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CN109691048B - 将发送数据格式化为帧结构的发送机和方法 - Google Patents

将发送数据格式化为帧结构的发送机和方法 Download PDF

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CN109691048B CN201680087934.0A CN201680087934A CN109691048B CN 109691048 B CN109691048 B CN 109691048B CN 201680087934 A CN201680087934 A CN 201680087934A CN 109691048 B CN109691048 B CN 109691048B
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Abstract

将发送数据格式化为帧结构的发送机和方法。发送机具有发送链，用于将发送数据格式化为帧结构，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列。所述发送链用于在所述帧结构中的信号块和其后一个信号块之间插入两个训练序列。所述发送机还包括序列发生器，用于形成所述两个训练序列，特别是形成所述两个训练序列，使得第一个训练序列是第二个所述训练序列的负数。一个训练序列为另一个训练序列的负数有助于避免直流(Direct Current，DC)子载波，并为信道估计提供良好的性能。

Description

将发送数据格式化为帧结构的发送机和方法
技术领域
本发明涉及用于承载发送数据的帧结构以及用于解调接收的发送数据的技术。
背景技术
在频分多址(Frequency Division Multiple Access，FDMA)方案中，为每个单独用户分配特定频带或频带组。多载波方案，如正交频分复用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)，具有应对恶劣信道条件的能力。在多载波方案中，数据分布在许多窄带信号上。多载波波形也很好地用于具有高延迟扩展的信道。单载波(singlecarrier，SC)FDMA方案在具有单载波传输信号方面区别于多载波方案。该SC FDMA方案可以很好地用于相对频率平坦的信道，即具有低延迟扩展的信道。它们提供低峰均功率比(Peakto Average Power Ratio，PAPR)，这使得它们特别适用于信噪比(Signal-to-NoiseRatio，SNR)受限的场景。具有低PAPR允许更高的有效发送功率，从而具有更高的接收SNR。
由于大量连续可用频谱，极高频率(extremely high frequency，EHF)频带有可能提供高数据速率传输。所谓的毫米波传输往往高度依赖波束成形，该波束成形产生能够使不同的系统彼此接近工作的定向信号。波束成形可以产生具有非常低延迟扩展(delayspread，DS)的毫米波信道，例如在大约60％的情况下小于10ns。然而，在某些情况下，延迟扩展可以增加到80ns以上。
毫米波通信系统能够根据信道条件在单载波波形和多载波波形之间灵活切换是有利的。实现这一点的传统方式是通过使用基于循环前缀(cyclic prefix，CP)的信号结构。然而，如相位噪声和信道变化等的硬件损伤在毫米波处变得更加严重，这意味着需要更多的训练信号来估计其影响。
一种所谓的基于独特码(Unique Word，UW)的信号结构可以统一空中接口并提供大量的训练信号。单个UW可以通过占用CP的开销来提供训练信号，但存在被前面的信号块破坏的风险。一些现有方案采用伪噪声(pseudo-noise，PN)序列作为帧结构中每个信号块之前和之后的双UW。例如，Jian Fu等人发表的“双PN序列填充TDS-OFDM系统的简化均衡方法”(A Simplified Equalization Method for Dual PN-Sequence Padding TDS-OFDMSystems)(参见IEEE Transactions on Broadcasting，第54卷，第4期，第825-830页，2008年12月)，双PN序列附加到每个OFDM符号。双PN序列与高开销相关：CP-OFDM中的CP开销加倍。