JP6464888B2 - 直交信号生成器及び光電圧制御発振器、並びに、直交信号生成方法及び光電圧制御発振方法 - Google Patents

Description

この発明は、振幅が同一で位相が９０°ずれた２つの信号を生成する直交信号生成器及び直交信号生成方法と、直交信号生成器を含んで構成される光電圧制御発振器と、直交信号生成方法を含んで構成される光電圧制御発振方法に関する。

昨今の光通信の大容量化に伴い、従来の強度変調と比べて多値化による帯域利用効率の向上が容易な、位相変調などを用いたコヒーレント通信が注目されている。位相変調を用いた通信では、位相に情報を重畳して送信する。

コヒーレント通信での受信方法には、ホモダイン検波による受信方法や、ヘテロダイン検波による受信方法がある。ホモダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と周波数及び位相が一致した局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることにより復調を行う。ヘテロダイン検波では、位相変調された受信信号の搬送波と、周波数がわずかに異なる局部発振光を受信端で生成し、受信信号の搬送波と局部発振光とを干渉させることによりダウンコンバートして復調を行う。ホモダイン検波及びヘテロダイン検波は、いずれも、受信信号と局部発振光の位相同期回路を用いて実現可能である。

このような位相同期技術を用いて位相変調（ＰＳＫ：Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を復調するには、ＰＳＫ信号に搬送波のスペクトル成分が含まれないため、ＰＳＫ信号である受信信号の搬送波と局部発振光の位相誤差を抽出する手段が必要である。この位相誤差を抽出する手段として、コスタスループが知られている。

コスタスループの場合、搬送波と局部発振光の位相誤差の２倍を抽出することが可能となる。このコスタスループでは、Ｉ軸信号はｓｉｎ（θ＋ｄ）、Ｑ軸信号は−ｃｏｓ（θ＋ｄ）となる。ここで、θは受信信号の搬送波と局部発振光との位相誤差を表す。また、ｄは、データ列を表し、タイムスロットごとに、π／２又は−π／２をとる。これらを乗算すると、データ列ｄの変化はキャンセルされ、ｓｉｎ２θが出力される。このため、この乗算信号を位相同期ループの制御信号とすることができる。この場合θが０になるようにフィードバック制御が施される。

非特許文献１には、局部発振光を生成するための光ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｃｓｉｌｌａｔｏｒ）を用いるコスタスループが開示されている。

光ＶＣＯの従来例として、半導体レーザに対して位相誤差信号を制御信号として周波数変調を施すことにより、半導体レーザの周波数を可変とし、電気領域における電圧制御発振器（ＶＣＯ）と同様の機能を提供するものがある。

また、光ＶＣＯの他の従来例として、図５に示す、ＶＣＯ４１０、光源４２０及びマッハツェンダ型強度変調器４３０を備えて構成されるものがある。図５は、マッハツェンダ型強度変調器４３０を備えて構成される光ＶＣＯの模式図である。

ＶＣＯ４１０は、位相誤差信号に応じて、自己の発振周波数ｆ_ＶＣＯを変更して発振信号を生成する。光源４２０は、周波数ｆ_０の連続光を生成する、いわゆる連続光源（ＣＷ光源）である。マッハツェンダ型強度変調器４３０は、ＶＣＯ４１０が生成した発振信号に応じて、連続光を変調して、局部発振光を得る。

図６を参照してマッハツェンダ型強度変調器を用いた光ＶＣＯの動作について説明する。図６は、マッハツェンダ型強度変調器を用いた光ＶＣＯの動作を説明するための模式図である。図６では、実線Ｉがマッハツェンダ型強度変調器から出力されたスペクトルを示し、点線ＩＩが入力される位相変調信号のスペクトルを示す。

ＶＣＯ４１０からの出力周波数をΔｆとすると、マッハツェンダ型強度変調器４３０からの出力光はｆ_０±Δｆの成分を持つ。そのうちの一方（ここでは、ｆ_０＋Δｆ）を位相変調信号の搬送波（点線ＩＩ）と干渉させ、この位相誤差に応じてΔｆを可変にすることにより位相同期が実現される。

