CN102097055A - 显示装置及其驱动方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种显示装置及其驱动方法。使像素电路(10)内的开关用TFT(12、13)导通，使开关用TFT(14)截止，将与驱动用TFT(11)的阈值电压对应的电压(VDD+Vx)输出到数据线(Sj)，使源极驱动器电路的开关(21、22)导通，将电压(Vx)保持在电容(26)中。接着使开关用TFT(13)截止，切换开关(21～24)的状态，向数据线(Sj)施加电压(Vdata+Vx)。进一步使开关用TFT(12)截止，使开关用TFT(14)导通，向有机EL元件(15)提供由驱动用TFT(11)的栅极端子电压(Vdata+Vx)确定的电流。由此，来高效利用数据电压的振幅，并以高精度补偿驱动用TFT(11)的阈值电压的偏差，而不使像素电路(10)的规模增大。

Description

显示装置及其驱动方法

本发明申请是申请人于2009年7月7日提交的，申请号为200780049722.4，发明名称为“显示装置及其驱动方法”的发明专利申请的分案申请。

技术领域

本发明涉及一种显示装置，更特别是涉及有机EL显示器或FED等使用了电流驱动元件的显示装置及其驱动方法。

背景技术

近年来，随着对于薄型、质量轻、可高速响应的显示器的需求的增长，对于有机EL(Electro Luminescence：电致发光)显示器或FED(FieldEmission Display：场致发射显示器)的研发日益活跃。

有机EL显示器中包含的有机EL元件其施加的电压越高，流过的电流越大，则其发光亮度越高。然而，有机EL元件的亮度和电压之间的关系容易受驱动时间或周边温度等的影响而变动。因此，若对有机EL显示器采用电压控制型的驱动方式，则要抑制有机EL元件的亮度的偏差是非常困难的。与此不同的是，有机EL元件的亮度与电流大致成正比，该正比关系不易受周边温度等外界因素的影响，因而，最好对有机EL显示器采用电流控制型的驱动方式。

另一方面，显示装置的像素电路或驱动电路使用由非晶硅、低温多晶硅、CG(Continuous Grain：连续晶粒)硅等构成的TFT(Thin Film Transistor：薄膜晶体管)来构成。然而，在TFT的特性(例如阈值电压或迁移率)中容易产生偏差。因此，在有机EL显示器的像素电路中设置对TFT的特性的偏差进行补偿的电路，利用该电路的作用来抑制有机EL元件的亮度的偏差。

在电流控制型的驱动方法中，对TFT的特性的偏差进行补偿的方式大致分为用电流信号来控制流过驱动用TFT的电流量的电流编程方式、和用电压信号来控制该电流量的电压编程方式。若使用电流编程方式，则能对阈值电压和迁移率的偏差进行补偿，若使用电压编程方式，则只能对阈值电压的偏差进行补偿。

然而，电流编程方式中存在如下问题，第一，由于是处理非常微小量的电流，因此像素电路或驱动电路的设计较为困难，第二，由于在设定电流信号的期间受寄生电容的影响较大，因此难以将面积做大。与此不同的是，电压编程方式中，寄生电容等的影响很小，电路设计也比较容易。另外，迁移率的偏差对电流量带来的影响、相比阈值电压的偏差对电流量带来的影响要小，而迁移率的偏差可在TFT制造工艺中在某种程度上将其抑制住。因而，即使是采用电压编程方式的显示装置，也能得到相当好的显示品质。

对于采用电流驱动型的驱动方式的有机EL显示器，以往已知有如下所示的像素电路。图11是专利文献1所记载的像素电路的电路图。图11所示的像素电路90具有驱动用TFT91、开关用TFT92～94、电容95、96、及有机EL元件97(也称为OLED：Organic Light Emitting Diode(有机发光二极管))。像素电路90中包含的TFT都为P沟道型。

像素电路90中，驱动用TFT91、开关用TFT94及有机EL元件97以该顺序串联设置在电源布线Vp(电位为VDD)和共用阴极(GND)之间。电容95和开关用TFT92以该顺序串联设置在驱动用TFT91的栅极端子和数据线Sj之间。开关用TFT93设置在驱动用TFT91的栅极端子和漏极端子之间，电容96设置在驱动用TFT91的栅极端子和电源布线Vp之间。开关用TFT92、93、94的栅极端子分别与扫描线Gi、自动归零线AZi及照明线ILi连接。

图12是对像素电路90进行数据写入时的时序图。在时刻t0之前，扫描线Gi和自动归零线AZi的电位被控制成高电平，照明线ILi的电位被控制成低电平，数据线Sj的电位被控制成基准电位Vstd。在时刻t0，扫描线Gi的电位变化成低电位时，则开关用TFT92变化成导通状态。接着在时刻t1，自动归零线AZi的电位变化成低电平时，则开关用TFT93变化成导通状态。由此，驱动用TFT91的栅极端子和漏极端子成为相同电位。

接着在时刻t2，照明线ILi的电位变化成高电平时，则开关用TFT94变化成非导通状态。此时，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT91和开关用TFT93流入到驱动用TFT91的栅极端子，驱动用TFT91的栅极端子电位在驱动用TFT91为导通状态的期间上升。驱动用TFT91的栅极-源极之间的电压变成阈值电压Vth(负值)(即栅极端子电位变成(VDD+Vth))时，则变化成非导通状态。因而，驱动用TFT91的栅极端子电位上升直到(VDD+Vth)为止。

接着在时刻t3，自动归零线AZi的电位变化成高电平时，则开关用TFT93变化成非导通状态。此时在电容95中，保持驱动用TFT91的栅极端子和数据线Sj之间的电位差(VDD+Vth-Vstd)。

接着在时刻t4，数据线Sj的电位从基准电位Vstd变化成数据电位Vdata时，则驱动用TFT91的栅极端子电位变化相同的量(Vdata-Vstd)，成为(VDD+Vth+Vdata-Vstd)。接着在时刻t5，扫描线Gi的电位变化成高电平时，则开关用TFT92变化成非导通状态。此时在电容96中，保持驱动用TFT91的栅极-源极之间的电压(Vth+Vdata-Vstd)。接着在时刻t6，数据线Sj的电位从数据电位Vdata变化成基准电位Vstd。

接着在时刻t7，照明线ILi的电位变化成低电平时，则开关用TFT94变化成导通状态。由此，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT91和开关用TFT94流到有机EL元件97。流过驱动用TFT91的电流量根据栅极端子电位(VDD+Vth+Vdata-Vstd)而增减，但即使阈值电压Vth不同，只要电位差(Vdata-Vstd)相同，电流量便相同。因而，与电位Vdata对应的量的电流流到有机EL元件97，有机EL元件97以和数据电压Vdata对应的亮度发光，而不取决于阈值电压Vth的值。

