CN101800602B - Dqpsk解调器偏置点控制方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种DQPSK解调器偏置点控制方法及装置，在上述方法中，在DQPSK解调器的I路上分别施加第一偏置电压和第二偏置电压，并且在I路和Q路分别施加相同的导频电压信号；对平衡接收机采集到的DQPSK解调器的I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的DQPSK解调器的Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q；根据θ_I对第一偏置电压进行反馈控制，以及根据θ_Q对第二偏置电压进行反馈控制，直至θ_I达到I路的偏置点期望值以及θ_Q达到Q路的偏置点期望值。通过本发明的技术方案，可以锁定在任意偏置点期望值，并且方便实现数字化，不易受到外界环境的影响。

Description

DQPSK解调器偏置点控制方法及装置

技术领域

本发明涉及光通讯领域，具体而言，涉及一种DQPSK解调器偏置点控制方法及装置。

背景技术

DQPSK(differential quadrature phase shift keying)即差分四相相移键控调制方法。近几年来，随着光传输系统速度的提高和容量的增大，以DQPSK为代表的光相位调制方法越来越受到业界的重视。

图1是根据现有技术的DQPSK解调器的结构示意图。如图1所示，输入的光载波可以表示为：

其中E为场强，ω₀为光载波的角频率，

为调制相位。DQPSK解调器调制的原理为：将要传输的信息编码于连续光比特的差分相位中，用

表示，可取[0，π/2，π，3π/2]中的值。假设第k-1个光比特脉冲的相位为θ(k-1)。如果紧接下来的比特是0、0，则θ(k)＝θ(k-1)+π，若是0、1，则θ(k)＝θ(k-1)+π/2；若是1、1，则θ(k)＝θ(k-1)；而若是1、0，则θ(k)＝θ(k-1)+3π/2。

基于上述DQPSK调制过程，DQPSK的解调原理为，通过DQPSK解调器对接收到的光信号进行解调，获得两个差分电流，这两个差分电流携带了相邻光比特的调制相位差，根据该调制相位差即可获得所传输的bit信息流。为了能够可靠地获得可以提取调制相位差的I路差分电流信号和Q路差分电流信号，进而准确地恢复出传送信息，要求解调器I路上两臂的相位差必须严格满足解调要求：相位差为π/4+2nπ，及解调器Q路上两臂的相位差必须严格满足解调要求：相位差为-π/4+2nπ，否则就会引入额外的光信噪比代价。

目前，为了精确控制DQPSK解调器I路和Q路上两臂的相位差，相关技术常用的控制方法是直接采集平衡接收机的电流信号，同时调节解调器I、Q两路的偏置电压，使得采集到的电流信号最大值最小，DQPSK调制器便锁定为正确的偏置点。

但是，上述方法多采用模拟电路实现，控制环路的响应特性很容易受到外界环境的影响，可靠性差，并且只能将偏置点锁定为π/4和-π/4，无法将偏置点锁定为其他期望值。

发明内容

本发明的主要目的在于提供一种DQPSK解调器偏置点的控制方法和装置，以解决相关技术容易受到外界环境的影响，可靠性差，并且只能将偏置点锁定为π/4和-π/4，无法将偏置点锁定为其他期望值的问题。

根据本发明的一个方面，提供了一种DQPSK解调器偏置点的控制方法，包括：步骤1，在DQPSK解调器的I路上施加第一偏置电压，在DQPSK解调器的Q路上施加第二偏置电压，并且在I路和Q路分别施加相同的导频电压信号；步骤2，对平衡接收机采集到的DQPSK解调器的I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的DQPSK解调器的Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q；根据θ_I对第一偏置电压进行反馈控制，步骤3根据θ_Q对第二偏置电压进行反馈控制，直至θ_I达到I路的偏置点期望值以及θ_Q达到Q路的偏置点期望值；以及每隔预设延时，循环执行上述步骤2至步骤3，使得θ_I始终保持为I路的偏置点期望值以及θ_Q始终保持为Q路的偏置点期望值。