この場合、残りの成分（ここでは、ｆ_０−Δｆ）と位相変調信号の搬送波との干渉も生ずるが、ループフィルタで除去されるため、ループ中に混入することはない。

また、光ＶＣＯの他の従来例として、図７に示す、ＶＣＯ４１０、９０°ハイブリッド４４０、光源４２０及び単側波帯変調器４３２を備えて構成されるものがある。図７は、単側波帯変調器を備えて構成される光ＶＣＯの模式図である。

ＶＣＯ４１０から出力された信号を９０°ハイブリッド４４０で位相が９０°異なる２つの信号に分波し、両者を単側波帯変調器４３２に入力する。位相が９０°ずれた正弦波を単側波帯変調器４３２に入力することにより、光源４２０から出力されるＣＷ光に単側波帯変調が施され、ＣＷ光の周波数を正弦波の周波数分だけシフトさせることができる（例えば、非特許文献２参照）。

Ｔ．Ｓａｋａｍｏｔｏ ｅｔ．ａｌ， "Ｒｅａｌ−Ｔｉｍｅ Ｈｏｍｏｄｙｎｅ Ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ ｏｆ ４０−Ｇｂ／ｓ ＢＰＳＫ Ｓｉｇｎａｌ ｂｙ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｏｐｔｉｃａｌ Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ"， ＥＣＯＣ２０１０，１９−２３ Ｓｅｐｔｅｍｂｅｒ，２０１０， ｔｏｒｉｎｏ， Ｉｔａｒｙ Ｖ．Ｆｅｒｒｅｒｏ ａｎｄ Ｓ．Ｃａｍａｔｅｌ，"Ｏｐｔｉｃａｌ ｐｈａｓｅ−ｌｏｃｋｉｎｇ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ： ａｎ ｏｖｅｒｖｉｅｗ ａｎｄ ａ ｎｏｖｅｌ ｍｅｔｈｏｄ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｓｉｎｇｌｅ ｓｉｄｅ ｓｕｂ−ｃａｒｒｉｅｒ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ"，Ｏｐｔ．Ｅｘｐｒｅｓｓ １６８２）、８１８−８２８（２００８）

しかしながら、半導体レーザの周波数応答帯域は通常小さいので、半導体レーザに対して位相誤差信号を制御信号として周波数変調を施す光ＶＣＯでは、十分な応答特性を得ることが難しい。このため、半導体レーザが広帯域なフィードバックループ帯域での動作に追従できない場合がある。

また、マッハツェンダ型強度変調器４３０を備えて構成される光ＶＣＯでは、余分な干渉成分を除去するための光バンドパスフィルタが必要となる。光バンドパスフィルタを用いて所望の成分を抽出した場合、局発光自体の減衰は避けることが出来ない。従って、信号光及び局発光の干渉により得られる復調信号の信号対雑音比を悪化させてしまう。

また、単側波帯変調器を備えて構成される光ＶＣＯでは、光バンドパスフィルタが不要となるが、高精度な光位相制御をすることが難しい。これは、９０°ハイブリッドが、一般に、入力される高周波信号に対して一様な周波数特性を持っていないことによる。このため、入力されたＶＣＯの出力信号によっては、単側波帯変調器を動作させる２つの信号が、厳密に９０°の位相差を持たない、或いは、駆動周波数に依存して位相差が変動してしまう。この結果、局部発振光の信号品質は一定せず、結果として大きく性能を低下させる一因となる。従って、十分な符号誤り率を得るために高い信号対雑音比が要求される多値、高ビットレートのコヒーレント信号に対して適用することは難しい。

この発明は、上述の問題点に鑑みてなされたものであり、この発明の目的は、厳密に９０°の位相差をもつ、直交信号を生成すること、及び、その直交信号を用いて高品質な局部発振光を実現することにある。

上述した目的を達成するために、この発明の直交信号生成器は、第１及び第２の分岐器と、乗算器と、位相制御用のループフィルタと、直交信号生成用のＶＣＯとを備えて構成される。

第１の分岐器は、入力された第１の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第１の出力信号として出力し、他方を第１の位相制御用信号として乗算器に送る。直交信号生成用のＶＣＯは、第２の正弦波信号を生成して、第２の分岐器に送る。第２の分岐器は、第２の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第２の出力信号として出力し、他方を第２の位相制御用信号として乗算器に送る。乗算器は、第１の位相制御用信号及び第２の位相制御用信号を乗算して位相情報信号を生成して位相制御用のループフィルタに送る。位相制御用のループフィルタは、位相情報信号を平滑化して直交信号生成用のＶＣＯに送る。