除此以外，对于有机EL显示器而言，还已知有在像素电路的外部设置阈值校正电路的方法、和将阈值校正期间设定得比像素电路的选择期间要长的方法。例如，专利文献2中记载了如下方法，即，测定驱动元件的电流能力，将其存储在设于像素电路的外部的存储器中，根据存储的电流能力使提供给面板的电压变化(参照图13)。另外，专利文献3中记载了如下方法，即，为了将阈值校正期间设定得比选择期间要长，在耦合电容的一端设置用于提供初始电压的开关。

专利文献1：国际公开第98/48403号小册子

专利文献2：日本国专利特开2002-278513号公报

专利文献3：日本国专利特开2004-133240号公报

如上所述，若使用图11所示的像素电路，则能够对驱动用TFT91的阈值电压的偏差进行补偿，并以所要的亮度使有机EL元件97发光。然而，该像素电路(以下称为现有的像素电路)中存在如下问题。

第一个问题是不能高效利用数据电压的振幅。现有的像素电路中，由于利用电容耦合进行数据写入，因此即使从像素电路的外部写入某一数据电压，作为过驱动电压实际施加到驱动用TFT的电压也变成其Cc/(Cc+Cs+Cgs)倍(这里，Cc为电容95的电容量，Cs为电容96的电容量，Cgs为驱动用TFT91的栅极-源极之间的电容量)。由于这样不能高效利用数据电压，因此数据驱动器电路的功耗增大。若极端增大耦合电容Cc，则虽然能高效利用数据电压的振幅，但那样的话像素电路的面积增大。另外，还存在如下问题，即，无法以高精度进行控制的寄生电容Cgs会给驱动电压带来影响。

第二个问题是阈值校正的精度较低。如上所述，由于实际的驱动电压变成从外部提供的电压的Cc/(Cc+Cs+Cgs)倍，因此阈值校正的效果也变成Cc/(Cc+Cs+Cgs)倍。因此，难以完全校正阈值电压。

第三个问题是像素电路的规模变大。如上所述，作为应对寄生电容的措施而使耦合电容Cc增大时，则像素电路的布局中电容95所占的面积增大。因此，在使光从基板下部射出的底部发光结构的有机EL显示器中，开口率降低。另外，由于电路面积的增大成为制造时的成品率降低的主要原因，因此需要减少像素电路的面积和元件数量。

第四个问题是在制造时难以进行检查。现有的像素电路中，由于驱动用TFT的栅极端子通过电容与数据线连接，因此难以经由数据线检查驱动用TFT的电流。因此，难以通过检查来提高成品率。

第五个问题是阈值校正期间被限制在较短的时间。现有的像素电路中，需要在像素电路的选择期间内进行阈值校正和数据写入。为了进行阈值校正，需要直到二极管连接的驱动元件的栅极-源极之间的电压与阈值电压充分接近为止所需的时间。然而，在高清晰的显示装置中，选择期间的长度变得极短。例如，在以60帧/s驱动分辨率为VGA的面板的情况下，选择期间约为30μs。在这么短的时间中要完成阈值校正和数据写入是困难的。

根据专利文献2所记载的方法，虽然能解决上述第三个问题，但为了设置存储各驱动元件的电流能力的存储器，周边电路的成本和布局面积增大。另外，根据专利文献3所记载的方法，虽然能解决上述第五个问题，但为了设置提供初始电压的开关，像素电路的规模进一步变大。

发明内容

因而，本发明的目的在于提供高效利用数据电压的振幅、并以高精度进行阈值校正、而不使像素电路的规模增大的显示装置。

本发明的第1方面是电流驱动型的显示装置，具有：

多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接；

扫描信号输出电路，该扫描信号输出电路使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路，并且进行控制，使得与所述驱动元件的阈值电压对应的电压从所选择的像素电路输出到所述数据线；及

显示信号输出电路，该显示信号输出电路根据输出到所述数据线的电压，将对与显示数据对应的数据电压加上或减去与所述阈值电压对应的校正电压后的电压施加到所述数据线。

本发明的第2方面是在本发明的第1方面中，其特征为，

所述电光元件及所述驱动元件在所述像素电路内串联设置在两根电源布线之间，

所述像素电路还包括：

第一开关元件，该第一开关元件与所述驱动元件的控制端子和所述数据线连接；

第二开关元件，该第二开关元件设置在所述驱动元件的控制端子和一侧的导通端子之间；

第三开关元件，该第三开关元件与所述电光元件及所述驱动元件一起串联设置在所述电源布线之间；及

电容，该电容的一端与所述驱动元件的控制端子连接。

本发明的第3方面是在本发明的第2方面中，其特征为，

所述扫描信号输出电路对写入对象的像素电路进行控制，将所述第一及第二开关元件设定成导通状态，将所述第三开关元件设定成非导通状态，接着使所述第二开关元件变化成非导通状态，进一步使所述第一开关元件变化成非导通状态，使所述第三开关元件变化成导通状态，

所述显示信号输出电路根据所述第二开关元件处于导通状态时的所述数据线的电压，在所述第二开关元件变化成非导通状态后，将对所述数据电压加上或减去所述校正电压后的电压施加到所述数据线。

本发明的第4方面是在本发明的第2方面中，其特征为，

所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，

所述第一及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与公共的布线连接。

本发明的第5方面是在本发明的第2方面中，其特征为，

所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，

所述第二及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与公共的布线连接。

本发明的第6方面是在本发明的第2方面中，其特征为，

所述驱动元件为P沟道型的增强型晶体管，

由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将从所述电源布线的电压中的较高的电压减去与所述驱动元件的阈值电压对应的电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。

本发明的第7方面是在本发明的第2方面中，其特征为，

所述驱动元件为N沟道型的增强型晶体管，

由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将对所述电源布线的电压中的较低的电压加上与所述驱动元件的阈值电压对应的电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。

本发明的第8方面是在本发明的第2方面中，其特征为，

所述显示信号输出电路在所述第一开关元件的导通期间的一部分期间，向所述数据线施加预定的固定电压。

本发明的第9方面是在本发明的第1方面中，其特征为，

所述显示信号输出电路包括多个模拟缓冲器、对每一所述数据线设置的多个校正用电容、及多个开关电路，

所述开关电路进行切换，使得将所述校正用电容的一侧的电极与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加预定的固定电压，或者将所述校正用电容的一侧的电极通过所述模拟缓冲器与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加所述数据电压。

本发明的第10方面是在本发明的第9方面中，其特征为，

对每多个所述数据线设置所述模拟缓冲器。

本发明的第11方面是显示装置的驱动方法，所述显示装置具有多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接，包括：