根据本发明的另一方面，提供了一种DQPSK解调器偏置点的控制装置，包括：导频电压信号产生模块、偏置点实时值确定模块以及反馈控制模块，其中，导频电压信号产生模块，用于产生导频电压信号，并将导频电压信号分别加入到DQPSK解调器的I路和Q路上，I路上还施加有第一偏置电压，Q路上还施加第二偏置电压；偏置点实时值确定模块，用于对平衡接收机采集到的DQPSK解调器的I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的DQPSK解调器的Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q；反馈控制模块，与偏置点实时值确定模块连接，用于根据θ_I对第一偏置电压进行反馈控制，以及根据θ_Q对第二偏置电压进行反馈控制，直至θ_I达到I路的偏置点期望值以及θ_Q达到Q路的偏置点期望值。

通过本发明，采用在DQPSK解调器的I路和Q路分别施加相同的导频电压信号，根据平衡接收机采集到的DQPSK解调器的I路和Q路差分电流信号分别确定I路和Q路的偏置点实时值，并通过偏置点实时值对偏置电压进行反馈控制，从而调整偏置点实时值达到期望值。通过本发明的技术方案，可以将DQPSK解调器锁定在任意需要的偏置点上，并且本发明所涉及的DQPSK接收端偏置点控制装置方便实现数字化，与现有技术相比，不仅节省了成本优势，而且灵活简单，不易受到外界环境的影响。

附图说明

此处所说明的附图用来提供对本发明的进一步理解，构成本申请的一部分，本发明的示意性实施例及其说明用于解释本发明，并不构成对本发明的不当限定。在附图中：

图1是根据现有技术的DQPSK解调器的结构示意图；

图2是根据本发明实施例的DQPSK解调器偏置点的控制方法的流程图；

图3是根据本发明实施例的DQPSK解调器偏置点的控制装置的结构示意图；

图4是根据本发明实施例的实时值确定模块的结构示意图；

图5是根据本发明实施例的滤波处理单元的结构示意图；

图6是根据本发明实施例的反馈控制模块的结构示意图；

图7是根据本发明实施例一的DQPSK解调器的偏置点控制系统结构图；

图8是根据本发明实施例二的DQPSK解调器的偏置点控制流程图。

具体实施方式

下文中将参考附图并结合实施例来详细说明本发明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

根据本发明实施例，首先提供了一种DQPSK解调器偏置点的控制方法。

图2是根据本发明实施例的DQPSK解调器偏置点的控制方法的流程图。如图2所示，该方法包括：

步骤S202、在DQPSK解调器的I路上施加第一偏置电压，在DQPSK解调器的Q路上施加第二偏置电压，并且在I路和Q路分别施加相同的导频电压信号；

步骤S204、根据平衡接收机采集到的DQPSK解调器的I路差分电流信号确定I路的偏置点实时值θ_I，以及根据平衡接收机采集到的DQPSK解调器的Q路差分电流信号确定Q路的偏置点实时值θ_Q；

步骤S206、根据θ_I对第一偏置电压进行反馈控制，以及根据θ_Q对第二偏置电压进行反馈控制，使得所述θ_I达到I路的偏置点期望值以及所述θ_Q达到Q路的偏置点期望值。

每隔预设延时，循环执行上述步骤S204至步骤S206，使得θ_I始终保持为I路的偏置点期望值以及θ_Q始终保持为Q路的偏置点期望值。

结合图1所示的DQPSK解调器，由理论分析可以得出，输入的光载波经过DQPSK解调器和平衡接收机后，分别输出I路差分电流信号和Q路差分电流信号i_I，i_Q，具体表示为下述公式(1)：

其中R为平衡接收机的响应度，P为输入光功率，

为调制信号，V_I和V_Q分别为加在I路和Q路上的偏置控制电压，V_FRS为调节一个自由光谱范围需要的电压值。

对于DQPSK解调，我们需要控制偏置点，以使其满足下述条件，表示为下述公式(2)：

$\left\{\begin{array}{c}\frac{2\mathrm{\π}{V}_I^2}{V_{\mathrm{FSR}}^2}=\frac{\mathrm{\π}}{4}\\ \frac{2\mathrm{\π}{V}_Q^2}{V_{\mathrm{FSR}}^2}=\frac{7\mathrm{\π}}{4}\end{array}\right.---\left(2\right)$