また、この発明の直交信号生成器の好適実施例によれば、直交信号生成用のＶＣＯと第２の分岐器の間に設けられた電圧制御減衰器と、第１の分岐器と乗算器の間に設けられた第３の分岐器と、第２の分岐器と乗算器の間に設けられた第４の分岐器と、第１の逓倍器と、第２の逓倍器と、差分信号生成器と、振幅調整用のループフィルタを備えて構成される。

第３の分岐器は、第１の位相制御用信号を２分岐して、２分岐された一方を乗算器に送り、他方を第１の振幅制御用信号として第１の逓倍器に送る。第４の分岐器は、第２の位相制御用信号を２分岐して、２分岐された一方を乗算器に送り、他方を第２の振幅制御用信号として第２の逓倍器に送る。第１の逓倍器は、第１の振幅制御用信号を２乗することにより第１の逓倍信号を生成し、差分信号生成器に送る。第２の逓倍器は、第２の振幅制御用信号を２乗することにより第２の逓倍信号を生成し、差分信号生成器に送る。

差分信号生成器は、第１の逓倍信号及び第２の逓倍信号の電圧差信号を増幅することにより差分信号を生成し、振幅調整用のループフィルタに送る。振幅調整用のループフィルタは、差分信号を平滑化して、直流成分のみを抽出して電圧制御減衰器に送る。電圧制御減衰器は、差分信号の直流成分が０になるように減衰量を調整する。

また、この発明の光電圧制御発振器は、ＶＣＯと、上述の直交信号生成器と、光源と、単側波帯変調器とを備えて構成される。

ＶＣＯは、位相に対応する電圧値を示す位相誤差信号に応じて、自己の発振周波数を変更して第１の正弦波信号を生成する。直交信号生成部は、第１の正弦波信号に基づいて第１の出力信号及び第２の出力信号を生成する。光源は、連続光を生成する。単側波帯変調器は、第１の出力信号及び第２の出力信号が入力され、前記連続光の周波数を、前記第１の正弦波信号の周波数分だけ変化させて、局部発振光を生成する。

また、この発明の直交信号生成方法は、以下の過程を備えて構成される。

入力された第１の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第１の出力信号として出力し、他方を第１の位相制御用信号とする。第２の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第２の出力信号として出力し、他方を第２の位相制御用信号とする。第１の位相制御用信号及び第２の位相制御用信号を乗算して位相情報信号を生成する。位相情報信号を平滑化する。平滑化された位相情報信号に基づいて第２の正弦波信号を生成する。

また、この発明の直交信号生成方法の好適実施例によれば、さらに、位相情報信号を生成する過程の前に行われる、第１の位相制御用信号を２分岐する過程及び第２の位相制御用信号を２分岐する過程と、以下の過程を備えて構成される。

第１の位相制御用信号が２分岐された一方を２乗することにより第１の逓倍信号を生成する。第２の位相制御用信号が２分岐された一方を２乗することにより第２の逓倍信号を生成する。第１の逓倍信号及び第２の逓倍信号の電圧差を示す差分信号を生成する。差分信号を平滑化して、直流成分のみを抽出する。差分信号の直流成分が０になるように第２の正弦波に与える減衰量を調整する。

また、この発明の光電圧制御発振方法は、以下の過程を備えて構成される。

位相に対応する電圧値を示す位相誤差信号に応じて、自己の発振周波数を変更して第１の正弦波信号を生成する。上述の直交信号生成方法を用いて、第１の正弦波信号に基づいて第１の出力信号及び第２の出力信号を生成する。連続光を生成する。単側波帯変調器に第１の出力信号及び第２の出力信号を入力して、前記連続光の周波数を、前記第１の正弦波信号の周波数分だけ変化させて、局部発振光を生成する。

この発明の直交信号生成器及び光電圧制御発振器、並びに、直交信号生成方法及び光電圧制御発振方法によれば、通常の位相同期回路と同様の技術を用いて位相が９０°ずれた２つの信号を生成することができる。