使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路、并且进行控制使得与所述驱动元件的阈值电压对应的电压从所选择的像素电路输出到所述数据线的步骤；及

根据输出到所述数据线的电压、将对与显示数据对应的数据电压加上或减去与所述阈值电压对应的校正电压后的电压施加到所述数据线的步骤。

根据本发明的第1或第11方面，能够从所选择的像素电路读出与驱动元件的阈值电压对应的电压，并将对数据电压加上或减去校正电压(与阈值电压对应的电压)后的电压提供给驱动元件的控制端子。因而，能够检测驱动元件的阈值电压以补偿阈值电压的偏差，并以所要的亮度使电光元件发光。另外，通过在像素电路的外部设置阈值校正电路，使用数据线检测阈值电压，从而能够缩小像素电路的规模和面积。另外，通过将阈值电压作为电压信号进行检测，从而与反馈电流信号的情况不同，无需电流电压变换元件，因此能够抑制校正效果的偏差。另外，由于不通过耦合电容而向驱动元件的控制端子提供所要的电压，因此能够有效利用数据电压的振幅，并减小功耗。

根据本发明的第2方面，能够减少阈值校正中使用的电容，使开口率和成品率提高，并减小功耗。

根据本发明的第3方面，能够将像素电路的选择期间分成检测阈值电压的期间和写入校正后的数据电压的期间，并使得用于读出阈值电压的反馈线和用于写入数据的数据线公用化。

根据本发明的第4或第5方面，能够使得与第一、第二、及第三开关元件的控制端子连接的布线公用化以较少布线数，并进一步提高像素的开口率。

根据本发明的第6方面，由于对P沟道型的驱动元件若将减去阈值电压的绝对值后的电压提供给控制端子便能补偿阈值电压的偏差，因此能够使用从所选择的像素电路输出的电压来对驱动电压的阈值电压的偏差进行补偿。

根据本发明的第7方面，由于对N沟道型的驱动元件若将加上阈值电压的绝对值后的电压提供给控制端子便能补偿阈值电压的偏差，因此能够使用从所选择的像素电路输出的电压来对驱动电压的阈值电压的偏差进行补偿。

根据本发明的第8方面，通过向驱动元件的控制端子提供适当的固定电压，从而能够缩短直到与驱动元件的阈值电压对应的电压被输出到数据线为止所需的时间。因而，即使在阈值校正期间较短的情况下，也能够抑制校正效果的偏差，并使画质提高。

根据本发明的第9方面，显示信号输出电路能够将对数据线的电压加上“数据电压和固定电压之差”后的电压施加到数据线。因而，若适当地确定固定电压，便能够根据从像素电路输出到数据线的电压，将对数据电压加上或减去校正电压(与驱动元件的阈值电压对应的电压)后的电压施加到数据线。另外，通过在像素电路的外部进行该加法或减法，从而能够减小像素电路的规模。另外，通过在校正电容和数据线之间设置模拟缓冲器，从而能够抑制因保持在校正用电容中的电压的耦合所造成的衰减，并实现高画质。

根据本发明的第10方面，对每多个数据线配置为了对每一数据线配置而使得电路规模较大的模拟缓冲器，能够实现高清晰的显示面板。

附图说明

图1是表示本发明的第一至第三实施方式的显示装置的结构的方框图。

图2是本发明的第一实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的电路图。

图3是对本发明的第一实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时序图。

图4是表示二极管连接的TFT中的栅极-源极之间的电压随时间变化的例子的图。

图5A是具有偏移抵消功能的缓冲器的电路图。

图5B是图5A所示的缓冲器的时序图。

图5C是用于说明图5A所示的缓冲器的动作的说明图。

图5D是用于说明图5A所示的缓冲器的动作的说明图。

图6A是本发明的第一实施方式的第一变形例的显示装置中包含的像素电路的电路图。

图6B是本发明的第一实施方式的第二变形例的显示装置中包含的像素电路的电路图。

图7是本发明的第二实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的电路图。

图8是对本发明的第二实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时序图。

图9是本发明的第三实施方式的显示装置中包含的阈值校正电路的电路图。

图10是对本发明的第三实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时序图。

图11是现有的显示装置中包含的像素电路的电路图。

图12是对图11所示的像素电路进行数据写入时的时序图。

图13是表示现有的显示装置的结构的方框图。

标号说明

1…显示装置

2…显示控制电路

3…栅极驱动器电路

4…源极驱动器电路

5…移位寄存器

6…寄存器

7…锁存器

8…数模变换器

9、20、50、60…阈值校正电路

Aij、10、17、18、40…像素电路

11、41…驱动用TFT

12～14、42～44…开关用TFT

15、45…有机EL元件

16、26、46…电容

21～25、61…开关

27…模拟缓冲器

具体实施方式

参照图1～图10，说明本发明的第一至第三实施方式的显示装置。以下所示的显示装置具有包括电光元件和多个开关元件在内的像素电路。像素电路中包含的开关元件可用低温多晶硅TFT或CG硅TFT或非晶硅TFT等构成。由于这些TFT的结构和制造工艺是公知的，因此这里省略其说明。另外，设像素电路中包含的电光元件为有机EL元件。由于有机EL元件的结构也是公知的，因此这里省略其说明。下面，说明第一至第三实施方式中共同的显示装置的整体结构，然后说明各实施方式的显示装置的像素电路和阈值校正电路。

(显示装置的整体结构)

图1是表示本发明的第一至第三实施方式的显示装置的结构的方框图。图1所示的显示装置1具有多个像素电路Aij(i为1以上n以下的整数，j为1以上m以下的整数)、显示控制电路2、栅极驱动器电路3、及源极驱动器电路4。栅极驱动器电路3起到作为扫描信号输出电路的功能，源极驱动器电路4起到作为显示信号输出电路的功能。

显示装置1中设置有相互平行的多个扫描线Gi、及与之垂直且相互平行的多个数据线Sj。像素电路Aij对应于扫描线Gi和数据线Sj的各交叉点呈矩阵状配置。另外，与扫描线Gi平行配置有相互平行的多个控制线Wi、Ri。扫描线Gi和控制线Wi、Ri与栅极驱动器电路3连接，数据线Sj与源极驱动器电路4连接。而且在像素电路Aij的配置区域，配置有未图示的电源布线Vp和共用阴极Vcom。此外，也可配置阴极布线CAi，以取代共用阴极Vcom。

显示控制电路2对栅极驱动器电路3输出时序信号OE、起始脉冲YI及时钟YCK，对源极驱动器电路4输出起始脉冲SP、时钟CLK、显示数据DA、及锁存脉冲LP。另外，显示控制电路2控制源极驱动器电路4的控制线SCAN1～SCAN3的电位。