其中，I路的偏置点值

Q路的偏置点值

在上述步骤S202中。在DQPSK解调器的I、Q两路延长臂上加入导频信号Acos ωt，加入导频信号后，i_I，i_Q为：

由于对I路和Q路的处理互不影响，并且原理相同，以下以对I路的处理为例。公式(3)中，

由于加入的导频电压信号的幅度值A远小于偏置控制电压，因此忽略A的二次小项，则由公式(3)得出下述公式(4)：

${\mathrm{\θ}}_I=\frac{2\mathrm{\π}{V}_I^2}{V_{\mathrm{FSR}}^2}---\left(4\right)$

$=\mathrm{RP}\cos {\mathrm{\θ}}_I\underset{n=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{a}_{2n}\cos \left(2\mathrm{n\ωt}\right)-\mathrm{RP}\sin {\mathrm{\θ}}_I\underset{m=0}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}{b}_{2m+1}\cos \left[(2m+1)\mathrm{\ωt}\right]$

上述公式(4)中，由于加入的导频信号的频率远远小于调制信号的频率，调制信号可以通过低通滤波器或带通滤波器进行滤除。其中，a_2n、b_2m+1分别为将cos(k_I cos ωt)、sin(k_I cos ωt)进行傅立叶级数展开后的系数。至此，通过上述公式(1)到公式(4)的演变，为执行步骤S204做好准备。

在上述步骤S204中，通过对平衡接收机采集到的DQPSK解调器的I路差分电流信号和Q路差分电流信号分别进行多次滤波并获得每次滤波后的电流分量，再根据上述公式(4)及获得的滤波后的电流分量建立方程组即可分别确定I路偏置点实时值θ_I以及Q路偏置点实时值θ_Q。

在上述步骤S206中，利用I路偏置点实时值θ_I以及Q路偏置点实时值θ_Q分别对I路偏置电压和Q路偏置电压进行反馈控制，通过调整电压值，使得对平衡接收机采集到的差分电流产生变化，从而使得θ_I和θ_Q也得到调整，直到分达到I路和Q路的偏置点期望值。

由于外界的环境变化会实时地影响I、Q两路的偏置点实时值，即使一次调准I、Q两路的偏置点，也会因为外界环境的变化，使得I、Q两路的偏置点实时值出现偏离。因此，为保证I、Q两路的偏置点实时值在外界环境变化时能够始终锁定在期望值上，需要每隔一个预设延时(根据系统偏置点偏离的实际情况设定)，重复循环上述步骤S204到步骤S206之间的过程，确保θ_I始终保持为I路的偏置点期望值以及θ_Q始终保持为Q路的偏置点期望值。

目前DQPSK调制器的调制条件要求：DQPSK解调器I路上两臂的相位差必须为π/4+2nπ，DQPSK解调器Q路上两臂的相位差必须为-π/4+2nπ，而现有偏置点控制方法并没有计算I、Q两路的偏置点实时值，只是通过理论推倒得出：只要直接采集平衡接收机的电流信号，同时调节解调器I、Q两路的偏置电压，使得采集到的电流信号最大值最小，DQPSK调制器便锁定为正确的偏置点。并且这种方法采用模拟电路实现，控制环路的响应特性很容易受到外界环境的影响，可靠性差。另外，一旦DQPSK解调器的应用场景出现变化特别如果未来应用需要将DQPSK解调器I、Q两路上两臂的相位差锁定在其它点上时，现有的偏置点调制方法就无法实现。因此，现有的偏置点调制方法存在很大的局限性。

本发明实施例提供上述偏置点控制方法，通过确定准确的偏置点实时值，可以通过数字电路实现，与现有技术相比，反馈控制依据更加直接，更为精确，并且可以将DQPSK解调器锁定在任意需要的偏置点上。

优选地，上述步骤S204中。对平衡接收机采集到的DQPSK解调器I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的DQPSK解调器Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q包括：