光位相同期ループ回路を説明するための模式図である。 第１の光ＶＣＯを説明するための模式図である。 単側波帯変調器を用いた光ＶＣＯの動作を説明するための模式図である。 第２の光ＶＣＯを説明するための模式図である。 マッハツェンダ型強度変調器を備えて構成される光ＶＣＯの模式図である。 マッハツェンダ型強度変調器を用いた光ＶＣＯの動作を説明するための模式図である。 単側波帯変調器を用いた光ＶＣＯの動作を説明するための模式図である。

以下、図を参照して、この発明の実施の形態について説明するが、各構成要素の形状、大きさ及び配置関係については、この発明が理解できる程度に概略的に示したものに過ぎない。また、以下、この発明の好適な構成例につき説明するが、各構成要素の材質及び数値的条件などは、単なる好適例にすぎない。従って、この発明は以下の実施の形態に限定されるものではなく、この発明の構成の範囲を逸脱せずにこの発明の効果を達成できる多くの変更又は変形を行うことができる。

（光位相同期ループ回路）
図１を参照して、２値位相変調（ＢＰＳＫ：Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号を復調する光位相同期ループ回路の構成例について説明する。図１は、光位相同期ループ回路を説明するための模式図である。

光位相同期ループ回路１００は、９０°ハイブリッドカプラ１２０、第１及び第２のバランス検波器１２２−１及び１２２−２、第１及び第２の増幅器１２４−１及び１２４−２、乗算器１２６、ループフィルタ１２８並びに光ＶＣＯ２００を備えて構成される。

干渉信号生成手段である９０°ハイブリッドカプラ１２０は、従来公知の構成にすることができ、内部に、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器とを備えている。なお、第１及び第２のビームコンバイナと、９０°位相器の図示を省略している。

受信信号として入力された光位相変調信号は９０°ハイブリッドカプラ１２０に送られる。光位相変調信号と、光ＶＣＯ２００で生成された局部発振光は、偏波面が一致した状態で、９０°ハイブリッドカプラ１２０に入力される。９０°ハイブリッドカプラ１２０は、光位相変調信号と局部発振光とを干渉させて、両信号の位相誤差を反映した第１の干渉信号及び第２の干渉信号を生成する。なお、９０°ハイブリッドカプラ１２０に入力される光位相変調信号と局部発振光の偏波面を一致させるために、従来周知の偏波面コントローラを用いることができるが、ここでは、説明及び図示を省略する。

第１のビームコンバイナは、光位相変調信号と局部発振光とを合波することにより、第１の干渉信号として、これらの和成分と差成分を得る。また、第２のビームコンバイナは、光位相変調信号と、局部発振光をπ／２（９０°）だけ移相した光信号とを合波することにより、第２の干渉信号として、これらの和成分と差成分を得る。

９０°ハイブリッドカプラ１２０で生成された第１の干渉信号及び第２の干渉信号は、それぞれ、第１及び第２のバランス検波器１２２−１及び１２２−２に送られる。

第１のバランス検波器１２２−１は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第１のバランス検波器１２２−１は、第１の干渉信号に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第１の変調電気信号として生成する。

第２のバランス検波器１２２−２は、内部に２つのフォトディテクタを備えている。第２のバランス検波器１２２−２は、第２の干渉信号に含まれる和成分及び差成分をそれぞれ光電変換した後、和成分の光電変換信号から差成分の光電変換信号を減算した信号を、第２の変調電気信号として生成する。

第１の変調電気信号は第１の増幅器１２４−１で増幅された後２分岐され、その一方が復調信号として、光位相同期ループ回路１００から出力され、他方は、乗算器１２６に送られる。また、第２の変調電気信号は、第２の増幅器１２４−２で増幅された後乗算器１２６に送られる。

なお、光位相変調信号が４値位相変調（ＱＰＳＫ：Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）信号の場合は、第２の変調電気信号は２分岐され、その一方が復調信号として、光位相同期ループ回路１００から出力され、他方が、乗算器１２６に送られる構成にすればよい。この場合、第１の変調電気信号が２分岐された一方が、復調信号としてのＩ軸信号となり、第２の変調電気信号が２分岐された一方が、復調信号としてのＱ軸信号となる。