栅极驱动器电路3包含移位寄存器电路、逻辑运算电路、及缓冲器(均未图示)。移位寄存器电路与时钟YCK同步地依次传送起始脉冲YI。运算逻辑电路在从移位寄存器电路的各级输出的脉冲和时序信号OE之间进行逻辑运算。逻辑运算电路的输出经由缓冲器，提供给对应的扫描线Gi和控制线Wi、Ri。一根扫描线Gi与m个像素电路Aij连接，像素电路Aij使用扫描线Gi按每m个像素电路一起选择。

源极驱动器电路4包含m位移位寄存器5、寄存器6、锁存器7、m个数模转换器8、及m个阈值校正电路9，进行以相同时序向一行的像素电路Aij发送数据的线顺序扫描。更详细而言，移位寄存器5具有级联连接的m个寄存器，与时钟CLK同步地传送提供给第一级寄存器的起始脉冲SP，从各级的寄存器输出时序脉冲DLP。对应于时序脉冲DLP的输出时序，向寄存器6提供显示数据DA。寄存器6按照时序脉冲DLP，存储显示数据DA。当一行的显示数据DA被存储到寄存器6时，则显示控制电路2对锁存器7输出锁存脉冲LP。锁存器7接受锁存脉冲LP时，则保持存储在寄存器6中的显示数据。

数模转换器8和阈值校正电路9对应于数据线Sj设置。数模转换器8将锁存器7所保持的显示数据转换成模拟信号电压，输出到对应的阈值校正电路9。阈值校正电路9经由数据线Sj接受从由栅极驱动器电路3所选择的像素电路Aij输出的电压(与驱动用TFT的阈值电压对应的电压)，根据该电压，将对数模转换器8的输出电压加上或减去与驱动用TFT的阈值电压对应的校正电压后的电压施加到数据线Sj。利用阈值校正电路9的作用，能够对像素电路Aij中包含的驱动用TFT的阈值电压的偏差进行补偿(详细情况将在后面阐述)。

此外，源极驱动器电路4也可进行向各像素电路逐个依次发送数据的点顺序扫描，以取代线顺序扫描。进行点顺序扫描时，在某一扫描线Gi被选择的期间，数据线Sj的电压由数据线Sj的电容来保持。由于进行点顺序扫描的源极驱动器电路的结构是公知的，因此这里省略说明。

(第一实施方式)

图2是本发明的第一实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的电路图。图2所示的像素电路10和阈值校正电路20与图1中的像素电路Aij和阈值校正电路9相当。如图2所示，像素电路10具有驱动用TFT11、开关用TFT12～14、有机EL元件15、及电容16。驱动用TFT11为P沟道型的增强型，开关用TFT12、13为N沟道型，开关用TFT14为P沟道型。

像素电路10与电源布线Vp、共用阴极Vcom、扫描线Gi、控制线Wi、Ri、及数据线Sj连接。以下，设电源布线Vp的电位为VDD，设共用阴极Vcom的电位为VSS(这里，VDD＞VSS)。共用阴极Vcom成为显示装置内的所有的有机EL元件15的共用电极。

像素电路10中，在电源布线Vp和共用阴极Vcom之间，从电源布线Vp一侧起依次串联设置有驱动用TFT11、开关用TFT14及有机EL元件15。在驱动用TFT11的栅极端子和数据线Sj之间设置有开关用TFT12。在驱动用TFT11的栅极端子和漏极端子之间设置有开关用TFT13，在驱动用TFT11的栅极端子和电源布线Vp之间设置有电容16。开关用TFT12～14的栅极端子分别与扫描线Gi、控制线Wi、及控制线Ri连接。扫描线Gi及控制线Wi、Ri的电位由栅极驱动器电路3来控制，数据线Sj的电位由源极驱动器电路4来控制。以下将与驱动用TFT11的栅极端子连接的结点称为A。

阈值校正电路20具有开关21～25、电容26、及模拟缓冲器27，与数据线Sj连接。开关21～25都为N沟道型的晶体管，模拟缓冲器27为电压跟随器电路(单位增益放大器)。

将与电容26的一侧的电极(图2中画在右侧的电极)连接的结点称为B，将与另一侧的电极连接的结点称为C。开关21设置在数据线Sj和结点C之间，开关22设置在结点B和电源布线Vp之间。开关23的一端与结点B连接，在结点C和数据线Sj之间，从结点C一侧起依次串联设置有模拟缓冲器27和开关24。开关25的一端与数据线Sj连接。

向开关23的另一端提供从数模转换器8输出的数据电压Vdata，向开关25的另一端提供初始电压Vreset(详细情况将在后面阐述)。开关21、22的栅极端子与控制线SCAN2连接，开关23、24的栅极端子与控制线SCAN1连接，开关25的栅极端子与控制线SCAN3连接。

以下，设驱动用TFT11的阈值电压为Vth(负值)。如后所述，电容26起到作为将与驱动用TFT11的阈值电压Vth对应的校正电压Vx加以保持的校正用电容的功能。另外，开关21～24起到作为开关电路的功能，该开关电路进行切换，使得将电容26的一侧的电极与数据线Sj连接，并向另一侧的电极施加固定电压VDD，或者将电容26的一侧的电极通过模拟缓冲器27与数据线Sj连接，并向另一侧的电极施加数据电压Vdata。

图3是对像素电路10进行数据写入时的时序图。下面，参照图3，说明对和扫描线Gi及数据线Sj连接的像素电路10写入数据电压Vdata时的动作。图3中，从时刻t0起到时刻t4为止成为像素电路10的选择期间。在时刻t2之前，进行检测驱动用TFT11的阈值电压的处理，在时刻t2之后，进行写入校正后的数据电压的处理。

在时刻t0之前，扫描线Gi和控制线Wi、Ri的电位被控制成低电平，开关用TFT12、13处于非导通状态，开关用TFT14处于导通状态。此时，驱动用TFT11处于导通状态，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT11和开关用TFT14流到有机EL元件15，有机EL元件15发光。

在时刻t0，扫描线Gi和控制线Ri、Wi、SCAN3的电位变化成高电平时，则开关用TFT12、13及开关25变化成导通状态，开关用TFT14变化成非导通状态。由此，向数据线Sj施加初始电压Vreset，数据线Sj和结点A的电位成为Vreset。时刻t0以后，通过驱动用TFT11的电流经由开关用TFT13流入到结点A。