Z.Yang等人发表的“基于灵活频率二进制填充的TDS-OFDM的改进信道估计”(ImprovedChannel Estimation for TDS-OFDM Based on Flexible Frequency Binary Padding)(参见IEEE Transactions on Broadcasting，第56卷，第3期，第418-424页，2010年9月)，单PN序列和双PN序列是交替的，双PN序列的周期可以是灵活的。然而，从实际角度来看，这种帧结构和PN序列仍然不是最佳的。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种改进的帧结构，其为接收机提供训练信号，同时为信道估计提供良好的性能。另一个目的是提供一种解调技术，以避免不必要的复杂度。
上述目的和其它目的通过独立权利要求的特征来实现。从从属权利要求、说明书和附图，可以明显看出进一步的实现方式。
根据第一方面，提供了一种发送机，该发送机包发送链，用于将发送数据格式化为帧结构，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列。发送链用于在在所述帧结构中的信号块和其后一个信号块之间插入两个训练序列。所述发送机还包括序列发生器，所述序列发生器用于形成所述两个训练序列，特别是形成所述两个训练序列，使得第一个训练序列是第二个所述训练序列的负数。在帧结构中的两个信号块之间插入两个训练序列使得该两个训练序列中的至少一个能够用于信道估计，即使另一个训练序列被前面的信号块破坏。一个训练序列为另一个训练序列的负数有助于避免直流(Direct Current，DC)子载波，并为信道估计提供良好的性能。
所述序列发生器用于形成所述训练序列，使得只有奇数子载波具有非零值。这避免了DC子载波，并且对应于时域序列，其中一半时域序列是另一半时域序列的负数。
所述序列发生器可以用于通过以下方式形成所述第一训练序列：生成恒包络零自相关CAZAC序列；以及为每个奇数子载波分配来自所述CAZAC序列的对应值。IDFT不会改变CAZAC序列的低PAPR特性，导致同样具有低PAPR的训练序列。
所述序列发生器用于将训练序列所表示的所述频谱的外部界限处的一个或多个奇数子载波设置为零。这在相邻信道之间提供了保护带，有助于减少信道间干扰。
所述发送链可以用于改变插入在所述帧结构中信号块的数量，所述信号块是在信号块对之间具有两个训练序列的所述信号块对之间。根据发送数据的信道的特性，改变所述数量。这使得双训练序列之间的间隙满足信道变化的速度，使发送机能够平衡训练序列的额外开销与信道估计的要求。
所述发送链可以用于在一些信号块对之间仅插入一个训练序列，并且在其他信号块对之间插入两个训练序列。以这种方式，与在每个信号块对之间插入两个训练序列的帧结构相比，训练序列的额外开销减少了。
发送链可以用于在帧结构中的每个信号块之前与每个信号块之后都有相同的训练序列。这为每个子帧提供了循环属性。
所述发送链可以用于将所述第一训练序列和所述第二训练序列的顺序从插入在所述帧结构中的信号块及其后一个信号块之间的两个训练块的一个实例反转到下一个实例。这使得帧结构能够将每对训练序列中负版本(negative version)的训练序列和正版本的训练序列进行配对，同时仍然保持每个子帧的循环属性。
所述发送链可以用于在所述信号块的一个信号块中发送单载波数据，在所述信号块的另一个信号块中发送多载波数据。这使得发送机能够在单个帧内的两种发送方案之间灵活切换。
所述序列发生器可以用于形成每个训练序列，以表示所述数据被发送到的接收机已知的独特码。该独特码为信道估计提供了低PAPR选项，信道估计不需要过多的(如果有的话)额外开销，并且减少了对频率导频的需求。
根据第二方面，提供了一种方法，包括：将发送数据格式化为帧结构，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列。所述方法还包括将两个训练序列插入所述帧结构中的信号块和其后一个信号块之间。所述方法还包括形成所述两个训练序列，使得第一个训练序列是第二个训练序列的负数。