S2041、分别对DQPSK解调器的I路差分电流信号和Q路差分电流信号进行滤波处理，获得I路差分电流信号的三个滤波分量，以及Q路差分电流信号的三个滤波分量；

S2042、根据I路差分电流信号的三个滤波分量确定θ_I，并根据Q路差分电流信号的三个滤波分量确定θ_Q。

继续结合上述公式(2)、(4)对上述步骤进行详细分析，要使DQPSK解调时满足偏置点控制条件(2)，以I路为例，使θ_I锁定在

即可。为此可以通过对i_I的滤波得到i_I的直流分量和任意高次谐波分量，将获得的直流分量和任意高次谐波分量分别带入上述公式(4)中，即可获得一个包含多个方程的方程组。

由公式(3)和(4)可知，获得的方程组中每个方程式有三个变量值θ_I、k_I及RP，因此，方程组中只要包括三个方程式即可解出θ_I的值，即仅需对i_I进行三次滤波获得三个不同的滤波分量就可以确定θ_I。

优选地，选取i_I的直流分量、一次谐波分量和二次谐波分量确定θ_I，分别将滤波后得到的i_I的直流分量、一次谐波分量和二次谐波分量代入公式(4)得到下述公式(5)和公式(6)：

$\left\{\begin{array}{c}\mathrm{RP}\cos {\mathrm{\θ}}_I\×a_0=A_0\\ \mathrm{RP}\sin {\mathrm{\θ}}_I\×b_1=A_1\\ \mathrm{RP}\cos {\mathrm{\θ}}_I\×a_2=A_2\end{array}\right.---\left(5\right)$

$\mathrm{tg}{\mathrm{\θ}}_I=\frac{A_1}{A_0}\·\frac{a_0}{b_1}---\left(6\right)$

公式(4)中a₀、b₁还与参量k_I有关，可先从方程组(5)中计算出k_I值，再由公式(6)便可解出θ_I的值。

同理，采用相同的方法确定Q路的偏置点实时值θ_Q。

本发明实施例提供的上述优选方法通过对电流信号进行最小次的滤波处理即可确定的实际偏置点实时值θ_I、θ_Q，使得偏置点的反馈控制效率更高，在具体的实施过程中，优选i_I的直流分量、一次谐波分量和二次谐波分量确定θ_I使得偏置点的反馈控制更易实现。

优选地，根据θ_I对第一偏置电压进行反馈控制，以及根据θ_Q对第二偏置电压进行反馈控制包括：根据θ_I与I路的偏置点期望值的比较结果调整第一偏置电压；根据θ_Q与Q路的偏置点期望值的比较结果调整第二偏置电压。

在具体的实施过程中，比较θ_I与I路的偏置点期望值，如果θ_I小于I路的偏置点期望值，则调高I路的偏置点的偏置电压，如果θ_I大于I路的偏置点期望值，则调低I路的偏置点的偏置电压，再通过上述方法确定调整I路的偏置点的偏置电压后的I路偏置点的实时值，直到实时值等于期望值，同理，采用该方法对Q路偏置电压进行反馈控制。

采用上述优选的方法对I路和Q路的偏置电压进行反馈控制，使得反馈控制依据更加直接，更为精确，并且两路控制互不干扰。

优选地，I路的偏置点期望值为Q路的偏置点期望值为

本发明实施例的DQPSK解调器偏置点的控制方法可以将偏执点控制在任何期望值上，将I路的偏置点期望值设为Q路的偏置点期望值设为使得该方法适用于当前的DQPSK解调器，具有基本的实用性。

根据本发明实施例，还提供了一种DQPSK解调器偏置点的控制装置。

图3是根据本发明实施例的DQPSK解调器偏置点的控制装置的结构示意图。如图3所示，该装置包括：导频电压信号产生模块31、偏置点实时值确定模块32以及反馈控制模块33。其中，

导频电压信号产生模块31，用于产生导频电压信号，并将导频电压信号分别加入到DQPSK解调器的I路和Q路上，其中，I路上还施加有第一偏置电压，Q路上还施加第二偏置电压；

偏置点实时值确定模块32，用于对平衡接收机采集到的DQPSK解调器I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的DQPSK解调器Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q；