接着在时刻t1，控制线SCAN3的电位变化成低电平时，则开关25变化成非导通状态。时刻t1以后，通过驱动用TFT11的电流也经由开关用TFT13流入到结点A，结点A的电位(驱动用TFT11的栅极端子电位)在驱动用TFT11处于导通状态的期间上升。此时由于开关用TFT12处于导通状态，因此数据线Sj的电位与结点A的电位相等。

在从时刻t0起到时刻t2为止的期间，控制线SCAN1的电位被控制成低电平，控制线SCAN2的电位被控制成高电平。因此，开关21、22成为导通状态，开关23、24成为非导通状态，结点B与电源布线Vp连接，结点C与数据线Sj连接。因而，此时结点B的电位为VDD，结点C的电位与结点A及数据线Sj的电位相等。

接着在时刻t2，控制线Wi、SCAN2的电位变化成低电平时，则开关用TFT13及开关21、22变化成非导通状态。设时刻t2时的结点A的电位为(VDD+Vx)(这里，Vx为负值，Vx的绝对值比Vth的绝对值要大)。由于在时刻t2结点C的电位也为(VDD+Vx)，因此在时刻2，开关21、22变化成非导通状态时，则电容26中保持电压Vx。

如上所述，结点A的电位在驱动用TFT11处于导通状态的期间上升。因而，若有足够的时间，则结点A的电位一直上升直到驱动用TFT11的栅极-源极之间的电压变成阈值电压Vth(负值)为止，最终达到(VDD+Vth)。时刻t2时的结点A的电位(VDD+Vx)比(VDD+Vth)要低。另外，电压Vx根据阈值电压Vth而变化，阈值电压Vth的绝对值越大，则电压Vx的绝对值越大。

接着在时刻t3，控制线SCAN1的电位变化成高电平时，则开关23、24变化成导通状态。时刻t3以后，向结点B施加从数模转换器8输出的数据电压Vdata，结点C通过模拟缓冲器27与数据线Sj连接。在电容26保持电压Vx的期间，结点B的电位从VDD变化成Vdata时，则结点C的电位也变化相同的量(Vdata-VDD)，成为(VDD+Vx)+(Vdata-VDD)＝(Vdata+Vx)。

由于此时开关24处于导通状态，且模拟缓冲器27的输入电压和输出电压相等，因此数据线Sj的电位与结点C相同，成为(Vdata+Vx)。另外，由于此时开关用TFT12也处于导通状态，因此结点A的电位也和数据线Sj相同，成为(Vdata+Vx)。

接着在时刻t4，扫描线Gi及控制线Ri、SCAN1的电位变化成低电平时，则开关用TFT12及开关23、24变化成非导通状态，开关用TFT14变化成导通状态。此时电容16中保持驱动用TFT11的栅极-源极之间的电压(VDD-Vdata-Vx)。此外，提供给控制线Ri的导通电位(低电平电位)被确定成使得开关用TFT14在线性区域动作。

时刻t4以后，由于电容16所保持的电压不变化，因此结点A的电压维持(Vdata+Vx)不变。因而，时刻t4以后，在直到下次控制线Ri的电位成为高电平之前，电流从电源布线Vp经由驱动用TFT11和开关用TFT14流到有机EL元件15，有机EL元件15发光。此时流过驱动用TFT11的电流量根据结点A的电位(Vdata+Vx)而增减，但如下所述，即使阈值电压Vth不同，只要电位Vdata相同，便也能够使电流量相同。

使驱动用TFT11在饱和区域动作时，若忽视沟道长度调制效应，则流过漏极-源极之间的电流I_EL由下式(1)给出。

I_EL＝-1/2·W/L·Cox·α(Vg-VDD-Vth)²…(1)

这里，上述(1)中，W/L为驱动用TFT11的长宽比，Cox为栅极电容，μ为迁移率，Vg为栅极端子电位(结点A的电位)。

式(1)所示的电流I_EL一般根据阈值电压Vth而变动。本实施方式的显示装置中，由于栅极端子电位Vg成为(Vdata+Vx)，因此电流I_EL如下式(2)所示。

I_EL＝-1/2·W/L·Cox·μ{Vdata-VDD+(Vx-Vth)}²

                                    …(2)

式(2)中，若电压Vx与阈值电压Vth一致，则电流I_EL不取决于阈值电压Vth。另外，即使电压Vx与阈值电压Vth不一致，但若两者之差固定，则电流I_EL也不取决于阈值电压Vth。

本实施方式的显示装置中，是这样确定阈值校正期间(从时刻t1起到时刻t2为止的期间)的长度和初始电压Vreset的电平，使得在两个TFT之间的电压Vx之差与阈值电压Vth之差大致相同。因此，式(2)中包含的电压差(Vx-Vth)大致固定。因而，与数据电压Vdata对应的量的电流流到有机EL元件15，有机EL元件15以与数据电压Vdata对应的亮度发光，而不取决于阈值电压Vth的值。本实施方式的显示装置中，阈值校正由设置在像素电路10的外部的阈值校正电路20来进行，但无需在阈值校正电路20中设置复杂的逻辑电路或存储器等。

这里，对初始电压Vreset进行说明。在图3所示的时刻t0，开关用TFT13变成导通状态时，则驱动用TFT11变成二极管连接的状态。现有的有机EL显示器中，从驱动用TFT进行二极管连接起、直到驱动用TFT的栅极-源极之间的电压Vgs与阈值电压Vth充分接近为止所经过的期间成为阈值校正期间。这是因为若电压Vgs与阈值电压Vth充分接近，便能够检测出两个驱动用TFT之间的阈值电压之差。

然而，在高清晰的显示装置中，像素电路的选择期间较短，有时无法在选择期间内使电压Vgs与阈值电压Vth充分接近。特别是，在本实施方式的显示装置中，由于在检测驱动用TFT的阈值电压Vth时，需要对电容26和数据线Sj的寄生电容进行充电，因此为了在选择期间内进行检测阈值电压的处理和写入校正后的电压的处理，需要想办法。

因此，本实施方式的显示装置中，为了在开始对校正后的数据电压进行写入的处理之前检测出阈值电压Vth的偏差，利用开关25的作用向数据线Sj提供固定的初始电压Vreset。由此，能够缩短直到与驱动用TFT11的阈值电压Vth对应的电压(VDD+Vx)被输出到数据线Sj为止所需的时间。因而，即使在阈值校正期间较短的情况下，也能够抑制校正效果的偏差，并使画质提高。

初始电压Vreset根据阈值校正期间的长度或阈值校正所要求的精度等来确定。在开关用TFT13处于导通状态、驱动用TFT11进行二极管连接时，对于驱动用TFT11的电流平衡关系，满足下式(3)。

[数学式1]