根据第三方面，提供了一种接收机，所述接收机包括接收链，用于接收被格式化为帧结构的数据，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列。所述接收机包括信道估计器，用于当训练序列被所述接收机接收时，估计所述训练序列采取何种形式。所述接收机还包括减法器，用于：从接收的信号块及其相邻训练序列中减去由估计所预测的以包括在所述接收的信号块及其所述相邻训练序列的训练序列的任何部分，以形成减去的信号块。所述减法器用于对所述减去的信号块进行零填充，使其长度为发送的信号块长度的两倍，并输出填充的信号块以转换到频域。因此，接收机获得一个块，该块是用于计算2的幂的离散傅立叶变换(discrete Fourier transform，DFT)的适当长度，这有助于避免DFT实现中不必要的复杂度。
所述接收机包括滤波器，所述滤波器用于均衡所述填充的信号块，丢弃一半均衡的信号，并输出另一半所述均衡的信号用于进一步处理。这些步骤适用于SC信号以及OFDM信号，使它们能够共享接收链中的组件。
根据第三方面，提供了一种方法，包括接收被格式化为帧结构的数据，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列。所述方法包括当训练序列被所述接收机接收时，估计所述训练序列采取何种形式。所述方法还包括从所述信号块及其相邻训练序列中减去由估计所预测的以包括在接收的信号块及其所述相邻训练序列的训练序列的任何部分，以形成减去的信号块。所述方法还包括对所述减去的信号块进行零填充，使其长度为所述接收的信号块长度的两倍，并输出填充的信号块以转换到频域。
根据下面描述的实施例，本发明的以上方面以及其他方面是显而易见的。
附图说明
现在将参考附图以示例的方式描述本发明。在附图中：
图1示出了发送机的示例；
图2示出了帧结构的示例；
图3示出了组合不同传输方案的帧结构的示例；
图4示出了发送链和接收链的示例；
图5是用于形成训练序列的方法的流程图；
图6示出了时域和频域训练序列的示例；
图7示出了接收机处理的示例；
图8示出了解调方法的示例；
图9示出了解调方法的示例；
图10是解调方法的流程图；
图11示出了接收机的示例；
图12示出了时域模拟信号；
图13示出了模拟信号的信道估计误差；以及
图14示出了模拟信号的误码率。
具体实施方式
图1示出了发送机的示例。发送机包括发送链101和序列发生器102。发送链用于将发送数据格式化为帧结构。图2示出了帧结构的示例。该帧结构包括用于承载发送数据的信号块201。训练序列(training sequence，TS)203、训练序列204之间散布着信号块。训练序列的目的是帮助接收机提高成功接收发送数据的机会。
图1中所示的结构(以及本文包括的所有方框装置图)旨在对应于多个功能块。这仅用于说明的目的。图1并不是为了限定芯片上硬件的不同部分之间或者软件中不同程序、过程或功能之间严格的划分。在一些实施例中，本文描述的一些或所有信号处理技术可能全部或部分在硬件中执行。这尤其适用于包含重复算术运算的技术。特别地，发送链可能包括专用硬件来执行如串行到并行转换(反之亦然)、混频、符号映射和频率变换等功能。在其他实现中，至少一些功能块可以全部或部分地由在软件控制下工作的处理器实现。这种块的示例可以是序列发生器。处理器可以是例如移动电话、智能手机、平板电脑或其他具有传输能力的设备的DSP。特别地，在发送链中发现的特定组件取决于发送机所采用的确切波形和电信协议。图4示出了发送机采用SC和OFDM的一个特定示例的发送链。然而，这仅仅是为了举例的目的，应理解，本发明的范围不限于任何特定的波形或电信协议。
发送链并非总是在一个信号块和后一个信号块之间插入相同的训练序列。如图2所示，一些信号块具有在帧结构中的信号块之间插入的一个训练序列，而其他块具有在信号块之间插入的增强训练序列。增强训练序列由两部分组成，其中一部分是另一部分的负数。
序列发生器用于形成在至少一个接收操作中对接收机有用的训练序列。接收操作的示例包括信道估计、解调、同步、均衡等。序列生成器还用于形成增强训练序列。序列生成器形成至少两种类型的训练序列。一种类型的训练序列是另一种类型的训练序列的负版本。这两种类型的任一种训练序列可以单独插入一个信号块和后一个信号块之间。它们也可以成对插入以形成增强训练序列202。每对训练序列中的一个训练序列是另一个训练序列的负数。
应理解，在上述描述或图2中没有任何内容排除在帧结构中的一个信号块和后一个信号块之间插入两个以上的训练序列的情况。
发送链可以在一个信号块和后一个信号块之间插入至少一个训练序列。也可以在特定信号块之前和之后插入相同的训练序列。这为帧结构提供了可由接收机利用的循环卷积属性。优选地，发送链还将配对训练序列的顺序从一对训练序列反转到下一对训练序列。因此，在一对训练序列中，在负版本的训练序列之前插入正版本的训练序列，而在下一对训练序列中，在正版本的训练序列之前插入负版本的训练序列。发送链还可以在连续的训练序列对之间改变信号块的数量。每对训练序列之间信号块的数量可以是可以根据信道的特征进行调整的系统参数。