乗算器１２６は、第１の変調電気信号及び第２の変調電気信号を乗算する。これにより、位相誤差成分のみが抽出され位相誤差信号が生成される。位相誤差信号はループフィルタ１２８に送られる。

ループフィルタ１２８は、位相誤差信号を平滑化する。ループフィルタ１２８の低域通過特性が、位相同期ループの追従速度を規定する。ループフィルタ１２８で平滑化された位相誤差信号は、光ＶＣＯ２００に送られる。

局部発振光生成手段としての光ＶＣＯ２００は、例えば、位相同期用のＶＣＯ、ＣＷ光源及び変調器を備える。位相同期用のＶＣＯは、電気的ＶＣＯであり、位相誤差信号に応じて、自己の発信周波数ｆ _ＶＣＯ を変更する。ＣＷ光源は、光位相変調信号の搬送波周波数ｆ _０ の連続光を生成する。変調器は、位相同期用のＶＣＯが生成した発振信号に応じて、連続光を変調して、局部発振光を得る。光ＶＣＯ２００が生成した局部発振光は、９０°ハイブリッドカプラ１２０に送られる。

（第１の光電圧制御発振器）
図２を参照して第１実施形態の光電圧制御発振器（以下、第１の光ＶＣＯとも称する。）について説明する。図２は、第１の光ＶＣＯを説明するための模式図である。

第１の光ＶＣＯ１０は、位相同期用のＶＣＯ１２、直交信号生成器２０、光源１４及び単側波帯変調器１６を備えて構成される。

ＶＣＯ１２は、平滑化された位相誤差信号に応じて、自己の発振周波数ｆ_ＶＣＯを変更して発振信号を生成する。直交信号生成器２０は、発振信号に基づいて、位相が９０°異なり、振幅が等しい２つの互いに直交する信号を生成する。

単側波帯変調器１６は、位相が９０°ずれた正弦波が入力されると、光源１４から出力されるＣＷ光に単側波帯変調を施し、ＣＷ光の周波数を正弦波の周波数分だけシフトさせた局部発振光を生成する。

直交信号生成器２０は、第１及び第２の分岐器２２−１及び２２−２と、乗算器２４と、位相制御用のループフィルタ２６と、直交信号生成用のＶＣＯ２８とを備えて構成される。

ＶＣＯ１２から直交信号生成器２０に入力された発振信号としての第１の正弦波信号（Ａｓｉｎωｔ）は、第１の分岐器２２−１に送られる。第１の分岐器２２−１で２分岐された一方は、第１の出力信号として直交信号生成器２０から出力される。第１の分岐器２２−１で２分岐された他方は、第１の位相制御用信号として乗算器２４に送られる。

直交信号生成用のＶＣＯ２８は、後述する位相情報信号に基づいて、第１の正弦波信号と同じ振幅及び周波数の、発振信号としての第２の正弦波信号（Ａｓｉｎ（ωｔ＋φ））を生成する。

直交信号生成用のＶＣＯ２８が生成した第２の正弦波信号は、第２の分岐器２２−２に送られる。第２の分岐器２２−２で２分岐された一方は、第２の出力信号として直交信号生成器２０から出力される。第２の分岐器２２−２で２分岐された他方は、第２の位相制御用信号として乗算器２４に送られる。

乗算器２４は、第１の位相制御用信号及び第２の位相制御用信号を乗算する。これにより、位相誤差成分のみが抽出され位相情報信号が生成される。位相情報信号はループフィルタ２６に送られる。

ループフィルタ２６は、位相情報信号を平滑化する。ループフィルタ２６の低域通過特性が、位相同期ループの追従速度を規定する。ループフィルタ２６で平滑化された位相情報信号は、直交信号生成用のＶＣＯ２８に送られる。

ここで乗算器２４は、位相比較器として機能する。この場合φが９０°になるようにフィードバック制御が施される。その結果、位相同期が実現すると、φ＝９０°となり、第１の出力信号及び第２の出力信号の位相は、厳密に９０°ずれた状態が維持される。このように、直交信号生成器２０は、位相が９０°ずれた２つの出力信号を生成して出力する。この２つの出力信号は、単側波帯変調器１６に送られる。