$k{(\mathrm{Vgs}\left(t\right)-\mathrm{Vth})}^2=-C\frac{\mathrm{dVgs}\left(t\right)}{\mathrm{dt}}\·\·\·\left(3\right)$

这里，式(3)中，k为常数，C为保持电容和信号线电容之和。

求解该微分方程，则可得到下式(4)。

[数学式2]

$\mathrm{Vgs}\left(t\right)=\frac{1}{\frac{k}{C}t+\frac{1}{\mathrm{Vgs}0-\mathrm{Vth}}}+\mathrm{Vth}\·\·\·\left(4\right)$

这里，式(4)中，Vgs0为电压Vgs的初始值。

考虑到阈值电压相差ΔVth的两个TFT时，若经过预定时间后，在两个TFT之间的电压Vgs之差与ΔVth接近，则可以说能检测出各TFT的阈值电压。电压Vgs之差由下式(5)给出。

[数学式3]

$\mathrm{\ΔVgs}\left(t\right)=\mathrm{\ΔVth}+\frac{1}{\frac{k}{C}t+\frac{1}{\mathrm{Vgs}0-\mathrm{Vth}-\mathrm{\ΔVth}}}-\frac{1}{\frac{k}{C}t+\frac{1}{\mathrm{Vgs}0-\mathrm{vth}}}\·\·\·\left(5\right)$

因而，只要这样确定电压Vgs的初始值Vgs0，使得在容许时间内使式(5)所示的ΔVgs(t)与ΔVth充分接近，并据此求出初始电压Vreset即可。

图4是表示二极管连接的驱动用TFT的栅极-源极之间的电压Vgs随时间变化的例子。图4中记载了对阈值电压不同的两个TFT(Vth＝-0.8V和Vth＝-1.0V)、提供两种初始电压Vgs0(Vgs0＝-5V和Vgs0＝-1.5V)时的结果。

对两个TFT提供初始电压Vgs0，比较经过30μs后的电压Vgs。在Vgs0＝-5V的情况下，30μs后，虽然两个电压距各自的最终值(-0.8V和-1.0V)有一定距离，但两者之差已和最终值(0.2V)大致相等。与此不同的是，在Vgs0＝-1.5V的情况下，30μs后，虽然两个电压与各自的最终值接近，但两者之差却依然距最终值有一定距离。

这样，由于初始电压Vgs0的绝对值越大，电压Vgs之差增大的速度越快，因此能够缩短阈值校正期间。因而，为了以高精度进行阈值校正，最好增大初始电压Vgs0的绝对值。另一方面，若增大初始电压Vgs0的绝对值，则因数据线Sj和电容26的充放电而使功耗增加。因而，只要考虑工艺中的阈值电压的偏差的程度和规格，来确定初始电压Vreset即可。

接着，对模拟缓冲器27进行说明。在数据线Sj的电容量与电容26的电容量相比小到可忽视的程度的情况下，无需在阈值校正电路20中设置模拟缓冲器27。另一方面，在数英寸以上的显示面板中，由于数据线Sj的电容量为数pF以上的情况较多，因此在这种情况下需要设置模拟缓冲器27。此时，若使用电压跟随器电路(单位增益放大器)作为模拟缓冲器27，则能够将电路规模的增大抑制到最低限度，同时提高驱动能力。

另外，在模拟缓冲器27中使用一般的差分放大器的情况下，有时形成差分对的晶体管的特性会发生偏差，从而模拟缓冲器27的特性发生偏差。发生这样的偏差时，则在显示画面上会出现条状的不均匀，显示品质下降。因此，为了防止该问题，只要不在显示面板上形成模拟缓冲器27，而将其内置在显示面板外的周边IC内即可。内置在周边IC内的典型电路是由单晶硅的晶体管形成。因而，若内置在周边IC内，则能够得到特性偏差极小的模拟缓冲器27。

另外，为了防止上述问题，作为模拟缓冲器27，也可使用具有偏移抵消功能的缓冲器(参照图5A～图5D)。图5A所示的缓冲器中，差分放大器31的正侧输入端子、负侧输入端子、及输出端子分别与缓冲器的输入端子、电容32的一侧的电极、及缓冲器的输出端子连接。在电容32的另一侧的电极和缓冲器的输入端子之间设置有开关33。在差分放大器31的负侧输入端子和输出端子之间设置有开关34。在电容32的另一侧的电极和差分放大器31的输出端子之间设置有开关35。开关33、34由控制信号SC_A来控制，开关35由控制信号SC_B来控制。

控制信号SC_A、SC_B为如图5B所示互相相反地使开关成为导通状态的电平(这里，设为高电平)。在控制信号SC_A为高电平的期间(参照图5C)，开关33、34成为导通状态，开关35成为非导通状态。此时，在差分放大器31的正侧输入端子和负侧输入端子之间出现差分放大器31的偏移电压Voff。偏移电压Voff保持在电容32中。

在控制信号SC_B为高电平的期间(参照图5D)，开关33、34成为非导通状态，开关35成为导通状态。随之，差分放大器31的负侧输入电压变化偏移电压Voff的大小，差分放大器31的输出电压(缓冲器的输出电压)也变化相同的量，变得与输入电压Vin相等。这样，若使用图5A所示的缓冲器，则能够抵消差分放大器31的偏移电压。此外，也可将具有偏移抵消功能的缓冲器内置在显示面板外的周边IC内。

下面，说明本实施方式的显示装置的效果。根据本实施方式的显示装置，能够从由栅极驱动器电路3所选择的像素电路10读出与驱动用TFT11的阈值电压Vth对应的电压(VDD+Vx)，并将对数据电压Vdata加上校正电压Vx(与阈值电压Vth对应的电压)后的电压(Vdata+Vx)提供给驱动用TFT11的栅极端子。一般在P沟道型的驱动用TFT中，若将减去阈值电压的绝对值后的电压提供给栅极端子，则能够补偿阈值电压的偏差。因而，根据本实施方式的显示装置，能够检测驱动用TFT11的阈值电压以补偿阈值电压的偏差，并使有机EL元件15以所要的亮度发光。

另外，通过将阈值校正电路20设置在像素电路的外部，并使用数据线Sj来检测阈值电压，从而能够缩小像素电路10的规模和面积。另外，由于通过将阈值电压作为电压信号进行检测，从而与反馈电流信号的情况不同，无需电流电压变换元件，因此能够抑制校正效果的偏差。另外，通过将与阈值电压对应的校正电压Vx保持原样与数据电压Vdata相加，从而能够以高精度进行阈值校正。另外，由于不通过耦合电容而向驱动用TFT11的栅极端子提供所要的电压，因此能够有效利用数据电压Vdata的振幅，并减小功耗。另外，由于在数据线Sj和驱动用TFT11之间未设置有电容，因此能够容易检查驱动用TFT11。在检查驱动用TFT11时，只要使电流从电源布线Vp经由驱动用TFT11的漏极端子和栅极端子流到数据线Sj即可。