训练序列可以是接收机使用的以辅助接收操作的任何数据序列。在一个示例中，每个训练序列都是所谓的独特码(Unique Word，UW)。这是发送机和接收机都知道的序列。优选地，发送链形成帧结构，使得UW周期性地插入到发送的信号中，并且以时分多址(TimeDivision Multiple Access，TDMA)方式与数据信号共享时间资源。周期性的插入UW提供了大量可以被接收机用于同步、硬件损伤补偿和信道估计等目的的训练信号。优选地，UW被形成为具有低PAPR，使得可以在接收机处提供用于信道估计的增强SNR。
图3示出了这种帧结构的示例，图3示出了实现图2的训练序列的UW(302)。用户被分组到不同的时隙中。信号块301可用于根据不同的发送方案来承载数据。在一个示例中，信号块可用于承载OFDM或SC波形。单载波和OFDM波形都在一个子帧内是可能的。发送机能够在一帧内从一个波形灵活地切换到另一个波形。该切换可以通过信道条件触发。因此，帧结构能够统一空中接口并对OFDM和SC波形的收发器处理进行组合。
通过使两种发送方案能够共享单个发送链来，SC和OFDM波形组合成单帧结构优化了收发器结构中的资源使用。图4的上半部分示出了一个示例。发送链总体上以401示出，并包括符号映射器402、逆变换块403和用于在相邻信号块之间插入一个或多个UW的加法块404。发送链还包括用于生成SC波形但不生成OFDM的变换块405。图4的下半部分示出了接收链的示例。接收链总体上以406示出。该接收链包括用于从接收的信号块中移除UW的移除块407、组合的变换和均衡器块408以及符号解映射器411。接收链还包括用于SC信号块的逆变换块410和用于OFDM信号块的组合的变换、逆变换和噪声过滤块409。除了在图4所示的SC和OFDM信号路径之间共享组件之外，当接收链和发送链一起作为单个收发器实现时，接收链和发送链也可以共享功能块和硬件组件。
图5示出了如何将发送数据格式化为帧结构的示例。在步骤501中，形成信号块。可以将信号块定义为包含N个信号样本的块。在一个示例中，生成帧结构以与预先存在的CP-OFDM以及基于UW的信号结构兼容。N相适应地是等效CP-OFDM信号结构的DFT块的大小。如上所述，N个信号样本可以是OFDM格式或SC格式。
对于OFDM和SC信号，在频谱边缘保留空(NULL)子载波。对于SC信号，这可以通过DFT扩展并具有比DFT块更大的逆DFT(即，IDFT)块实现。空子载波的数量可以定义为：NNULL-1，NNULL表示频谱边缘的空子载波和DC子载波的总数。相应地，使用的子载波的数量是ND＝N-NNULL。
正常UW或增强UW(或任何其他合适的训练序列)附加到每个信号块。在步骤502和503中生成这些序列。UW是已知的序列。优选地，该UW具有适于同步、功率检测、信道估计等目的的特定设计。正常UW的长度为NCP。适当地，NCP是等效CP-OFDM信号结构的CP的长度。增强UW的长度为2NCP。优选地，UW与信号块具有在其频谱边缘的保留为空子载波的相同比例的子载波。
首先可以通过形成频域序列生成UW(步骤502)。在可用子载波集合中，所有偶数子载波设置为零。只有奇数子载波被分配非零值。使用的子载波的数量可以为(对于增强UW)：
NDUW＝ceil(2NCPND/N)
其中ceil()是取大于或等于其输入参数的最小整数的函数。
可以将NDUW使用的子载波集合内的奇数子载波的数量定义为NoddUW。奇数子载波被分配非零值。优选地，这些值取自恒包络零自相关(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation，CAZAC)序列。CAZAC序列由于其恒定的幅值而提供了良好的PAPR特性。因此，生成了长度为NoddUW的CAZAC序列，并将其值分配给使用的奇数子载波集合(该集合排除空子载波)。所得到的增强UW的频谱具有2NCP个子载波。图6的上半部示出了增强UW的频谱的示例，其示出了设置为零的DC子载波(601)和其他偶数子载波(602)以及分配了恒定幅值的奇数子载波(603)。通过该设计，可以自动避免DC子载波。子载波也更均匀地分布在频谱上，这对于改善信道估计很重要。