反馈控制模块33，与偏置点实时值确定模块32连接，用于根据θ_I对第一偏置电压进行反馈控制，以及根据θ_Q对第二偏置电压进行反馈控制，直至θ_I达到I路的偏置点期望值以及θ_Q达到Q路的偏置点期望值。

优选地，上述导频电压信号产生模块31可以但不限于由数字算法处理芯片(如DSP、FPGA等)外加高精度DA实现。

图4是根据本发明实施例的实时值确定模块的结构示意图。如图4所示，优选地，偏置点实时值确定模块32包括：滤波处理单元321、分量采集单元322以及偏置点确定单元323。其中，

滤波处理单元321，用于分别对平衡接收机采集到的DQPSK解调器I路差分电流信号和Q路差分电流信号进行滤波处理，输出I路差分电流信号的三个滤波分量以及Q路差分电流信号的三个滤波分量；

分量采集单元322，与滤波处理单元321连接，用于采集滤波处理单元进行滤波处理后的I路差分电流信号的三个滤波分量以及Q路差分电流信号的三个滤波分量。

偏置点确定单元323，与分量采集单元322连接，根据I路差分电流信号的三个滤波分量确定θ_I，并根据Q路差分电流信号的三个滤波分量确定θ_Q。

优选地，上述分量采集单元322可以但不限于是高速高精度AD。上述偏置点确定单元323可以但不限于由数字算法处理设备(如DSP、FPGA等)实现。

优选地，I路差分电流信号的三个滤波分量包括但不限于：I路差分电流信号的直流分量、I路差分电流信号的一次谐波分量以及I路差分电流信号的二次谐波分量；Q路差分电流信号的三个滤波分量包括但不限于：Q路差分电流信号的直流分量、Q路差分电流信号的一次谐波分量以及Q路差分电流信号的二次谐波分量。

图5是根据本发明实施例的滤波处理单元的结构示意图。如果I路差分电流信号的三个滤波分量选取I路差分电流信号的直流分量、I路差分电流信号的一次谐波分量以及I路差分电流信号的二次谐波分量，Q路差分电流信号的三个滤波分量选取Q路差分电流信号的直流分量、Q路差分电流信号的一次谐波分量以及Q路差分电流信号的二次谐波分量，则优选地，滤波处理单元321可以但不限于由以下滤波器组成：第一低通滤波器3211，用于滤波得到I路差分电流信号的直流分量；第二带通滤波器3212，其中心频率为ω，用于滤波得到I路差分电流信号的一次谐波分量；第三带通滤波器3213，其中心频率为2ω，用于滤波得到I路差分电流信号的二次谐波分量；第二低通滤波器3214，用于滤波得到Q路差分电流信号的直流分量；第四带通滤波器3215，其中心频率为ω，用于滤波得到Q路差分电流信号的一次谐波分量；第五带通滤波器3216，其中心频率为2ω，用于滤波得到Q路差分电流信号的二次谐波分量。

图6是根据本发明实施例的反馈控制模块的结构示意图。优选地，上述反馈控制模块33包括：比较单元331、偏置电压调整单元332以及偏置电压反馈单元333，其中，比较单元331，用于比较θI与I路的偏置点期望值，以及比较θQ与Q路的偏置点期望值；偏置电压调整单元332，与比较单元连接，用于根据比较单元的比较结果调整第一偏置电压以及第二偏置电压；偏置电压反馈单元333，用于将调整后的第一偏置电压和调整后的第二偏置电压反馈给DQPSK解调器。

优选地，上述比较单元331、偏置电压调整单元332均可以但不限于由数字算法处理芯片(如DSP、FPGA等)实现，上述偏置电压调整单元332可以但不限于由高速高精度DA实现。

优选地，上述电压信号产生模块31、偏置点确定单元323、比较单元331以及置电压调整单元332可以合置于一块数字算法处理芯片(如DSP、FPGA等)，亦可以任意组合分开置于不同的数字算法处理芯片中。