此外，本实施方式的显示装置还可具有图6A或图6B所示的像素电路，以取代像素电路10。图6A所示的像素电路17是对像素电路10实施如下更改，即，将开关用TFT14与扫描线Gi连接，使扫描线Gi和控制线Ri公用化。像素电路17中，开关用TFT12、14互相相反地成为导通状态。另外，图6B所示的像素电路18是对像素电路10实施如下更改，即，将开关用TFT13与控制线Ri连接，使控制线Ri和控制线Wi公用化。像素电路18中，开关用TFT13、14互相相反地成为导通状态。

这些变形例的显示装置与具有像素电路10的显示装置同样地进行动作，起到同样的效果。在此基础上，使与开关用TFT12～14的控制端子连接的布线公用化，以将布线数从三根减少到两根，能够进一步提高像素的开口率，并使画面变亮。

(第二实施方式)

图7是本发明的第二实施方式的显示装置中包含的像素电路和阈值校正电路的电路图。图7所示的像素电路40和阈值校正电路50与图1中的像素电路Aij和阈值校正电路9相当。如图7所示，像素电路40具有驱动用TFT41、开关用TFT42～44、有机EL元件45、及电容46。驱动用TFT41为N沟道型的增强型，开关用TFT42～44为N沟道型。

像素电路40中，在电源布线Vp和共用阴极Vcom之间，从电源布线Vp一侧起依次串联设置有机EL元件45、开关用TFT44、及驱动用TFT41。在驱动用TFT41的栅极端子和数据线Sj之间设置有开关用TFT42。在驱动用TFT41的栅极端子和漏极端子之间设置有开关用TFT43，在驱动用TFT41的栅极端子和共用阴极Vcom之间设置有电容46。开关用TFT42～44的栅极端子分别与扫描线Gi及控制线Wi、Ri连接。

阈值校正电路50具有和第一实施方式的阈值校正电路20相同的结构。但是，阈值校正电路50中，开关22设置在结点B和共用阴极Vcom之间。除此以外，阈值校正电路50与阈值校正电路20相同。

图8是对像素电路40进行数据写入时的时序图。本实施方式的显示装置与第一实施方式的显示装置同样地进行动作，起到同样的效果。此外，一般在N沟道型的驱动用TFT中，若将加上阈值电压的绝对值后的电压提供给栅极端子，则能够补偿阈值电压的偏差。另外，本实施方式中，也和第一实施方式相同，能够构成使得与开关用TFT42～44的控制端子连接的布线公用化的变形例。

这样使驱动用TFT41和开关用TFT42～44都采用N沟道型的像素电路40能够适用于使用非晶硅的显示面板。

(第三实施方式)

第一及第二实施方式的显示装置中，对每一数据线Sj设置模拟缓冲器27。然而，在例如2英寸QVGA全彩色面板(具有RGB子像素)中，子像素的间距约为42μm。虽然保持与驱动用TFT的阈值电压对应的校正电压Vx的电容26能够以该间距进行配置，但有时高性能的模拟缓冲器27不能以该间距进行配置。因此，第三实施方式中，对减少模拟缓冲器27的数量的显示装置进行说明。

图9是本发明的第三实施方式的显示装置中包含的阈值校正电路的电路图。图9所示的阈值校正电路60r、60g、60b与图1中的阈值校正电路9相当。另外，图9所示的数据线Sj_R、Sj_G、Sj_B与图1中的数据线Sj相当。

如图9所示，模拟缓冲器27与三根数据线Sj_R、Sj_G、Sj_B对应设置。阈值校正电路60r是对第一实施方式的阈值校正电路20(图2)、添加使模拟缓冲器27共用的功能后的电路。具体来讲，阈值校正电路60r中，在电容26的一侧的电极(图9中画在上侧的电极)和模拟缓冲器27的输入端子之间设置开关61。另外，开关23、24、61的栅极端子与控制线SCAN1_R连接。阈值校正电路60g、60b的结构也与之相同。

图10是对本实施方式的显示装置中的像素电路进行数据写入时的时序图。下面，参照图10，说明对和扫描线Gi及数据线Sj_R、Sj_G、Sj_B连接的三个像素电路写入数据时的动作。图10中，从时刻t0起到时刻t4为止成为三个像素电路的选择期间。在时刻t2之前，进行并行地检测三个像素电路的驱动用TFT的阈值电压的处理，在时刻t2之后，进行对三个像素电路依次写入校正后的数据电压的处理。此外，这里，设显示装置具有图6B所示的像素电路18，但像素电路的种类可任意。

在时刻t0之前，扫描线Gi和控制线Ri的电位被控制成低电平。在时刻t0，扫描线Gi和控制线Ri、SCAN3的电位变化成高电平时，则数据线Sj_R、Sj_G、Sj_B的电位、和三个像素电路的驱动用TFT的栅极端子电位成为Vreset。

接着在时刻t1，控制线SCAN3的电位变化成低电平时，则数据线Sj_R、Sj_G、Sj_B的电位都上升。在从时刻t0起到时刻t2为止的期间，控制线SCAN1_R、SCAN1_G、SCAN1_B的电位被控制成低电平，控制线SCAN2的电位被控制成高电平。

设时刻t2时的三个像素电路的驱动用TFT的栅极端子电位为(VDD+Vx_r)、(VDD+Vx_g)、(VDD+Vx_b)(这里，Vx_r、Vx_g及Vx_b为负值)。在时刻t2，控制线Ri、SCAN2的电位变化成低电平时，则阈值校正电路60r、60g、60b的电容26中分别保持电压Vx_r、Vx_g、Vx_b。

接着在从时刻t3起到时刻t4为止的期间，控制线SCAN1_R、SCAN1_G、SCAN1_B的电位每隔预定时间成为高电平，与之同步地，从数模转换器8输出的数据电压Vdata也变化为Vd_r、Vd_g、Vd_b。由此，首先，与数据线Sj_R连接的像素电路的驱动用TFT的栅极端子电位成为(Vd_r+Vx_r)，接着，与数据线Sj_G连接的像素电路的驱动用TFT的栅极端子电位成为(Vd_g+Vx_g)，最后，与数据线Sj_B连接的像素电路的驱动用TFT的栅极端子电位成为(Vd_b+Vx_b)，