通过采用频谱的离散傅立叶逆变换(inverse discrete Fourier transform，IDFT)形成时域版本的UW(步骤503)。对于长度为2NCP的频谱，变换的结果为增强UW。时域序列由两部分组成：每个部分是具有附加线性相位旋转的CAZAC序列的IDFT。根据DFT的属性，仅向奇数子载波分配非零值会导致时域序列的特定结构。序列中的第二序列是第一序列的负版本。这在图6的下半部分表示为[UW，-UW]。此外，由于DFT和IDFT都没有改变CAZAC序列的CAZAC属性，并且线性相位旋转也不改变PAPR，所以时域序列保持了频域序列的良好的自相关属性和低PAPR。
最后，通过将时域UW插入到时域信号块流中，形成完整的帧结构(步骤504)。除了具有增强UW的信号块之外，正常UW被附加到每个信号块。该正常UW可以是负版本或正版本。增强UW附加到每个第K个信号块。K是可以根据信道移动性进行调整的系统参数。例如，信道变化越快，K就越小。增强UW也在每K个符号块处反转，例如从[UW，-UW]反转为[-UW，UW](如图3所示)。
可以由发送机(或其他地方)的信道监视块自适应地确定K。例如，可以根据信道最大多普勒频移或信道相干时间(可以通过用户反馈获得)来确定K。一种确定K的适当机制是：
Figure BDA0001955920650000061
其中Fs是信号的采样频率，Tc是信道的相干时间，NGI＝NCP。
也可以在电信标准中预定义K值的集合。例如，接入点或类似网关可以基于用户反馈或多普勒频率测量确定要使用哪个K值。然后，接入点可以向系统中的发送机分配适当的K值。
可以通过发送机或接入点向接收机通知适用于特定传输的K的值。另一种选择是接收机通过使接收的信号与已知的UW和增强UW序列相关识别增强UW的位置。不同的UW序列将具有不同的相关结果，因此，接收机可以使用两者估计选择的K。这样，对于K的自适应就不需要额外的信令。
在接收机处，可以通过图7所示的过程来执行信道估计。接收的增强信号块的前半部分可能被前面的信号块破坏。丢弃接收的增强UW的前半部分r1[n](701)。然后将接收的增强UW的后半部分r2[n]的负版本附加到该后半部分(702)，使得该序列的长度恢复为2NCP。然后在得到长度为2NCP的序列中执行DFT。在DFT结果中，只有使用的子载波集合中的奇数子载波具有非零值。然后可以基于奇数子载波来执行信道估计。例如，这可以涉及使用最小二乘(Least Square，LS)估计和维纳滤波，以降低噪声影响并在奇数子载波之间进行内插。
可以使用任何合适的机制解调波形。最合适的机制通常取决于采用什么传输方案来发送数据。下面将描述三种适用于基于UW的OFDM/SC波形的方法。
在下面的描述中，N是数据块的长度/FFT的大小，NUW是UW的长度，L是估计的信道脉冲响应的长度。每个时域信号块之后是训练序列，该训练序列在下文被称为UW，但也可以是任何合适的训练序列。
方法1：循环卷积的重构
图8示出了该方法，图8示出了在801处接收的信号块及其附随的UW。首先从接收的UW及其信号块中减去具有估计的信道脉冲响应的UW的线性卷积(802)。接收的信号包括每个UW渗漏到其后一个信号块(806)以及每个信号块渗漏到其后一个UW(807)。减法操作移除这些信号块中的第一个(803)以形成减法信号块803。在UW的位置处获得信号块和信道脉冲响应的线性卷积的(噪声)尾部(即最后L-1个样本)(803)。然后，将获得的尾部加到接收的数据块的首部(即第一个L-1个样本)(804)，给信号一个类似CP-OFDM的形式(805)。从此，可以如传统的CP-OFDM或基于CP的SC波形那样执行解调和均衡。
方法2：使用(N+NUW)-DFT进行解调
从图8可以看出，可以将接收的信号块及其后缀的UW视为扩展的(N+NUW)-IDFT块，对于该扩展(N+NUW)-IDFT块，其后缀到前一块的UW作为CP。因此，可以通过采用扩展接收的块的(N+NUW)-DFT并使用估计的信道脉冲响应的(N+NUW)对其进行均衡来执行单抽头均衡。然后可以计算均衡的信号的(N+NUW)-IDFT，并丢弃对应于UW的样本。如果是SC波形，则在此处解调停止。如果是OFDM波形，则应计算剩余样本的N-DFT，这给出了均衡的数据信号。
方法3：使用(2N)-DFT进行解调
方法2的一个缺点是它需要计算大小不是2的幂的(I)DFT。这导致实现DFT的复杂度可能增加。本节中描述的方法旨在克服该缺点。该方法可以与上述涉及在相邻信号块之间插入增强UW的技术一起实现，或者可以独立使用，例如，用于单UW方案(如图9所示)。图11示出了适于实现该技术的结构的示例，包括接收链1101、减法器1102、信道估计器1103和滤波器1104。