下面通过具体的实施例对上述DQPSK解调器偏置点的控制方案进行详细的描述。

实施例一

图7是根据本发明实施例一的DQPSK解调器的偏置点控制系统结构图。如图7所示，在该优选实施例中：

输入光信号E_i经过3dB耦合器100后分为I路和Q路两路信号。I路光通过一个3dB耦合器101A分成两路光，分别经过L_I+ΔL_I和L_I的光路，以及经过π/4相位变化后，再经102A耦合输出E_I，cos，E_I，des。E_I，cos，E_I，des再经过平衡接收机103A，得到电流i_I。同样，Q路光通过一个3dB耦合器101B分成两路光，分别经过L_Q+ΔL_Q和L_Q的光路，以及-π/4相位变化后，再经102B耦合输出E_Q，cos，E_Q，des。E_Q，cos，E_Q，des再经过平衡接收机103B，得到电流i_Q。

作为偏置点控制的主体为一数字处理芯片DSP(106)，首先由其控制产生一个频率为ω的导频信号(109)分别加在DQPSK解调器的两个延长臂之上。对于I路信号，导频信号加入后，会在平衡接收机(103A)的电流i_I中检测到一个基频和导频信号相同的一个交流信号。我们利用窄带的低通滤波器(104A1)以及中心频率为ω和2ω的两个窄带带通滤波器(104A2、104A3)将i_I中包含的直流分量、一次谐波分量以及二次谐波分量滤除出来，然后通过多通道高速高精度AD(105A)采集得到直流分量幅度A₀＝RPcosθ_I×a₀，一次谐波分量A₁＝RPsinθ_I×b₁，二次谐波分量A₂＝RPcosθ_I×a₂，最后利用DSP联解三式，便可得到θ_I值，并通过外接的高速高精度DA(107A)调整I路偏置点，直至将θ_I值调至，这时I路便锁定到正确的偏置点上了。对于Q路的锁定方法与I路相同。

实施例二

图8是根据本发明实施例二的DQPSK解调器的偏置点控制流程图。在该实施例中，在DSP内采用的数字算法对DQPSK解调器的偏置点进行控制。具体流程如下：

S801、从高速高精度AD采入平衡接收机的电流值i_I、i_Q

S802、利用数字滤波算法得出电流值i_I、i_Q的直流分量、一次谐波分量以及二次谐波分量的幅度值；

S803、联解方程，得出当前偏置点位置θ_I、θ_Q；

S804、调整偏置电压，使θ_I＝π/4、θ_Q＝7π/4，此时解调器锁定在正确的偏置点上；

延时一段时间后，重复S801-S804。

从以上的描述中，可以看出，本发明实现了如下技术效果：可以将DQPSK解调器锁定在任意需要的偏置点上，并且方便实现数字化，与现有技术相比，具有非常明显的成本优势，而且控制方法也相对灵活简单，不易受到外界环境的影响。

显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，并且在某些情况下，可以以不同于此处的顺序执行所示出或描述的步骤，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。

以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种DQPSK解调器偏置点控制方法，其特征在于，包括：

步骤1，在DQPSK解调器的I路上施加第一偏置电压，在所述DQPSK解调器的Q路上施加第二偏置电压，并且在所述I路和Q路分别施加相同的导频电压信号；

步骤2，对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q；

步骤3，根据所述θ_I对所述第一偏置电压进行反馈控制，以及根据所述θ_Q对所述第二偏置电压进行反馈控制，使得所述θ_I达到I路的偏置点期望值以及所述θ_Q达到Q路的偏置点期望值；以及

每隔预设延时，循环执行上述步骤2至步骤3，使得所述θ_I始终保持为I路的偏置点期望值以及所述θ_Q始终保持为Q路的偏置点期望值。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q包括：

分别对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的I路差分电流信号和Q路差分电流信号进行滤波处理，获得所述I路差分电流信号的三个滤波分量，以及所述Q路差分电流信号的三个滤波分量；

