の大きさを変化させ、負荷が所定値を超えると制御回路が駆動信号のパルス幅を変調することを特徴とする請求項１４又は１５記載の自励発振回路。
- 負荷が所定値になると駆動信号のパルス幅が所定の下限値になるように上記反転増幅器の増幅率を設定したことを特徴とする請求項１８記載の自励発振回路。
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