与图1一样，图11中所示的结构(以及本文包括的所有方框装置图)旨在对应于多个功能块。仅用于说明的目的。如前所述，特别地，接收链可能包括专用硬件以执行诸如串行到并行转换(反之亦然)、混频、符号解映射、频率变换和滤波等功能。在其他实现中，至少一些功能块可以全部或部分地由在软件控制下工作的处理器实现。这种块的示例可以是信道估计器。图4示出了接收链的一个具体示例，但是，如前所述，应当理解，本发明的范围不限于任何特定的波形或电信协议。
图9和10示出了解调方法的示例。首先，接收链接收被格式化为帧结构的数据，该帧结构包括散布有UW的信号块(步骤S1001)。信道估计器通过将UW与信道脉冲响应进行卷积来估计当通过信道从发送机接收时UW将采取何种形式(步骤S1002)。与方法1一样，从每个信号块及UW相邻的UW线性卷积中减去该估计(参见图9中的901，步骤S1003)。通过将N-NUW填充为零，得到的长度为N+NUW的扩展块(902)包含数据块和信道脉冲响应的线性卷积，进一步被扩展(参见图9中的903，步骤S1004)，使得其总长度为2N。
然后，使用信道脉冲响应的(2N)-DFT将(2N)-DFT应用于零填充块，然后进行单抽头均衡(步骤1005)。可以从所得信号的偶数位置提取解调和均衡的信号(步骤S1006)。如果是SC波形，则执行(2N)-IDFT并丢弃最后N个样本。然后，解调停止，即(2N)-IDFT的第一个N个样本是期望的均衡信号。如果是OFDM波形，则IDFT是可选的。对于OFDM信号，IDFT的替代方案是应用与IDFT具有相同效果的滤波操作，然后丢弃最后N个样本。然后对OFDM信号的剩余N个信号样本执行附加的N-DFT。
可以将上述(2N)-IDFT的操作、丢弃最后N个样本和N-DFT视为降低噪声影响的频谱滤波操作。也可以使用以下N×(2N)滤波矩阵，在(2N)-DFT的频域中直接执行该滤波
Figure BDA0001955920650000081
其中，FN是M-DFT矩阵，0N×N是全零N×N矩阵。
图4的下半部分示出了适合于对SC和OFDM波形执行图10所示方法的接收链的示例。
通过数值模拟，将基于增强UW的信道估计方案与现有方案进行比较。这些模拟的一些结果如图14所示。图12和13示出了一些模拟的结果。解调方案也已经过测试。图14示出了一些模拟的结果。
与基于增强UW的信道估计方案进行比较的方案包括：
·类似于LTE中使用的基于分散导频的信道估计；
·增强(双)UW设计，类似于背景技术部分描述的双PN序列，但是在每对信号块之间插入了特殊构造序列的两个相同副本。
应用了以下模拟参数：
·DFT大小：N＝256；
·CP/UW长度：NCP＝NUW＝16；
·对于分散导频方案，每6个子载波之间插入一个小区特定参考信号(cell-specific reference signal，CRS)。对于N＝256，给出了总共42个导频子载波。
·使用CRS时，数据子载波用QPSK符号进行调制；
·信道：瑞利(Rayleigh)；14个抽头；
·使用CRS时的导频开销设置为大约18％(对于具有导频的OFDM符号)；
·增强UW的额外开销设置为大约6％(对应于K＝1)，这是最坏的场景，因为每个OFDM符号都附加增强UW。
图12示出了双UW方案的时域信号、具有QPSK调制的OFDM信号和所提出的基于奇数子载波的增强UW。还给出了不同信号的PAPR值。如图所示，所提出的设计实现了约为2.6dB的最低PAPR。与OFDM信号相比，PAPR比约7.4dB更低，使得理论功率提升高达7.4dB。在实践中，功率提升优选地更低。适用于超宽带的功率提升可能是3dB或6dB。
图13示出了对于不同方案随SNR变化的信道估计的归一化均方误差(Mean SquareError，MSE)的函数。如图所示，所提出的基于增强UW的方案与基于CRS的方案(具有18％的开销)具有非常接近的性能，具有更少的开销(<6％)以及3dB的功率提升。通过6dB的功率提升，所提出的方案比基于CRS的方案高出2.5dB。利用提升值，所提出的方案比双UW方案的性能提高了2dB。考虑到图12中的PAPR值，所提出的增强UW的6dB功率提升是合理的。