図３を参照して、単側波帯変調器を用いた光ＶＣＯの動作を説明する。図３は、単側波帯変調器を用いた光ＶＣＯの動作を説明するための模式図である。単側波帯変調器１６に、位相が９０°ずれた２つの正弦波の信号を入力する。位相が９０°ずれた正弦波を入力することにより、光源から出力されるＣＷ光に単側波帯変調が施され、ＣＷ光の周波数ｆ_０を正弦波の周波数Δｆ分だけシフトさせることができる。

第１の正弦波信号は、位相誤差信号の変動に応じて時間的に変動するが、直交信号生成用のＶＣＯ２８は９０°常にずれて追従する。この第１分岐器２２−１及び第２分岐器２２−２から単側波帯変調器１６までの配線長を等しくすることで、単側波帯変調器１６は、位相が９０°ずれた信号により駆動される。

なお、第１の正弦波信号と第２の正弦波信号とは位相が９０°ずれているので、第２の正弦波信号をＡｃｏｓωｔと表記することもある。

（第２の光電圧制御発振器）
図４を参照して第２実施形態の光電圧制御発振器（以下、第２の光ＶＣＯとも称する。）について説明する。図４は、第２の光ＶＣＯを説明するための模式図である。

第２の光ＶＣＯ１１は、直交信号生成器の構成が第１の光ＶＣＯと異なっており、それ以外の構成は第１の光ＶＣＯと同様である。従って、ここでは、直交信号生成器の構成について説明し、他の構成についての説明を省略する場合がある。

直交信号生成器２１は、第１〜第４の分岐器２２−１〜４と、乗算器２４と、位相制御用のループフィルタ２６と、振幅調整用のループフィルタ３４と、直交信号生成用のＶＣＯ２８と、第１及び第２の逓倍器３０−１及び３０−２と、差分信号生成器３２と、電圧制御減衰器（ＶＣＡ）３６を備えて構成される。

ＶＣＯ１２から直交信号生成器２１に入力された、発振信号としての第１の正弦波信号は、第１の分岐器２２−１に送られる。第１の分岐器２２−１で２分岐された一方は、第１の出力信号として直交信号生成器２１から出力される。第１の分岐器２２−１で２分岐された他方は、第１の位相制御用信号として第３の分岐器２２−３に送られる。

直交信号生成用のＶＣＯ２８は、位相情報信号に基づいて、第１の正弦波信号より大きい振幅の、発振信号としての第２の正弦波信号を生成する。

直交信号生成用のＶＣＯ２８が生成した発振信号は、ＶＣＡ３６で所定の減衰を受けた後、第２の分岐器２２−２に送られる。減衰後の第２の正弦波信号（Ｂｃｏｓωｔ）が第２の分岐器２２−２で２分岐された一方は、第２の出力信号として直交信号生成器２１から出力される。第２の分岐器２２−２で２分岐された他方は、第２の位相制御用信号として第４の分岐器２２−４に送られる。

第３の分岐器２１−３で第１の位相制御用信号が２分岐される。２分岐された一方は、乗算器２４に送られ、２分岐された他方は、第１の振幅制御用信号として第１の逓倍器３０−１に送られる。

同様に第４の分岐器２１−４で第２の位相制御用信号が２分岐される。２分岐された一方は、乗算器２４に送られ、２分岐された他方は、第２の振幅制御用信号として第２の逓倍器３０−２に送られる。

乗算器２４は、第１の位相制御用信号及び第２の位相制御用信号を乗算する。これにより、位相誤差成分のみが抽出され位相情報信号が生成される。位相情報信号はループフィルタに送られる。

ループフィルタ２６は、位相情報信号を平滑化する。ループフィルタ２６の低域通過特性が、位相同期ループの追従速度を規定する。ループフィルタ２６で平滑化された位相情報信号は、直交信号生成用のＶＣＯ２８に送られる。

ここで乗算器２４は、位相比較器として機能する。その結果、位相同期が実現すると、第１の出力信号及び第２の出力信号の位相は、厳密に９０°ずれた状態が維持される。

第１の正弦波信号は、位相誤差信号の変動に応じて時間的に変動するが、直交信号生成用のＶＣＯ２８は９０°常にずれて追従する。この第１分岐器２２−１及び第２分岐器２２−２から単側波帯変調器１６までの配線長を等しくすることで、単側波帯変調器１６は、位相が９０°ずれた信号により駆動される。