根据所述I路差分电流信号的三个滤波分量确定所述θ_I，并根据所述Q路差分电流信号的三个滤波分量确定所述θ_Q；

其中，

所述I路差分电流信号的三个滤波分量包括：所述I路差分电流信号的直流分量、所述I路差分电流信号的一次谐波分量以及所述I路差分电流信号的二次谐波分量；

所述Q路差分电流信号的三个滤波分量包括：所述Q路差分电流信号的直流分量、所述Q路差分电流信号的一次谐波分量以及所述Q路差分电流信号的二次谐波分量。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，根据所述θ_I对所述第一偏置电压进行反馈控制，以及根据所述θ_Q对所述第二偏置电压进行反馈控制包括：

根据所述θ_I与所述I路的偏置点期望值的比较结果调整所述第一偏置电压；

根据所述θ_Q与所述Q路的偏置点期望值的比较结果调整所述第二偏置电压。

4.根据权利要求1至3任一项所述的方法，其特征在于，所述I路的偏置点期望值为

，所述Q路的偏置点期望值为

。

5.一种DQPSK解调器偏置点控制装置，其特征在于，包括：

导频电压信号产生模块，用于产生导频电压信号，并将所述导频电压信号分别加入到DQPSK解调器的I路和Q路上，其中，所述I路上还施加有第一偏置电压，所述Q路上还施加第二偏置电压；

偏置点实时值确定模块，用于对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的I路差分电流信号进行滤波处理并确定I路的偏置点实时值θ_I，以及对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的Q路差分电流信号进行滤波处理并确定Q路的偏置点实时值θ_Q；以及

反馈控制模块，与所述偏置点实时值确定模块连接，用于根据所述θ_I对所述第一偏置电压进行反馈控制，以及根据所述θ_Q对所述第二偏置电压进行反馈控制，直至所述θ_I达到I路的偏置点期望值以及所述θ_Q达到Q路的偏置点期望值；

其中，每隔预设延时，循环执行反馈控制使得θ_I始终保持为I路的偏置点期望值以及θ_Q始终保持为Q路的偏置点期望值。

6.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述偏置点实时值确定模块包括：

滤波处理单元，用于分别对平衡接收机采集到的所述DQPSK解调器的I路差分电流信号和Q路差分电流信号进行滤波处理，输出所述I路差分电流信号的三个滤波分量以及所述Q路差分电流信号的三个滤波分量；

分量采集单元，与所述滤波处理单元连接，用于采集所述滤波处理单元进行滤波处理后的所述I路差分电流信号的三个滤波分量以及所述Q路差分电流信号的三个滤波分量；

偏置点确定单元，与所述分量采集单元连接，根据所述I路差分电流信号的三个滤波分量确定所述θ_I，并根据所述Q路差分电流信号的三个滤波分量确定所述θ_Q；

其中，

所述I路差分电流信号的三个滤波分量包括：所述I路差分电流信号的直流分量、所述I路差分电流信号的一次谐波分量以及所述I路差分电流信号的二次谐波分量；

所述Q路差分电流信号的三个滤波分量包括：所述Q路差分电流信号的直流分量、所述Q路差分电流信号的一次谐波分量以及所述Q路差分电流信号的二次谐波分量。

7.根据权利要求6所述的装置，其特征在于，所述滤波处理单元包括：

第一低通滤波器，用于滤波得到I路差分电流信号的直流分量；

第二带通滤波器，其中心频率为ω，用于滤波得到I路差分电流信号的一次谐波分量；

第三带通滤波器，其中心频率为2ω，用于滤波得到I路差分电流信号的二次谐波分量；

第二低通滤波器，用于滤波得到Q路差分电流信号的直流分量；

第四带通滤波器，其中心频率为ω，用于滤波得到Q路差分电流信号的一次谐波分量；

第五带通滤波器，其中心频率为2ω，用于滤波得到Q路差分电流信号的二次谐波分量。

8.根据权利要求5所述的装置，其特征在于，所述反馈控制模块包括：

比较单元，用于比较所述θ_I与所述I路的偏置点期望值，以及比较所述θ_Q与所述Q路的偏置点期望值；

偏置电压调整单元，与所述比较单元连接，用于根据所述比较单元的比较结果调整所述第一偏置电压以及所述第二偏置电压；

偏置电压反馈单元，用于将调整后的第一偏置电压和调整后的第二偏置电压反馈给DQPSK解调器。

Images