图14示出了与UW-OFDM相比不同解调方案的CP-OFDM的误码率(Bit Error Rate，BER)。使用了802.11ad信道模型。如图所示，解调方法1由于尾部重构产生的附加噪声而具有恒定的性能损失。方法2和方法3与CP-OFDM具有相同的性能。方法2具有一些缺点，例如与分散导频和上行链路频分多址(Frequency Division Multiple Access，FDMA)不兼容，而方法3在与CP-OFDM兼容的同时表现出相同的性能。
申请人在此独立地公开了本文所述的每个单独的特征以及两个或更多个这样的特征的任意组合，只要根据本领域技术人员的公知常识，这些特征或组合能够基于本说明书作为整体根据共同的一般性来执行，不管这些特征或特征的组合是否解决了本文公开的任何问题，并不限制权利要求的范围。申请人指出，本发明的各方面可以包括任何这样的单独特征或特征组合。鉴于以上描述，对于本领域技术人员显而易见的是，可以在本发明的范围内进行各种修改。

Claims (14)

1.发送机，包括：
发送链，用于将发送数据格式化为帧结构，并且在所述帧结构中的信号块和其后一个信号块之间插入两个训练序列，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列；以及
序列发生器，用于形成所述两个训练序列，使得第一个训练序列是第二个所述训练序列的负数。
2.如权利要求1所述的发送机，所述序列发生器用于形成所述训练序列，使得只有奇数子载波具有非零值。
3.如权利要求1或2所述的发送机，所述序列发生器用于通过以下方式形成第一训练序列：
生成恒包络零自相关CAZAC序列；以及
为每个奇数子载波分配来自所述CAZAC序列的对应值。
4.如权利要求1或2所述的发送机，所述序列发生器用于将训练序列所表示的频谱的外部界限处的一个或多个奇数子载波设置为零。
5.如权利要求1或2所述的发送机，所述发送链用于在具有两个训练序列的信号块对之间改变插入帧结构中的信号块的数量，并且根据发送数据的信道的特性，改变所述数量。
6.如权利要求1或2所述的发送机，所述发送链用于在一些信号块对之间仅插入一个训练序列，并且在其他信号块对之间插入两个训练序列。
7.如权利要求1或2所述的发送机，所述发送链用于，对于在第一训练序列或第二训练序列之前的每个信号块，将相应的所述第一训练序列或所述第二训练序列的另一个训练序列接在所述信号块的后面。
8.如权利要求1或2所述的发送机，所述发送链用于将第一训练序列和第二训练序列的顺序从插入在所述帧结构中的信号块及其后一个信号块之间的两个训练块的一个实例反转到下一个实例。
9.如权利要求1或2所述的发送机，所述发送链用于在所述信号块的一个信号块中发送单载波数据，在所述信号块的另一个信号块中发送多载波数据。
10.如权利要求1或2所述的发送机，所述序列发生器用于形成每个训练序列，以表示所述数据被发送到的接收机已知的独特码。
11.一种方法，包括：
将发送数据格式化为帧结构，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列；
将两个训练序列插入所述帧结构中的信号块和其后一个信号块之间；以及
形成所述两个训练序列，使得第一个训练序列是第二个训练序列的负数。
12.一种接收机，包括：
接收链，用于接收被格式化为帧结构的数据，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列；
信道估计器，用于当训练序列被所述接收机接收时，估计所述训练序列采取何种形式；以及
减法器，用于：
从接收的信号块及其相邻训练序列中减去由估计所预测的以包括在所述接收的信号块及其所述相邻训练序列的训练序列的任何部分，以形成减去的信号块；以及
对所述减去的信号块进行零填充，使其长度为发送的信号块长度的两倍，并输出填充的信号块以转换到频域。
13.如权利要求12所述的接收机，包括滤波器，所述滤波器用于均衡所述填充的信号块，丢弃一半均衡的信号，并输出另一半所述均衡的信号用于进一步处理。
14.一种方法，包括：
接收被格式化为帧结构的数据，所述帧结构包括信号块以及在所述信号块之间散布有用于辅助接收操作的训练序列；
当训练序列被所述接收机接收时，估计所述训练序列采取何种形式；
从所述信号块及其相邻训练序列中减去由估计所预测的以包括在接收的信号块及其所述相邻训练序列的训练序列的任何部分，以形成减去的信号块；以及
对所述减去的信号块进行零填充，使其长度为所述接收的信号块长度的两倍，并输出填充的信号块以转换到频域。
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