第１の逓倍器３０−１は、第１の振幅制御用信号を２乗することにより第１逓倍信号を生成し、差分信号生成器３２に送る。第１の逓倍信号は（Ａｓｉｎωｔ）^２＝Ａ^２（１−２ｃｏｓ２ωｔ）で表される。

第２の逓倍器３０−２は、第２の振幅制御用信号を２乗することにより第２の逓倍信号を生成し、差分信号生成器３４に送る。第２の逓倍信号は（Ｂｃｏｓωｔ）^２＝Ｂ^２（１＋２ｃｏｓ２ωｔ）で表される。

差分信号生成器３２は、第１の逓倍信号及び第２の逓倍信号の電圧差信号を示す差分信号を生成する。差分信号生成器３２として、第１逓倍信号及び第２の逓倍信号の電圧差信号を増幅することにより差分信号を生成する、任意好適な従来公知の差動増幅器を用いることができる。

この差分信号は、信号振幅の２乗の差（Ａ^２−Ｂ^２）に比例した直流成分と、２次高調波以上の高調波成分を含む。差分信号は振幅調整用のループフィルタ３４に入力される。

振幅調整用のループフィルタ３４は、差分信号を平滑化して、直流成分のみを抽出する。この差分信号の直流成分がＶＣＡ３６に送られる。

ＶＣＡ３６は、この差分信号の直流成分を用いたフィードバック制御により、差分信号の直流成分を０にするように動作する。この結果、第１の出力信号及び第２の出力信号の振幅を同一に保つことができる。

このように、第２の光ＶＣＯ１１によれば、第１の正弦波信号は、位相誤差信号の変動に応じて時間的に変動するが、直交信号生成用のＶＣＯ２８は９０°常にずれて追従する。この第１分岐器２２−１及び第２分岐器２２−２から単側波帯変調器１６までの配線長を等しくすることで、単側波帯変調器１６は、位相が９０°ずれた信号により駆動される。また、直交信号生成用のＶＣＯ２８と位相同期用のＶＣＯ１２の振幅が一致しない場合であっても、直交する２つの出力信号の振幅を一致させることができるので、単側波帯変調器１６は、振幅の一致した２つの信号により駆動される。

１０、１１、２００ 光ＶＣＯ
１２、２８、４１０ ＶＣＯ
１４、４２０ 光源
１６、４３２ 単側波帯変調器
２０、２１ 直交信号生成器
２２ 分岐器
２４、１２６ 乗算器
２６、３４、１２８ ループフィルタ
３０ 逓倍器
３２ 差分信号生成器
３６ ＶＣＡ
１００ 光位相同期ループ回路
１２０、４４０ ９０°ハイブリッドカプラ
１２２ バランス検波器
１２４ 増幅器
４３０ マッハツェンダ型強度変調器

Claims (6)