接着在时刻t4，扫描线Gi的电位变化成低电平时，则三个像素电路的电容中分别保持电压(VDD-Vd_r-Vx_r)、(VDD-Vd_g-Vx_g)、(VDD-Vd_b-Vx_b)。

在时刻t4以后，三个像素电路的驱动用TFT的栅极端子电位分别维持(Vd_r+Vx_r)、(Vd_g+Vx_g)、(Vd_b+Vx_b)不变。此时流过各驱动用TFT的电流量根据这些电位而增减，但即使阈值电压不同，只要数据电压相同，电流量便相同。因而，与数据电压Vdata对应的量的电流流到各像素电路的有机EL元件，有机EL元件以与数据电压Vdata对应的亮度发光，而不取决于阈值电压的值。

此外，以上的说明中，虽然假设与三根数据线Sj_R、Sj_G、Sj_B对应地设置模拟缓冲器，但也可与p根(p为2以上的任意整数)的数据线对应地设置模拟缓冲器。

这样根据本实施方式的显示装置，对每多个数据线配置为了对每一数据线配置而使得电路规模较大的模拟缓冲器，能够实现高清晰的显示面板。

此外，上述的各实施方式中，虽然假设像素电路包含有机EL元件以作为电光元件，但也可包含有机EL元件以外的电流驱动型的电光元件(例如半导体LED或FED的发光部等)。另外，虽然假设像素电路包含形成在玻璃基板等绝缘基板上的MOS晶体管(包括硅栅极MOS结构)即TFT，以作为电光元件的驱动元件，但也可包含具有阈值电压的任意的电压控制型的元件(即根据施加到控制端子的控制电压使输出电流变化、若控制电压变成预定值以上或以下则使输出电流截止的元件)。因而，像素电路也可包含包括形成在半导体基板上的MOS晶体管等在内的、一般的绝缘栅型场效应晶体管，以作为驱动元件。

另外，第一实施方式中，假设在与开关用TFT12变化成导通状态大致相同的时刻，开关用TFT13变化成导通状态，开关用TFT14变化成非导通状态。也可在开关用TFT12变化成导通状态之前，开关用TFT13变化成导通状态，开关用TFT14变化成非导通状态，以作为取代上述第一实施方式中的情况。第二及第三实施方式中，也与之相同。

另外，本发明并不局限于上述的各实施方式，能进行各种变更。将不同的实施方式所分别披露的技术手段适当组合后得到的实施方式，也包含在本发明的技术范围内。

工业上的实用性

本发明的显示装置由于起到如下效果，即，能够高效利用数据电压的振幅，并以高精度进行阈值校正，而不使像素电路的规模增大，因此能够用作为各种电子设备的显示装置。

Claims (11)

1.一种显示装置，该显示装置是电流驱动型的，其特征在于，具有：

多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接；

扫描信号输出电路，该扫描信号输出电路使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路，并且进行控制，从而使得在阈值校正期间施加到所述驱动元件的施加电压接近所述驱动元件的阈值电压，且使阈值校正期间结束时的所述施加电压从所选择的像素电路输出到所述数据线；及

显示信号输出电路，该显示信号输出电路根据输出到所述数据线的电压，将对数据电压加上或减去校正电压后的电压施加到所述数据线，所述数据电压与显示数据对应，所述校正电压与所述阈值电压对应，

所述阈值校正期间在所述施加电压到达所述阈值电压之前结束。

2.如权利要求1所述的显示装置，其特征在于，

所述电光元件及所述驱动元件在所述像素电路内串联设置在两根电源布线之间，

所述像素电路还包括：

第一开关元件，该第一开关元件与所述驱动元件的控制端子和所述数据线连接；

第二开关元件，该第二开关元件设置在所述驱动元件的控制端子和一侧的导通端子之间；

第三开关元件，该第三开关元件与所述电光元件及所述驱动元件一起串联设置在所述电源布线之间；及

电容，该电容的一端与所述驱动元件的控制端子连接。

3.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，

所述扫描信号输出电路对写入对象的像素电路进行控制，在阈值校正期间，将所述第一及第二开关元件设定成导通状态，将所述第三开关元件设定成非导通状态，接着使所述第二开关元件变化成非导通状态，进一步使所述第一开关元件变化成非导通状态，使所述第三开关元件变化成导通状态，

所述显示信号输出电路根据所述第二开关元件处于导通状态时的所述数据线的电压，在所述第二开关元件变化成非导通状态后，将对所述数据电压加上或减去所述校正电压后的电压施加到所述数据线。

4.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，

所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，

所述第一及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与公共的布线连接。

5.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，

所述驱动元件及所述第一、第二、及第三开关元件为薄膜晶体管，

所述第二及第三开关元件中，一个为P沟道型，另一个为N沟道型，两者的控制端子与公共的布线连接。

6.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，

所述驱动元件为P沟道型的增强型晶体管，

由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将从所述电源布线的电压中较高的电压减去阈值校正期间结束时的所述施加电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。

7.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，

所述驱动元件为N沟道型的增强型晶体管，

由所述扫描信号输出电路所选择的像素电路，将对所述电源布线的电压中较低的电压加上阈值校正期间结束时的所述施加电压的绝对值后的电压，输出到所述数据线。

8.如权利要求2所述的显示装置，其特征在于，

所述显示信号输出电路在所述第一开关元件的导通期间的一部分期间，向所述数据线施加预定的固定电压。

9.如权利要求1所述的显示装置，其特征在于，

所述显示信号输出电路包括多个模拟缓冲器、以及对每个所述数据线设置的多个校正用电容和多个开关电路，

所述开关电路进行切换，从而将所述校正用电容的一侧的电极与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加预定的固定电压，或者将所述校正用电容的一侧的电极通过所述模拟缓冲器与所述数据线连接，并向另一侧的电极施加所述数据电压。

10.如权利要求9所述的显示装置，其特征在于，

对每个所述数据线设置所述模拟缓冲器。

11.一种显示装置的驱动方法，所述显示装置具有多个像素电路，该多个像素电路与多个扫描线和多个数据线的各交叉点对应配置，分别包含电光元件和驱动元件，所述驱动元件的控制端子通过开关元件与所述数据线连接，其特征在于，包括如下步骤：

使用所述扫描线来选择写入对象的像素电路，并且进行控制，从而使得在阈值校正期间施加到所述驱动元件的施加电压接近所述驱动元件的阈值电压，且使阈值校正期间结束时的所述施加电压从所选择的像素电路输出到所述数据线的步骤；及

根据输出到所述数据线的电压、将对数据电压加上或减去校正电压后的电压施加到所述数据线的步骤，所述数据电压与显示数据对应，所述校正电压与所述阈值电压对应，

所述阈值校正期间在所述施加电压到达所述阈值电压之前结束。

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