1. 第１及び第２の分岐器と、乗算器と、位相制御用のループフィルタと、直交信号生成用の電圧制御発振器とを備え、
   前記第１の分岐器は、入力された第１の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第１の出力信号として出力し、他方を第１の位相制御用信号として前記乗算器に送り、
   前記直交信号生成用の電圧制御発振器は、平滑化された位相情報信号に応じて自己の発振周波数を変更して第２の正弦波信号を生成し、該第２の正弦波信号を前記第２の分岐器に送り、
   前記第２の分岐器は、前記第２の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第２の出力信号として出力し、他方を第２の位相制御用信号として前記乗算器に送り、
   前記乗算器は、前記第１の位相制御用信号及び前記第２の位相制御用信号を乗算して位相情報信号を生成して前記位相制御用のループフィルタに送り、
   前記位相制御用のループフィルタは、前記位相情報信号を平滑化して前記直交信号生成用の電圧制御発振器に送り、
   前記第１の出力信号と前記第２の出力信号は、振幅及び周波数が互いに等しく、位相が９０°ずれている
   ことを特徴とする直交信号生成器。
2. 前記直交信号生成用の電圧制御発振器と前記第２の分岐器の間に設けられた電圧制御減衰器と、前記第１の分岐器と前記乗算器の間に設けられた第３の分岐器と、前記第２の分岐器と前記乗算器の間に設けられた第４の分岐器と、第１の逓倍器と、第２の逓倍器と、差分信号生成器と、振幅調整用のループフィルタを備え、
   前記第３の分岐器は、前記第１の位相制御用信号を２分岐して、２分岐された一方を前記乗算器に送り、他方を第１の振幅制御用信号として前記第１の逓倍器に送り、
   前記第４の分岐器は、前記第２の位相制御用信号を２分岐して、２分岐された一方を前記乗算器に送り、他方を第２の振幅制御用信号として前記第２の逓倍器に送り、
   前記第１の逓倍器は、前記第１の振幅制御用信号を２乗することにより第１の逓倍信号を生成し、前記差分信号生成器に送り、
   前記第２の逓倍器は、前記第２の振幅制御用信号を２乗することにより第２の逓倍信号を生成し、前記差分信号生成器に送り、
   前記差分信号生成器は、前記第１の逓倍信号及び前記第２の逓倍信号の電圧差信号を示す差分信号を生成し、前記振幅調整用のループフィルタに送り、
   前記振幅調整用のループフィルタは、前記差分信号を平滑化して、直流成分のみを抽出して前記電圧制御減衰器に送り、
   前記電圧制御減衰器は、前記差分信号の直流成分が０になるように減衰量を調整する
   ことを特徴とする請求項１に記載の直交信号生成器。
3. 請求項１又は２に記載の直交信号生成器と、
   位相同期用の電圧制御発振器と、
   連続光を生成する光源と、
   単側波帯変調器と
   を備え、
   前記位相同期用の電圧制御発振器は、位相に対応する電圧値を示す位相誤差信号に応じて、自己の発振周波数を変更して第１の正弦波信号を生成し、該第１の正弦波信号を前記直交信号生成器に入力し、
   前記単側波帯変調器には、前記直交信号生成器から出力される前記第１の出力信号及び前記第２の出力信号が入力され、前記単側波帯変調器は、前記連続光の周波数を、前記第１の出力信号の周波数分だけ変化させて、局部発振光を生成することを特徴とする光電圧制御発振器。
4. 繰り返し行われる、
   入力された第１の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第１の出力信号として出力し、他方を第１の位相制御用信号とする過程と、
   直交信号生成用の電圧制御発振器を用いて、平滑化された位相情報信号に基づいて発振周波数が変更された第２の正弦波信号を生成する過程と、
   前記第２の正弦波信号を２分岐して、２分岐された一方を第２の出力信号として出力し、他方を第２の位相制御用信号とする過程と、
   前記第１の位相制御用信号及び前記第２の位相制御用信号を乗算して位相情報信号を生成する過程と、
   前記位相情報信号を平滑化する過程と
   を備え、
   前記第１の出力信号と前記第２の出力信号は、振幅及び周波数が互いに等しく、位相が９０°ずれている
   ことを特徴とする直交信号生成方法。
5. 前記位相情報信号を生成する過程の前に行われる、前記第１の位相制御用信号を２分岐する過程及び前記第２の位相制御用信号を２分岐する過程と、
   前記第１の位相制御用信号が２分岐された一方を２乗することにより第１の逓倍信号を生成する過程と、
   前記第２の位相制御用信号が２分岐された一方を２乗することにより第２の逓倍信号を生成する過程と、
   前記第１の逓倍信号及び前記第２の逓倍信号の電圧差を示す差分信号を生成する過程と、
   前記差分信号を平滑化して、直流成分のみを抽出する過程と、
   前記差分信号の直流成分が０になるように前記第２の正弦波信号に与える減衰量を調整する過程と
   を備えることを特徴とする請求項４に記載の直交信号生成方法。
6. 位相同期用の電圧制御発振器を用いて、位相に対応する電圧値を示す位相誤差信号に応じて、自己の発振周波数を変更して第１の正弦波信号を生成する過程と、
   前記第１の正弦波信号に対して、請求項４又は５に記載の直交信号生成方法を実施することにより、第１の出力信号及び第２の出力信号を生成する過程と、
   連続光を生成する過程と、
   単側波帯変調器に前記第１の出力信号及び前記第２の出力信号を入力して、前記連続光の周波数を、前記第１の出力信号の周波数分だけ変化させて、局部発振光を生成する過程と
   を備える
   ことを特徴とする光電圧制御発振方法。

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